CN101855851B - 使用ofdma系统来执行通信的无线通信装置 - Google Patents

Abstract

一种使用OFDMA系统来执行无线通信的无线通信装置，包括：SMI加权导出单元(14)，其使用多个接收的信号向量作为采样值而计算相关矩阵和相关向量，并且根据所述计算的相关矩阵和相关向量来导出SMI加权；以及，加权相乘单元(15)，其利用由所述SMI加权单元(14)导出的SMI加权来乘所接收的信号向量。所述SMI加权导出单元(14)使用在所述OFDMA系统中的用户分配区域中包括的多个子载波的每个的接收信号向量来作为采样值，并由此导出所述用户分配区域的SMI加权。

Description

使用OFDMA系统来执行通信的无线通信装置

技术领域

本发明涉及在用于WiMAX通信系统等的OFDMA系统中进行通信的无线通信装置。

背景技术

近来，下一代无线通信标准之一的WiMAX(全球微波互联接入，IEEE802.16)已经得到关注。WiMAX是扩展无线LAN(局域网)的移动和通信速度的标准(参见IEEE 802.16标准，“Part 16：AIRINTERFACE FOR BROADBAND WIRELESS ACCESS SYSTEMS(用于宽带无线接入系统的空气接口)”2007年8月，US.pp.994-997(非专利文件1))。

WiMAX使用OFDMA(正交频分多址)。

OFDMA系统是OFDM(正交频分复用)的扩展，在其中，数据被展开在多个子载波上，即，被展开在多个频率上，以便数据被频率复用，从而使得能够在多个用户之间进行分配。

具体上，在OFDMA系统中，类似于作为其基础的OFDM系统，在频率轴方向上提供了多个子载波。与OFDM不同，根据频率(子载波)和时间(码元(symbol))来向多个用户分配一个帧。

WiMAX通信系统使用蜂窝配置，并且在每个小区中，例如在建筑物的房顶上提供基站(BS)。移动台(MS)选择要与其通信的基站，并且与所选择的基站通信。

在WiMAX的上行链路中，在基站从移动台接收信号时，预期的是，来自与另一个小区的基站通信的移动台的信号作为干扰波，即，来自于与所关心的基站进行通信的移动台的波不是任意的。这样的干扰波使得由基站接收的信号的质量变差，因此，必须去除所述干扰波以便改善接收的信号的质量。

已知一种自适应阵列来作为去除干扰波的方法。所述自适应阵列的多个天线元接收信号，并且由相应的天线元接收的信号与受控的幅度和相位组合，据此产生期望的信号。

结果，天线具有下述方向性，即，一般在来自于需要与所关心的基站进行通信的移动台的波的方向上形成强波束，并且在干扰波的方向上形成弱的或者空的波束。

在数字控制中，通过复数乘法来控制由每个天线元接收的信号的幅度和相位。在此的复数被称为加权。

已知ZF(迫零)和MMSE(最小均方误差)来作为计算加权的方法。两种方法使用在接收侧已知的信号来计算加权。

ZF方法使用在下述假设下计算的加权：“组合输出信号＝所发送的信号”，同时忽略噪声。虽然ZF方法在具有低噪声或者弱干扰波的环境中显示良好的特性，但是当在所接收的信号中的干扰分量增加时，接收质量极大地变差。

另一方面，MMSE使用下述加权：利用该加权，最小化了组合的输出信号的误差功率(error power)。MMSE方法能够去除干扰波，因此即使当接收的信号包含很多干扰分量时，也能够改善接收质量。

根据MMSE的计算方法包括基于最速下降法的LMS(最小均方)和RLS(递推最小二乘)，以及作为使用采样值的直接解决方案的SMI(采样矩阵反转)(参见Nobuyoshi KIKUMA，“Adaptive SignalProcessing Using Array Antenna，”first edition，Kabushiki Kaisha KagakuGijutu Shuppan，1998，pp.35-66(非专利文件2))。

