JP2002026787A - 無線受信装置 - Google Patents
無線受信装置Info
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- H01Q21/28—Combinations of substantially independent non-interacting antenna units or systems
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
- H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
- H04B7/0842—Weighted combining
- H04B7/0848—Joint weighting
- H04B7/0854—Joint weighting using error minimizing algorithms, e.g. minimum mean squared error [MMSE], "cross-correlation" or matrix inversion
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
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- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
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- H04B7/0897—Space-time diversity using beamforming per multi-path, e.g. to cope with different directions of arrival [DOA] at different multi-paths
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- Mathematical Physics (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＣＤＭＡアダプティブアレーにおける演算量
を削減する。 【解決手段】 複数のアンテナ２ａ〜２ｄの受信信号x1
〜x4は、それぞれ、各ユーザ対応のアダプティブアレー
信号処理部３〜５に入力されるとともに、行列演算部６
に入力される。行列演算部６では各アンテナからの受信
信号x1〜x4の相関行列Φ0とその逆行列Φ0 -1を計算し、
各ユーザ対応のアダプティブアレー信号処理部３〜５に
供給する。各アダプティブアレー信号処理部では、前記
各受信信号x1〜x4を逆拡散して応答ベクトルＵnを計算
し、前記逆行列Φ0 -1と応答ベクトルＵnからウエイトベ
クトルＷn'を計算して、各受信信号の逆拡散信号を重み
付け加算する。各信号処理部３〜５がＲＡＫＥ受信機で
あるときには、前記逆行列Φ 0 -1を共通に使用して、各
タップ毎のウエイトを算出する。
を削減する。 【解決手段】 複数のアンテナ２ａ〜２ｄの受信信号x1
〜x4は、それぞれ、各ユーザ対応のアダプティブアレー
信号処理部３〜５に入力されるとともに、行列演算部６
に入力される。行列演算部６では各アンテナからの受信
信号x1〜x4の相関行列Φ0とその逆行列Φ0 -1を計算し、
各ユーザ対応のアダプティブアレー信号処理部３〜５に
供給する。各アダプティブアレー信号処理部では、前記
各受信信号x1〜x4を逆拡散して応答ベクトルＵnを計算
し、前記逆行列Φ0 -1と応答ベクトルＵnからウエイトベ
クトルＷn'を計算して、各受信信号の逆拡散信号を重み
付け加算する。各信号処理部３〜５がＲＡＫＥ受信機で
あるときには、前記逆行列Φ 0 -1を共通に使用して、各
タップ毎のウエイトを算出する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、複数の端末が基地
局と通信を行う多重型無線通信システムにおける受信方
式に関するものであり、特に複数のユーザに対して個々
のアンテナパターンを形成する適応アンテナ技術に関す
るものである。
局と通信を行う多重型無線通信システムにおける受信方
式に関するものであり、特に複数のユーザに対して個々
のアンテナパターンを形成する適応アンテナ技術に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】無線通信、特に移動通信では複数のユー
ザが１つの基地局を介して通信を行う。基地局では個々
の端末（ユーザ）の通信に対してチャネルを確保し、同
時に通信が行える環境設定をする。特に、最近ではこの
ような多重化技術として符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）
方式が注目を集めている。このＣＤＭＡ方式では、複数
のユーザにそれぞれ異なる拡散符号を用いることにより
多重化している。例えば、ユーザ１の伝送信号は次のよ
うに表される。 S(t)＝α・c(t)・d(t)・exp(j2πft) (1) ここで、αは伝搬定数、c(t)は拡散符号、d(t)はデー
タ、ｆは搬送波周波数を表す。データは時間単位Ｔbご
とにその信号値を変更する。また、拡散符号c(t)は時間
Ｔcごとに符号値を変更し、Ｇ＝Ｔb／Ｔc（≧１）を拡
散利得と呼ぶ。この拡散利得Ｇは通常整数値である。
ザが１つの基地局を介して通信を行う。基地局では個々
の端末（ユーザ）の通信に対してチャネルを確保し、同
時に通信が行える環境設定をする。特に、最近ではこの
ような多重化技術として符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）
方式が注目を集めている。このＣＤＭＡ方式では、複数
のユーザにそれぞれ異なる拡散符号を用いることにより
多重化している。例えば、ユーザ１の伝送信号は次のよ
うに表される。 S(t)＝α・c(t)・d(t)・exp(j2πft) (1) ここで、αは伝搬定数、c(t)は拡散符号、d(t)はデー
タ、ｆは搬送波周波数を表す。データは時間単位Ｔbご
とにその信号値を変更する。また、拡散符号c(t)は時間
Ｔcごとに符号値を変更し、Ｇ＝Ｔb／Ｔc（≧１）を拡
散利得と呼ぶ。この拡散利得Ｇは通常整数値である。
【０００３】このように、ＣＤＭＡ方式では、送信デー
タに拡散符号を乗じて送信する。拡散符号はユーザによ
って異なる。受信機では、拡散符号を識別するための整
合フィルタ（Matched filter：ＭＦ）が用意されてお
り、各整合フィルタによってユーザ識別を行う。ベース
バンド帯域におけるユーザ１用整合フィルタ通過後の出
力信号は、 Sout(t)＝α・Ｇ・d(t) (2) で与えられる。このように、出力信号はデータ部分だけ
が検出される。
タに拡散符号を乗じて送信する。拡散符号はユーザによ
って異なる。受信機では、拡散符号を識別するための整
合フィルタ（Matched filter：ＭＦ）が用意されてお
り、各整合フィルタによってユーザ識別を行う。ベース
バンド帯域におけるユーザ１用整合フィルタ通過後の出
力信号は、 Sout(t)＝α・Ｇ・d(t) (2) で与えられる。このように、出力信号はデータ部分だけ
が検出される。
【０００４】ＣＤＭＡ方式において複数ユーザが同時に
送信を行った場合の様子を図１２に示す。本図におい
て、各ユーザ８１、８２、８３は異なる拡散符号を有し
ている。受信機では、各ユーザに対応した整合フィルタ
が用意されている。ユーザ１用の整合フィルタ８４を用
いた場合にはユーザ１の信号データ８５が検出され、他
のユーザからの信号は微小な干渉となる。このように、
ＣＤＭＡ方式では、複数のユーザからの信号を同時に受
信できるが、拡散符号数、干渉量からそのユーザ数には
限界が生じる。しかし、最近の移動通信では加入者の急
激な増大に伴い、さらに多くのユーザの収容が必要とさ
れており、その対応策としてアダプティブアレーアンテ
ナを用いた受信機構成が考えられている。
送信を行った場合の様子を図１２に示す。本図におい
て、各ユーザ８１、８２、８３は異なる拡散符号を有し
ている。受信機では、各ユーザに対応した整合フィルタ
が用意されている。ユーザ１用の整合フィルタ８４を用
いた場合にはユーザ１の信号データ８５が検出され、他
のユーザからの信号は微小な干渉となる。このように、
ＣＤＭＡ方式では、複数のユーザからの信号を同時に受
信できるが、拡散符号数、干渉量からそのユーザ数には
限界が生じる。しかし、最近の移動通信では加入者の急
激な増大に伴い、さらに多くのユーザの収容が必要とさ
れており、その対応策としてアダプティブアレーアンテ
ナを用いた受信機構成が考えられている。
【０００５】図１３はアダプティブアレーアンテナを用
いたＣＤＭＡ方式の利用環境を示す図である。この図に
おいて、１は受信局の受信機、２は受信局に設けられた
複数のアンテナ、９０、９１、９２は端末である。この
図に示すように、受信機１では個々の端末９０、９１、
９２からの信号を複数のアンテナ２を用いて受信し、各
信号を重みづけを行った後合成する。この様子をアンテ
ナパターンとしてみると、端末９０、９１、９２に対し
て個々に指向性ビーム９３、９４、９５が形成された状
態となる。このように、信号到来方向に対応した指向性
ビームを形成することにより、各ユーザは互いに干渉を
及ぼしあうことなく、よい環境で信号受信を行うことが
できる。
いたＣＤＭＡ方式の利用環境を示す図である。この図に
おいて、１は受信局の受信機、２は受信局に設けられた
複数のアンテナ、９０、９１、９２は端末である。この
図に示すように、受信機１では個々の端末９０、９１、
９２からの信号を複数のアンテナ２を用いて受信し、各
信号を重みづけを行った後合成する。この様子をアンテ
ナパターンとしてみると、端末９０、９１、９２に対し
て個々に指向性ビーム９３、９４、９５が形成された状
態となる。このように、信号到来方向に対応した指向性
ビームを形成することにより、各ユーザは互いに干渉を
及ぼしあうことなく、よい環境で信号受信を行うことが
できる。
【０００６】このようなアダプティブアレーを用いたＣ
ＤＭＡ受信機については、例えば、次の文献１〜３に記
載されている。 １．田中，樋口，佐和橋，安達，”DS-CDMA適応アレイ
アンテナダイバーシチの屋内伝送実験特性”，電子情報
通信学会, 無線通信システム研究会技術報告,RCS98-53,
pp.19-24, 1998-06. ２．田中，原田，佐和橋，安達，”DS-CDMAにおける適
応アンテナアレイダイバーシチ受信の屋外伝送実験”，
電子情報通信学会, 無線通信システム研究会技術報告,
RCS99-10, pp.19-24, 1999-04. ３．原田，田中，井原，佐和橋，安達，”W-CDMA下りリ
ンクにおける適応アンテナアレイ送信ダイバーシチの屋
外実験結果”，電子情報通信学会, 無線通信システム研
究会技術報告, RCS99-157, pp.115-121, 1999-11.
ＤＭＡ受信機については、例えば、次の文献１〜３に記
載されている。 １．田中，樋口，佐和橋，安達，”DS-CDMA適応アレイ
アンテナダイバーシチの屋内伝送実験特性”，電子情報
通信学会, 無線通信システム研究会技術報告,RCS98-53,
pp.19-24, 1998-06. ２．田中，原田，佐和橋，安達，”DS-CDMAにおける適
応アンテナアレイダイバーシチ受信の屋外伝送実験”，
電子情報通信学会, 無線通信システム研究会技術報告,
RCS99-10, pp.19-24, 1999-04. ３．原田，田中，井原，佐和橋，安達，”W-CDMA下りリ
ンクにおける適応アンテナアレイ送信ダイバーシチの屋
外実験結果”，電子情報通信学会, 無線通信システム研
究会技術報告, RCS99-157, pp.115-121, 1999-11.
