JP5178881B2 - 蓄電装置 - Google Patents

Description

本発明は、高エネルギーの蓄電器を複数個直列に接続したものを制御する蓄電装置に係り、特に、複数個の蓄電器を直列に接続した蓄電モジュールを制御する下位の制御装置と、複数の下位制御装置に指令を出す上位制御装置を用いたものに好適な蓄電装置に関する。

従来の蓄電装置では、例えば、特開平１０−３２２９２５号公報に記載されているように、直列に接続した複数の単電池を組電池として、複数の組電池を更に直列に接続すると共に、各組電池毎に下位の制御装置を備え、上位の制御装置から下位の制御装置に指令を送る構成としている。ここで、下位制御装置は、対応する組電池が備える単電池の状態を監視する。組電池数と同数設けられた下位制御装置は、組電池を介して電気的に直列に接続されており、上位の制御装置と下位制御装置間の信号伝達及び下位制御装置同士の信号伝達には、フォトカプラ等の絶縁手段を用いて、制御装置間の電位差に影響されない構成としている。

また、下位制御装置は、例えば、特開２０００−９２７３２号公報に記載されているように、単電池の容量調整を行うものである。容量調整とは、単電池にスイッチを介して抵抗を並列に接続し、電圧検出回路で計測した単電池の電圧が高い場合に上記スイッチを駆動して蓄えられた電気量の一部を放電し、単電池間の電圧差を小さくすることである。特に、開路電圧と残存容量の相関性が高い非晶質系炭素を負極活物質に用いたリチウムイオン電池では、単電池間の電圧差を小さくすることで各単電池の容量を均等化することが有効である。

また、近年、二次電池と同等な電気量を蓄積でき、かつ二次電池に比べて寿命劣化の少ないウルトタキャパシタが用いられるようになっている。ウルトラキャパシタにおいても、例えば、特開２００１−３７０７７号公報に記載されているように、キャパシタセル間の電圧均等化法が採用されている。この方法は、キャパシタセルに並列にスイッチを接続し、キャパシタの電圧を検出して電流の一部をスイッチにバイパスさせる回路を設けるものであり、先の特開２０００−９２７３２号公報と類似している。

下位制御装置は、単電池或いはキャパシタセルの電圧を検出し、電圧が高い場合に、前述のスイッチを駆動して容量調整している。一方、上位制御装置は、下位制御装置に容量調整を実施させるための指令信号を送る。特開２０００−９２７３２号公報に記載されているものでは、下位制御装置が起動時に組電池の各単電池の開放電圧を測定し、その値を上位制御装置に伝える。上位制御装置は全ての下位制御装置から得た開放電圧の値から容量調整時の電圧基準値を計算して、再び、下位制御装置に指令する。

特開平１０−３２２９２５号公報 特開２０００−９２７３２号公報 特開２００１−３７０７７号公報 特開２０００−９２７３２号公報

本発明が解決しようとする課題としては、以下の３つがある。第１は、コストの問題である。二次電池やウルトラキャパシタは電気自動車、或いはハイブリッド電気自動車用の蓄電装置として期待されているが、量産化に向けて低コスト化を達成することが求められている。蓄電装置の低コスト化には単電池或いはキャパシタセル自体の低コスト化と共に、複数個を備える下位制御装置複数の低コスト化が必要である。この方法としては、下位制御装置をＩＣ（集積回路）化することが有効である。

しかしながら、下位制御装置をＩＣ化した場合においても、上位の制御装置と下位制御装置間の信号伝達及び下位制御装置同士の信号伝達に用いるフォトカプラ等の絶縁手段は残る。リチウムイオン電池の場合を例とすれば、この電位差は単電池の電圧を３．６Ｖと仮定し、全部で４０ヶの電池を直列に接続した場合、最低電位の電池と最高電位の電池の電位差は１４４Ｖになる。この例で、仮に単電池４ヶづつを組電池とした場合、１０ヶの下位制御装置を備えることになり、それぞれの下位制御装置が入出力用に２ヶ程度の絶縁手段を備えるとすれば、合計２０ヶの絶縁手段が必要になり、制御装置のコストが高くなると言う問題があった。

第２は、信頼性の問題である。蓄電装置の負荷として接続されるインバータ装置等が発生するノイズによって指令信号に外乱が入る可能性があり、こうした外乱に対して、上位制御装置から下位制御装置に指令を与える場合、信号伝達の信頼性が低下するという問題があった。

第３は、電圧検出の精度の問題である。複数の下位制御装置は、それぞれ電圧検出回路を備え、対応する蓄電モジュールに具備された蓄電器の電圧を検出するが、電池の電圧検出精度は許容される誤差が数十ｍＶと高精度な性能が必要とされる。非晶質系炭素を負極活物質に用いたリチウムイオン電池は、開放電圧と残存容量の相関性がニッケル水素電池等他の電池に比べて明確であるが、リチウムイオン電池の場合でも容量調整における電圧均等化の許容誤差は±５０ｍＶ以下と言われている。尚、５０ｍＶの電圧はリチウムイオン電池の残存容量に換算すると約５％に相当する。リチウムイオン電池の最高電圧は約４．２Ｖであるが、上記５０ｍＶは４．２Ｖに対して１．２％にあたり、電圧検出の精度が厳しいことが分かる。

高精度な電圧検出を達成するためには、十数ビットのＡ／Ｄコンバータを用いることが一般的であるが、Ａ／Ｄコンバータの精度は基準電圧源の精度に依存するため、下位制御装置は誤差が極めて小さい（例えば±２５ｍＶ程度）の高精度基準電圧源が必要になる。ここで、各下位制御装置はそれぞれ、電位の異なる組電池に接続されるため、高精度基準電圧源を複数の下位制御装置で共通化することは難しく、それぞれの下位制御装置が独立した高精度基準電圧源を備えていた。すなわち、電圧検出の高精度化を図るには、複数の下位制御装置がそれぞれ備える基準電圧源のコストが高くなると言う問題があった。

本発明の目的は、絶縁手段の個数を低減して、低コストな制御装置を備えた蓄電装置を提供することにある。

上記目的を達成するため、本発明は、電気的に直列に接続された複数の蓄電器を有する蓄電モジュールが電気的に直列に接続された複数の蓄電モジュールと、前記各蓄電モジュールに対応して設けられ、対応する蓄電モジュールが有する複数の蓄電器のそれぞれの端子電圧を検出する複数の下位制御装置と、前記複数の下位制御装置が電気的に直列に接続されて構成された第１信号伝送路と、上位制御装置と、電気的な接続を絶縁する絶縁手段を有し、前記電気的に直列に接続された複数の下位制御装置と前記上位制御装置との間において信号を、前記絶縁手段を介して伝送する第２信号伝送路と、を有し、前記各下位制御装置は、対応する蓄電モジュールが有する複数の蓄電器のそれぞれの端子電圧を受け、これをディジタル値に変換するＡ／Ｄコンバータと、伝送されてきた電気信号を受信する信号入力回路と、電気信号を送信する信号出力回路と、ロジック回路と、対応する蓄電モジュールから供給された電圧から動作電圧を生成する電源回路と、を有しており、前記第１信号伝送路は、一の下位制御装置のロジック回路から出力された、次の下位制御装置のロジック回路に伝送される信号によって前記一の下位制御装置の信号出力回路が動作して、前記一の下位制御装置のロジック回路から出力された信号が前記一の下位制御装置の信号出力回路から前記次の下位制御装置の信号入力回路に電気信号の状態で伝送されると共に、前記伝送された電気信号によって前記次の下位制御装置の信号入力回路が動作して、前記一の下位制御装置のロジック回路から出力された信号が前記次の下位制御装置のロジック回路に伝送されるように構成されており、前記第１信号伝送路を電気信号の状態で伝送した信号は前記第２信号伝送路に伝送され、前記第２信号伝送路は、受信した信号が前記絶縁手段を介して前記上位制御装置に伝送されように構成されており、前記電気的に直列に接続された複数の下位制御装置に対して前記上位制御装置から前記第２信号伝送路を介して起動信号或いは休止信号が出力された場合、前記複数の下位制御装置は、前記起動信号或いは休止信号が前記複数の下位制御装置の一つから前記複数の下位制御装置の電気的な直列接続の順にしたがって前記各下位制御装置に伝送されることにより、起動状態或いは休止状態になるものである。
かかる構成により、絶縁手段の個数を低減して、低コストな制御装置とし得るものとなる。

本発明によれば、制御装置を低コスト化することができる。

本発明の一実施形態による蓄電装置の全体構成を示す回路図である。 本発明の一実施形態による蓄電装置に用いる下位制御装置内部の構成を示す回路図である。 本発明の一実施形態による蓄電装置の中の下位制御装置に用いる出力回路６及び入力回路４の第１の構成を示す回路図である。 本発明の一実施形態による蓄電装置の中の下位制御装置に用いる出力回路６及び入力回路４の第２の構成例を示す回路図である。 本発明の一実施形態による蓄電装置の制御内容を示すフローチャートである。 本発明の一実施形態による蓄電装置における容量調整時の制御内容を示すフローチャートである。 本発明の一実施形態による蓄電装置に用いるＡ／Ｄコンバータの構成を示す回路図である。 本発明の一実施形態による蓄電装置に用いるＡ／Ｄコンバータにおけるタイミングチャートである。 本発明の一実施形態による蓄電装置に用いるＡ／Ｄコンバータの中の第一カウンタ９と第二カウンタ１０の構成を示す回路図である。 本発明の一実施形態による蓄電装置に用いるＡ／Ｄコンバータにおける真理値表である。 本発明の他の実施形態による蓄電装置の全体構成を示す回路図である。 本発明のその他の実施形態による蓄電装置における制御内容を示すタイミングチャートである。