在日本专利公开No.2003-174427(专利文件1)中公开了在OFDM系统——而不是OFDMA系统——中使用LMS算法来导出加权的配置。

专利文件1：日本专利公开No.2003-174427

非专利文件1：IEEE 802.16标准，“Part 16：AIR INTERFACE FORBROADBAND WIRELESS ACCESS SYSTEMS”August 2007，U.S.A.，pp.994-997

非专利文件2：Nobuyoshi KIKUMA，“Adaptive Signal ProcessingUsing Array Antenna，”first edition，Kabushiki Kaisha Kagaku GijutuShuppan，1998，pp.35-66

发明内容

本发明要解决的问题

一般，为了导出适当的加权，必须使得所接收的信号包括多个信号，其在发送时的幅度和相位是在接收侧已知的。在接收侧，可以通过例如MMSE方法，从所接收的多个已知信号导出适当的加权。

注意，传统的导出加权的方法是基于下述假设，即，在接收的信号中包括的所述多个已知信号是从一个发送器发送的。

适当的加权依赖于在发送器和接收器之间的信道环境而不同，因此，如果从不同的发送器发送的已知信号被混合在接收的信号中，则不能导出适当的加权。

如上所述的OFDMA系统用于在多个用户之间进行分配，因此，从不同的发送器发送的已知信号(导频子载波)被混合在接收的信号中。

具体上，在OFDMA系统中，作为已知信号的导频子载波被散布在具有频率轴和时间轴的二维子载波布置上，并且这些导频子载波被不同的用户发送。

结果，在OFDMA系统中，必须使用作为由多个不同用户发送的已知信号的导频子载波来导出加权，因此，难于导出适当的加权。

如上所述，传统上，在用于多个用户分配的OFDMA系统中，不存在关于如何可以导出适当的加权的具体知识。

因此，本发明的目的是提供一种无线通信装置，其能够在被用作用于移动WiMAX的通信系统的OFDMA系统中导出适当的加权。

用于解决问题的手段

根据一个方面，本发明提供了一种使用OFDMA系统来执行无线通信的无线通信装置，包括：SMI加权导出单元，其使用多个接收的信号向量作为采样值来计算相关矩阵和相关向量，并且根据所计算的相关矩阵和相关向量来导出SMI加权；以及，加权相乘单元，其用于把接收的信号向量与由所述SMI加权单元得出的SMI加权相乘；其中，所述SMI加权导出单元使用在所述OFDMA系统中的用户分配区域中包括的多个子载波的每个的接收信号向量来作为采样值，并由此为所述用户分配区域导出SMI加权。

因此，在所述用户分配区域中导出所述加权，因此，即使在用于多个用户分配的OFDMA系统中，也可以适当地导出所述加权。

而且，在所述SMI方法中，直接地从多个采样值导出所述加权。因此，与其中通过多个连续的更新处理来获得适当的加权的LMS方法相比较，即使在所述用户分配区域中导出加权，也可以获得更适当的加权。

在本发明中，所述用户分配区域可以是向一个用户分配的区域的一部分，而不是向一个用户分配的整个区域。

优选的是，所述SMI加权导出单元使用在所述OFDMA系统中的用户分配的最小单位区域中包括的多个子载波的每个的接收信号向量来作为采样值，由此为所述最小单位区域导出SMI加权。

如上所述，当在用户分配的最小单元中导出加权时，保证所述用户在所述最小单元中是相同的。因此，即使当未获得用户分配信息时，也可以防止错误地基于多个用户而导出所述加权。

在此导出的加权可以是在所述最小单位区域中通用的加权，或者在所述最小单位区域中根据逐个子载波而不同的加权。

更优选的是，在OFDMA系统中的子载波布置是在频率轴方向和时间轴方向上的二维布置；并且，所述最小单位区域的每个被分配到一用户，该用户不同于被分配到在频率轴方向上相邻的另一个最小单位区域的用户，并且不同于被分配到在时间轴方向上相邻的另一个最小单位区域的用户。