【０００７】また、アダプティブアレーアルゴリズムに
ついて現在までに多くのアルゴリズムが提案されている
が、 ４．大鐘，小川，”アダプティブアレーと移動通信 (I
I)”電子情報通信学会誌、Vol.82 No.1 pp55-61 1999-1 に記載されているように、ＳＭＩ（Sample Matrix Inve
rsion）アルゴリズム、ＲＬＳ（Recursive Least Squar
es）アルゴリズム、ＬＭＳ（Least Mean Square）アル
ゴリズムなどがよく用いられている。ここで、ＳＭＩア
ルゴリズムとＲＬＳアルゴリズムは、いずれも入力信号
の相関行列の演算を行うものであり、収束速度は高速で
あるが、演算量は大きく、ＬＭＳアルゴリズムは演算量
は少ないものの収束速度が遅いという性質がある。な
お、上述した文献１〜３に記載されたものは、いずれ
も、ＬＭＳアルゴリズムを用いている。
ついて現在までに多くのアルゴリズムが提案されている
が、 ４．大鐘，小川，”アダプティブアレーと移動通信 (I
I)”電子情報通信学会誌、Vol.82 No.1 pp55-61 1999-1 に記載されているように、ＳＭＩ（Sample Matrix Inve
rsion）アルゴリズム、ＲＬＳ（Recursive Least Squar
es）アルゴリズム、ＬＭＳ（Least Mean Square）アル
ゴリズムなどがよく用いられている。ここで、ＳＭＩア
ルゴリズムとＲＬＳアルゴリズムは、いずれも入力信号
の相関行列の演算を行うものであり、収束速度は高速で
あるが、演算量は大きく、ＬＭＳアルゴリズムは演算量
は少ないものの収束速度が遅いという性質がある。な
お、上述した文献１〜３に記載されたものは、いずれ
も、ＬＭＳアルゴリズムを用いている。
【０００８】次に、このようなアダプティブアレーを用
いたＣＤＭＡマルチユーザ受信機構成について説明を行
うが、ここでは、ＳＭＩアルゴリズムを用いるものとす
る。図１４は受信機１の概略構成を示す図であり、図中
１００〜１０２は各ユーザ（ユーザ１〜Ｎ）対応に設け
られたアダプティブアレー信号処理部を表している。図
１５は任意のユーザｎのアダプティブアレー信号処理部
１１０の詳細を示す図であり、図中１１１はユーザｎ用
整合フィルタ、１１２はアダプティブアレーウエイト計
算部、１１３はウエイト乗算部、１１４は信号合成部、
１１５はユーザｎの出力信号ｚを表す。図１６はアダプ
ティブアレーウエイト計算部１１２におけるウエイト計
算手順を表している。
いたＣＤＭＡマルチユーザ受信機構成について説明を行
うが、ここでは、ＳＭＩアルゴリズムを用いるものとす
る。図１４は受信機１の概略構成を示す図であり、図中
１００〜１０２は各ユーザ（ユーザ１〜Ｎ）対応に設け
られたアダプティブアレー信号処理部を表している。図
１５は任意のユーザｎのアダプティブアレー信号処理部
１１０の詳細を示す図であり、図中１１１はユーザｎ用
整合フィルタ、１１２はアダプティブアレーウエイト計
算部、１１３はウエイト乗算部、１１４は信号合成部、
１１５はユーザｎの出力信号ｚを表す。図１６はアダプ
ティブアレーウエイト計算部１１２におけるウエイト計
算手順を表している。
【０００９】図１４に示されるように、複数のアンテナ
２で受信された各信号x1，x2，x3，x4は個々のユーザに
対応するアダプティブアレー信号処理部１００〜１０２
に入力される。各ユーザのアダプティブアレー信号処理
部１００〜１０２は完全に独立に構成され、各ユーザの
信号処理は同じアルゴリズムを用いて構成される。ここ
では、任意のユーザｎのアダプティブアレー信号処理部
の詳細を図１５〜図１６を用いて説明する。図１５にお
いて各アンテナからの受信信号x1，x2，x3，x4はそれぞ
れユーザｎ用整合フィルタ１１１に入力され、ここでこ
のユーザｎの拡散符号を用いて逆拡散される（図１６の
ステップＳ４１）。なお、図示していないが、受信信号
x1，x2，x3，x4は、各アンテナからの受信信号を周波数
変換後同期検波して得られる複素ベースバンド信号であ
り、同相成分を実数部、直交成分を虚数部とする複素数
で表される。整合フィルタ１１１からの各逆拡散出力y
1，y2，y3，y4に対し、アダプティブアレーウエイト計
算部１１２では相関行列Φnの計算（ステップＳ４
２）、および応答ベクトルＵnの計算を行い（ステップ
Ｓ４３）、これらに基づいてウエイトベクトルＷnを計
算する（ステップＳ４４）。
２で受信された各信号x1，x2，x3，x4は個々のユーザに
対応するアダプティブアレー信号処理部１００〜１０２
に入力される。各ユーザのアダプティブアレー信号処理
部１００〜１０２は完全に独立に構成され、各ユーザの
信号処理は同じアルゴリズムを用いて構成される。ここ
では、任意のユーザｎのアダプティブアレー信号処理部
の詳細を図１５〜図１６を用いて説明する。図１５にお
いて各アンテナからの受信信号x1，x2，x3，x4はそれぞ
れユーザｎ用整合フィルタ１１１に入力され、ここでこ
のユーザｎの拡散符号を用いて逆拡散される（図１６の
ステップＳ４１）。なお、図示していないが、受信信号
x1，x2，x3，x4は、各アンテナからの受信信号を周波数
変換後同期検波して得られる複素ベースバンド信号であ
り、同相成分を実数部、直交成分を虚数部とする複素数
で表される。整合フィルタ１１１からの各逆拡散出力y
1，y2，y3，y4に対し、アダプティブアレーウエイト計
算部１１２では相関行列Φnの計算（ステップＳ４
２）、および応答ベクトルＵnの計算を行い（ステップ
Ｓ４３）、これらに基づいてウエイトベクトルＷnを計
算する（ステップＳ４４）。
【００１０】相関行列Φnは、次に示される計算式で与
えられる。
えられる。
【数１】 ここで、Ｅ{ }は数多くのデータサンプルに対する平均
化を表し、＊は共役を表している。行列要素は各整合フ
ィルタ１１１からの信号に関するアンテナ間相関を表し
ており、各データサンプルに対して平均化処理が行われ
ている。通常、平均化処理は無線伝搬環境の変化の少な
い時間内で行われ、伝搬環境が変化した場合には、相関
行列Φnの値が更新される。一方、応答ベクトルＵnは出
力y1，y2，y3，y4のデータに含まれる参照信号を利用し
て求めることができる。具体的には、データ内に含まれ
る参照信号に対応する整合フィルタを用意し、信号y1，
y2，y3，y4を入力する。その出力u1，u2，u3，u4をベク
トル要素とすることによって応答ベクトルＵnを計算で
きる。
化を表し、＊は共役を表している。行列要素は各整合フ
ィルタ１１１からの信号に関するアンテナ間相関を表し
ており、各データサンプルに対して平均化処理が行われ
ている。通常、平均化処理は無線伝搬環境の変化の少な
い時間内で行われ、伝搬環境が変化した場合には、相関
行列Φnの値が更新される。一方、応答ベクトルＵnは出
力y1，y2，y3，y4のデータに含まれる参照信号を利用し
て求めることができる。具体的には、データ内に含まれ
る参照信号に対応する整合フィルタを用意し、信号y1，
y2，y3，y4を入力する。その出力u1，u2，u3，u4をベク
トル要素とすることによって応答ベクトルＵnを計算で
きる。
【数２】 このように計算された相関行列Φnと応答ベクトルＵnを
用いると、アダプティブアレーウエイトベクトルＷn
は、 Ｗn＝Φn-1・Ｕn (5) と表すことができる。本ウエイトベクトルは合成出力の
信号品質を最も良くする値であることが知られており、
理論的に最適なウエイトベクトルといえる。アダプティ
ブアレー信号処理部１１０では、ウエイト乗算部１１３
で、このようにして計算されたウエイトベクトルＷnの
各要素を信号y1，y2，y3，y4に乗じ、合成器１１４で合
成することによって合成出力ｚ１１５を得ることができ
る。
用いると、アダプティブアレーウエイトベクトルＷn
は、 Ｗn＝Φn-1・Ｕn (5) と表すことができる。本ウエイトベクトルは合成出力の
信号品質を最も良くする値であることが知られており、
理論的に最適なウエイトベクトルといえる。アダプティ
ブアレー信号処理部１１０では、ウエイト乗算部１１３
で、このようにして計算されたウエイトベクトルＷnの
各要素を信号y1，y2，y3，y4に乗じ、合成器１１４で合
成することによって合成出力ｚ１１５を得ることができ
る。
【００１１】また、ＣＤＭＡ方式はＲＡＫＥ受信を使用
できることが特徴である。そこで、ＣＤＭＡの特徴であ
るＲＡＫＥ受信を用いた場合のユーザｎに対応するアダ
プティブアレー信号処理部の構成を図１７に示す。図１
７において、１２０は第１タップ（第１到来パスに対
応）に相当するＲＡＫＥ受信機構成部、１２１、１２２
はそれぞれ第２，３タップ（第２、第３の到来パスに対
応）に相当するＲＡＫＥ受信機構成部を表しており、前
記複数のアンテナ２のそれぞれに対応して設けられたこ
のユーザｎに対応する整合フィルタ１２３の対応するタ
ップからの逆拡散出力が入力されている。本来、ＣＤＭ
Ａでは、受信できる信号は第１到来パスに対して時間Ｔ
c以内のパスに限定されている。しかし、このようなＲ
ＡＫＥ受信機を用いることにより、Ｔc以上の伝搬遅延
を有する遅延パスに対して、各遅延パスに対応した受信
機を構成することが可能であり、各遅延パスを独立に受
信することが可能となる。また、各遅延パスの受信出力
をタイミングを合わせて合成器１２７によって合成する
ことにより、遅延パスも有効に活用しつつ受信すること
が可能となる。
できることが特徴である。そこで、ＣＤＭＡの特徴であ
るＲＡＫＥ受信を用いた場合のユーザｎに対応するアダ
プティブアレー信号処理部の構成を図１７に示す。図１
７において、１２０は第１タップ（第１到来パスに対
応）に相当するＲＡＫＥ受信機構成部、１２１、１２２
はそれぞれ第２，３タップ（第２、第３の到来パスに対
応）に相当するＲＡＫＥ受信機構成部を表しており、前
記複数のアンテナ２のそれぞれに対応して設けられたこ
のユーザｎに対応する整合フィルタ１２３の対応するタ
ップからの逆拡散出力が入力されている。本来、ＣＤＭ
Ａでは、受信できる信号は第１到来パスに対して時間Ｔ
c以内のパスに限定されている。しかし、このようなＲ
ＡＫＥ受信機を用いることにより、Ｔc以上の伝搬遅延
を有する遅延パスに対して、各遅延パスに対応した受信
機を構成することが可能であり、各遅延パスを独立に受
信することが可能となる。また、各遅延パスの受信出力
をタイミングを合わせて合成器１２７によって合成する
ことにより、遅延パスも有効に活用しつつ受信すること
が可能となる。
【００１２】図１７のアダプティブアレー信号処理部で
は、第１到来パスに対する信号処理部１２０に加えて、
遅延パスに対する信号処理部１２１、１２２を含んでい
る。各信号処理部１２０〜１２２には、各アンテナに対
応して設けられた整合フィルタ１２３からのそのパスに
対応する逆拡散出力が供給され、第１到来パス、第２の
到来パスあるいは第３の到来パスの受信信号に対して、
前記図１５に示したアダプティブアレー信号処理部１１