以下、図１〜図１０を用いて、本発明の一実施形態による蓄電装置及びその制御方法について説明する。
最初に、図１を用いて、本実施形態による蓄電装置の全体構成について説明する。図１は、本発明の一実施形態による蓄電装置の全体構成を示す回路図である。

二次電池の単電池ＶＢ１，ＶＢ２，…，ＶＢ１２は、４ヶの単電池を直列に接続した形を蓄電モジュールとしている。電気自動車或いはハイブリッド電気自動車に用いられる二次電池装置は十数ヶから二十数ヶの蓄電モジュールを備える場合があるが、本実施形態では数多くのモジュールを直列に接続する場合でも同様な構成であることから、図１に示した例では、３ヶの蓄電モジュールを直列に接続した構成を例として示している。

図示する例では、最高電位にある第一の蓄電モジュールは、単電池ＶＢ１，…，ＶＢ４から構成されている。各単電池ＶＢ１，…，ＶＢ４の正極及び負極は、第一の下位制御装置ＩＣ−１が備える端子Ｔ１，Ｔ３，Ｔ５，Ｔ７，Ｔ９とそれぞれ接続される。また、単電池ＶＢ１の正極と負極間には、抵抗Ｒ１とスイッチ素子Ｓ１からなる容量調整回路を備えている。スイッチ素子Ｓ１のゲート端子には、下位制御装置ＩＣ−１の端子Ｔ２から制御信号が入力する。同様に、単電池ＶＢ２，単電池ＶＢ３，及び単電池ＶＢ４の正極と負極間には、それぞれ、抵抗Ｒ２とスイッチ素子Ｓ２、抵抗Ｒ３とスイッチ素子Ｓ３、及び抵抗Ｒ４とスイッチ素子Ｓ４の容量調整回路を備える。スイッチ素子Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のゲート端子はそれぞれ下位制御装置ＩＣ−１の端子Ｔ４，Ｔ６，Ｔ８から制御信号が入力する。

中間電位にある第二の蓄電モジュールは、単電池ＶＢ５，…，ＶＢ８を備えている。第一の蓄電モジュールと同様に、各単電池ＶＢ１，…，ＶＢ４の正極及び負極は、第二の下位制御装置ＩＣ−２が備える端子Ｔ１，Ｔ３，Ｔ５，Ｔ７，Ｔ９とそれぞれ接続される。また、単電池ＶＢ５，…，ＶＢ８も、それぞれ正極と負極間に、抵抗Ｒ５とスイッチ素子Ｓ５、抵抗Ｒ６とスイッチ素子Ｓ６、抵抗Ｒ７とスイッチ素子Ｓ７、及び抵抗Ｒ８とスイッチ素子Ｓ８を直列に接続した容量調整回路を備える。

同様に、最低電位にある第三の蓄電モジュールは、単電池ＶＢ９，…，ＶＢ１２の単電池を備えている。各単電池ＶＢ９，…，ＶＢ１２の正極及び負極は、第三の下位制御装置ＩＣ−３が備える端子Ｔ１，Ｔ３，Ｔ５，Ｔ７，Ｔ９とそれぞれ接続される。単電池ＶＢ９，…，ＶＢ１２も、正極と負極間にそれぞれ抵抗Ｒ９とスイッチ素子Ｓ９、抵抗Ｒ１０とスイッチ素子Ｓ１０、抵抗Ｒ１１とスイッチ素子Ｓ１１、及び抵抗Ｒ１２とスイッチ素子Ｓ１２を直列に接続した容量調整回路を備えており、各スイッチ素子は第三の下位制御装置ＩＣ−３で駆動される。

なお、各下位制御装置ＩＣ−１，ＩＣ−２，ＩＣ−３の内部構成，機能と周辺部品の構成については、図２以降を用いて後述する。

次に、各下位制御装置ＩＣ−１，ＩＣ−２，ＩＣ−３の接続関係について説明する。単電池ＶＢ４と単電池ＶＢ５が直列に接続されることから、第一の下位制御装置ＩＣ−１と第二の下位制御装置ＩＣ−２は直列に接続されており、同様に第二の下位制御装置ＩＣ−２は第三の下位制御装置ＩＣ−３と直列に接続される。

次に、上位制御装置ＭＰＵは、第一の下位制御装置ＩＣ−１から第三の下位制御装置ＩＣ−３に指令を与える。上位制御装置ＭＰＵが出力する制御指令は、フォトカプラＦ１，Ｆ２，Ｆ３で絶縁され、第一の下位制御装置ＩＣ−１の入力端子Ｉｎ−１，Ｉｎ−２，Ｉｎ−３に伝達される。フォトカプラＦ１，Ｆ２，Ｆ３の受光側トランジスタは、それぞれ、抵抗ＲＦ１，ＲＦ２，ＲＦ３に接続されている。抵抗ＲＦ１，ＲＦ２，ＲＦ３は、いずれも単電池ＶＢ１の正極から電源を供給される。第一の下位制御装置ＩＣ−１は、入力端子Ｉｎ−１，Ｉｎ−２，Ｉｎ−３に伝達された信号を、出力端子Ｏｕｔ−１，Ｏｕｔ−２，Ｏｕｔ−３から出力するが、出力端子Ｏｕｔ−１，出力端子Ｏｕｔ−２，及び出力端子Ｏｕｔ−３は、第二の下位制御装置ＩＣ−２が備える入力端子Ｉｎ−１，Ｉｎ−２，Ｉｎ−３と、それぞれ、電気的に非絶縁で接続される。

同様に、第二の下位制御装置ＩＣ−２は、入力端子Ｉｎ−１，Ｉｎ−２，Ｉｎ−３に伝達された信号を出力端子Ｏｕｔ−１，Ｏｕｔ−２，Ｏｕｔ−３から出力する。第二の下位制御装置ＩＣ−２の出力端子Ｏｕｔ−１，…，Ｏｕｔ−３は、第三の下位制御装置ＩＣ−３が備える入力端子Ｉｎ−１，Ｉｎ−２，Ｉｎ−３とそれぞれ、電気的に非絶縁で接続される。

最低電位の下位制御装置ＩＣ−３は、出力端子Ｏｕｔ−１，Ｏｕｔ−２，Ｏｕｔ−３から出力する信号で対応するトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２，ＴＲ３を駆動し、それぞれのトランジスタ第二の下位制御装置が接続されたフォトカプラＦ４，Ｆ５，Ｆ６を介して、信号を上位制御装置ＭＰＵに伝達させる。ここで、フォトカプラＦ４，Ｆ５，Ｆ６の発光側は、いずれも下位制御装置ＩＣ−３の基準電圧出力端子ＶＤＤに接続し、基準電圧出力端子ＶＤＤから電流の供給を得る。フォトカプラＦ４，Ｆ５，Ｆ６の発光側とトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２，ＴＲ３の間に設けた抵抗ＲＦ４，ＲＦ５，ＲＦ６は、それぞれ、フォトカプラＦ４，Ｆ５，Ｆ６の発光側に流れる電流を調整するために使用する。

下位制御装置ＩＣ−１の内部回路は、単電池ＶＢ４の負極を基準電位とし、この基準電位をＧＮＤ−１で表す。また、下位制御装置ＩＣ−２と下位制御装置ＩＣ−３の内部回路は、それぞれ、単電池ＶＢ８，単電池ＶＢ１２の負極を基準電位とし、この基準電位をＧＮＤ−２，ＧＮＤ−３で表す。各基準電位ＧＮＤ−１，…，ＧＮＤ−３は、いずれも対応する下位制御装置ＩＣ−１，…，ＩＣ−３で使用する個別なグランド端子である。一方、図１の全体の構成におけるグランドは、上位制御装置ＭＰＵに対する電源Ｖｃｃの負極とする。上位制御装置ＭＰＵと下位制御装置ＩＣ−１，…，ＩＣ−３は、フォトカプラＦ１，…，Ｆ６で絶縁されていることから、Ｖｃｃの負極と各基準電位ＧＮＤ−１，…，ＧＮＤ−３の間も絶縁されている。

