JP3716398B2 - アレーアンテナによる到来方向推定方法及び該方法を用いたｄｓ−ｃｄｍａ受信装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＤＳ−ＣＤＭＡ（Ｄirect Ｓequence Ｃode Ｄivision Ｍultiple Ａccess ；直接スペクトル拡散符号分割多元接続）方式に於いて、希望信号の到来方向を推定するアレーアンテナによる到来方向推定方法及び該方法を用いたＤＳ−ＣＤＭＡ受信装置に関する。
【０００２】
ＤＳ−ＣＤＭＡ通信システムの基地局に於いて、アレーアンテナを用いて受信し、アレーアンテナ素子による受信信号により希望信号の到来方向を推定し、この到来方向に指向性ビームを形成するようにして送受信することにより、干渉の低減及びアンテナ利得の増加による送信電力の低減を図ることができる。その場合の希望信号の到来方向を正確に推定することが要望される。
【０００３】
【従来の技術】
図７はアレーアンテナを用いた基地局の受信装置の説明図であり、ＤＳ−ＣＤＭＡ通信システムの基地局に於ける受信部の要部を示し、７１−０〜７１−（Ｍ−１）は受信アンテナを構成するアレーアンテナ素子、７２−０〜７２−（Ｋ−１）は受信処理部、７３−０〜７３−（Ｍ−１）は逆拡散部、７４はビームフォーミング部、７５はチャネル受信部、７６は到来方向推定部、７７はビームフォーマを示す。
【０００４】
チャネル対応の受信処理部７２−０〜７２−（Ｋ−１）には、アレーアンテナ素子７１−０〜７１−（Ｍ−１）の受信信号ｒ⁽⁰⁾ 〜ｒ^(M-1) が入力される。又受信処理部７２−０は、拡散符号Ｃ₀ を入力する逆拡散部７３−０〜７３−（Ｍ−１）により受信信号の逆拡散処理を行い、各逆拡散出力信号ｘ⁽⁰⁾ 〜ｘ^(M-1) を、ビームフォーミング部７４の到来方向推定部７６とビームフォーマ７７とに入力する。到来方向推定部７６は、隣接アンテナ素子による受信信号間の相互相関関数を基に希望信号の到来方向を推定する。
【０００５】
ビームフォーマ７７は、到来方向推定部７６の到来方向の推定による重み係数を逆拡散出力信号ｘ⁽⁰⁾ 〜ｘ^(M-1) に乗算して合成出力するもので、その出力信号をチャネル受信部７５に入力する。従って、チャネル０〜Ｋ−１対応の受信処理部７２−０〜７２−（Ｋ−１）から受信データを送出する。
【０００６】
図８は従来例の到来方向推定部を有するビームフォーミング部の説明図であり、受信アンテナを４アレーアンテナ素子により構成した場合を示し、７４はビームフォーミング部、７６は到来方向推定部、７７はビームフォーマ、７８−０〜７８−３は乗算器、７９は加算器（Σ）である。
【０００７】
４個のアンテナ素子７１−０〜７１−３（図１参照）による受信信号ｘ⁽⁰⁾ （ｎ）〜ｘ⁽³⁾ （ｎ）を到来方向推定部７６とビームフォーマ７７とに入力し、到来方向推定部７６は、希望信号の到来方向の推定によるビームフォーマ７７への重み係数ａ０〜ａ３を出力する。又ビームフォーマ７７は、この係数ａ０〜ａ３（複素数）をそれぞれ乗算器７８−０〜７８−３に入力し、受信信号ｘ⁽⁰⁾ （ｎ）〜ｘ⁽³⁾ （ｎ）に乗算し、位相を合わせた状態として加算器７９により合成し、出力信号ｙ（ｎ）をチャネル受信部７５（図７参照）に入力する。
【０００８】
図９は従来例の到来方向推定部の説明図であり、７６は到来方向推定部、８１−０〜８１−３は相関計算部、８２は加算器（Σ）、８３はアレー重み係数計算部である。又相関計算部８１−０〜８１−３は、下方に相関計算部８１として示すように、乗算器８４と平均化フィルタ８５とを含み、乗算器８４に、ｍ番目とｍ＋１番目との隣接アンテナ素子からの受信信号ｘ^(m) （ｎ），ｘ^(m+1) （ｎ）に入力する。この場合、一方を複素共役（＊で示す）として入力し、隣接するアンテナ素子による受信信号間の複素共役積（ラグが零の相互相関関数）を求め、これを平均化フィルタ８５により時間平均をとって、相互相関関数Ｒ^(m) を出力する。
【０００９】
ｍ番目のアンテナ素子による（ｎ−１）Ｔ≦ｔ＜ｎＴに於ける受信信号ｒ^(m) （ｔ）は、（１）式のように表すことができる。又（１）式中のｉ＝０〜Ｎ−１についてのφ_i ^(m) は（２）式に示すものとなる。
【数１】