在这种情况下，相邻的最小单位区域被分配给不同的用户。因此，如果在大于所述最小单位区域的范围中导出加权，则导致根据多个用户来导出加权。因为，在所述最小单位区域中导出加权，因此可以避免这样的问题。

优选的是，所述最小单位区域是WiMAX的UL PUSC(部分使用子信道)的拼块(tile)。

优选的是，所述SMI加权导出单元包括标量矩阵增加单元，用于使所计算的相关矩阵加上对角线分量为正数的标量矩阵；并且，所述SMI加权导出单元根据加了标量矩阵的相关矩阵来导出SMI加权。

当使用相关矩阵来导出SMI加权时，需要所述相关矩阵的逆矩阵计算。通过向所述相关矩阵加上正标量矩阵，可以使得所述相关矩阵的值为特定值或者更大。因此，可以避免在计算中的溢出，并且稳定所述计算。

优选的是，所述采样值包括在所述用户分配区域中包括的导频子载波的接收信号向量。

优选的是，所述SMI加权导出单元包括信道估计单元，用于根据在所述用户分配区域中包括的导频子载波来计算在所述用户分配区域中包括的数据子载波的信道估计值；并且，所述SMI加权导出单元根据由所述信道估计单元计算的所述信道估计值来产生所述数据子载波的接收信号向量，并且根据包括所述数据子载波的所产生的接收信号向量的采样值来导出SMI加权。

在此，也可以使用数据子载波的接收信号向量，因此，变得更容易增加采样值的数量。

更优选的是，所述SMI加权导出单元使用在所述用户分配区域中包括的导频子载波的接收信号向量和根据所述信道估计值而被产生的数据子载波的接收信号向量来作为所述采样值来导出所述SMI加权。

因为导频和数据子载波两者的接收信号向量均被使用，因此采样值的数量增加。

更优选的是，所述SMI加权导出单元导出在所述用户分配区域中包括的每个数据子载波的SMI加权。

在此，可以获得每个数据子载波的SMI加权。

更优选的是，所述SMI加权导出单元包括关于作为一组部分地相互重叠的多个小区域的用户分配区域的相关矩阵计算单元，用于通过使用在所述小区域中包括的导频子载波的接收信号向量或者数据子载波的接收信号向量来作为采样值，来计算每个小区域的相关矩阵；并且，所述SMI加权导出单元在由所述相关矩阵计算单元计算的所述小区域的相应一些的相关矩阵中，根据对应于那些要为之导出SMI加权的数据子载波所属的一个或多个所述小区域的相关矩阵来导出SMI加权。

在此，用于导出加权的小区域根据数据子载波而不同，因此，变得有可能导出适当的加权。

更优选的是，所述SMI加权导出单元包括关于作为一组部分地相互重叠的多个小区域的用户分配区域的相关向量计算单元，用于使用在所述小区域中包括的导频子载波的接收信号向量或者数据子载波的接收信号向量来作为采样值，来计算每个小区域的相关向量；并且，所述SMI加权导出单元在由相关向量计算单元计算的所述小区域中的相应一些的相关向量中，根据对应于那些要为之导出SMI加权的数据子载波所属的一个或多个所述小区域的相关向量来导出SMI加权。

在此，再次地，用于导出加权的所述小区域根据数据子载波而不同，因此，变得有可能导出适当的加权。

本发明的效果

根据本发明，可以在OFDMA系统中导出适当的加权。

附图说明

图1示出了WiMAX通信系统。

图2示出了在WiMAX中的UL PUSC子载波的二维布置。

图3示出了拼块(tile)结构。

图4示出了在时间轴上排列的相同频率的导频信号。

图5是根据实施例1的基站通信装置的接收单元的方框图。

图6是根据实施例2的基站通信装置的接收单元的方框图。

图7是根据实施例3的基站通信装置的接收单元的方框图。

图8是根据实施例4的基站通信装置的接收单元的方框图。

图9示出了在拼块中的小区域。

图10示出了对应表。

图11是根据实施例6的基站通信装置的接收单元的方框图。

图12示出了模拟结果。

图13示出了模拟结果。

图14示出了模拟结果。

附图标号的说明

1：接收单元，11a、11b：天线元，12a、12b：预处理单元，13a、13b：CP去除和DFT单元，14：SMI加权导出单元，15：加权相乘和组合单元(加权相乘单元)，16：解调单元。