下位制御装置ＩＣ−１，…，ＩＣ−３に備える各端子と周辺部品に関しては図２で説明するが、各制御装置ＩＣ−１，…，ＩＣ−３での違いは、各々に設けた端子Ａ１，…，Ａ３，及び端子Ｂ１，Ｂ２の電位である。これらの端子は、図７で述べる電圧検出の誤差を補正するための端子であり、下位制御装置ＩＣ−１から下位制御装置ＩＣ−３が個別に持つ電圧検出誤差に応じて、端子Ａ１，…，Ａ３，及び端子Ｂ１，Ｂ２に、「１」又は「０」のディジタル値を与える。ここで、「１」は下位制御装置の基準電圧ＶＤＤ、「０」は下位制御装置毎の個別グランドＧＮＤ−１，…，ＧＮＤ−３の電位である。上記電圧検出誤差は、下位制御装置ＩＣ−１から下位制御装置ＩＣ−３で異なるため、図１の例においても、各下位制御装置ＩＣ−１，…，ＩＣ−３で、端子Ａ１，…，Ａ３，及び端子Ｂ１，Ｂ２の「１」又は「０」の値は異なることを記載している。

上位制御装置ＭＰＵは、蓄電モジュールに流れる充電及び放電の電流を絶縁型の電流検出器ＣＴで検出する。また、直列に接続された蓄電モジュールの電圧合計値を抵抗ＲＶ１，ＲＶ２で分圧して検出する。ここで、上位制御装置ＭＰＵと各蓄電モジュールは絶縁されることから、抵抗ＲＶ１，ＲＶ２で分圧した電圧は一旦、電圧−周波数変換器ＶＦによりパルス信号に変換され、ＶＦの出力をフォトカプラＦ７を介して上位制御装置ＭＰＵに伝達する。上位制御装置ＭＰＵは、フォトカプラＦ７より得た電圧−周波数変換器ＶＦの出力から蓄電モジュールの総電圧を読み取り、この値と電流検出器ＣＴから得た電流を元に３ヶの蓄電モジュールに対する平均的な残存容量を演算する。

電気自動車或いはハイブリッド電気自動車において十数ヶから二十数ヶの蓄電モジュールを備える場合、最上位の下位制御装置ＩＣ−１と最下位の下位制御装置ＩＣ−３が上位制御装置ＭＰＵとフォトカプラを介して接続する構成は図１と同じである。蓄電モジュールと同数設けられる下位制御装置の残り十数ヶから二十数ヶは、図１の下位制御装置ＩＣ−２と同様に入力端子Ｉｎ−１，Ｉｎ−２，Ｉｎ−３が１つ高電位の蓄電モジュール用に設けられた下位制御装置の出力端子と、またと出力端Ｏｕｔ−１，Ｏｕｔ−２，Ｏｕｔ−３がそれぞれ、１つ低電位の蓄電モジュール用に設けられた下位制御装置の入力端子とそれぞれ、非絶縁で接続される。

図示する例では、絶縁手段としては、７個のフォトカプラＦ１，…，Ｆ６，Ｆ７を用いている。図示の例では、３個の下位制御装置ＩＣ−１，…，ＩＣ−３から構成される場合を示しているが、下位制御装置が例えば、１０個になった場合でも、絶縁手段であるフォトカプラの個数は、７個でよいものである。一方、従来の構成では、単電池４ヶづつを組電池とし、１０ヶの下位制御装置を備えた場合、それぞれの下位制御装置が入出力用に２ヶ程度の絶縁手段を備えるため、合計２０個の絶縁手段が必要になる。それに対して、本実施形態では、常に７個で良いため、絶縁手段の個数を低減して、制御装置のコストを低減することができる。

次に、図２を用いて、本実施形態による蓄電装置に用いる下位制御装置内部の構成について説明する。図２は、本発明の一実施形態による蓄電装置に用いる下位制御装置内部の構成を示す回路図である。なお、図２においては、下位制御装置ＩＣ−１の構成について示しているが、他の下位制御装置ＩＣ−２，ＩＣ−３も同様である。また、図１と同一符号は、同一部分を示している。

スイッチ素子の駆動手段Ｄｒ１，Ｄｒ２，Ｄｒ３，Ｄｒ４は、それぞれ、容量調整用のスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４の制御端子に接続されており、それぞれのスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を駆動する。駆動手段Ｄｒ１，Ｄｒ２，Ｄｒ３，Ｄｒ４は、それぞれ、下位制御装置ＩＣ−１内部のロジック回路３から信号を得て、スイッチ素子Ｓ１，…，Ｓ４を個別に駆動する。

アナログスイッチＡＳ１，ＡＳ２，ＡＳ３，ＡＳ４は、一端が単電池の正極にそれぞれ接続され、他端がキャパシタＣ１の＋端子Ｃ１Ｐに共通接続されている。同様に、アナログスイッチＢＳ１，ＢＳ２，ＢＳ３，ＢＳ４も、一端が単電池の負極にそれぞれ接続され、他端がキャパシタＣ１の−端子Ｃ１Ｎに共通接続されている。また、キャパシタＣ１の＋端子Ｃ１Ｐには、アナログスイッチＣＳ１を接続し、アナログスイッチＣＳ１の他端は、第二のキャパシタＣ２の＋端子Ｃ２Ｐに接続される。更に、キャパシタＣ２の−端子Ｃ１Ｎには、アナログスイッチＣＳ２を接続し、アナログスイッチＣＳ２の他端は第二のキャパシタＣ２の−端子Ｃ２Ｎに接続する。

アナログスイッチＡＳ１とアナログスイッチＢＳ１，ＡＳ２とＢＳ２，ＡＳ３とＢＳ３，ＡＳ４とＢＳ４はそれぞれペアであり、同時にオン、オフする。また、（ａ）アナログスイッチＡＳ１，アナログスイッチＢＳ１と、（ｂ）アナログスイッチＡＳ２，アナログスイッチＢＳ２と、（ｃ）アナログスイッチＡＳ３，アナログスイッチＢＳ３と、（ｄ）アナログスイッチＡＳ４，アナログスイッチＢＳ４の各ペアは、４つのマルチプレクサ用スイッチとして働く。即ち、（ａ），…，（ｄ）のマルチプレクサ用スイッチで単電池ＶＢ１，…，ＶＢ４のいずれか１つを選択し、選択した単電池と第一のキャパシタＣＳ１を接続する。一方、アナログスイッチＣＳ１とアナログスイッチＣＳ２も同時にオン、オフし、これらがオンすると第一のキャパシタＣＳ１と第二のキャパシタＣＳ２を接続する。

アナログスイッチＣＳ１とアナログスイッチＣＳ２がオンする動作モードを（ｅ）とすると、例えば、単電池ＶＢ１の電圧を計測する場合、ロジック回路３は、（ａ）アナログスイッチＡＳ１，アナログスイッチＢＳ１のペアをオンさせる第一のモードと（ｅ）アナログスイッチＣＳ１とアナログスイッチＣＳ２をオンさせる第二のモードを交互に繰り返す。この間、（ｂ），…，（ｄ）のマルチプレクサ用スイッチはオフを維持させる。この第一のモード（ａ）と、第二のモード（ｅ）を数百回、パルス的に繰り返すことにより、単電池ＶＢ１とアナログスイッチＣＳ１、及びアナログスイッチＣＳ２は最終的に同じ電圧になる。これは（ａ）と（ｅ）を１回実施することにより、単電池ＶＢ１とアナログスイッチＣＳ１、及びアナログスイッチＣＳ１とアナログスイッチＣＳ２の電位差に応じた電流が流れ、それぞれの電位差を軽減するためである。

また、（ｂ）アナログスイッチＡＳ２，アナログスイッチＢＳ２のペアをオンさせる第一のモードと（ｅ）アナログスイッチＣＳ１とアナログスイッチＣＳ２をオンさせる第二のモードを交互に繰り返し、この間、（ａ），（ｃ），（ｄ）のマルチプレクサ用スイッチはオフを維持させ、第一のモード（ｂ）と、第二のモード（ｅ）を数百回、パルス的に繰り返すことにより、単電池ＶＢ２とアナログスイッチＣＳ１、及びアナログスイッチＣＳ２は最終的に同じ電圧になる。

同様にして、（ｃ）アナログスイッチＡＳ３，アナログスイッチＢＳ３のペアをオンさせる第一のモードと（ｅ）アナログスイッチＣＳ１とアナログスイッチＣＳ２をオンさせる第二のモードを交互に繰り返して、単電池ＶＢ３とアナログスイッチＣＳ１、及びアナログスイッチＣＳ２は最終的に同じ電圧にできる。

また、（ｄ）アナログスイッチＡＳ４，アナログスイッチＢＳ４のペアをオンさせる第一のモードと（ｅ）アナログスイッチＣＳ１とアナログスイッチＣＳ２をオンさせる第二のモードを交互に繰り返して、単電池ＶＢ４とアナログスイッチＣＳ１、及びアナログスイッチＣＳ２は最終的に同じ電圧にできる。