なお、Ｎはユーザ数、Ａ_i は第ｉユーザ信号の受信振幅、ｃ_i （ｔ）は第ｉユーザの拡散符号、τ_i は第ｉユーザの相対遅延、ｂ_i は第ｉユーザ送信シンボル、ｄはアンテナ素子間距離、θ_i は第ｉユーザ信号の到来角度、Ｎ^(m) （ｔ）は雑音信号、Ｔはシンボル長である。又説明の便宜上マルチパスを考慮しない。
【００１０】
ｍ番目のアンテナ素子による受信信号ｒ^(m) （ｔ）を、第ｋユーザの拡散符号ｃ_(k) （ｔ）で逆拡散を行った逆拡散出力信号ｘ_(k) ^(m) （ｎ）は、（３）式に示すものとなる。なお、（３）式中のｗ_ij（ｎ）は（４）式に示すものとなる。
【数２】

【００１１】
又図９に示す相関計算部８１に於いて、ｍ番目のアンテナ素子による受信シンボルｘ^(m) （ｎ）と、ｍ＋１番目のアンテナ素子による受信シンボルｘ^(m+1) （ｎ）との相関Ｒ_k ^(m) を（５）式により計算する。なお、＜＞印は平均化することを示し、（６）式は＜＞内を展開して示している。
【数３】

【００１２】
そして、相関Ｒ_k ^(m) を各アンテナ素子について平均をとり、隣接アンテナ素子間の相互相関関数Ｒ_k を（７）式に基づいて求める。ここで、Ｍはアンテナ素子数を示す。
【数４】

【００１３】
図９に於いては、相関計算部８１−０〜８１−２からの相関Ｒ⁽⁰⁾ 〜Ｒ⁽²⁾ を加算器８２により加算する構成を示し、（７）式の〔１／（Ｍ−１）〕に関する計算機能を示していないが、（Ｍ−１）は固定値であるから、加算によって平均化した処理に相当することになる。
【００１４】
又前述の（６）式の右辺第２項は無相関な信号であり、又｜Ｗ_ik（ｎ）｜が小さい値となる為、各ユーザの受信信号振幅Ａ_i に大差が無ければ、平均化により右辺第１項の希望信号（第ｋユーザ）の位相差を抽出することができる。従って、（７）式による相互相関関数Ｒ_k を用い、その虚数部Ｉｍ（Ｒ_k ）と実数部Ｒｅ（Ｒ_k ）との比を基に、（８）式により、第ｋユーザの信号の到来角度θ_k を推定することができる。
【数５】