具体实施方式

在下文中，将参考附图说明本发明的实施例。在附图中，通过相同的附图标号来表示相同或者对应的部分，并且将不重复其说明。虽然将WiMAX系统描述为在实施例中的示例性通信系统，但是其不是限定性的。

图1示出了WiMAX的通信系统。如图1中所示，提供了多个基站BS1和BS2，并且为每个小区一个地提供基站(基站通信装置)BS1和BS2。基站BS1和BS2的每个与在小区中的移动台(用户无线通信装置)MS1和MS2通信。每个基站BS1或者BS2能够同时与在小区中的多个移动台通信。

在WiMAX上行链路中，基站BS1从移动台MS1接收信号。来自于与另一个小区的基站BS2通信的移动台MS2的信号变为干扰波。为了去除干扰波，在基站BS1中执行导出加权的处理(将在下文中详细说明)。

而且，WiMAX使用OFDMA系统来作为一种类型的频率复用方法。OFDMA是OFDM的扩展，其引入了由每个均包括子载波的子集形成的逻辑子信道的概念以改善到用户数据的无线资源分配的灵活性。OFDM是如下的通信方法，其中，在频率轴上正交地布置的多个子载波进行诸如QAM(正交调幅)的调制，由此发送数字信息。

OFDMA系统的子载波包括三种类型的子载波，即数据子载波、导频子载波和空子载波。

数据子载波(数据信号)是用于发送数据和控制消息的子载波。导频子载波是用于在接收和发送侧上发送已知信号(导频信号)的子载波。

空载波是实际上没有发送任何内容的子载波，其由在低频侧的保护子带(保护子载波)、在高频侧上的保护子带(保护子载波)和DC子载波(中心频率子载波)形成。为了说明简单，在下文中，不考虑空子载波。

图2示出了在OFDMA系统中的UL PUSC数据子载波和导频子载波的二维布置。在图2中，横坐标表示时间(码元)轴，纵坐标表示频率(子信道)轴。

在图2中所示的UL PUSC中，一个子集包括总共12个子载波，即，(在时间轴方向上的3)×(在频率轴方向上的4)。所述子集分别形成拼块T1、T2和T3。拼块T1、T2和T3每个表示作为用户分配的最小单元的区域。

在拼块T1、T2和T3的每个的四角处，布置了导频子载波(在图2中的黑色圆圈)。在拼块T1、T2和T3的中的其他子载波是数据子载波(在图2中的白圆圈)。

如图2中所示，在时间轴和频率轴的方向上规则的布置拼块T1、T2和T3。

图3示出了拼块结构。

在下文中，为了说明方便，分别地，在一个拼块中的四个导频子载波被表示为“A、B、C和D”，并且在一个拼块中的8数据子载波将被表示为“1、2、3、5、6、7和8”。

如上所述，在OFDMA系统中，向多个用户分配作为一个通信帧的上行子帧(up sub-frame)，据此，可以在所述多个用户之间共享无线资源。

在OFDMA系统中的上行链路的用户分配是基于逐个拼块的。通过组合多个拼块而获得的区域被作为突发区域分配到个体用户。

可以以各种方式来组合形成分配给一个用户的突发区域的多个拼块。在此，如图2中所示，假定每个拼块被分配到如下的用户，所述用户与对应于在频率轴方向上相邻的拼块的用户不同，并且与对应于在时间轴的方向上相邻的拼块的用户不同。