０と同様に、ウエイト乗算部１２５においてウエイト演
算部１２４で算出されたウエイトベクトルを乗算し、合
成器１２６で合成することにより、そのパスの受信信号
の合成出力を得ている。そして、各パスに対して合成さ
れた信号はさらに合成器１２７においてすべて合成され
る。合成器１２７での合成に際しては通常最大比合成方
式が用いられる。本信号合成によって遅延パスも有効に
活用した受信機構成がとられている。
は、第１到来パスに対する信号処理部１２０に加えて、
遅延パスに対する信号処理部１２１、１２２を含んでい
る。各信号処理部１２０〜１２２には、各アンテナに対
応して設けられた整合フィルタ１２３からのそのパスに
対応する逆拡散出力が供給され、第１到来パス、第２の
到来パスあるいは第３の到来パスの受信信号に対して、
前記図１５に示したアダプティブアレー信号処理部１１
０と同様に、ウエイト乗算部１２５においてウエイト演
算部１２４で算出されたウエイトベクトルを乗算し、合
成器１２６で合成することにより、そのパスの受信信号
の合成出力を得ている。そして、各パスに対して合成さ
れた信号はさらに合成器１２７においてすべて合成され
る。合成器１２７での合成に際しては通常最大比合成方
式が用いられる。本信号合成によって遅延パスも有効に
活用した受信機構成がとられている。
【００１３】このように従来方式では、個々のユーザに
対し、アダプティブアレー信号処理部においてアルゴリ
ズムを用いてウエイト計算を行い、アンテナ間の信号合
成を行う。また、ＲＡＫＥ受信機を用いる場合には、各
遅延パスに対応する信号処理回路ごとにアダプティブア
レー信号処理部が構成される。アダプティブアレーは、
空間的に見ると各ユーザに対して指向性ビームを形成し
ていることに相当する。すなわち、各ユーザは指向性ビ
ームを用いて他ユーザからの干渉を除去しつつ通信を行
うことが可能であり、多くの通信ユーザを収容するにあ
たって非常に有効な技術とされている。
対し、アダプティブアレー信号処理部においてアルゴリ
ズムを用いてウエイト計算を行い、アンテナ間の信号合
成を行う。また、ＲＡＫＥ受信機を用いる場合には、各
遅延パスに対応する信号処理回路ごとにアダプティブア
レー信号処理部が構成される。アダプティブアレーは、
空間的に見ると各ユーザに対して指向性ビームを形成し
ていることに相当する。すなわち、各ユーザは指向性ビ
ームを用いて他ユーザからの干渉を除去しつつ通信を行
うことが可能であり、多くの通信ユーザを収容するにあ
たって非常に有効な技術とされている。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うなアダプティブアレーを用いたＣＤＭＡ受信機では、
ハードウエア負荷、計算量の多さが大きな問題となって
いる。特に、アダプティブアレーのウエイト計算を行う
にあたって必要とされる相関行列Φnの計算、及びその
逆行列Φn-1の演算量は大きく、移動通信においてアダ
プティブアレーを導入する場合における大きな障害とな
っている。例えば、ユーザ数をＮ、ＲＡＫＥタップ数を
Ｋとすると、相関行列Φnの計算がＮ・Ｋ回、相関行列
Φnの逆行列演算がＮ・Ｋ回、ウエイト合成演算がＮ・
Ｋ回必要となる。また、このような大きな演算量は消費
電力の増大も招くため、運用コストの観点からも演算量
の削減が必須の課題とされている。さらに、ＬＭＳアル
ゴリズムを用いたアダプティブアレーでは、ウエイト収
束に長い時間を要し、その間良好な受信信号品質が得ら
れないという問題が生じる。また、無線通信では伝搬路
の変動が常時発生するため、その変動に追従する制御が
必要とされる。しかし、ＬＭＳアルゴリズムではウエイ
ト収束速度が遅いため、伝搬路の変動に十分追従できな
いという問題も生じる。
うなアダプティブアレーを用いたＣＤＭＡ受信機では、
ハードウエア負荷、計算量の多さが大きな問題となって
いる。特に、アダプティブアレーのウエイト計算を行う
にあたって必要とされる相関行列Φnの計算、及びその
逆行列Φn-1の演算量は大きく、移動通信においてアダ
プティブアレーを導入する場合における大きな障害とな
っている。例えば、ユーザ数をＮ、ＲＡＫＥタップ数を
Ｋとすると、相関行列Φnの計算がＮ・Ｋ回、相関行列
Φnの逆行列演算がＮ・Ｋ回、ウエイト合成演算がＮ・
Ｋ回必要となる。また、このような大きな演算量は消費
電力の増大も招くため、運用コストの観点からも演算量
の削減が必須の課題とされている。さらに、ＬＭＳアル
ゴリズムを用いたアダプティブアレーでは、ウエイト収
束に長い時間を要し、その間良好な受信信号品質が得ら
れないという問題が生じる。また、無線通信では伝搬路
の変動が常時発生するため、その変動に追従する制御が
必要とされる。しかし、ＬＭＳアルゴリズムではウエイ
ト収束速度が遅いため、伝搬路の変動に十分追従できな
いという問題も生じる。
【００１５】そこで本発明は、アダプティブアレーアン
テナを用いたＣＤＭＡ方式における無線受信装置におい
て、相関行列演算やその逆行列演算などの演算量を削減
することを目的としている。また、アダプティブアレー
アンテナを用い、ＲＡＫＥ受信方式を採用した無線受信
装置において、相関行列演算、逆行列演算などの演算量
を削減することを目的としている。さらに、ウエイト収
束速度が速く、伝搬路の変動に追従することのできるア
ダプティブアレーアンテナを用いた無線受信装置を提供
することを目的としている。
テナを用いたＣＤＭＡ方式における無線受信装置におい
て、相関行列演算やその逆行列演算などの演算量を削減
することを目的としている。また、アダプティブアレー
アンテナを用い、ＲＡＫＥ受信方式を採用した無線受信
装置において、相関行列演算、逆行列演算などの演算量
を削減することを目的としている。さらに、ウエイト収
束速度が速く、伝搬路の変動に追従することのできるア
ダプティブアレーアンテナを用いた無線受信装置を提供
することを目的としている。
【００１６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の無線受信装置は、１又は複数のユーザから
送信される信号を受信するＣＤＭＡ方式における無線受
信装置であって、複数のアンテナと、前記各アンテナか
らの受信信号間の相関行列を算出する行列演算手段と、
前記各ユーザ対応に設けられ、前記各アンテナからの受
信信号をそのユーザに割り当てられた拡散符号で逆拡散
した出力をウエイトを付けて合成する信号処理手段とを
有し、前記行列演算手段による演算結果を前記各ユーザ
対応に設けられた信号処理手段に対して共通に用いるよ
うにしたものである。また、前記行列演算手段は、さら
に前記相関行列の逆行列を算出するようになされてお
り、前記各ユーザ対応に設けられた信号処理手段は、前
記各アンテナからの受信信号をそのユーザの拡散符号で
逆拡散した出力と前記行列演算手段において算出された
前記相関行列の逆行列とに基づいて、ウエイトベクトル
を算出するウエイト演算部を有し、該ウエイト演算部で
算出したウエイトベクトルを用いて前記各アンテナから
の受信信号を逆拡散した出力を合成するようになされて
いるものである。さらに、前記行列演算手段は、さらに
前記相関行列の逆行列を算出するようになされており、
前記各ユーザ対応に設けられた信号処理手段は複数の到
来パスそれぞれに対応して設けられた信号処理部を有
し、該各ユーザの各到来パスに対応する信号処理部は、
その到来パスに関する前記各アンテナからの受信信号を
そのユーザの拡散符号で逆拡散した出力と前記行列演算
手段において算出された前記相関行列の逆行列とに基づ
いて、ウエイトベクトルを算出するウエイト演算部を有
し、該ウエイト演算部で算出したウエイトベクトルを用
いてその到来パスに関する前記各アンテナからの受信信
号を逆拡散した出力を合成するようになされているもの
である。さらにまた、前記ウエイト演算部は、ＳＭＩア
ルゴリズムあるいはＲＬＳアルゴリズムを用いて前記ウ
エイトベクトルを算出するようになされているものであ
る。
に、本発明の無線受信装置は、１又は複数のユーザから
送信される信号を受信するＣＤＭＡ方式における無線受
信装置であって、複数のアンテナと、前記各アンテナか
らの受信信号間の相関行列を算出する行列演算手段と、
前記各ユーザ対応に設けられ、前記各アンテナからの受
信信号をそのユーザに割り当てられた拡散符号で逆拡散
した出力をウエイトを付けて合成する信号処理手段とを
有し、前記行列演算手段による演算結果を前記各ユーザ
対応に設けられた信号処理手段に対して共通に用いるよ
うにしたものである。また、前記行列演算手段は、さら
に前記相関行列の逆行列を算出するようになされてお
り、前記各ユーザ対応に設けられた信号処理手段は、前
記各アンテナからの受信信号をそのユーザの拡散符号で
逆拡散した出力と前記行列演算手段において算出された
前記相関行列の逆行列とに基づいて、ウエイトベクトル
を算出するウエイト演算部を有し、該ウエイト演算部で
算出したウエイトベクトルを用いて前記各アンテナから
の受信信号を逆拡散した出力を合成するようになされて
いるものである。さらに、前記行列演算手段は、さらに
前記相関行列の逆行列を算出するようになされており、
前記各ユーザ対応に設けられた信号処理手段は複数の到
来パスそれぞれに対応して設けられた信号処理部を有
し、該各ユーザの各到来パスに対応する信号処理部は、
その到来パスに関する前記各アンテナからの受信信号を
そのユーザの拡散符号で逆拡散した出力と前記行列演算
手段において算出された前記相関行列の逆行列とに基づ
いて、ウエイトベクトルを算出するウエイト演算部を有
し、該ウエイト演算部で算出したウエイトベクトルを用
いてその到来パスに関する前記各アンテナからの受信信
号を逆拡散した出力を合成するようになされているもの
である。さらにまた、前記ウエイト演算部は、ＳＭＩア
ルゴリズムあるいはＲＬＳアルゴリズムを用いて前記ウ
エイトベクトルを算出するようになされているものであ
る。
【００１７】さらにまた、前記行列演算手段は、さらに
前記相関行列の固有値および固有ベクトルを算出するよ
うになされており、前記複数のアンテナからの受信信号
を前記行列演算手段により算出された前記相関行列の固
有値および固有ベクトルを用いて変換する信号変換手段
を有し、前記各ユーザ対応に設けられた信号処理手段
は、前記信号変換手段で変換された信号をそのユーザに
割り当てられた拡散信号で逆拡散した出力を最大比合成
するようになされているものである。さらにまた、前記
行列演算手段は、さらに前記相関行列の固有値および固
有ベクトルを算出するようになされており、前記複数の
アンテナからの受信信号を前記行列演算手段により算出
された前記相関行列の固有値および固有ベクトルを用い
て変換する信号変換手段を有し、前記各ユーザ対応に設
けられた信号処理手段は複数の到来パスそれぞれに対応
して設けられた信号処理部を有し、該各ユーザの各到来
パスに対応する信号処理部は、前記信号変換手段で変換