【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
前述の従来例の到来方向推定方法は、希望する信号の有無に拘らず、逆拡散処理後の信号中で最も強い信号の到来方向を推定することになる。従って、希望信号の受信振幅が小さい場合や、大きな干渉信号が存在する場合に、希望信号の正しい到来方向を推定することが困難となる。
【００１６】
例えば、ＤＳ−ＣＤＭＡ通信システムに於いて、高速レートと低速レートとを含むマルチレート伝送を行う場合、高速レートの送信電力が大きいことから、低速レートのユーザの受信信号に対して、高速レートの受信信号が干渉信号となって、低速レートのユーザの希望信号に対する到来方向の推定が困難となる問題がある。
本発明は、拡散符号にシンボル長より長い周期の符号（ロングコード）を用いたＤＳ−ＣＤＭＡ通信システムに於いて、干渉信号が存在する場合でも、希望信号の正しい到来方向の推定を可能とすることを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
本発明のアレーアンテナによる到来方向推定方法は、シンボル長より長い周期のロングコードにより拡散処理して送信するＤＳ−ＣＤＭＡ通信システムに於いて、アレーアンテナによる受信信号を逆拡散した逆拡散出力信号を、既知シンボルにより逆変調した信号の中の隣接するアンテナ素子対応の信号間の零以外のラグの相互相関関数を求め、この相互相関関数を基に希望信号の到来方向を推定する過程を含むものである。
【００１８】
又隣接するアンテナ素子対応の既知シンボルにより逆変調した信号間の零以外のラグの相互相関関数として、複数の異なるラグに於ける相互相関関数の平均値を用いる過程、又は隣接するアンテナ素子対応の逆変調出力信号間の零以外のラグとして、正の複数のラグと負の複数のラグとの双方を用いて相互相関関数を求める過程を含むことができる。又既知シンボルとして、パイロットシンボルを用いる過程或いは判定したデータを帰還して用いる過程を含むことができる。
【００１９】
又本発明のＤＳ−ＣＤＭＡ受信装置は、シンボル長より長い周期のロングコードにより拡散処理して送信するＤＳ−ＣＤＭＡ通信システムに於けるＤＳ−ＣＤＭＡ受信装置であって、アレーアンテナ素子１−１〜１−（Ｍ−１）による受信信号ｒ⁽⁰⁾ 〜ｒ^(M-1) を逆拡散する逆拡散部３−０〜３−（Ｍ−１）と、これらの逆拡散部３−０〜３−（Ｍ−１）からの逆拡散出力信号ｘ⁽⁰⁾ 〜ｘ^(M-1) を入力するビームフォーミング部４と、チャネル受信部５とを含み、ビームフォーミング部４は、逆拡散出力信号ｘ⁽⁰⁾ 〜ｘ^(M-1) を既知シンボルにより逆変調する逆変調部８と、この逆変調部８により変調成分を除去した信号を入力する到来方向推定部６と、この到来方向推定部６からの重み係数を逆拡散出力信号ｘ⁽⁰⁾ 〜ｘ^(M-1) に乗算して合成するビームフォーマとを備えている。
【００２０】
又逆変調部８は、既知シンボルとしてパイロットシンボル或いは判定出力データを帰還して用いる構成とすることができる。又到来方向推定部は、逆変調部８からの隣接アンテナ素子対応の信号の相互相関関数を求める相関計算部と、アレー重み係数計算部とを含み、ラグ零以外の複数のラグについての相互相関関数を求めて平均化し、それを基に到来方向を推定した結果の重み係数を出力することができる。その場合の複数のラグについての相互相関関数を第１，第２のシフトレジスタを設けることによって算出することができる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の実施の形態のＤＳ−ＣＤＭＡ受信装置の説明図であり、１−０〜１−（Ｍ−１）は受信アンテナを構成するＭ個のアレーアンテナ素子、２−０〜２−（Ｋ−１）はＫ個のチャネル対応の受信処理部、３−０〜３−（Ｍ−１）はＭ個の逆拡散部、４はビームフォーミング部、５はチャネル受信部、６は到来方向推定部、７はビームフォーマ、８は逆変調部を示す。受信処理部２−０〜２−（Ｋ−１）は同一の構成を有し、アレーアンテナ素子２−０〜２−（Ｋ−１）による受信信号が入力される。
【００２２】