具体上，在图2的示例中，在时间轴方向上相邻的拼块是不同用户的拼块。例如，拼块T1-1对应于第一用户，并且拼块T2-1对应于第二用户。而且，在频率轴的方向上相邻的拼块也是不同用户的拼块。例如，拼块T1-1对应于第一用户，并且拼块T2-1对应于第二用户。当这样的用户分配发生并且原样地应用导出加权的传统方法时，不能获得适当的加权。

图4示出了在时间轴上排列的相同频率的导频信号。

传统上，在例如在陆地数字广播中使用的OFDMA系统中，不进行在多个用户之间的分配。为了导出加权，已经使用了如图4中所示的、在频率f(子载波)的时间轴上排列的多个导频子载波P1、P2、P3、P4、...。为什么使用同一频率的导频子载波P1、P2、P3、P4、...的原因是如果频率不同，则信道通信也不同，因此，最佳加权也被认为不同。

例如，假定使用这些导频子载波P1、P2、P3、P4……来根据LMS算法，计算加权。在此，首先通过使用导频子载波P1来更新加权，其后，使用以下述顺序、即，以时间顺序的导频子载波P1、P2、P3、P4……来连续地更新加权(参见例如专利文件1)。通过多次更新加权，加权被收敛为最佳值。

而且，除了LMS算法之外，如果SMI方法和RLS方法被简单地应用到OFDMA系统，则之后使用在同一频率的时间轴的方向上排列的多个导频子载波P1、P2、P3、P4、...来导出加权。

如果使用在同一频率的时间轴的方向上排列的多个导频子载波P1、P2、P3、P4、...来导出加权的传统方法被使用，并且在时间轴的方向上分配不同用户的数据，则之后使用从不同用户发送的导频子载波来导出加权，因此不能获得适当的加权。

具体上，如果诸如图2中所示的通信系统被使用，在其中在时间轴的方向上相邻的拼块总是被分配到不同的用户，则基站BS1可能从在时间轴的方向上的同一用户处最多仅仅接收两个导频子载波。因此，如果LMS算法被应用到OFDMA系统，则在所导出的加权值收敛之前用户被切换，并且不能获得适当的加权。

因此，在本实施例中，为了导出加权，不仅在同一频率的时间轴的方向上排列的多个导频子载波P1、P2、P3、P4……，而且将在分配给用户的整个区域或者一部分区域中包括的一些或者全部导频子载波用于导出用于在分配给用户的整个区域或者一部分的区域中包括的数据子载波的加权。

在一个用户分配区域中，发送导频子载波的用户是同一用户。因此，通过从一个用户分配区域获得用于导出加权的导频子载波，变得即使在涉及多个用户分配的通信系统中，也有可能适当地导出加权。

在下面的实施例(实施例1到实施例5)中，作为使用在用户分配区域的一部分中包括的导频子载波的示例，将描述一种用于使用在作为用户分配的最小单元的拼块区域中包括的子载波的方法。

如果像在下面的实施例中那样，基于逐个拼块地导出加权，则不仅在同一频率的时间轴的方向上布置的多个导频子载波，而且诸如在图3中所示的导频子载波A和B或者C和D的在频率轴的不同位置的导频子载波也用于加权导出。

一般，当频率不同时，加权的最佳值也不同。因此，不同频率的接收信号的使用被认为不利于导出加权。但是，在拼块中的频率差很小以至于其不引起任何严重问题。

在根据WiMAX的移动通信中，例如，如果移动台MS以高速移动，则信道随着时间大幅度地改变，因此，即使所述子载波是同一频率的，最佳加权的值也高速地改变。在这种情况下，如果使用在同一时间的频率轴的方向上布置的多个所接收信号，而不是在同一频率的时间轴的方向上布置的多个所接收信号，则最佳加权的变化较小，因此，可以更适当地导出加权。

因此，在本实施例中，所接收的信号，即，不同频率的子载波被积极地用于导出加权。传统地，不存在如下的想法，即，不是使用在频率轴的方向上的单个子载波，而是使用在频率轴的方向上排列的多个子载波来导出加权。但是，在所述实施例中，使用在频率轴的方向和时间轴的方向上延伸的区域，即，作为用户分配的最小单位区域的拼块区域来作为单位，从而导出加权。