された信号をその到来パスに関するそのユーザの拡散符
号で逆拡散した出力を最大比合成するようになされてい
るものである。さらにまた、前記信号変換手段は、その
出力の数がその入力の数よりも少なくなるように信号変
換を行うものである。さらにまた、上述した各場合にお
いて、前記各ユーザに割り当てられる拡散符号は、長周
期のロング符号とされているものである。
前記相関行列の固有値および固有ベクトルを算出するよ
うになされており、前記複数のアンテナからの受信信号
を前記行列演算手段により算出された前記相関行列の固
有値および固有ベクトルを用いて変換する信号変換手段
を有し、前記各ユーザ対応に設けられた信号処理手段
は、前記信号変換手段で変換された信号をそのユーザに
割り当てられた拡散信号で逆拡散した出力を最大比合成
するようになされているものである。さらにまた、前記
行列演算手段は、さらに前記相関行列の固有値および固
有ベクトルを算出するようになされており、前記複数の
アンテナからの受信信号を前記行列演算手段により算出
された前記相関行列の固有値および固有ベクトルを用い
て変換する信号変換手段を有し、前記各ユーザ対応に設
けられた信号処理手段は複数の到来パスそれぞれに対応
して設けられた信号処理部を有し、該各ユーザの各到来
パスに対応する信号処理部は、前記信号変換手段で変換
された信号をその到来パスに関するそのユーザの拡散符
号で逆拡散した出力を最大比合成するようになされてい
るものである。さらにまた、前記信号変換手段は、その
出力の数がその入力の数よりも少なくなるように信号変
換を行うものである。さらにまた、上述した各場合にお
いて、前記各ユーザに割り当てられる拡散符号は、長周
期のロング符号とされているものである。
【００１８】
【発明の実施の形態】（第１の実施の形態）図１は本発
明の第１の実施の形態の概要を説明する最も基本的な図
であり、１はＣＤＭＡ受信局の受信機、２ａ〜２ｄはア
ンテナ、３〜５は各ユーザに対応するアダプティブアレ
ー信号処理部、６は行列演算部を表す。なお、複数設け
られるアンテナの個数は任意であるが、ここでは２ａ〜
２ｄの４個のアンテナが設けられているものとする。図
２は行列演算部６における処理手順を表すフローチャー
トである。図３は任意のユーザｎに対応するアダプティ
ブアレー信号処理部１０の詳細を表す図であり、１１は
このユーザｎに対応する整合フィルタ、１２はウエイト
演算部、１３はウエイト乗算部、１４は合成器を表す。
図４は前記アダプティブアレー信号処理部内のウエイト
演算部１２で行われる演算の手順を表すフローチャート
である。以下では、図１〜図４を用いて本実施の形態に
ついて説明を行う。
明の第１の実施の形態の概要を説明する最も基本的な図
であり、１はＣＤＭＡ受信局の受信機、２ａ〜２ｄはア
ンテナ、３〜５は各ユーザに対応するアダプティブアレ
ー信号処理部、６は行列演算部を表す。なお、複数設け
られるアンテナの個数は任意であるが、ここでは２ａ〜
２ｄの４個のアンテナが設けられているものとする。図
２は行列演算部６における処理手順を表すフローチャー
トである。図３は任意のユーザｎに対応するアダプティ
ブアレー信号処理部１０の詳細を表す図であり、１１は
このユーザｎに対応する整合フィルタ、１２はウエイト
演算部、１３はウエイト乗算部、１４は合成器を表す。
図４は前記アダプティブアレー信号処理部内のウエイト
演算部１２で行われる演算の手順を表すフローチャート
である。以下では、図１〜図４を用いて本実施の形態に
ついて説明を行う。
【００１９】本実施の形態では、相関行列に関する計算
を各ユーザの信号処理部３〜５の前段の行列演算部６で
行う。本方式では、行列演算部６は信号処理部３〜５の
前の段階であるため、各ユーザに対して共通である。行
列演算部６では次の式（６）に従って、相関行列Φ0の
計算が行われる。
を各ユーザの信号処理部３〜５の前段の行列演算部６で
行う。本方式では、行列演算部６は信号処理部３〜５の
前の段階であるため、各ユーザに対して共通である。行
列演算部６では次の式（６）に従って、相関行列Φ0の
計算が行われる。
【数３】 ここで、Ｅ{ }は従来方式と同様、数多くのサンプルに
対する平均化を表し、*は共役を表す。すなわち、この
行列演算部６では、各アンテナ２ａ〜２ｄからの受信信
号x1，x2，x3，x4間の相関の時間平均を要素とする相関
行列Φ0を計算している。なお、受信信号x1〜x4は、前
述と同様に、複素ベースバンド信号である。
対する平均化を表し、*は共役を表す。すなわち、この
行列演算部６では、各アンテナ２ａ〜２ｄからの受信信
号x1，x2，x3，x4間の相関の時間平均を要素とする相関
行列Φ0を計算している。なお、受信信号x1〜x4は、前
述と同様に、複素ベースバンド信号である。
【００２０】通常、受信機では複数のアンテナを用いて
信号を受信した後、ベースバンド帯域に変換するまでの
間にサンプリングが行われている。ＣＤＭＡの場合には
ベースバンド帯域では、拡散符号の符号時間Ｔc単位あ
るいはそれ以下の時間単位で受信信号のサンプリングが
行われている。本実施の形態では相関行列Φ0の演算に
あたって時間Ｔcごとの信号に対し相関値の平均化を行
っても構わない。また、それよりも遅い時間間隔で行っ
ても構わない。例えば、データシンボル時間Ｔdごとに
信号の検出を行っても構わない。あるいは、不規則な時
間単位で相関値の平均化を行ってもよい。以下では、説
明の簡単化のため、データシンボル時間Ｔdごとに１
回、相関行列演算のための信号検出を行うものとする。
信号を受信した後、ベースバンド帯域に変換するまでの
間にサンプリングが行われている。ＣＤＭＡの場合には
ベースバンド帯域では、拡散符号の符号時間Ｔc単位あ
るいはそれ以下の時間単位で受信信号のサンプリングが
行われている。本実施の形態では相関行列Φ0の演算に
あたって時間Ｔcごとの信号に対し相関値の平均化を行
っても構わない。また、それよりも遅い時間間隔で行っ
ても構わない。例えば、データシンボル時間Ｔdごとに
信号の検出を行っても構わない。あるいは、不規則な時
間単位で相関値の平均化を行ってもよい。以下では、説
明の簡単化のため、データシンボル時間Ｔdごとに１
回、相関行列演算のための信号検出を行うものとする。
【００２１】図２は行列演算部６で行われる処理手順を
表しており、まず上述の相関行列の計算が行われた後
（Ｓ１１）、その逆行列Φ0 -1の計算が行われる（Ｓ１
２）。一方、各ユーザに対応するアダプティブアレー信
号処理部（図３）では、図４に示すフローチャートのよ
うに、まず従来手法と同じくウエイト演算部１２におい
て応答ベクトルＵnの検出を行う（Ｓ２１）。すなわ
ち、各整合フィルタ１１から出力される逆拡散出力y1，
y2，y3，y4内に含まれる参照信号を利用して応答ベクト
ルＵnを求める。次に、前記共通に設けられている行列
演算部６において計算された相関行列Φ0の逆行列Φ0 -1
をウエイト演算部１２に入力し（Ｓ２２）、以下の式に
従ってウエイトベクトルＷn’の計算を行なう（Ｓ２
３）。 Ｗn’＝Φ0 -1・Ｕn (7) そして、ウエイト乗算部１３において、このように算出
したウエイトベクトルＷn’の各要素と対応する整合フ
ィルタ１１の出力y1，y2，y3，y4とを乗算し、合成器１
４で合成することにより、合成出力を得る。
表しており、まず上述の相関行列の計算が行われた後
（Ｓ１１）、その逆行列Φ0 -1の計算が行われる（Ｓ１
２）。一方、各ユーザに対応するアダプティブアレー信
号処理部（図３）では、図４に示すフローチャートのよ
うに、まず従来手法と同じくウエイト演算部１２におい
て応答ベクトルＵnの検出を行う（Ｓ２１）。すなわ
ち、各整合フィルタ１１から出力される逆拡散出力y1，
y2，y3，y4内に含まれる参照信号を利用して応答ベクト
ルＵnを求める。次に、前記共通に設けられている行列
演算部６において計算された相関行列Φ0の逆行列Φ0 -1
をウエイト演算部１２に入力し（Ｓ２２）、以下の式に
従ってウエイトベクトルＷn’の計算を行なう（Ｓ２
３）。 Ｗn’＝Φ0 -1・Ｕn (7) そして、ウエイト乗算部１３において、このように算出
したウエイトベクトルＷn’の各要素と対応する整合フ
ィルタ１１の出力y1，y2，y3，y4とを乗算し、合成器１
４で合成することにより、合成出力を得る。
【００２２】このように、本実施の形態では、従来、整
合フィルタ通過後に各ユーザごとに行っていた相関行列
演算を整合フィルタ通過前に行い、各ユーザに対して演
算の共通化を行っている。相関行列演算の共通化によっ
て、ユーザ数Ｎのもとで同時に演算される相関行列及び
逆行列演算はそれぞれ１回のみとなる。従来方式では、
アダプティブアレーの構成に際して、相関行列演算Ｎ
回、逆行列演算Ｎ回が必要とされていたことを考えると
大幅な計算量の削減が可能となる。
合フィルタ通過後に各ユーザごとに行っていた相関行列
演算を整合フィルタ通過前に行い、各ユーザに対して演
算の共通化を行っている。相関行列演算の共通化によっ
て、ユーザ数Ｎのもとで同時に演算される相関行列及び
逆行列演算はそれぞれ１回のみとなる。従来方式では、
アダプティブアレーの構成に際して、相関行列演算Ｎ
回、逆行列演算Ｎ回が必要とされていたことを考えると
大幅な計算量の削減が可能となる。
【００２３】なお、本実施の形態で計算されたウエイト
Ｗn’と従来方式において計算されたウエイト Ｗn＝Φn-1・Ｕn (5) は完全に同一のウエイトとはならない。しかし、その違
いは一般に小さい。以下ではこの性質について説明す
る。まず、複数のアンテナに入力される各ユーザの受信
信号ベクトルを Vn＝[Vn1 Vn2 ... VnM] （n=1,...,N） (8) と表す。ここで、Ｎはユーザ数、Ｖnm（m=1,...,M）は
ユーザｎのアンテナｍでの変調成分を含まない受信レベ
ルを表す。このとき、整合フィルタ前段の行列演算部６
で計算される相関行列Φ0は次式で表されることが知ら
れている。
Ｗn’と従来方式において計算されたウエイト Ｗn＝Φn-1・Ｕn (5) は完全に同一のウエイトとはならない。しかし、その違
いは一般に小さい。以下ではこの性質について説明す
る。まず、複数のアンテナに入力される各ユーザの受信
信号ベクトルを Vn＝[Vn1 Vn2 ... VnM] （n=1,...,N） (8) と表す。ここで、Ｎはユーザ数、Ｖnm（m=1,...,M）は
ユーザｎのアンテナｍでの変調成分を含まない受信レベ
ルを表す。このとき、整合フィルタ前段の行列演算部６
で計算される相関行列Φ0は次式で表されることが知ら
れている。
【数４】 ここで、Σは全てのユーザに対する総和を表している。
また、Hは行列の転置共役を表す。
また、Hは行列の転置共役を表す。
【００２４】一方、従来方式では相関行列Φnを各ユー
ザの整合フィルタ通過後に計算する。例えば、ユーザ１
に対する整合フィルタ通過後に計算を行なった相関行列
Φnは次式で表される。
ザの整合フィルタ通過後に計算する。例えば、ユーザ１