図中、破線で示した電圧検出回路１は、上述したマルチプレクサ用スイッチ、アナログスイッチ、第一と第二のキャパシタを含む構成を有している。電圧検出回路１の出力は、アナログスイッチＣＳ２の正極電圧（Ｃ２Ｐ）である。正極電圧Ｃ２Ｐは、比較器ＣＭＰ１，ＣＭＰ２，ＣＭＰ３を用いて、それぞれ過充電電圧、過放電電圧、容量調整レベル等に対応する基準電圧と比較する。基準電圧は、基準電源回路２から供給される。また、電圧検出回路１の出力（Ｃ２Ｐ）は、検出セル電圧Ｖｘとして、Ａ／Ｄコンバータ７の入力へ伝えられ、Ａ／Ｄコンバータ７で正極電圧（Ｃ２Ｐ）のアナログ値をディジタル値に変える。Ａ／Ｄコンバータ７は、上述した端子Ａ１，…，Ａ３，及び端子Ｂ１，Ｂ２に与えられる信号によって、電圧検出誤差を補正することができる。

基準電源回路２は、単電池ＶＢ１−ＶＢ４の総電圧から一定電圧（例えば５Ｖ）を作ると共に、下位制御装置ＩＣ−１の外部に設けた基準電圧用素子ＶＲに電流を供給し、先の一定電圧より高精度な電圧を発生させ、この電圧を端子Ｖｒｅｆ−１から下位制御装置ＩＣ−１に取り込む。端子Ｖｒｅｆ−１から入力された電圧は数種類に分圧され、比較器ＣＭＰ１，ＣＭＰ２，ＣＭＰ３に応じた基準電圧として使用する。また、クロック発生器５は、下位制御装置ＩＣ−１の外部に設けた振動子ＣＺを用いてクロックを作り、ロジック回路３等で用いる。なお、入力回路４と出力回路６の詳細構成については、図３，図４を用いて後述する。

次に、図３を用いて、本実施形態による蓄電装置の中の下位制御装置に用いる出力回路６及び入力回路４の第１の構成について説明する。
図３は、本発明の一実施形態による蓄電装置の中の下位制御装置に用いる出力回路６及び入力回路４の第１の構成を示す回路図である。なお、図３では、下位制御装置ＩＣ−１の出力回路６と、下位制御装置ＩＣ−２の入力回路４の詳細について示している。また、図１，図２と同一符号は、同一部分を示している。

電源回路２のトランジスタＱは、電源制御回路８によって、ベース電流を制御され、端子ＶＤＤに一定電圧を出力しており、この一定電圧を出力回路６に供給する。

出力回路６は、端子ＶＤＤと下位制御装置ＩＣ−１のグランドＧＮＤ−１間に設けられ、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＰ１)と、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＮ１)からなる相補型スイッチを備えている。Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＰ１)と、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＮ１)の間には、抵抗Ｒ１４が接続されている。また、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＰ１)には、並列に、抵抗Ｒ１３が接続されている。相補型スイッチの出力は、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＰ３)のゲート端子に印加する。

ここで、ロジック回路３から出力された信号で、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＰ１)がオンすると、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＰ３)のゲート−ソース間をショートして、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＰ３)をオフさせる。また、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＮ１)がオンすると、端子ＶＤＤの電圧を、抵抗Ｒ１３と抵抗Ｒ１４で分圧した電圧が発生し、抵抗Ｒ１３の両端の電圧が、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＰ３)のゲート−ソース間に印加される。抵抗Ｒ１３の両端の電圧は、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＰ３)のゲートしきい値電圧より大きく、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＰ３)をオンさせるが、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＰ３)の出力電流を抑制するために、ゲートしきい値電圧よりわずかに大きい値に設定する（しきい値電圧より１Ｖ或いは２Ｖ程度高くする）。

この結果、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＰ３)は定電流スイッチとして働き、出力の定電流を下位制御装置ＩＣ−２の入力回路４に流し込む。Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＰ３)の出力端子と、端子ＶＤＤの間には、ダイオードＤ１と抵抗ＲＥ１を直列にした静電破壊防止回路を備え、出力端子Ｏｕｔ−１に外部からサージ電圧が入ると、このサージ電圧を抵抗ＲＥ１，ダイオードＤ１を介し、端子ＶＤＤ及び端子ＶＤＤに接続されたキャパシタＣＶ１にバイパスして、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＰ３)のゲートソース間がサージ電圧で静電破壊することを防止できる。また、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＰ３)の出力端子とＧＮＤ−１間にも、抵抗ＲＥ２と、ダイオードＤ２を静電破壊対策として備えるが、さらに、これらに加えて、ツエナーダイオードＺＤ１を直列に接続している。

図示するように、２ヶの下位制御装置ＩＣ−１，ＩＣ−２の入出力端子を非絶縁で接続すると、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＰ３)がオフの期間中に、出力端子Ｏｕｔ−１から入力端子Ｉｎ−１を通り、更に下位制御装置ＩＣ−２に接続された単電池を通ってＧＮＤ−１へ戻る電流経路が作られ、単電池の放電を招くことになる。これを放置すると、単電池は過放電状態になるため、上記電流経路に単電池電圧より高い降伏電圧を有するツエナーダイオードＺＤ１を放電電流遮断用として設けている。

次に、入力回路４の構成について説明する。下位制御装置ＩＣ−２の入力端子Ｉｎ−１は、抵抗ＲＥ４と抵抗ＲＥ６の直列接続を介して、単電池ＶＢ５の負極に接続している。したがって、入力端子Ｉｎ−１の基準電位は、ＧＮＤ−２より高い単電池ＶＢ５の負極電位になっている。入力端子Ｉｎ−１には、抵抗ＲＥ３を介して、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＮ２)のゲート端子を接続し、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＮ２)のソース端子も、抵抗ＲＥ６を介して、単電池ＶＢ５の負極に接続する。Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＮ２)のゲート端子と単電池ＶＢ５の正極の間には、ダイオードＤ３を、同様に、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＮ２)のゲート端子とソース端子の間には、ダイオードＤ４をそれぞれ静電破壊防止用に備える。これらの構成から、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＮ２)も基準電位がＧＮＤ−２より高い単電池ＶＢ５の負極電位になっている。

Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＮ２)のドレイン端子と単電池ＶＢ５の正極間には、抵抗ＲＥ５を備え、抵抗ＲＥ５両端の電圧をＰ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＰ４)のゲートソース間に印加する。Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＰ４)のドレイン端子は、抵抗ＲＥ７，ＲＥ８の直列接続を介して、ＧＮＤ−２に接続する。また、抵抗ＲＥ８には、並列にツエナーダイオードＺＤ２を設け、抵抗ＲＥ８の両端の電圧をロジック回路３に伝える。

以上の構成を持つ入力回路４は、多段階で電位変換を行う回路が特徴である。即ち、下位制御装置ＩＣ−１のＰ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＰ３)が出力した定電流を、単電池ＶＢ５の負極を電位基準とするＮ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＮ２)で一旦受け、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＮ２)がオンすると、抵抗ＲＥ５に生じた電圧でＰ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＰ４)をオンさせ、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＰ４)を流れる電流で、抵抗ＲＥ８両端に信号電圧を作り、ロジックに伝える。

一般的な回路、特に集積回路はグランドを基準電位とする入力端子、及び出力端子を有する。これに対して、本実施形態の下位制御装置は、出力が定電流、入力は回路のグランドより高い基準電位に接続され、出力回路で多段階に電位変換する。こうした構成は制御装置間を非絶縁で接続するために必要である。先に、ツエナーダイオードＺＤ１による単電池の放電防止について説明したが、もし、入力端子Ｉｎ−１の電位基準をグランドＧＮＤ−２に選ぶと、単電池ＶＢ５，…，ＶＢ８の単電池が、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＰ３)がオフの期間中に、下位制御装置ＩＣ−１の出力端子Ｏｕｔ−１から下位制御装置ＩＣ−２の入力端子Ｉｎ−１を通り、放電する経路を作る。放電電流を遮断するためには、ツエナーダイオードの降伏電圧を高くせねばならない。また、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＰ３)のソースドレイン間電圧として単電池ＶＢ５，…，ＶＢ８の電圧合計が印加されるため、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＰ３)は常時電圧ストレスがかかることになる。こうした点を考慮すれば、入力端子Ｉｎ−１の基準電位を高く選び、ツエナーダイオードＺＤ１の降伏電圧を低くし、合わせてＰ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＰ３)の電圧ストレスを軽減することが望ましいものである。

以上説明したように、放電電流経路は、下位制御装置の出力端子と低電位側の蓄電モジュール内の蓄電池との間に、形成される。具体的には、下位制御装置ＩＣ−１の出力端子Ｏｕｔ−１と、この下位制御装置ＩＣ−１よりも低電位側の蓄電池モジュール（蓄電池ＶＢ５，ＶＢ６，ＶＢ７，ＶＢ８で構成される）の中の蓄電池ＶＢ６との間には、下位制御装置ＩＣ−１の出力端子Ｏｕｔ−１，下位制御装置ＩＣ−２の入力端子Ｉｎ−１，抵抗ＲＥ３，ダイオードＤ４，蓄電池ＶＢ６の正極，蓄電池ＶＢ５の負極，蓄電池ＶＢ５の正極，下位制御装置ＩＣ−１のグランドＧＮＤ−１，ツエナーダイオードＺＤ１，ダイオードＤ２，抵抗ＲＥ２，下位制御装置ＩＣ−１の出力端子Ｏｕｔ−１と接続される放電電流経路が形成される。そこで、本実施形態では、この放電電流経路に、ツエナーダイオードＺＤ１，ダイオードＤ２，Ｄ４等の蓄電池の放電を阻止する遮断素子を設けている。