図１に於いては、拡散符号にシンボル長より長い周期の符号（ロングコード）を用いたＤＳ−ＣＤＭＡ通信システムに於ける受信装置を示し、Ｍ個のアレーアンテナ素子１−０〜１−（Ｍ−１）による受信信号ｒ⁽⁰⁾ 〜ｒ^(M-1) を、それぞれ逆拡散部３−０〜３−（Ｍ−１）に入力し、例えば、受信処理部２−０に於いては、拡散符号Ｃ₀ により逆拡散する。
【００２３】
この場合、移動局等の送信装置は、ロングコードの拡散変調部を有するものであり、図２にその拡散変調部の一例を示す。同図に於いて、１１，１２，１４〜１７は乗算器（排他的論理和回路）、１３はスクランブル変調部、１８〜２１は極性変換部、２２，２３は加算器を示す。
【００２４】
データシンボルに対しては直交符号のショートコードＳＣｉを乗算器１１に於いて乗算して符号拡散し、パイロットシンボルに対しては直交符号のショートコードＳＣｑを乗算器１２に於いて乗算して符号拡散し、直交チャネル（Ｉ，Ｑ）に振り分ける。
【００２５】
又シンボル長より長い周期の直交符号のロングコードＬＣｉ，ＬＣｑも直交チャネル（Ｉ，Ｑ）に振り分けて乗算器１４〜１７に入力する。例えば、ショートコードＳＣｉにより符号拡散されたデータシンボルに、乗算器１４に於いてロングコードＬＣｉを乗算し、乗算器１７に於いてロングコードＬＣｑを乗算してスクランブル変調する。又ショートコードＳＣｑにより符号拡散されたパイロットシンボルに、乗算器１５に於いてロングコードＬＣｑを乗算し、乗算器１６に於いてロングコードＬＣｉを乗算してスクランブル変調する。この場合のパイロットシンボルは、所定長のデータシンボル毎にそれより少ないシンボル数の既知のシンボルとして挿入して送信することができる。或いは、データシンボルに対して直交した位相でデータシンボルと共にパイロットシンボルを送信することもできる。
【００２６】
各乗算器１４〜１７の出力信号を極性変換部１８〜２１に於いて、例えば、論理“０”を＋１、論理１を−１に変換して、加算器２２，２３に入力する。加算器２２は、極性変換部１８の出力信号を＋、極性変換部１９の出力信号を−として加算する。即ち、減算処理を行う。又加算器２３は、極性変換部２０，２１の出力信号を加算する。従って、加算器２２，２３の出力信号は＋１，０，−１の３値の信号となる。この３値の信号は、図示を省略した無線送信部に於いて直交変調等を行って送信するものであり、ロングコードにより拡散変調された信号を送信することになる。
【００２７】
本発明の実施の形態の図１に示すＤＳ−ＣＤＭＡ受信装置の逆拡散部３−０〜３−（Ｍ−１）は、図２に示す拡散変調部の逆の処理を行うもので、例えば、図３に示す構成を有するものである。即ち、デスクランブル復調部３１と、逆拡散部３２〜３５とを含み、デスクランブル復調部３１は、乗算器３６−１〜３６−４と加算器３７−１，３７−２とを含む構成を有するものである。
【００２８】
図示を省略した無線受信部に於いて受信して直交復調されたＩ，Ｑチャネルの受信信号は、デスクランブル復調部３１に入力されて、ロングコードＬＣｉ，ＬＣｑによってデスクランブルされ、それぞれ逆拡散部３２〜３５に入力される。そして、逆拡散部３２，３３に於いて、ショートコードＳＣｉにより逆拡散されて、Ｉ，ＱチャネルのデータシンボルＤ_I ，Ｄ_Q として出力される。又逆拡散部３４，３５に於いて、ショートコードＳＣｑにより逆拡散されて、Ｉ，Ｑチャネルのパイロットシンボルｘ_I ，ｘ_Q として出力される。
【００２９】
即ち、図１に示す逆拡散部３−０〜３−（Ｍ−１）は、逆拡散処理によりデータシンボルとパイロットシンボルとを出力する構成を有するものである。そして、本発明に於いては、既知のシンボルを用いて、到来方向推定の為の相互相関関数を求めるものであり、既知のシンボルとしては、前述のパイロットシンボルを用いることができるが、同様に、チャネル受信部５に於ける判定部に於いて判定したデータシンボルを逆変調部８に帰還して、既知のシンボルとして用いることができる。なお、図１に於いては、既知シンボルとしてパイロットシンボルを用いる場合を示す。
【００３０】
逆拡散を行った信号ｘ_k ^(m) （ｎ）を、第ｋユーザの既知の送信シンボルｂ_k （ｎ）により逆変調を行って、変調成分を除去したシンボルをｚ_k ^(m) （ｎ）とすると、（９）式に示すものとなり、これを展開すると、（１０），（１１）式に示すものとなる。又（１１）式中のＷ_ij（ｎ）は、（１２）式に示すものである。
【数６】