に対する整合フィルタ通過後に計算を行なった相関行列
Φnは次式で表される。
【数５】 ここで、ａn はユーザ１の拡散符号とユーザｎの拡散符
号の相関を表しており、次式で表される。 ａn =E{c1(t)・cn(t)} (11) ここで、Ｅ{ }は相関行列演算と同じ時間内での平均化
である。ＣＤＭＡ方式では、他ユーザ間の符号間相関ａ
n（ｎ≧２）の値には若干のばらつきはあるものの、ほ
ぼ同一となる場合が多い。例えば、現在導入が検討され
ているＷ−ＣＤＭＡでは各ユーザの拡散符号として符号
周期の非常に長いロング符号の利用が検討されている。
この符号を用いた場合には、各ユーザの拡散符号ｃn(t)
は十分なランダム性を有しており、Ｅ{ }の時間平均に
よって各ユーザの相関値はほぼ等しい値となる。
号の相関を表しており、次式で表される。 ａn =E{c1(t)・cn(t)} (11) ここで、Ｅ{ }は相関行列演算と同じ時間内での平均化
である。ＣＤＭＡ方式では、他ユーザ間の符号間相関ａ
n（ｎ≧２）の値には若干のばらつきはあるものの、ほ
ぼ同一となる場合が多い。例えば、現在導入が検討され
ているＷ−ＣＤＭＡでは各ユーザの拡散符号として符号
周期の非常に長いロング符号の利用が検討されている。
この符号を用いた場合には、各ユーザの拡散符号ｃn(t)
は十分なランダム性を有しており、Ｅ{ }の時間平均に
よって各ユーザの相関値はほぼ等しい値となる。
【００２５】ここで、仮に他ユーザ間の符号間相関ａn
（ｎ≧２）が完全に同一であるとする。この場合には、
Ｗn，Ｗn’はそれぞれ以下のように表される。
（ｎ≧２）が完全に同一であるとする。この場合には、
Ｗn，Ｗn’はそれぞれ以下のように表される。
【数６】 ただし、上式において相関行列内の希望信号成分（ｎ＝
１）は、ウエイト値に何ら影響を与えないことが知られ
ているので、記述を省略した。式（１２）と（１３）に
おいて、ウエイトベクトルＷnとＷn’の違いはスカラー
のみであり、同一の方向を有する。ウエイト乗算にあた
っては、ウエイトベクトルのスカラーは特に意味を持た
ず、方向のみが重要となる。従って、ＷnとＷn’は等価
なウエイトと見なすことができる。このように、ユーザ
間の拡散符号相関ａnが全て同一である場合には、Ｗn’
はＷnと等価なウエイトとなる。また、ユーザ間の拡散
符号相関ａnにばらつきがある場合にはＷn’はＷnと完
全には一致しないが、Ｗnに近いウエイト値を持つ。こ
こでは、ユーザ１が希望信号である場合を対象に検討を
進めたが、他のユーザに対しても同様の性質が成り立
つ。
１）は、ウエイト値に何ら影響を与えないことが知られ
ているので、記述を省略した。式（１２）と（１３）に
おいて、ウエイトベクトルＷnとＷn’の違いはスカラー
のみであり、同一の方向を有する。ウエイト乗算にあた
っては、ウエイトベクトルのスカラーは特に意味を持た
ず、方向のみが重要となる。従って、ＷnとＷn’は等価
なウエイトと見なすことができる。このように、ユーザ
間の拡散符号相関ａnが全て同一である場合には、Ｗn’
はＷnと等価なウエイトとなる。また、ユーザ間の拡散
符号相関ａnにばらつきがある場合にはＷn’はＷnと完
全には一致しないが、Ｗnに近いウエイト値を持つ。こ
こでは、ユーザ１が希望信号である場合を対象に検討を
進めたが、他のユーザに対しても同様の性質が成り立
つ。
【００２６】このように、本実施の形態で計算された各
ユーザのウエイトベクトルは、従来方式のアダプティブ
アレーのウエイトベクトルと非常に近い値となる。従っ
て、本発明では少ない演算量で最適状態に近いアダプテ
ィブアレーアンテナを構成することができる。また、前
述のように各ユーザの拡散符号として符号周期の非常に
長いロング符号が使用されている場合には、本発明のよ
うに整合フィルタ通過前に相関行列演算を行う方が、従
来技術のように整合フィルタ通過後に相関行列演算を行
う場合よりも演算の収束が速くなり、演算誤差が少なく
なるという効果がある。すなわち、整合フィルタの出力
には、他のユーザの拡散符号との相互相関が干渉成分と
して含まれるが、ロング符号を用いた場合にはそのレベ
ルは各シンボルに対して一定とはならない。従って、整
合フィルタ通過後に相関行列演算を行った場合には、相
関行列を求める演算の収束時間が長くなってしまう。こ
れに対し、本発明のように整合フィルタを通過する前に
相関行列演算を行う場合には、相互相関は発生せず、処
理周期内で干渉信号レベルは一定とみなすことができ
る。したがって、相関行列の収束が速くなり、誤差が少
なくなる。さらに、前述した従来技術において整合フィ
ルタ通過後に求めた相関行列には強い強度の希望信号成
分が含まれている。これはウエイトが完全に収束してい
る環境ではウエイトに何ら影響を与えないが、完全に収
束していない段階ではウエイト誤差を発生する要因とな
りうる。これに対して、本実施の形態の構成では相関行
列内に含まれる希望信号成分の強度は小さいため、ウエ
イト誤差を生じにくい。さらにまた、本実施の形態のよ
うに、整合フィルタ通過前に相関行列演算を行う場合に
は、その演算周期を１シンボル毎あるいは１チップ単位
など任意の周期で行うことが可能となる。従って、演算
周期を短くすればするほど収束時間を短くすることがで
きる。このように、本実施の形態によれば、演算量が少
なく済むだけではなく、ロング符号を使用した場合にお
いて良好な出力信号特性を得ること、および、任意の周
期で相関行列を演算することが可能となる。
ユーザのウエイトベクトルは、従来方式のアダプティブ
アレーのウエイトベクトルと非常に近い値となる。従っ
て、本発明では少ない演算量で最適状態に近いアダプテ
ィブアレーアンテナを構成することができる。また、前
述のように各ユーザの拡散符号として符号周期の非常に
長いロング符号が使用されている場合には、本発明のよ
うに整合フィルタ通過前に相関行列演算を行う方が、従
来技術のように整合フィルタ通過後に相関行列演算を行
う場合よりも演算の収束が速くなり、演算誤差が少なく
なるという効果がある。すなわち、整合フィルタの出力
には、他のユーザの拡散符号との相互相関が干渉成分と
して含まれるが、ロング符号を用いた場合にはそのレベ
ルは各シンボルに対して一定とはならない。従って、整
合フィルタ通過後に相関行列演算を行った場合には、相
関行列を求める演算の収束時間が長くなってしまう。こ
れに対し、本発明のように整合フィルタを通過する前に
相関行列演算を行う場合には、相互相関は発生せず、処
理周期内で干渉信号レベルは一定とみなすことができ
る。したがって、相関行列の収束が速くなり、誤差が少
なくなる。さらに、前述した従来技術において整合フィ
ルタ通過後に求めた相関行列には強い強度の希望信号成
分が含まれている。これはウエイトが完全に収束してい
る環境ではウエイトに何ら影響を与えないが、完全に収
束していない段階ではウエイト誤差を発生する要因とな
りうる。これに対して、本実施の形態の構成では相関行
列内に含まれる希望信号成分の強度は小さいため、ウエ
イト誤差を生じにくい。さらにまた、本実施の形態のよ
うに、整合フィルタ通過前に相関行列演算を行う場合に
は、その演算周期を１シンボル毎あるいは１チップ単位
など任意の周期で行うことが可能となる。従って、演算
周期を短くすればするほど収束時間を短くすることがで
きる。このように、本実施の形態によれば、演算量が少
なく済むだけではなく、ロング符号を使用した場合にお
いて良好な出力信号特性を得ること、および、任意の周
期で相関行列を演算することが可能となる。
【００２７】本実施の形態では、アダプティブアレー信
号処理部１０におけるウエイト計算において、応答ベク
トルＵnはデータ内の参照信号をもとに算出した。本構
成によってより正確なウエイト計算が可能となるが、実
用段階では便宜的に整合フィルタ出力データの一部をそ
のままＵnとして用いる構成も可能である。また、デー
タ区間ではデータを一度判定した判定値を参照信号に見
立てて、応答ベクトルを求めることも可能である。さら
に、応答ベクトルとして一部の値の小さい要素を０とみ
なして扱い、信号処理を行う構成も行うことが可能であ
る。さらにまた、従来手法の等利得合成法、選択合成法
と同様のウエイトを応答ベクトルとして用いることも可
能である。このように、必ずしも応答ベクトルは本実施
の形態で記述した方式に従わなくてもよい。
号処理部１０におけるウエイト計算において、応答ベク
トルＵnはデータ内の参照信号をもとに算出した。本構
成によってより正確なウエイト計算が可能となるが、実
用段階では便宜的に整合フィルタ出力データの一部をそ
のままＵnとして用いる構成も可能である。また、デー
タ区間ではデータを一度判定した判定値を参照信号に見
立てて、応答ベクトルを求めることも可能である。さら
に、応答ベクトルとして一部の値の小さい要素を０とみ
なして扱い、信号処理を行う構成も行うことが可能であ
る。さらにまた、従来手法の等利得合成法、選択合成法
と同様のウエイトを応答ベクトルとして用いることも可
能である。このように、必ずしも応答ベクトルは本実施
の形態で記述した方式に従わなくてもよい。
【００２８】（第２の実施の形態）上述した第１の実施
の形態では、ＲＡＫＥ受信を行わない場合を扱った。次
に、ＲＡＫＥ受信を行う場合に適用した本発明の第２の
実施の形態について説明する。図５はＣＤＭＡの特徴で
あるＲＡＫＥ受信と組み合わせた前記アダプティブアレ
ー信号処理部３〜５の内部構成を示す図である。なお、
これ以外の構成は、前記図１と同一である。図５におい
て、２０は第１到来パスに対する信号処理部、２１、２
２は第２、第３の到来パスに対する信号処理部であり、
各アンテナの受信信号とこのユーザｎの拡散符号との相
関を検出する整合フィルタ２３からそれぞれの到来パス
に対応するタップの逆拡散出力が入力されている。各信
号処理部２０〜２２は、いずれも同一の構成とされてお
り、図では第１到来パスに対する信号処理部２０のみが
示されている。この信号処理部２０は、前述と同様にウ
エイトベクトルＷn’を算出するウエイト演算部２４、
該算出されたウエイトベクトルＷn’と前記整合フィル
タ２３からのこのパスの逆拡散信号y1，y2，y3，y4との
乗算を行うウエイト乗算部２５および各乗算部２５の出
力を合成する合成器２６を有している。ここで、前記ウ
エイト演算部２４には、前記行列演算部６で算出された
相関行列Φ0の逆行列Φ0 -1が入力されており、本構成に
おいても、遅延タップを用いたＲＡＫＥ受信機部に対し
て共通の相関行列の逆行列Φ0 -1を用いている。また、
応答ベクトルＵnに関しては各遅延タップごとに個別に
計算されている。そして、各信号処理部２０〜２２で合
成された合成信号は、さらに、合成器２７においてタイ
ミングを合わせて合成される。
の形態では、ＲＡＫＥ受信を行わない場合を扱った。次
に、ＲＡＫＥ受信を行う場合に適用した本発明の第２の
実施の形態について説明する。図５はＣＤＭＡの特徴で