次に、図４を用いて、本実施形態による蓄電装置の中の下位制御装置に用いる出力回路６及び入力回路４の第２の構成例について説明する。
図４は、本発明の一実施形態による蓄電装置の中の下位制御装置に用いる出力回路６及び入力回路４の第２の構成例を示す回路図である。なお、図３では、下位制御装置ＩＣ−１の出力回路６と、下位制御装置ＩＣ−２の入力回路４の詳細について示している。また、図１，図２，図３と同一符号は、同一部分を示している。

下位制御装置ＩＣ−１の出力回路６は、図３に示した出力回路６と同じ構成を有している。

下位制御装置ＩＣ−２の入力回路４は、図３に示した入力回路とは、次の点で異なっている。すなわち、入力端子Ｉｎ−１に、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＰ５)のソース端子を接続し、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＰ５)のゲート端子は単電池ＶＢ５の正極に接続することで、入力端子Ｉｎ−１の基準電位を、下位制御装置ＩＣ−１のグランドＧＮＤ−１と電位が等しい単電池ＶＢ５の正極電圧に選んでいる。

Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＰ５)には、ソースゲート間に、ツエナーダイオードＺＤ３と抵抗ＲＥ９を並列に備え、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＰ３)が出力する定電流で、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＰ５)にゲート電圧を印加し、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＰ５)をオンさせる。Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＰ５)のドレイン端子は、抵抗Ｒ４とツエナーダイオードＺＤ４を経て、単電池ＶＢ６の負極に接続する。抵抗ＲＥ４の両端電圧は、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＮ２)のゲートソース間電圧として印加される。Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＮ２)のソース端子も、ツエナーダイオードＺＤ４を介して、単電池ＶＢ６の負極に接続する。Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＮ２)のドレイン端子と単電池ＶＢ５の正極間には抵抗ＲＥ５を備え、抵抗ＲＥ５の両端の電圧をＰ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＰ４)のゲートソース間に印加する。Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＰ４)のドレイン端子は、抵抗ＲＥ７，ＲＥ８の直列接続を介して、グランドＧＮＤ−２に接続する。抵抗ＲＥ８には、並列にツエナーダイオードＺＤ２を設け、抵抗ＲＥ８の両端の電圧をロジック回路３に伝える。

この構成によれば、下位制御装置ＩＣ−１の出力端子Ｏｕｔ−１から下位制御装置ＩＣ−２の入力端子Ｉｎ−１を通り、ツエナーダイオードＺＤ３からグランドＧＮＤ−１へ戻る経路には単電池が存在せず、電池の放電電流を心配する必要は無いものである。また、下位制御装置ＩＣ−２の入力端子Ｉｎ−１からＰ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＰ５)をドレインソース間、ツエナーダイオードＺＤ４をそれぞれ経て単電池ＶＢ６の負極に至り、単電池ＶＢ６と単電池ＶＢ５からグランドＧＮＤ−１に戻る経路が作られるが、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＰ３)のオフ時には、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＰ５)もまたオフであり、この経路で単電池ＶＢ５，ＶＢ６が放電することは無いものである。放電電流を遮断する第一の素子は、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＰ５)であり、ツエナーダイオードＺＤ４は、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＰ５)が不良等で放電電流を流す状態になっても、これを遮断するために冗長的に用いている。

以上のように、図３若しくは図４に示した構成とすることにより、下位制御装置の入出力端子間を非絶縁で接続しても、単電池の放電電流を遮断することができ、これにより非絶縁接続が可能になる。尚、図３及び図４の例では、下位制御装置ＩＣ−１の出力回路と下位制御装置ＩＣ−２の入力回路をそれぞれ１チャンネルずつ示したが、これらは図１に記載したように１つの下位制御装置に同じ構成が複数、備えられている。

次に、図５を用いて、本実施形態による蓄電装置の制御方法について説明する。ここでは、図１〜図４に示した例において、上位制御装置ＭＰＵからの指令で下位制御装置ＩＣ−１，…，ＩＣ３を動作させる場合の制御内容について説明する。
図５は、本発明の一実施形態による蓄電装置の制御内容を示すフローチャートである。

ここでは、スリープ状態にあった下位制御装置ＩＣ−１，…，ＩＣ−３が上位制御装置ＭＰＵからの信号で起動し、その後の正常な動作を実施する際のフローについて説明する。

ステップｓ１において、上位制御装置ＭＰＵは、フォトカプラＦ１を介して、下位制御装置ＩＣ−１の入力端子Ｉｎ−１に起動信号を伝達する。

次に、ステップｓ２において、下位制御装置ＩＣ−１の入力回路４は、入力端子Ｉｎ−１に伝達された信号の電位を変換し、この信号を内部電源回路２に伝達する。

次に、ステップｓ３において、内部電源回路２が起動し、トランジスタＱを制御する。但し、下位制御装置ＩＣ−１に外付けしたキャパシタＣＶ１が、トランジスタＱの出力電流で充電され、一定な電圧ＶＤＤに達するまでの間、時間を要する。

次に、ステップｓ４において、キャパシタＣＶ１の電圧が、電圧ＶＤＤよりわずかに小さい規定値以上になれば、ロジック３を始め、図２に示した各回路の動作が確立する。その後、ＣＶ１の電圧は一定値ＶＤＤに制御される。

次に、ステップｓ５において、ロジック３は、上位制御装置ＭＰＵから伝達された起動信号を認知し、これを出力回路６を介して１つ低電位の下位制御装置ＩＣ−２に伝達する。

同様にして、以下、ステップｓ１，…，ステップｓ５と同様なフローで、下位制御装置ＩＣ−２と下位制御装置ＩＣ−３が起動する。さらに、下位制御装置ＩＣ−３は、フォトカプラＦ４を介して上位制御装置ＭＰＵへ起動信号を戻す。

次に、ステップｓ６において、上位制御装置ＭＰＵは、全ての下位制御装置ＩＣ−１，ＩＣ−２，ＩＣ−３がスリープ状態から起動したことを認知し、次の指令に移る。即ち、上位制御装置ＭＰＵは、フォトカプラＦ１，…，Ｆ３を用いて、シリアル形式の制御指令を、下位制御装置ＩＣ−１，…，ＩＣ−３へ送る。

次に、ステップｓ７において、下位制御装置ＩＣ−１は、入力端子Ｉｎ−１，…，Ｉｎ−３より得たシリアル信号を入力回路４で電位変換し、これをロジック３で解読する。そして、この信号をレジスタに一旦記憶し、同じシリアル信号を次の下位制御装置ＩＣ−２へ送る。

引き続き、下位制御装置ＩＣ−２，ＩＣ−３もステップｓ７と同様な動作を実施する。そして、下位制御装置ＩＣ−３は、フォトカプラＦ４，…，Ｆ６を用いてシリアル信号を上位制御装置ＭＰＵへ戻す。

ステップｓ８において、上位制御装置ＭＰＵは、戻ってきたシリアル信号を確認し、正常な場合は次の制御指令を送る。一方、上位制御装置ＭＰＵに戻ったシリアル信号に誤りがある場合は、ステップｓ９において、信号伝達に関する誤り回数を積算し、回数が許容回数以下の場合は、やり直しのために同じ指令信号を下位制御装置ＩＣ−１へ送る。一方、誤り回数が許容回数以上に達した場合は、異常と判断して、ステップｓ１０において、上位制御装置ＭＰＵは上位のシステムへ異常信号を出力する。

この制御フローでは、下位制御装置ＩＣ−１からＩＣ−３まで指令が届くまでに時間遅延がある。しかしながら、電池の電圧変化はマイコン等制御回路の動作に比べてゆっくりしており、下位制御装置ＩＣ−１からＩＣ−３で実施する単電池の状態監視は約数十ｍｓ毎に実施する程度で良い。このため、下位制御装置ＩＣ−１からＩＣ−３までの信号伝達で生じる時間遅延も状態監視の周期に比べて小さければ問題は無いものである。一方、上位制御装置ＭＰＵは下位制御装置ＩＣ−１へ発した指令と下位制御装置ＩＣ−３から戻った指令を比べることで、いずれかの１つの下位制御装置が誤った場合もこれを発見できる。特に、非絶縁で信号を送る場合には、二次電池装置に接続されたインバータ等が発生するノイズの影響が心配されるが、上述した制御方法によれば、上位制御装置ＭＰＵは１つづつの指令が全ての下位制御装置で正確に認識されたことを確認でき、装置の信頼性を向上することができる。

次に、図６を用いて、本実施形態による蓄電装置における容量調整時の制御方法について説明する。図６は、本発明の一実施形態による蓄電装置における容量調整時の制御内容を示すフローチャートである。