注意，如果基于逐个拼块地导出加权，则即使像在图3中所示的导频子载波A和B或者C和D的情况下那样，导频子载波在频率轴的方向上的不同位置，频率差也仅仅为几个子载波那么小。因此，频率差的影响是不明显的。另一方面，因为可以使用大量的导频子载波，所以可以导出适当的加权。

[实施例1]

图5是用于在逐个拼块的基础上导出加权的、根据实施例1的基站通信装置的接收单元1的方框图。注意，图5示出了两个天线元11a和11b和与其相对应的电路来作为代表。

参见图5，基站通信装置(无线通信装置)的接收单元1包括：天线元11a和11b；预处理单元12a和12b；CP(循环前缀)去除和DFT(离散傅立叶变换)单元13a和13b；SMI加权导出单元14；加权相乘和组合单元(加权相乘单元和加权组合单元)15；以及，解调单元16。SMI加权导出单元14包括相关矩阵计算单元14a、相关向量计算单元14b、拼块中导频提取单元14c和14d、导频信号产生单元14e和加权计算单元14f。

在OFDMA系统中，发送侧向在频域中的子载波分配要发送的数据，并且在频域中的信号被IDFT(逆离散傅立叶变换)转换为时域信号，并且被发送。

预处理单元12a和12b分别对于由多个天线元11a和11b接收的信号执行诸如频率转换和A/D(模-数)转换的预处理。具体上，预处理单元12a和12b将所接收的信号转换为离散的基带信号。

CP去除和DFT单元13a和13b从已经被转换为基带信号的所接收信号中去除OFDM信号的CP，并且对于其执行DFT，据此，将时域的所接收信号转换为频域的信号。在天线元11a和11b的每个的系统中执行直到DFT的所述处理。

来自CP去除和DFT单元13a和13b的频域的所接收信号被应用到作为自适应处理器的SMI加权导出单元14和加权相乘和组合单元15。SMI加权导出单元14使用在所接收的信号中包括的导频子载波，基于逐个拼块地导出每个天线元的加权，即加权向量。

加权相乘和组合单元15将在天线元11a和11b的所接收信号中包括的每个数据子载波与加权相乘，以产生被乘以加权的接收的信号。也在同样基于逐个拼块地执行所述相乘和组合。

解调单元16基于逐个拼块地解调所组合的接收的信号。

SMI加权导出单元14导出SMI加权。与其中通过连续的更新处理来计算最佳加权值的LMS和RLS算法不同，在SMI中，从所接收的信号和已知的导频信号，即，参考信号中直接地计算加权。SMI是能够去除干扰波的一种MMSE。因此，即使所接收的信号具有很多的干扰波分量，也可以改善接收质量。

虽然在本实施例中基于逐个拼块地导出加权，但是如果像在LMS和RLS算法的情况下那样进行连续的更新处理，则必须将加权更新重复多次，直到加权收敛为最佳值。因此，通过LMS和RLS算法，如果可获得的导频子载波的数量像基于逐个拼块地导出加权的情况下那样小，则不能导出适当的加权。

另一方面，在SMI中，从所接收信号和参考信号直接地计算加权。因此，连续的更新是不必要的，并且已经发现仅仅通过使用在拼块中的导频子载波，就可以导出适当的加权。

在接收单元1处，SMI加权导出单元14包括用于天线元11a和11b的每个系统的拼块中导频提取单元14ac和14d，用于在所接收的信号的每个拼块中提取导频子载波。

例如，第N个天线元的系统的拼块中导频提取单元从由第N个天线元接收的信号XNm(m＝A～D，1-8)提取四个导频子载波XNA、XNB、XNC和XND，并且产生所提取的信号{XNA，XNB，XNC，XND}的组。