あるＲＡＫＥ受信と組み合わせた前記アダプティブアレ
ー信号処理部３〜５の内部構成を示す図である。なお、
これ以外の構成は、前記図１と同一である。図５におい
て、２０は第１到来パスに対する信号処理部、２１、２
２は第２、第３の到来パスに対する信号処理部であり、
各アンテナの受信信号とこのユーザｎの拡散符号との相
関を検出する整合フィルタ２３からそれぞれの到来パス
に対応するタップの逆拡散出力が入力されている。各信
号処理部２０〜２２は、いずれも同一の構成とされてお
り、図では第１到来パスに対する信号処理部２０のみが
示されている。この信号処理部２０は、前述と同様にウ
エイトベクトルＷn’を算出するウエイト演算部２４、
該算出されたウエイトベクトルＷn’と前記整合フィル
タ２３からのこのパスの逆拡散信号y1，y2，y3，y4との
乗算を行うウエイト乗算部２５および各乗算部２５の出
力を合成する合成器２６を有している。ここで、前記ウ
エイト演算部２４には、前記行列演算部６で算出された
相関行列Φ0の逆行列Φ0 -1が入力されており、本構成に
おいても、遅延タップを用いたＲＡＫＥ受信機部に対し
て共通の相関行列の逆行列Φ0 -1を用いている。また、
応答ベクトルＵnに関しては各遅延タップごとに個別に
計算されている。そして、各信号処理部２０〜２２で合
成された合成信号は、さらに、合成器２７においてタイ
ミングを合わせて合成される。
【００２９】このように、本実施の形態では、従来整合
フィルタ通過後に各ユーザ及び各遅延タップごとに行っ
ていた相関行列演算を整合フィルタ通過前に行い、各ユ
ーザ及び各遅延タップに対して演算の共通化を行ってい
る。このように相関行列演算を共通化することによっ
て、ユーザ数Ｎ、ＲＡＫＥタップ数Ｋのもとで同時に演
算される相関行列及び相関行列の逆行列はそれぞれ１回
のみとなる。従来方式では、アダプティブアレーの構成
に際して、相関行列演算Ｎ・Ｋ回、逆行列演算Ｎ・Ｋ回
が必要とされていたことを考えると大幅な計算量の削減
が可能となる。なお、本実施の形態では、複数ユーザの
場合を例に取り上げたが、１ユーザ、ＲＡＫＥ受信機構
成の場合にも同様に相関行列演算を１回にすることがで
きる。
フィルタ通過後に各ユーザ及び各遅延タップごとに行っ
ていた相関行列演算を整合フィルタ通過前に行い、各ユ
ーザ及び各遅延タップに対して演算の共通化を行ってい
る。このように相関行列演算を共通化することによっ
て、ユーザ数Ｎ、ＲＡＫＥタップ数Ｋのもとで同時に演
算される相関行列及び相関行列の逆行列はそれぞれ１回
のみとなる。従来方式では、アダプティブアレーの構成
に際して、相関行列演算Ｎ・Ｋ回、逆行列演算Ｎ・Ｋ回
が必要とされていたことを考えると大幅な計算量の削減
が可能となる。なお、本実施の形態では、複数ユーザの
場合を例に取り上げたが、１ユーザ、ＲＡＫＥ受信機構
成の場合にも同様に相関行列演算を１回にすることがで
きる。
【００３０】（第３の実施の形態）図６は本発明の第３
の実施の形態の概要を説明する最も基本的な図である。
この図において、１はＣＤＭＡ受信局の受信機、２ａ〜
２ｄはアンテナ、３０は行列演算部、３１は信号変換
器、３２〜３４は各ユーザに対応する信号合成部を表
す。図７は行列演算部３０における処理手順を表すフロ
ーチャート、図８は信号合成部の詳細を示す図である。
以下、図６〜図８を用いて本実施の形態について説明を
行う。
の実施の形態の概要を説明する最も基本的な図である。
この図において、１はＣＤＭＡ受信局の受信機、２ａ〜
２ｄはアンテナ、３０は行列演算部、３１は信号変換
器、３２〜３４は各ユーザに対応する信号合成部を表
す。図７は行列演算部３０における処理手順を表すフロ
ーチャート、図８は信号合成部の詳細を示す図である。
以下、図６〜図８を用いて本実施の形態について説明を
行う。
【００３１】本実施の形態は、前述した第１の実施の形
態と同じウエイトベクトルＷn’および合成出力を得る
ことを目的としている。しかし、その回路構成は第１の
実施の形態とは異なっている。本実施の形態では、行列
演算部３０において、まず相関行列Φ0の計算を行う
（図７のステップＳ３１）。相関行列Φ0の定義および
計算手法は前述した第１の実施の形態と同一である。次
に、相関行列Φ0の固有値分解を行い、Ｍ個の固有値λm
と固有ベクトルｅm（m=1,...,M）を導出する（Ｓ３
２）。ここで、Ｍはアンテナ数である。アンテナ数と同
数の固有値、固有ベクトルを導くことが可能である。行
列演算部３０では、導出された固有値λmを用いて、次
式の行列Λの計算を行う（Ｓ３３）。
態と同じウエイトベクトルＷn’および合成出力を得る
ことを目的としている。しかし、その回路構成は第１の
実施の形態とは異なっている。本実施の形態では、行列
演算部３０において、まず相関行列Φ0の計算を行う
（図７のステップＳ３１）。相関行列Φ0の定義および
計算手法は前述した第１の実施の形態と同一である。次
に、相関行列Φ0の固有値分解を行い、Ｍ個の固有値λm
と固有ベクトルｅm（m=1,...,M）を導出する（Ｓ３
２）。ここで、Ｍはアンテナ数である。アンテナ数と同
数の固有値、固有ベクトルを導くことが可能である。行
列演算部３０では、導出された固有値λmを用いて、次
式の行列Λの計算を行う（Ｓ３３）。
【数７】 このように計算された行列Λを用いて、信号変換器３１
では各アンテナからの受信信号の変換を行う。この受信
信号の変換は次式に従って行われる。
では各アンテナからの受信信号の変換を行う。この受信
信号の変換は次式に従って行われる。
【数８】 ここで、[x1 x2 .... xM]Tはアンテナからの受信信号で
あり、[x1' x2' ....xM']Tは信号変換器での変換出力で
ある。この信号変換はデジタルベースバンド信号のサン
プリング単位で行われる。
あり、[x1' x2' ....xM']Tは信号変換器での変換出力で
ある。この信号変換はデジタルベースバンド信号のサン
プリング単位で行われる。
【００３２】このように変換された信号は、各ユーザご
との信号合成部３２〜３４に入力される。ここでは、ユ
ーザｎに対応する信号合成部（図８）の動作について説
明を行う。信号合成部４０では、変換された各信号x
1'，x2'，x3'，x4'は、それぞれ、ユーザｎに対応する
整合フィルタ４１に入力され、その出力としてユーザｎ
の逆拡散信号を得る。さらに、一般に広く用いられてい
る最大比合成法に従って、各ブランチの信号合成を行な
う。具体的には、ウエイト演算部４２において、信号内
に挿入された参照信号を用いてユーザｎの応答ベクトル
Ｕnを検出し、該応答ベクトルＵnをウエイトベクトルと
して、ウエイト乗算部４３で逆拡散信号と乗算し合成器
４４で信号合成を行う。このように各ユーザに対応する
信号合成部では、整合フィルタで自信号を検出した後、
ブランチ間で最大比合成を行う。
との信号合成部３２〜３４に入力される。ここでは、ユ
ーザｎに対応する信号合成部（図８）の動作について説
明を行う。信号合成部４０では、変換された各信号x
1'，x2'，x3'，x4'は、それぞれ、ユーザｎに対応する
整合フィルタ４１に入力され、その出力としてユーザｎ
の逆拡散信号を得る。さらに、一般に広く用いられてい
る最大比合成法に従って、各ブランチの信号合成を行な
う。具体的には、ウエイト演算部４２において、信号内
に挿入された参照信号を用いてユーザｎの応答ベクトル
Ｕnを検出し、該応答ベクトルＵnをウエイトベクトルと
して、ウエイト乗算部４３で逆拡散信号と乗算し合成器
４４で信号合成を行う。このように各ユーザに対応する
信号合成部では、整合フィルタで自信号を検出した後、
ブランチ間で最大比合成を行う。
【００３３】本実施の形態に従って計算された信号合成
出力の性質について説明を行う。ユーザｎのアンテナ受
信信号ベクトルを Ｖn・s(t)=[Vn1 Vn2 ... VnM]・s(t) (16) とする。ここで、Vn1，...，VnMは変調信号を含まない
受信レベルである。また、s(t)は信号の変調成分を表
す。このとき、信号変換器３１の出力はΛH・Ｖn・s(t)
で与えられる。また、整合フィルタ通過後に計算される
応答ベクトルＵnは Ｕn=β・ΛH・Ｖn (17) で与えられる。ここで、βは定数である。従って、信号
合成部４０における信号の合成出力ｚは次式で与えられ
る。
出力の性質について説明を行う。ユーザｎのアンテナ受
信信号ベクトルを Ｖn・s(t)=[Vn1 Vn2 ... VnM]・s(t) (16) とする。ここで、Vn1，...，VnMは変調信号を含まない
受信レベルである。また、s(t)は信号の変調成分を表
す。このとき、信号変換器３１の出力はΛH・Ｖn・s(t)
で与えられる。また、整合フィルタ通過後に計算される
応答ベクトルＵnは Ｕn=β・ΛH・Ｖn (17) で与えられる。ここで、βは定数である。従って、信号
合成部４０における信号の合成出力ｚは次式で与えられ
る。
【数９】 ここで、Hは行列の転置共役を表す。上式より、ユーザ
ｎに対する等価的なウエイトはΛ・ΛH・Ｖnと表され
る。ここで、Λは相関行列Φ0と次式の関係にあること
が一般に知られている。
ｎに対する等価的なウエイトはΛ・ΛH・Ｖnと表され
る。ここで、Λは相関行列Φ0と次式の関係にあること
が一般に知られている。
【数１０】 従って、ユーザｎに対する等価的なウエイトはΦ0 -1・
Ｖnで表され、前述した第１の実施の形態におけるウエ
イトと等しい。すなわち、本実施の形態は第１の実施の
形態と回路構成は異なるものの合成信号出力は同じ値と
なる。
Ｖnで表され、前述した第１の実施の形態におけるウエ
イトと等しい。すなわち、本実施の形態は第１の実施の
形態と回路構成は異なるものの合成信号出力は同じ値と
なる。
【００３４】本実施の形態では、信号変換器３１は各ユ
ーザに対して共通であるため、ユーザ数が増加した場合
にも信号変換器の負荷は変わらない。また、相関行列を
利用した信号変換部と最大比合成による信号合成部に回
路構成が完全に分離されている。従って、従来より用い
られていた最大比合成受信機からアダプティブアレー受
信機への移行を行なう際に本実施の形態は効率的であ
る。すなわち、従来の信号合成部の前段に共通な信号変
換部（３０および３１）を取り付けることによって簡単
にアダプティブアレー受信機とすることができる。この
ように、本実施の形態では従来構成をそのまま利用でき
るという利点を有する。
ーザに対して共通であるため、ユーザ数が増加した場合
にも信号変換器の負荷は変わらない。また、相関行列を
利用した信号変換部と最大比合成による信号合成部に回
路構成が完全に分離されている。従って、従来より用い
られていた最大比合成受信機からアダプティブアレー受
信機への移行を行なう際に本実施の形態は効率的であ
る。すなわち、従来の信号合成部の前段に共通な信号変
換部（３０および３１）を取り付けることによって簡単
にアダプティブアレー受信機とすることができる。この
ように、本実施の形態では従来構成をそのまま利用でき