ステップｓ１１において、上位制御装置ＭＰＵは、各下位制御装置ＩＣ−１，ＩＣ−２，ＩＣ−３に容量調整を指令する。

次に、ステップｓ１２において、各下位制御装置ＩＣ−１，ＩＣ−２，ＩＣ−３は、指令をレジスタに格納（記憶）し、１つ低電位の下位制御装置へ同じ指令を送る。この方法は、図５に示したものと同様である。

次に、ステップｓ１３において、上位制御装置ＭＰＵは、下位制御装置ＩＣ−３から戻った指令を確認し、正常ならばステップｓ１４に移り、誤りがある場合はステップｓ１１に戻り再度、同じ指令を与える。

正常な場合には、ステップｓ１４において、上位制御装置ＭＰＵは、下位制御装置ＩＣ−１，…，ＩＣ−３に容量調整後、休止する指令を送る。

次に、ステップｓ１５において、上位制御装置ＭＰＵは、この指令の戻りを確認すると、上位制御装置ＭＰＵ自身も休止状態に入る。以後は上位制御装置ＭＰＵから指令が来ることはなく、下位制御装置ＩＣ−１，…，ＩＣ−３はそれぞれスタンドアローンの状態で動作する。

即ち、ステップｓ１６において、下位制御装置ＩＣ−１，…，ＩＣ−３は、それぞれ、対応する蓄電モジュールに具備された単電池の電圧を、図２の電圧検出回路１で順次検出し、検出された値と判定レベル（容量調整用基準電圧：図２の基準電圧回路２が比較器ＣＭＰ３に出力する電圧）と比較する。

単電池の電圧が判定レベルより高い場合は、ステップｓ１７において、各単電池に対応するスイッチ素子Ｓ１，…，Ｓ１２をオンさせ、再び、ステップｓ１６の処理を実行する。

単電池の電圧が判定レベルより低くなると、ステップｓ１８において、下位制御装置ＩＣ−１，…，ＩＣ−３は、それぞれ、対応する蓄電モジュールに具備された単電池の電圧が判定値より小さくなったことを確認すると、各装置に備えた内部電源２をオフし、スリープ状態に入る。尚、スタンドアローンの状態では直列に接続された下位制御装置ＩＣ−１，…，ＩＣ−３はどういう順でスリープに入るかは決まっていない。そこで、図３、図４に示したように上下装置間での入出力の非絶縁接続では定電流スイッチＭＰ３に過大な電圧が印加されたり、単電池が局部的に放電したりする不具合を防止するようにしている。

なお、以上の例では、容量調整指令は、図２の比較器ＣＭＰ３に予め備えられた容量調整用基準電圧を用いている。しかしながら、図７に示すＡ／Ｄコンバータを用い、上位制御装置ＭＰＵが指示する任意の電圧を容量指令値として用いることができる。この場合、ステップｓ１６における判定レベルは、上位制御装置ＭＰＵが指示する任意の電圧となる。なお、この点については、図７を用いて後述する。

次に、図７〜図１０を用いて、本実施形態による蓄電装置に用いるＡ／Ｄコンバータ７の構成及び動作について説明する。本実施形態におけるＡ／Ｄコンバータは、電圧検出手段の誤差を校正する機能を備えている。
最初に、図７及び図８を用いて、本実施形態による蓄電装置に用いるＡ／Ｄコンバータの全体構成について説明する。
図７は、本発明の一実施形態による蓄電装置に用いるＡ／Ｄコンバータの構成を示す回路図である。図８は、本発明の一実施形態による蓄電装置に用いるＡ／Ｄコンバータにおけるタイミングチャートである。なお、図１と同一符号は、同一部分を示している。

Ａ／Ｄコンバータ７は、図１に示したように、電圧検出誤差の補正用端子Ａ１，…，Ａ３，及び補正用端子Ｂ１，Ｂ２を備えている。図２に示した電圧検出手段１で検出された電圧（Ｃ２Ｐの電圧）Ｖｘは、スイッチ手段Ｓｘ３を介して、比較器１４の＋端子に伝えられる。一方、定電流手段１６の電流ｉは、スイッチ手段Ｓｘ３と同期して駆動されるスイッチ手段Ｓｘ１を介して、キャパシタＣｉに蓄積される。キャパシタＣｉの電圧とアンプ１５が出力する調整電圧（Ｖoffset）とを加算した電圧が、比較器１４の−端子に印加され、検出電圧Ｖｘと比較される。キャパシタＣｉは、単電池の電圧を一回、計測し終わると、論理インバータ１３で駆動されたスイッチ手段Ｓｘ２と抵抗Ｒｉによる放電回路で放電される。即ち、スイッチ手段Ｓｘ３がオンして、検出電圧Ｖｘが比較器１４の＋端子に伝えられた瞬間には、キャパシタＣｉの電圧はゼロであり、比較器１４の−端子電圧は調整電圧（Ｖoffset）に等しい。スイッチ手段Ｓｘ２は、スイッチ手段Ｓｘ１とスイッチ手段Ｓｘ３がオンした時刻以降、オフ状態を継続する。このため、スイッチ手段Ｓｘ１とスイッチ手段Ｓｘ３がオンした時刻以降は時間と共に、キャパシタＣｉの電圧が電流ｉを積分して増加して行く。

比較器１４の出力は、キャパシタＣｉの電圧と調整電圧（Ｖoffset）を加算した電圧が検出すべき単電池の電圧Ｖｘより大きくなると、「１」から「０」に変わる。Ａ／Ｄコンバータ７は、スイッチ手段Ｓｘ１とスイッチＳｘ３がオンした時刻から、比較器１４の出力が「０」に変わるまでの時間を計測する積分型の検出を行う。

調整電圧（Ｖoffset）を用いるのは、電池の残存容量と電圧の関係による。例えば、非晶質系炭素を用いたリチウムイオン電池の場合、残存容量が０％の状態で単電池電圧（開放電圧）は約２．９Ｖであり、容量が１００％の状態の開放電圧は約４．１Ｖである。Ａ／Ｄコンバータ７は、例えば、２．９Ｖから４．１Ｖまでの電圧を精度良く検出することを求められており、残存容量が０％以下の電圧は計測の対象ではない。そこで、残存容量が０％以下の電圧（例えば２Ｖ）を調整電圧（Ｖoffset）として選定し、調整電圧以上の電圧に対して高精度な検出が行えるよう工夫したものである。ここで、調整電圧は、図２に示した基準電圧Ｖｒｅｆの値を抵抗Ｒｘ１，Ｒｘ２で分圧し、この値にアンプ１５のゲインを掛けたものを用いている。

スイッチ手段Ｓｘ１とスイッチ手段Ｓｘ３がオンした時刻から比較器１４の出力が０になるまでの時間は、次のようにして計測する。始めにクロックパルスを第一カウンタ９で分周する。図８（Ｄ）に示すクロックパルスの周波数を１０ＭＨｚとして、このパルスを例えば１２８発カウントして、図８（Ａ）に示す半周期の信号を作る。補正用端子Ａ１，…，Ａ３が「１」か「０」かの状態に応じてカウント数は異なり、図８では基準の１２８発に対し±３発の補正が可能な場合を例示している。なお、補正の詳細については、図９を用いて後述する。

図７において、比較器１４の出力が１であれば、ＡＮＤ回路１１は、第一カウンタ９で分周されたパルスを次の第二カウンタ１０に伝える。第二カウンタ１０は、図８（Ｃ）に示すように、比較器１４の出力が０になるまで、第一カウンタ９の出力をカウントする。調整電圧を含まないＣｉの電圧が０Ｖ，…，３Ｖの範囲をフルスケールとして、３Ｖまでのカウント数を１２８発と想定している。第二カウンタ１０の特徴はシフトレジスタ１２において、図８（Ｂ）に示すように、補正用端子Ｂ１，Ｂ２が「１」か「０」かの状態に応じて、第二カウンタ１０の結果に±１カウント（或いは２カウント）することである。シフトレジスタ１２の出力は、上位制御装置ＭＰＵから伝達された容量調整レベルとディジタル的に比較する、或いはシフトレジスタ１２の出力を上位制御装置ＭＰＵに伝える等の役割で使用する。

ここで、補正用端子Ａ１，…，Ａ３に応じた第一カウンタ９の補正は、定電流ｉ，キャパシタＣｉの値で決まるキャパシタＣｉの電圧値を補正することであり、ゲイン補正に相当する。また、補正用端子Ｂ１，Ｂ２による第二カウンタ１０の補正は、アンプ１５の出力である調整電圧を補正することであり、オフセット補正に相当する。

前述のようにクロック周波数を１０ＭＨｚ，第一カウンタ９でのカウント数を１２８，第二カウンタでのカウント数をフルスケールで１２８とすれば、単電池電圧が４Ｖの場合、約１．１ｍｓの時間を要する。そこで、第一及び第二カウンタでのカウント数は、所望する電圧検出の精度と計測時間に応じて変更しても良いものである。