なお、Ａ_k は第ｋユーザの受信振幅、ｃ_k （ｔ）は第ｋユーザの拡散符号、τ_k ，τ_i は第ｋ，第ｉユーザの相対遅延、Ｎ^(m) （ｎ）は雑音信号、Ｔはシンボル長を示す。
【００３１】
又ｍ番目のアンテナ素子対応の受信シンボルｚ^(m) （ｎ）と、ｍ＋１番目のアンテナ素子対応の受信シンボルの前後のＬシンボルとの相関Ｒ^(m) は、（１３）式に示すように、−Ｌから＋Ｌまでのラグ零を除く正負方向の２Ｌシンボル分の複素共役積の累算に（１／２Ｌ）を乗算して平均化したものとなる。なお、その累算記号Σの項は（１４）式に示す。
【数７】

【００３２】
この（１３），（１４）式に於いては、零以外のラグ（時間遅延）の正のラグと負のラグとの両方を用い、且つ正負のラグのそれぞれＬシンボル分について相関を求める場合を示す。なお、異なる複数のラグ（時間遅延）に於ける相互相関を求める場合に、正方向のみ或いは負方向のみの複数のラグのＬシンボル分について相関を求めることができる。又正方向と負方向との異なるラグの異なる数のシンボル分について相関を求めることも可能である。
【００３３】
前述のように、ｍ番目のアンテナ素子対応の受信シンボルｚ^(m) （ｎ）と、これに対するｍ＋１番目のアンテナ素子対応の受信シンボルｚ^(m+1) （ｎ）の零のラグ（時間遅延）以外の正負方向のそれぞれ異なるラグのＬシンボル分について相関を求め、その相関を基に到来方向を推定するものであり、フェージング等による位相変動がある場合でも、その影響を受けにくくすることができる。
【００３４】
そして、（１３）によるＲ^(m) の平均をとることにより、隣接アンテナ素子間の相互相関関数Ｒ_k を（１５）式によって求め、この相互相関関数Ｒ_k を用いて第ｋユーザの到来角度θ_k を、前述の（８）式と同様の（１６）式によって求めることができる。
【数８】

【００３５】
図４は本発明の実施の形態のビームフォーミング部の説明図であり、４個のアンテナ素子に対応した場合の構成を示し、４はビームフォーミング部、６は到来方向推定部、７はビームフォーマ、８は逆変調部、４１〜４４は乗算器、４５は加算器（Σ）を示す。
【００３６】
４個のアンテナ素子対応の逆拡散出力信号ｘ⁽⁰⁾ （ｎ）〜ｘ⁽³⁾ （ｎ）をビームフォーミング部４に入力し、逆変調部８に於いて前述の（１０）式に示すように、パイロットシンボル等の既知の送信シンボルにより逆変調して、変調成分を除去した信号ｚ０〜ｚ３を出力する。この信号ｚ０〜ａ３は、例えば、パイロットシンボルを受信した時に、逆拡散出力信号ｘ⁽⁰⁾ （ｎ）〜ｘ⁽³⁾ （ｎ）にパイロットシンボルを乗算するによって、パイロットシンボル成分を除く希望信号の搬送波に相当する信号が得られる。
【００３７】
到来方向推定部６は、逆変調された信号ｚ０〜ｚ３を基に重み係数ａ０〜ａ３を計算してビームフォーマ７の乗算器４１〜４４に入力する。この到来方向推定部６は、図５に示すように、相関計算部５１〜５３と、加算器５４（Σ）と、アレー重み係数計算部５５とを含み、相関計算部５１〜５３は、図６に示すように、第１，第２のシフトレジスタ６１，６２と加算器（Σ）６３と乗算器６４と平均化フィルタ６５とを備えている。
【００３８】
到来方向推定部６は、図９に示す従来例と類似しているが、その相関計算部の構成が相違するものである。即ち、本発明の実施の形態に於ける相関計算部は、第１のシフトレジスタ６１にｍ番目のアンテナ素子に対応する逆変調出力信号ｚ^(m) （ｎ）を入力し、第２のシフトレジスタ６２にｍ＋１番目のアンテナ素子に対応する逆変調出力信号ｚ^(m+1) （ｎ）を入力する。この第２のシフトレジスタ６２のラグ零に相当するシンボル以外の正負方向にそれぞれＬシンボル分を加算器６３により加算し、乗算器６４に入力する。
【００３９】
従って、乗算器６４により、第１のシフトレジスタ６１を介したｍ番目のアンテナ素子に対応する逆変調出力信号ｚ^(m) （ｎ）と、第２のシフトレジスタ６２の中央のラグ零以外の正負方向のＬシンボル分のｍ＋１番目のアンテナ素子に対応する逆変調出力信号ｚ^(m+1) （ｎ）との複素共役積を求め、この出力信号を平均化フィルタ６５により平均化する。即ち、（１７）式によって相関Ｒ^(m) を求めることができる。又（１８）式は累算記号Σの項を展開したものであり、（１７）式の相関Ｒ^(m) を各アンテナ素子について平均をとり、隣接アンテナ素子間の相互相関関数Ｒ_k を（１９）式によって求めることができる。
【数９】