るという利点を有する。
【００３５】なお、本実施の形態では信号合成部４０に
おいて最大比合成法を用いる場合を取り上げたが、その
他の合成方法に対しても適用可能である。また、応答ベ
クトルＵnはデータ内の参照信号をもとに算出したが、
第１の実施の形態と同様他の手法により応答ベクトルを
算出しても構わない。
おいて最大比合成法を用いる場合を取り上げたが、その
他の合成方法に対しても適用可能である。また、応答ベ
クトルＵnはデータ内の参照信号をもとに算出したが、
第１の実施の形態と同様他の手法により応答ベクトルを
算出しても構わない。
【００３６】（第４の実施の形態）上記第３の実施の形
態では、ＲＡＫＥ受信のない場合を扱った。次に、ＲＡ
ＫＥ受信を行う場合に適用した本発明の第４の実施の形
態について説明する。図９はＣＤＭＡの特徴であるＲＡ
ＫＥ受信とアダプティブアレーを組み合わせた場合にお
ける前記信号合成部の構成を示す図である。これ以外の
構成は、前記図６と同様であり、本構成においても全て
のＲＡＫＥ受信遅延タップに対して共通の信号変換器３
１を用いている。図９において、５０、５１および５２
はそれぞれ第１到来パス、第２到来パスおよび第３到来
パスに対応する信号合成部であり、前記信号変換器３１
からの出力x1'、x2'、x3'、x4'とこのユーザｎの拡散符
号との相関を検出する整合フィルタ５３の各パスに対応
するタップの逆拡散出力が供給され、それぞれのパスの
受信信号に対する最大比合成が行われている。ここで、
５４はウエイト演算部、５５はウエイト乗算部、５６は
合成器であり、前記図８に関して説明したものと同様の
処理が行われる。各信号合成部５０〜５２からの合成信
号は、さらに、合成器５７でタイミングを合わせて合成
されて合成出力が得られる。
態では、ＲＡＫＥ受信のない場合を扱った。次に、ＲＡ
ＫＥ受信を行う場合に適用した本発明の第４の実施の形
態について説明する。図９はＣＤＭＡの特徴であるＲＡ
ＫＥ受信とアダプティブアレーを組み合わせた場合にお
ける前記信号合成部の構成を示す図である。これ以外の
構成は、前記図６と同様であり、本構成においても全て
のＲＡＫＥ受信遅延タップに対して共通の信号変換器３
１を用いている。図９において、５０、５１および５２
はそれぞれ第１到来パス、第２到来パスおよび第３到来
パスに対応する信号合成部であり、前記信号変換器３１
からの出力x1'、x2'、x3'、x4'とこのユーザｎの拡散符
号との相関を検出する整合フィルタ５３の各パスに対応
するタップの逆拡散出力が供給され、それぞれのパスの
受信信号に対する最大比合成が行われている。ここで、
５４はウエイト演算部、５５はウエイト乗算部、５６は
合成器であり、前記図８に関して説明したものと同様の
処理が行われる。各信号合成部５０〜５２からの合成信
号は、さらに、合成器５７でタイミングを合わせて合成
されて合成出力が得られる。
【００３７】このように、本実施の形態では、従来のＲ
ＡＫＥ受信付き最大比合成受信機構成に対して信号変換
部を挿入することによって、アダプティブアレー受信機
への変更が可能となる。また、各ユーザ及び各遅延タッ
プに対して信号変換部における演算の共通化を行ってい
る。このような共通化によって、少ない演算量でアダプ
ティブアレー受信機を構成することが可能となる。
ＡＫＥ受信付き最大比合成受信機構成に対して信号変換
部を挿入することによって、アダプティブアレー受信機
への変更が可能となる。また、各ユーザ及び各遅延タッ
プに対して信号変換部における演算の共通化を行ってい
る。このような共通化によって、少ない演算量でアダプ
ティブアレー受信機を構成することが可能となる。
【００３８】（第５の実施の形態）前述した第３の実施
の形態および第４の実施の形態では行列演算部３０にお
いて相関行列Φ0を計算した後、その固有値λmと固有ベ
クトルｅmを計算し、行列Λの導出を行った。しかし、
固有値λmが雑音電力と同レベルの値である場合には、
固有ベクトルｅmに対応して得られる信号変換器３１の
出力は雑音成分が主体となり、信号成分をほとんど含ん
でいないことが知られている。そこで、このような雑音
成分を出力しないようにしてウエイト演算の演算量を少
なくした本発明の第５の実施の形態について、図１０を
参照して説明する。図１０は、この実施の形態における
行列演算部６０および信号変換器６１を示す図である。
本実施の形態では、値の小さい固有値、およびそれに対
応する固有ベクトルを要素から除外した行列Λ’を用い
て信号変換器６１の処理を行う。例えば、固有値λ2の
値が雑音レベルと同程度となるほど小さい場合には、行
列演算部６０は、Λに代えて次式であらわすΛ’を信号
変換器６１に出力する。
の形態および第４の実施の形態では行列演算部３０にお
いて相関行列Φ0を計算した後、その固有値λmと固有ベ
クトルｅmを計算し、行列Λの導出を行った。しかし、
固有値λmが雑音電力と同レベルの値である場合には、
固有ベクトルｅmに対応して得られる信号変換器３１の
出力は雑音成分が主体となり、信号成分をほとんど含ん
でいないことが知られている。そこで、このような雑音
成分を出力しないようにしてウエイト演算の演算量を少
なくした本発明の第５の実施の形態について、図１０を
参照して説明する。図１０は、この実施の形態における
行列演算部６０および信号変換器６１を示す図である。
本実施の形態では、値の小さい固有値、およびそれに対
応する固有ベクトルを要素から除外した行列Λ’を用い
て信号変換器６１の処理を行う。例えば、固有値λ2の
値が雑音レベルと同程度となるほど小さい場合には、行
列演算部６０は、Λに代えて次式であらわすΛ’を信号
変換器６１に出力する。
【数１１】 上式では固有値λ2の値は小さいものとして行列要素か
ら除外されている。信号変換器６１では次式に従って信
号の変換を行う。
ら除外されている。信号変換器６１では次式に従って信
号の変換を行う。
【数１２】 従って、信号変換器６１の出力にはx2'は含まれず、出
力個数はＭ個よりも少なくなる。このように変換出力個
数を少なくすることによって、後段での信号合成処理負
荷を少なくすることが可能となる。この実施の形態は、
前記図８に示した実施の形態および前記図９に示した実
施の形態のいずれも場合にも適用することができる。
力個数はＭ個よりも少なくなる。このように変換出力個
数を少なくすることによって、後段での信号合成処理負
荷を少なくすることが可能となる。この実施の形態は、
前記図８に示した実施の形態および前記図９に示した実
施の形態のいずれも場合にも適用することができる。
【００３９】（第６の実施の形態）なお、上述した実施
の形態１および２ではＳＭＩアルゴリズムを採用した場
合を例にとって説明したが、本発明は、ＲＬＳアルゴリ
ズムを採用した場合にも同様に適用することができる。
図１１は、前述した第１の実施の形態にＲＬＳアルゴリ
ズムを用いた場合の各ユーザに対するアダプティブアレ
ー信号処理部（図１におけるアダプティブアレー信号処
理部３〜５）の構成を示す図である。なお、これ以外の
構成は前記図１と同一であり、前述の場合と同様に、各
ユーザに対して共通に設けられた行列演算部６の出力を
用いるようにしている。
の形態１および２ではＳＭＩアルゴリズムを採用した場
合を例にとって説明したが、本発明は、ＲＬＳアルゴリ
ズムを採用した場合にも同様に適用することができる。
図１１は、前述した第１の実施の形態にＲＬＳアルゴリ
ズムを用いた場合の各ユーザに対するアダプティブアレ
ー信号処理部（図１におけるアダプティブアレー信号処
理部３〜５）の構成を示す図である。なお、これ以外の
構成は前記図１と同一であり、前述の場合と同様に、各
ユーザに対して共通に設けられた行列演算部６の出力を
用いるようにしている。
【００４０】図１１に示す任意のユーザｎのアダプティ
ブアレー信号処理部７０において、７１は、図１に示し
た複数のアンテナ２ａ〜２ｄに対応して設けられた整合
フィルタであり、それぞれ対応するアンテナからの受信
信号x1〜x4をこのユーザｎの拡散符号で逆拡散して信号
y1〜y4を出力する。７２はＲＬＳアルゴリズムにより前
記各整合フィルタ７１からの逆拡散出力y1〜y4に対する
ウエイトベクトルＷ(m)を算出するウエイト演算部、７
３は前記ウエイト演算部７２において算出されたウエイ
トベクトルＷ(m)の各要素を前記各整合フィルタ７１か
らの逆拡散出力y1〜y4に乗算するウエイト乗算部、７４
は各乗算部７３の出力を加算する合成器である。
ブアレー信号処理部７０において、７１は、図１に示し
た複数のアンテナ２ａ〜２ｄに対応して設けられた整合
フィルタであり、それぞれ対応するアンテナからの受信
信号x1〜x4をこのユーザｎの拡散符号で逆拡散して信号
y1〜y4を出力する。７２はＲＬＳアルゴリズムにより前
記各整合フィルタ７１からの逆拡散出力y1〜y4に対する
ウエイトベクトルＷ(m)を算出するウエイト演算部、７
３は前記ウエイト演算部７２において算出されたウエイ
トベクトルＷ(m)の各要素を前記各整合フィルタ７１か
らの逆拡散出力y1〜y4に乗算するウエイト乗算部、７４
は各乗算部７３の出力を加算する合成器である。
【００４１】前記ウエイト演算部７２には、前記各整合
フィルタ７１からの逆拡散出力y1〜y4、前記行列演算部
６（図１）において演算された相関行列の逆行列
Φ0 -1、および、前記合成器７４の出力（アダプティブ
合成信号）が入力され、ＲＬＳアルゴリズムによりウエ
イトベクトルを算出している。ＲＬＳアルゴリズムで
は、前記合成器７４から出力されるアダプティブ合成信
号を用いて次式によりｍ＝1, 2, ...と逐次的にウエイ
ト更新を行なう。
フィルタ７１からの逆拡散出力y1〜y4、前記行列演算部
６（図１）において演算された相関行列の逆行列
Φ0 -1、および、前記合成器７４の出力（アダプティブ
合成信号）が入力され、ＲＬＳアルゴリズムによりウエ
イトベクトルを算出している。ＲＬＳアルゴリズムで
は、前記合成器７４から出力されるアダプティブ合成信
号を用いて次式によりｍ＝1, 2, ...と逐次的にウエイ
ト更新を行なう。
【数１３】 ここで、Ｗ(m)＝[w1,w2,w3,w4]Tはｍ回更新されたウエ
イトベクトルであり、Ｙ(m)＝[y1,y2,y3,y4]Tはｍ番目
のシンボルにおける逆拡散信号の値を表す。また、ｒ
(m)はこのユーザｎに対応する参照信号のｍ番目のシン
ボルの値を表す。
イトベクトルであり、Ｙ(m)＝[y1,y2,y3,y4]Tはｍ番目
のシンボルにおける逆拡散信号の値を表す。また、ｒ
(m)はこのユーザｎに対応する参照信号のｍ番目のシン
ボルの値を表す。
【００４２】このように、本実施の形態では、ＲＬＳア
ルゴリズムにおける相関行列逆行列Φ0 -1を各ユーザ受
信機において共通化している。本構成により、ＲＬＳア
ルゴリズムにおいても相関行列逆行列を各ユーザの受信
機に対して共通化することが可能であり、演算量を削減
することが可能となる。なお、本実施の形態では、ＲＬ