Ａ／Ｄコンバータ７の補正端子Ａ１，Ａ２，Ａ３，Ｂ１，Ｂ２は、直列に接続された下位制御装置ＩＣ−１，…，ＩＣ−３が個別に備える基準電圧源の精度を校正するために備えられている。そのために、予め下位制御装置ＩＣ−１，…，ＩＣ−３毎に、定電流ｉ、キャパシタＣｉ、及び調整電圧（Ｖoffset）の誤差を検出し、これらの誤差を補正するよう、端子Ａ１，…，Ａ３と端子Ｂ１，Ｂ２に「１」又は「０」の情報を与える。この「１」又は「０」は、前述のように、各端子をＶＤＤ又はＧＮＤ−１に接続することによって設定でき、抵抗のレーザートリミングなどの特別な装置は必要としないものである。

次に、図９及び図１０を用いて、本実施形態による蓄電装置に用いるＡ／Ｄコンバータの中の第一カウンタ９と第二カウンタ１０の構成及び動作について説明する。
図９は、本発明の一実施形態による蓄電装置に用いるＡ／Ｄコンバータの中の第一カウンタ９と第二カウンタ１０の構成を示す回路図である。図１０は、本発明の一実施形態による蓄電装置に用いるＡ／Ｄコンバータにおける真理値表である。なお、図７と同一符号は、同一部分を示している。

カウンタ９，１０は、１２８カウントに応じた構成を示している。第一カウンタ９は、フリップフロップＭ１，…，Ｍ７を備えており、各フリップフロップの出力を補正用ロジック１８に入力する。補正用ロジック１８は、補正用端子Ａ１，…，Ａ３の状態に応じて、±３パルス分だけ分周の周期を変更可能とする。補正用ロジック１８は、図１０に示すような真理値表を論理回路或いはソフトウエア的に作ったものである。補正用ロジック１８の出力によってフリップフロップＭ１，…，Ｍ７がクリアされる周期は異なり、このクリアまでの周期を半周期とするパルスが、フリップフロップＮ１，…，Ｎ７で構成される第二カウンタ１０に届けられる。シフトレジスタ１２は、フリップフロップＮ１，…，Ｎ７の各出力を補正用端子Ｂ１，Ｂ２の状態に応じて±１カウント（或いは２カウント）補正し、出力する。

比較器１４で判定されるキャパシタＣｉの電圧範囲を０，…，３Ｖ（Ｖｘで表せば０，…，５Ｖ）をフルスケールとすると、シフトレジスタ１２で補正される±１カウントは±２３．４ｍＶに相当する。また、補正用ロジック１８で補正されるパルス幅（第二カウンタの入力パルス幅）は１２８発に対して±３発であれば±２％の補正が可能になる。

図１に示した下位制御装置ＩＣ−１，ＩＣ−２，ＩＣ−３は、それぞれ製品出荷前に電圧検出手段の精度を検査し、各々が持つ基準電圧誤差に係わる電圧検出精度を評価する。そして、下位制御装置毎に補正用端子Ａ１，…，Ａ３及びＢ１，Ｂ２を用いて電圧検出精度が許容範囲以内になるように校正する。このようにすれば、基準電圧用に高価な高精度部品を備える必要が無く、装置の高精度化と低コストが両立できる。

以上説明したように、本実施形態によれば、絶縁手段の個数を低減して、低コストな制御装置とすることができる。また、ノイズ等の外乱による影響を低減して、信頼性の向上した信号伝達が可能となる。さらに、電圧検出の高精度化を図れるとともに、低コスト化することができる。

次に、図１１を用いて、本発明の他の実施形態による蓄電装置について説明する。
図１１は、本発明の他の実施形態による蓄電装置の全体構成を示す回路図である。

本実施形態における蓄電装置では、充電器パッケージ１００には、下位制御装置ＩＣ−１，ＩＣ−２と上位制御装置が収納されている。なお、蓄電モジュールを構成する単電池ＶＢ１−ＶＢ４と単電池ＶＢ５−ＶＢ８は、充電器パッケージ１００とは別の電池パック１０１に収納している。

従来、モバイル用機器では、電池の異常を検出する制御装置（下位制御装置ＩＣ−１，ＩＣ−２に相当する）を電池パック内部に搭載していた。一方、ハイブリッド電気自動車に使用されるニッケル水素或いはリチウム電池は、短時間に定格電流の数，…，十倍の電流を充放電可能な高出力型である。こうした高出力型電池は今後、自動車以外の民生用途（例えば電動工具やコードレスクリーナ等）に適用されるものと予想される。電動工具を例とすれば、電池定格の十倍近い電流を放電すると共に、定格の数倍の電流で急速充電を行う機能が求められる。電池定格の十倍近い電流を放電させると、制御装置の電圧検出手段は、電池の残存容量と相関性がある開放電圧（電池に負荷が繋がっていない状態の電圧）と電池の内部抵抗と大電流の積で決まる電圧降下分を合成した電圧を検出することになる。合成電圧が過放電レベル以下に減少すると、検出回路が過放電と判定してしまい装置は停止する。しかしながら、高出力型電池は短時間であれば合成電圧が過放電レベル以下に減少しても電池の安全性上、支障は無いものである。また、電動工具のような場合、電池の軽量化と低コスト化が求められるため、安全上支障が無ければ電池の保護に係わる制御装置（ＩＣなど）を電池パックとは別の充電器に搭載し、工具を使用中はサーミスタ等の簡易な温度検知手段だけで電池の異常をモニタし、電池周辺の温度が許容値を超えた場合は、モータ等の電池負荷側で電流を遮断すれば良いものである。本実施形態では、このような電池の使い方を考慮している。

図１１に示す例では、電池パック１０１に、単電池を８ヶ直列に接続したものを収納している。充電器１００内部には、図２に示した下位制御装置ＩＣ−，ＩＣ−２が２ヶ直列に備えられている。下位制御装置ＩＣ−１，ＩＣ−２の周辺、即ち、容量調整用スイッチ、及び抵抗、クロック用振動子、基準電圧用部品は図１と同じ構成である。また、電圧検出補正用端子Ａ１，Ａ２，Ａ３，Ｂ１，Ｂ２も、図１と同じである。

図１と相違する点は、上位制御装置ＭＰＵと下位制御装置ＩＣ−１，ＩＣ−２の接続法であり、本実施形態では、絶縁用のフォトカプラは使用せず、スイッチ素子を用いた電位変換手段を備えている。即ち、上位制御装置ＭＰＵから高電位側の下位制御装置ＩＣ−１に信号を伝達する電位変換手段は、上位制御装置ＭＰＵからゲート信号を入力されるＮ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＮ３)，(ＭＮ４)，(ＭＮ５)を備え、これらのスイッチ手段は、それぞれ、抵抗ｒ１と抵抗ｒ２、抵抗ｒ３と抵抗ｒ４、及び抵抗ｒ５と抵抗ｒ６からなる直列抵抗に接続される。ここで、抵抗ｒ１，ｒ２，ｒ３は、一端が最高電位の単電池ＶＢ１の正極に接続される。抵抗ｒ１，ｒ２，ｒ３の電圧は、それぞれ、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＰ６)，(ＭＰ７)、(ＭＰ８)のゲートに接続され、上位制御装置ＭＰＵによってＮ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＮ３)，(ＭＮ４)，(ＭＮ５)がオン・オフすると、これに応じてＰ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＰ６)，(ＭＰ７)、(ＭＰ８)もオン・オフする。Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＰ６)，(ＭＰ７)、(ＭＰ８)のドレイン端子は、下位制御装置ＩＣ−１の入力端子Ｉｎ−１，Ｉｎ−２及びＩｎ−３に伝達される。

同様に低電位側の下位制御装置ＩＣ−２から上位制御装置ＭＰＵへ戻る信号を電位変換する手段は、下位制御装置ＩＣ−３の出力端子Ｏｕｔ−１，Ｏｕｔ−２，Ｏｕｔ−３にそれぞれゲートが接続されたＮ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＮ６)，(ＭＮ７)，(ＭＮ８)を備え、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ(ＭＮ６)，(ＭＮ７)，(ＭＮ８)のドレイン端子と制御電源２１（Ｖｃｃ）の正極の間に抵抗ｒ７，ｒ８，ｒ９を接続する。そして、抵抗ｒ７，ｒ８，ｒ９の電圧が上位制御装置ＭＰＵに戻る。上位制御装置ＭＰＵは、充電制御用の回路にも信号を送る。即ち、高電圧電源ＶＤＣに接続されたパワーＭＯＳＦＥＴ(ＭＮ９)とそのドライバ回路２２、パワーＭＯＳＦＥＴ(ＭＮ９)に接続された還流用ダイオードＤＦ、パワーＭＯＳＦＥＴ(ＭＮ９)に一端が接続されたチョークコイルＬＦが充電用回路であり、高電圧電源ＶＤＣからパワーＭＯＳＦＥＴ(ＭＮ９)を経て電池パック１０１に流れる電流は、電流検出器ＣＴ２でモニタする。また、高電圧電源ＶＤＣは、商用交流電源に接続されるＡＣ／ＤＣコンバータ２３で作られ、ＶＤＣの出力をＤＣ／ＤＣコンバータ２４を用いて上位制御装置ＭＰＵ用の制御電源２１を作る。