其他天线元系统的拼块中导频提取单元也执行类似的处理。

因为从相关矩阵和相关向量计算SMI加权，因此SMI加权导出单元14包括相关矩阵计算单元14a和相关向量计算单元14b。

从由多个天线元11a和11b接收的每个信号产生的多个接收信号向量中，计算相关矩阵。通过下述方式来产生用于计算相关矩阵的接收信号向量XA、XB、XC和XD，即，通过从天线元11a和11b的所接收信号的每个拼块中仅仅提取对应于导频子载波A、B、C和D的子载波。

具体上，通过下面的方程(1)来表示每个导频子载波的接收信号向量Xm(m＝A、B、C、D)。在此，T表示转置。N表示天线元的数量。

[方程1]

X_m＝[X_1m X_2m…X_Nm]^T  (m＝A，B，C，D)：接收的信号向量(1)

相关矩阵计算单元14a从相应系统的拼块中导频提取单元14c和14d获得相同拼块的导频子载波{X1A，X1B，X1C，X1D}、……、{XNA，XNB，XNC，XND}(N是天线元的数量)的组，并且产生由上面的方程(1)对于在拼块中的每个导频子载波A、B、C和D给出的接收信号向量Xm。

然后，相关矩阵计算单元14a根据下面的方程(2)，从接收信号向量Xm中产生用于计算对应的拼块的加权的相关矩阵R。在方程(2)中，E[]表示期望运算，H表示共轭转置。

[方程2]

$R=E\left[X_m{X}_m^H\right]=\frac{1}{4}\underset{m}{\mathrm{\Σ}}{X}_m{X}_m^H,(m=A,B,C,D)$ ：相关矩阵(2)

而且，以与相关矩阵计算单元14a类似的方式，相关向量计算单元14b也根据从相应的系统的拼块中导频提取单元14c和14d获得的导频子载波，对于在拼块中的每个导频子载波A、B、C和D产生上面的方程(1)的接收信号向量Xm。在实施例1中，接收的信号向量Xm被用作用于导出对应的拼块的SMI加权的采样值。

然后，相关向量计算单元14b根据下面的方程(3)，从作为采样值的接收信号向量Xm和由导频信号产生单元14e产生的已知导频信号Sm，即，参考信号中，计算用于计算对应的拼块的加权的相关向量r。在方程(3)中，*表示共轭复数。

[方程3]

$r=E\left[X_m{S}_m^{*}\right]=\frac{1}{4}\underset{m}{\mathrm{\Σ}}{X}_m{S}_m^{*},(m=A,B,C,D)$ ：相关向量(3)

加权计算单元14f使用根据方程(2)和(3)计算的相关矩阵和相关向量来计算对应的拼块的SMI加权(加权向量)。加权计算单元14f根据方程(4)来计算SMI加权WSMI。

[方程4]

W_SMI＝R^-1r    ：SMI加权            (4)

加权相乘和组合单元15根据方程(5)，从在拼块中的数据子载波的接收信号向量Xm(m＝1～8)和SMI加权向量WSMI来计算组合输出信号Ym。要乘以加权的数据子载波是在具有用于计算加权的导频子载波的拼块中包括的数据子载波。

[方程5]

$Y_m=W_{\mathrm{SMI}}^H{X}_m,(m=1,\·\·\·,8)$ ：组合输出信号(5)

在第一实施例中，如上所述地基于逐个拼块来执行用于导出加权以组合信号的处理，因此，与目标拼块属于那个用户的有关信息是不必要的。而且，通过向在拼块中的相应的接收信号向量应用通用的SMI加权来便利所述处理。

虽然在上文中，把拼块中的四个导频子载波用于导出加权，但是，也仅仅可以使用所述子载波的一部分，例如两个或者三个子载波。

[实施例2]

图6示出了根据实施例2的基站通信装置的接收单元1。实施例2与实施例1的不同在于，其还包括标量矩阵相加单元14g。

标量矩阵相加单元14g根据下面的方程(6)，通过下述方式来计算相关矩阵R’，即，通过向由相关矩阵计算单元14a计算的相关矩阵R加上具有相对于相关矩阵R的任意幅度的对角线分量的标量矩阵δI(I是单位矩阵，δ是正实数)来计算相关矩阵R’。