【００４０】
図５に於いては、相関計算部５１〜５３の出力信号Ｒ⁽⁰⁾ 〜Ｒ⁽²⁾ を、加算器５４によって加算しているが、（１９）式の〔１／（Ｍ−１）〕は、アレーアンテナ素子数に従って平均化するものであり、このアレーアンテナ素子数が予め定まっているから、図５に於いては〔１／（Ｍ−１）〕の演算処理機能を含めていないものである。
【００４１】
（１９）式による相互相関関数Ｒ_k を用いて、（２０）式により第ｋユーザの到来角度θ_k を求める。
【数１０】

即ち、相互相関関数Ｒ_k の虚数部Ｉｍ（Ｒ_k ）と実数部Ｒｅ（Ｒ_k ）との比を基に到来角度θ_k を求めることができる。
【００４２】
ビームフォーマ７に加える重み係数ａ_k ^(m) は、（２１）式により求めることができ、それによるビームフォーマ７の出力信号ｙ_k,D （ｎ），ｙ_k,P （ｎ）は（２２）式に示すものとなる。
【数１１】

【００４３】
即ち、図４に於いて、到来方向推定部６からの重み係数ａ⁽⁰⁾ 〜ａ⁽³⁾ は、（２１）式により求めることができるもので、ビームフォーマ７の乗算器４１〜４４にそれぞれ入力して逆拡散出力信号ｘ⁽⁰⁾ （ｎ）〜ｘ⁽³⁾ （ｎ）に乗算すると、重み係数ａ⁽⁰⁾ 〜ａ⁽³⁾ は、相互相関関数Ｒ_k の複素共役に相当するから、加算器４５により、推定到来方向の位相に合わせて逆拡散出力信号ｘ⁽⁰⁾ （ｎ）〜ｘ⁽³⁾ （ｎ）を、ｍ＝０からｍ＝Ｍ−１まで、即ち、アレーアンテナ素子１−０〜１−（Ｍ−１）対応に合成して出力し、チャネル受信部５（図１参照）に入力してチャネル対応のデータ及びパイロットを復調出力することができる。
【００４４】
本発明は前述の実施の形態にのみ限定されるものではなく、種々付加変更することができるものであり、到来方向推定部６等の演算機能は、例えば、ディジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）等の演算機能によって実現することも可能であり、又他の機能についても同様にプロセッサの処理機能によって実現することも可能である。又チャネル間の干渉を除去する干渉キャンセラ等を設けることも可能である。
【００４５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は、拡散符号にシンボル長より長い周期の符号（ロングコード）を用いたＤＳ−ＣＤＭＡ通信システムに於いて、アレーアンテナ素子１−０〜１−（Ｍ−１）対応の逆拡散出力信号を、既知のシンボルで逆変調し、その逆変調出力信号を用いて、隣接アンテナ素子対応の逆変調出力信号間の零以外のラグ（時間遅延）の相互相関関数を求め、この相互相関関数を基に希望信号の到来方向を推定するものであり、希望信号の受信レベルが低い場合や、干渉信号レベルが高い場合に於いても、希望信号の到来方向を精度良く推定することができる利点がある。従って、アレーアンテナによるアンテナ利得の増加と共に、干渉除去が可能となり、送信電力の低減が可能となる。
【００４６】
又隣接アンテナ素子対応の逆変調出力信号間の零以外のラグの正負方向の複数のシンボルについての相互相関関数を求めて平均化することにより、フェージング等による位相変動に対しても、希望信号の到来方向の推定程度を向上することができる利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態のＤＳ−ＣＤＭＡ受信装置の説明図である。
【図２】送信装置の拡散変調部の説明図である。
【図３】本発明の実施の形態に於ける逆拡散部の説明図である。
【図４】本発明の実施の形態のビームフォーミング部の説明図である。
【図５】本発明の実施の形態の到来方向推定部の説明図である。
【図６】本発明の実施の形態の相関計算部の説明図である。
【図７】アレーアンテナを用いた基地局の受信装置の説明図である。
【図８】従来例の到来方向推定部を有するビームフォーミング部の説明図である。
【図９】従来例の到来方向推定部の説明図である。
【符号の説明】
１−０〜１−（Ｍ−１） アレーアンテナ素子
２−０〜２−（Ｋ−１） 受信処理部
３−０〜３−（Ｍ−１） 逆拡散部
４ ビームフォーミング部
５ チャネル受信部
６ 到来方向推定部
７ ビームフォーマ
８ 逆変調部