電池パック１０１に搭載された単電池の各電極と充電器１００内部の対応する下位制御装置ＩＣ−１，ＩＣ−２は、それぞれ、端子ａ，…，ｉで接続する。また、電池パック１０１と充電器１００の正極，負極をそれぞれ接続して充電電流を流す。充電器１００は、上位制御装置ＭＰＵが出力する信号でパワーＭＯＳＦＥＴ(ＭＮ９)を流れる充電電流を制御する。下位制御装置ＩＣ−１，ＩＣ−２は、電池パック１０１の充電中或いは充電終了後に、図６にて説明した容量調整を実施する。充電中に容量調整を実施する際には、電池パック１０１と充電器１００が接続された際に、下位制御装置ＩＣ−１，ＩＣ−２に搭載されたＡ／Ｄコンバータで各単電池の電圧を計測し、上位制御装置ＭＰＵにその数値を順次送る。上位制御装置ＭＰＵでは、各単電池の電圧から容量調整レベルを算出し、下位制御装置ＩＣ−１，ＩＣ−２に伝達する。以後、充電電流が流れる中、下位制御装置ＩＣ−１，ＩＣ−２は容量調整と過充電の検出を実施する。尚、図６のステップｓ１８で述べた調整後にスリープする動作はないものである。

以上説明したように、本実施形態によれば、絶縁手段の個数を低減して、低コストな制御装置とすることができる。また、ノイズ等の外乱による影響を低減して、信頼性の向上した信号伝達が可能となる。さらに、電圧検出の高精度化を図れるとともに、低コスト化することができる。

次に、図１２を用いて、本発明のその他の実施形態による蓄電装置の制御方法について説明する。
図１２は、本発明のその他の実施形態による蓄電装置における制御内容を示すタイミングチャートである。なお、本実施形態に用いる蓄電装置の構成は、図１に示すもの、図１１に示すもののいずれをも用いることができる。

図１２は、上位制御装置ＭＰＵから下位制御装置ＩＣ−１へ、或いは下位制御装置ＩＣ−１，ＩＣ−２，ＣＩ−３間で伝達される入出力データ伝送方法を示している。

上位制御装置ＭＰＵは、図１２（Ａ）に示したクロック信号と、このクロック信号に同期した入力データ（図１２（Ｂ））を、最高電位にある下位制御装置ＩＣ−１に伝達する。そして、下位制御装置ＩＣ−１，…，ＩＣ−３間では、高電位側から低電位側へ入力されたデータをシリアルで伝送する。即ち、入力クロックと入力データを受け取った下位制御装置は、図１２（Ｃ），（Ｄ）に示すように、１クロック分ずらして同じ信号を出力する。

このようにすれば、信号が入力してから出力するまでの信号遅延時間を短縮することができる。図１２（Ｂ），（Ｄ）に、破線で示したＯＶ，ＵＶ，及び５０％ＯＲはそれぞれ、過充電、過放電、及び容量調整判定のビットを意味している。図１２で１つ高電位側から受け取った入力データにＯＶ，ＵＶ，及び５０％ＯＲの情報がある場合は実線で、無い場合は波線で示している。出力データでは５０％ＯＲを実線で示したが、これは入力データを受け取った下位制御装置が対応する単電圧（例えば単電池ＶＢ１，…，ＶＢ４）の電圧を検出した結果、容量調整レベルを越える単電池があったことを意味する。このように、下位制御装置は、過充電、過放電、及び容量調整判定等に関して入力されたデータと、対応する単電池の検出結果の論理和（ＯＲ）をとり、その結果を下位制御装置に伝達する。

上位制御装置ＭＰＵは、戻ってきたデータでＯＶ，ＵＶ，５０％ＯＲのいずれかのフラグが立っていれば、全体の単電池のうち、少なくとも１つは判定レベルを超えた電池があったことを認識することができる。

以上のようなシリアル信号にすれば、複数の下位制御装置が非絶縁で接続された場合において、信号伝達の遅延も短く、ＯＲ形式によりフェールセーフ型になるため、信頼性も向上する。なお、論理和の代わりに、論理積をとることにより、充放電時の信号解析から電池電圧のバラツキを推定することができ、この検出により容量調整機能を動作させることもできる。

なお、図１〜図１２に示した実施形態において、単電池ＶＢ１，…，ＶＢ１２を二次電池としているが、これに限定するものではなく、ウルトラキャパシタでもよいものである。

１…電圧検出手段
２…電源回路
３…ロジック回路
４…入力回路
５…クロック発生回路
６…出力回路
７…Ａ／Ｄコンバータ
８…電源制御回路
９…第一カウンタ
１０…第二カウンタ
１１…ＡＮＤ回路
１２…シフトレジスタ
１３…論理インバータ
１４…比較器
１５…アンプ
１６…定電流回路手段
１７…ディジタルな比較手段
１８…補正用ロジック
１９…ＯＲ回路
２０…ＡＮＤ回路
２１…制御電源
２２…ドライバ回路
２３…ＡＣ／ＤＣコンバータ
２４…ＤＣ／ＤＣコンバータ
１００…充電器
１０１…電池パック

Claims (6)

1. 電気的に直列に接続された複数の蓄電器を有する蓄電モジュールが電気的に直列に接続された複数の蓄電モジュールと、
   前記各蓄電モジュールに対応して設けられ、対応する蓄電モジュールが有する複数の蓄電器のそれぞれの端子電圧を検出する複数の下位制御装置と、
   前記複数の下位制御装置が電気的に直列に接続されて構成された第１信号伝送路と、
   上位制御装置と、
   電気的な接続を絶縁する絶縁手段を有し、前記電気的に直列に接続された複数の下位制御装置と前記上位制御装置との間において信号を、前記絶縁手段を介して伝送する第２信号伝送路と、を有し、
   前記各下位制御装置は、
   対応する蓄電モジュールが有する複数の蓄電器のそれぞれの端子電圧を受け、これをディジタル値に変換するＡ／Ｄコンバータと、
   伝送されてきた電気信号を受信する信号入力回路と、
   電気信号を送信する信号出力回路と、
   ロジック回路と、
   対応する蓄電モジュールから供給された電圧から動作電圧を生成する電源回路と、を有しており、
   前記第１信号伝送路は、一の下位制御装置のロジック回路から出力された、次の下位制御装置のロジック回路に伝送される信号によって前記一の下位制御装置の信号出力回路が動作して、前記一の下位制御装置のロジック回路から出力された信号が前記一の下位制御装置の信号出力回路から前記次の下位制御装置の信号入力回路に電気信号の状態で伝送されると共に、前記伝送された電気信号によって前記次の下位制御装置の信号入力回路が動作して、前記一の下位制御装置のロジック回路から出力された信号が前記次の下位制御装置のロジック回路に伝送されるように構成されており、
   前記第１信号伝送路を電気信号の状態で伝送した信号は前記第２信号伝送路に伝送され、
   前記第２信号伝送路は、受信した信号が前記絶縁手段を介して前記上位制御装置に伝送されように構成されており、
   前記電気的に直列に接続された複数の下位制御装置に対して前記上位制御装置から前記第２信号伝送路を介して起動信号或いは休止信号が出力された場合、前記複数の下位制御装置は、前記起動信号或いは休止信号が前記複数の下位制御装置の一つから前記複数の下位制御装置の電気的な直列接続の順にしたがって前記各下位制御装置に伝送されることにより、起動状態或いは休止状態になる
   ことを特徴とする蓄電装置。
2. 請求項１に記載の蓄電装置において、
   前記上位制御装置から出力された信号が前記起動信号の場合、前記複数の下位制御装置は、前記起動信号を受信して前記電源回路を立ち上げた後、前記起動信号を、電気的に直列に接続された次の下位制御装置或いは前記第２信号伝送路を介して接続された前記上位制御装置に出力する
   ことを特徴とする蓄電装置。
3. 請求項１又は２に記載の蓄電装置において、
   前記上位制御装置は、前記電気的に直列に接続された複数の下位制御装置から前記起動信号が戻ってきたことにより、前記複数の下位制御装置の起動を認知する
   ことを特徴とする蓄電装置。
4. 請求項１に記載の蓄電装置において、
   前記上位制御装置から出力された信号が前記休止信号の場合、前記複数の下位制御装置は、前記休止信号を受信後、前記電源回路がオフになったら休止状態になる
   ことを特徴とする蓄電装置。
5. 請求項１に記載の蓄電装置において、
   前記上位制御装置は、前記休止信号を出力する前に、蓄電器の充電状態を調整するための調整指令を出力しており、
   前記各下位制御装置は、前記休止信号を受信して、対応する蓄電モジュールが有する複数の蓄電器の充電状態の調整後、前記電源回路をオフにして休止状態になる
   ことを特徴とする蓄電装置。
6. 請求項１，４，５のいずれかに記載の蓄電装置において、
   前記上位制御装置は、前記電気的に直列に接続された複数の下位制御装置から前記休止信号が戻ってきたら休止状態となる
   ことを特徴とする蓄電装置。

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