Ｓアルゴリズムにおいて逆拡散信号ベクトルＹ(m)を用
いたが、Ｙ(m)の代わりに逆拡散前のｍ番目の信号ベク
トルＸ(m)=[x1,x2,x3,x4]Tを用いてもアダプティブアレ
ーを構成することができる。この場合には、ユーザ間で
Φ0 -1・Ｘ(m)の値を共通化できるため、さらに演算量を
削減することが可能となる。また、前記第２の実施の形
態（図５）の場合にも、同様にＲＬＳアルゴリズムを採
用することができる。なお、以上の説明において、アン
テナ数が４、ＲＡＫＥ受信におけるパス数が３として説
明したが、これは一例にすぎず、任意のアンテナ数およ
びパス数を採用することができることは明らかである。
ルゴリズムにおける相関行列逆行列Φ0 -1を各ユーザ受
信機において共通化している。本構成により、ＲＬＳア
ルゴリズムにおいても相関行列逆行列を各ユーザの受信
機に対して共通化することが可能であり、演算量を削減
することが可能となる。なお、本実施の形態では、ＲＬ
Ｓアルゴリズムにおいて逆拡散信号ベクトルＹ(m)を用
いたが、Ｙ(m)の代わりに逆拡散前のｍ番目の信号ベク
トルＸ(m)=[x1,x2,x3,x4]Tを用いてもアダプティブアレ
ーを構成することができる。この場合には、ユーザ間で
Φ0 -1・Ｘ(m)の値を共通化できるため、さらに演算量を
削減することが可能となる。また、前記第２の実施の形
態（図５）の場合にも、同様にＲＬＳアルゴリズムを採
用することができる。なお、以上の説明において、アン
テナ数が４、ＲＡＫＥ受信におけるパス数が３として説
明したが、これは一例にすぎず、任意のアンテナ数およ
びパス数を採用することができることは明らかである。
【００４３】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
相関行列演算およびその逆行列演算を複数のユーザおよ
び遅延パスに対して共通化することができ、ＲＡＫＥ受
信におけるウエイト演算量および多ユーザ環境における
ウエイト演算量を削減することができる。また、整合フ
ィルタ通過前の信号に対して受信信号間相関行列を演算
しているため、拡散符号としてロング符号を用いた場合
であっても誤差の少ない出力信号を得ることができる。
さらに、希望信号成分の少ない相関行列を求めることに
よって、収束速度の速いウエイト演算を行うことができ
る。さらにまた、信号変換手段を用いた本発明によれ
ば、従来機器からのバージョンアップが容易にできる。
さらにまた、出力の数が入力の数よりも少なくなるよう
に信号変換を行う本発明によれば、より演算量を少なく
することができる。
相関行列演算およびその逆行列演算を複数のユーザおよ
び遅延パスに対して共通化することができ、ＲＡＫＥ受
信におけるウエイト演算量および多ユーザ環境における
ウエイト演算量を削減することができる。また、整合フ
ィルタ通過前の信号に対して受信信号間相関行列を演算
しているため、拡散符号としてロング符号を用いた場合
であっても誤差の少ない出力信号を得ることができる。
さらに、希望信号成分の少ない相関行列を求めることに
よって、収束速度の速いウエイト演算を行うことができ
る。さらにまた、信号変換手段を用いた本発明によれ
ば、従来機器からのバージョンアップが容易にできる。
さらにまた、出力の数が入力の数よりも少なくなるよう
に信号変換を行う本発明によれば、より演算量を少なく
することができる。
【図１】 本発明の第１の実施の形態のアダプティブア
レーＣＤＭＡ受信機の一構成例を示す図である。
レーＣＤＭＡ受信機の一構成例を示す図である。
【図２】 本発明の第１の実施の形態の行列演算部６の
処理手順を表すフローチャートである。
処理手順を表すフローチャートである。
【図３】 本発明の第１の実施の形態のアダプティブア
レー信号処理部の構成を示す図である。
レー信号処理部の構成を示す図である。
【図４】 本発明の第１の実施の形態のアダプティブア
レー信号処理部内のウエイト演算部１２で行われる演算
手順を表すフローチャートである。
レー信号処理部内のウエイト演算部１２で行われる演算
手順を表すフローチャートである。
【図５】 本発明の第２の実施の形態のアダプティブア
レーＣＤＭＡ受信機のアダプティブアレー信号処理部の
構成例を示す図である。
レーＣＤＭＡ受信機のアダプティブアレー信号処理部の
構成例を示す図である。
【図６】 本発明の第３の実施の形態のアダプティブア
レーＣＤＭＡ受信機構成を示す図である。
レーＣＤＭＡ受信機構成を示す図である。
【図７】 本発明の第３の実施の形態の行列演算部６の
処理手順を表すフローチャートである。
処理手順を表すフローチャートである。
【図８】 本発明の第３の実施の形態の信号合成部の構
成を示す図である。
成を示す図である。
【図９】 本発明の第４の実施の形態のアダプティブア
レーＣＤＭＡ受信機の信号合成部を示す図である。
レーＣＤＭＡ受信機の信号合成部を示す図である。
【図１０】 本発明の第５の実施の形態のアダプティブ
アレーＣＤＭＡ受信機における行列演算部及び信号変換
部を示す図である。
アレーＣＤＭＡ受信機における行列演算部及び信号変換
部を示す図である。
【図１１】 ＲＬＳアルゴリズムを用いた本発明の第６
の実施の形態のアダプティブアレー信号処理部の構成を
示す図である。
の実施の形態のアダプティブアレー信号処理部の構成を
示す図である。
【図１２】 一般的なＣＤＭＡ伝送方式を表す図であ
る。
る。
【図１３】 アダプティブアレーを用いたＣＤＭＡ方式
の利用環境を示す図である。
の利用環境を示す図である。
【図１４】 従来方式におけるアダプティブアレーＣＤ
ＭＡ受信機構成を示す図である。
ＭＡ受信機構成を示す図である。
【図１５】 従来方式におけるアダプティブアレー信号
処理部を示す図である。
処理部を示す図である。
【図１６】 従来方式におけるアダプティブアレー信号
処理部の処理手順を表す図である。
処理部の処理手順を表す図である。
【図１７】 従来方式におけるアダプティブアレーＣＤ
ＭＡ受信機構成にＲＡＫＥ受信機を負荷した場合の構成
図である。
ＭＡ受信機構成にＲＡＫＥ受信機を負荷した場合の構成
図である。
１ 受信機 ２、２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄ アンテナ ３、４、５、１０ アダプティブアレー信号処理部 ６、３０ 行列演算部 １１、２３、４１、５３ 整合フィルタ １２、２４、４２、５４ ウエイト演算部 １３、２５、４３、５５ ウエイト乗算部 １４、２６、２７、４４、５６、５７ 合成器 ２０、２１、２２ 信号処理部 ３１ 信号変換部 ３２、３３、３４、４０、５０、５１、５２ 信号合成
部
部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J021 AA05 AA11 DB02 DB03 EA02 EA04 EA07 FA13 FA32 GA02 HA05 5K022 EE01 5K059 CC03 CC04 DD32
Claims (9)
- 【請求項１】 １又は複数のユーザから送信される信号
を受信するＣＤＭＡ方式における無線受信装置であっ
て、 複数のアンテナと、 前記各アンテナからの受信信号間の相関行列を算出する
行列演算手段と、 前記各ユーザ対応に設けられ、前記各アンテナからの受
信信号をそのユーザに割り当てられた拡散符号で逆拡散
した出力をウエイトを付けて合成する信号処理手段とを
有し、 前記行列演算手段による演算結果を前記各ユーザ対応に
設けられた信号処理手段に対して共通に用いるようにし
たことを特徴とする無線受信装置。 - 【請求項２】 前記行列演算手段は、さらに前記相関行
列の逆行列を算出するようになされており、 前記各ユーザ対応に設けられた信号処理手段は、前記各
アンテナからの受信信号をそのユーザの拡散符号で逆拡
散した出力と前記行列演算手段において算出された前記
相関行列の逆行列とに基づいて、ウエイトベクトルを算
出するウエイト演算部を有し、該ウエイト演算部で算出
したウエイトベクトルを用いて前記各アンテナからの受
信信号を逆拡散した出力を合成するようになされている
ことを特徴とする請求項１記載の無線受信装置。 - 【請求項３】 前記行列演算手段は、さらに前記相関行
列の逆行列を算出するようになされており、 前記各ユーザ対応に設けられた信号処理手段は複数の到
来パスそれぞれに対応して設けられた信号処理部を有
し、該各ユーザの各到来パスに対応する信号処理部は、
その到来パスに関する前記各アンテナからの受信信号を
そのユーザの拡散符号で逆拡散した出力と前記行列演算
手段において算出された前記相関行列の逆行列とに基づ
いて、ウエイトベクトルを算出するウエイト演算部を有
し、該ウエイト演算部で算出したウエイトベクトルを用
いてその到来パスに関する前記各アンテナからの受信信
号を逆拡散した出力を合成するようになされていること
を特徴とする請求項１記載の無線受信装置。 - 【請求項４】 前記ウエイト演算部は、ＳＭＩアルゴリ
ズムを用いて前記ウエイトベクトルを算出することを特
徴とする請求項２あるいは３に記載の無線受信装置。 - 【請求項５】 前記ウエイト演算部は、ＲＬＳアルゴリ
ズムを用いて前記ウエイトベクトルを算出することを特
徴とする請求項２あるいは３に記載の無線受信装置。 - 【請求項６】 前記行列演算手段は、さらに前記相関行
列の固有値および固有ベクトルを算出するようになされ
ており、前記複数のアンテナからの受信信号を前記行列
演算手段により算出された前記相関行列の固有値および
固有ベクトルを用いて変換する信号変換手段を有し、前
記各ユーザ対応に設けられた信号処理手段は、前記信号
変換手段で変換された信号をそのユーザに割り当てられ
た拡散信号で逆拡散した出力を最大比合成するようにな
されていることを特徴とする請求項１記載の無線受信装
置。 - 【請求項７】 前記行列演算手段は、さらに前記相関行
列の固有値および固有ベクトルを算出するようになされ
ており、前記複数のアンテナからの受信信号を前記行列
演算手段により算出された前記相関行列の固有値および
固有ベクトルを用いて変換する信号変換手段を有し、前
記各ユーザ対応に設けられた信号処理手段は複数の到来
パスそれぞれに対応して設けられた信号処理部を有し、
該各ユーザの各到来パスに対応する信号処理部は、前記
信号変換手段で変換された信号をその到来パスに関する
そのユーザの拡散符号で逆拡散した出力を最大比合成す
るようになされていることを特徴とする請求項１記載の
無線受信装置。 - 【請求項８】 前記信号変換手段は、その出力の数がそ
の入力の数よりも少なくなるように信号変換を行うこと
を特徴とする請求項６又は７記載の無線受信装置。 - 【請求項９】 前記各ユーザに割り当てられる拡散符号
は、長周期のロング符号であることを特徴とする請求項
１〜８のいずれかに記載の無線受信装置。
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