Claims (10)

1. シンボル長より長い周期のロングコードにより拡散処理して送信するＤＳ−ＣＤＭＡ通信システムに於いて、アレーアンテナによる受信信号を逆拡散し、該逆拡散出力信号を既知シンボルにより逆変調した信号の中の隣接するアンテナ素子に対応する信号間の零以外のラグの相互相関関数を求め、該相互相関関数を基に希望信号の到来方向を推定する過程を含む
   ことを特徴とするアレーアンテナによる到来方向推定方法。
2. 前記隣接するアンテナ素子対応の前記逆変調した信号間の零以外のラグの相互相関関数として、複数の異なるラグに於ける相互相関関数の平均値を用いる過程を含むことを特徴とする請求項１記載のアレーアンテナによる到来方向推定方法。
3. 前記隣接するアンテナ素子に対応の前記逆変調した信号間の前記零以外のラグとして、正のラグと負のラグとの双方を用いて、前記相互相関関数を求める過程を含むことを特徴とする請求項１記載のアレーアンテナによる到来方向推定方法。
4. 前記受信信号を既知シンボルにより逆変調する既知シンボルとして、パイロットシンボルを用いる過程を含むことを特徴とする請求項１記載のアレーアンテナによる到来方向推定方法。
5. 前記受信信号を既知のシンボルにより逆変調する既知シンボルとして、判定したデータを帰還して用いる過程を含むことを特徴とする請求項１記載のアレーアンテナによる到来方向推定方法。
6. シンボル長より長い周期のロングコードにより拡散処理して送信するＤＳ−ＣＤＭＡ通信システムに於けるＤＳ−ＣＤＭＡ受信装置に於いて、
   アレーアンテナ素子による受信信号を逆拡散する逆拡散部と、
   該逆拡散部からの逆拡散出力信号を入力するビームフォーミング部と、
   該ビームフォーミング部からの出力信号を入力するチャネル受信部とを含み、
   前記ビームフォーミング部は、前記逆拡散出力信号を既知シンボルにより逆変調する逆変調部と、該逆変調部により変調成分を除去した信号を入力する到来方向推定部と、該到来方向推定部からの重み係数を乗算してアレーアンテナ素子対応の信号を合成して出力するビームフォーマとを有する
   ことを特徴とするＤＳ−ＣＤＭＡ受信装置。
7. 前記逆変調部は、前記逆拡散部からの逆拡散出力信号をパイロットシンボルにより逆変調する構成を備えたことを特徴とする請求項６記載のＤＳ−ＣＤＭＡ受信装置。
8. 前記逆変調部は、前記逆拡散部からの逆拡散出力信号を前記チャネル受信部に於ける判定出力データを帰還して逆変調する構成を備えたことを特徴とする請求項６記載のＤＳ−ＣＤＭＡ受信装置。
9. 前記到来方向推定部は、隣接アンテナ素子対応の前記逆変調部の出力信号間の相互相関を求める相関計算部と、該相関計算部による相互相関関数を基にビームフォーマに入力する重み係数を算出するアレー重み係数計算部とを含み、前記相関計算部は、ラグ零以外の正負の複数のラグの相互相関関数を求める構成を有することを特徴とする請求項６記載のＤＳ−ＣＤＭＡ受信装置。
10. 前記相関計算部は、前記逆変調部からの隣接アンテナ素子対応の出力信号を入力する第１，第２のシフトレジスタと、相関を求める乗算器と、平均化フィルタとを含み、前記第２のシフトレジスタは、前記第１のレジスタから前記乗算器に入力するシンボルに対してラグ零以外の正負の複数のシンボルを前記乗算器に入力する構成を有することを特徴とする請求項６又は９記載のＤＳ−ＣＤＭＡ受信装置。

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