[方程6]

R′＝R+δI    ：相关矩阵    (6)

然后，实施例2的加权相乘和组合单元15根据下面的方程(7)，使用加上了标量矩阵δI的相关矩阵R’来计算SMI加权WSMI。

[方程7]

W_SMI＝(R′)^-1r    ：SMI加权        (7)

当如上所述向相关矩阵R加上其对角线分量是正数的标量矩阵时，可以使得在计算加权中发生的用于计算相关矩阵的逆矩阵所需要的矩阵的值变大到一定程度。这防止了在数字信号处理时的溢出，并且稳定操作。δ的幅度优选为大约是相关矩阵R的幅度的百分之几。

其他配置和操作与根据实施例1的基站通信装置的那些相同，因此，在此不重复其详细说明。

[实施例3]

图7示出了根据实施例3的基站通信装置的接收单元1。实施例3与实施例1不同之处在于，相关矩阵计算单元14a和相关向量计算单元14b不仅使用导频子载波A-D，而且使用数据子载波1-8来作为接收信号向量Xm。为了使用数据子载波，根据实施例3的SMI加权导出单元14包括用于天线11a和11b的系统的信道估计单元14h和14i。

由信道估计单元14h和14i进行的处理的内容如下。具体上，信道估计单元14h和14i分别根据下面的方程(8)，从由拼块中导频提取单元14c和14d提取的导频子载波和由导频信号产生单元14e产生的参考信号Sm来计算导频子载波的信道估计值Hnm。

[方程8]

$H_{\mathrm{nm}}=\frac{X_{\mathrm{nm}}}{S_m},(n=1,\·\·\·,N),(m=A,B,C,D)$ ：信道估计值(8)

而且，使用导频子载波A-D的信道估计值Hnm(n＝1，...，N)(m＝A，B，C，D)，信道估计单元14h和14i通过诸如线性内插的适当内插方法来计算数据子载波的信道估计值Hnm(n＝1，...，N)(m＝1，...，8)。

当将“1”作为发送信号Sm发送时，通过内插获得的数据子载波的信道估计值Hnm(n＝1，...，N)(m＝1，...，8)可以被认为是接收信号。

因此，对于数据子载波1-8，可以通过下面的方程(9)来表示当将“1”作为发送信号Sm发送时的数据子载波的接收信号。

[方程9]

${\hat{X}}_{\mathrm{nm}}=H_{\mathrm{nm}},(n=1,\·\·\·,N),(m=1,\·\·\·,8)---\left(9\right)$

然后，可以通过下面的方程(10)来给出数据子载波1-8的接收信号向量。

[方程10]

${\hat{X}}_m={\left[\begin{array}{cc}{\hat{X}}_{1m}& {\hat{X}}_{2m}\·\·\·{\hat{X}}_{\mathrm{Nm}}\end{array}\right]}^T,(m=1,\·\·\·,8)---\left(10\right)$

因此，相关矩阵计算单元14a和相关向量计算单元14b从由信道估计单元14h和14i获得的数据子载波的信道估计值Hnm(n＝1，...，N)(m＝1，...，8)产生数据子载波1-8的接收信号向量。

然后，相关矩阵计算单元14a和相关向量计算单元14b从导频子载波A-D的接收信号向量和数据子载波1-8的接收信号向量计算相关矩阵和相关向量。

用于使用包括在一个拼块中的导频子载波和数据子载波的所有12个子载波来计算相关矩阵和相关向量的方程是下面的方程(11)和(12)。在此，数据子载波1-8的导频信号(参考信号)是“1”。

[方程11]

$R=E[X_m{X}_m^H+{\hat{X}}_m{\hat{X}}_m^H]=\frac{1}{12}(\underset{m}{\mathrm{\Σ}}{X}_m{X}_m^H+\underset{m}{\mathrm{\Σ}}{\hat{X}}_m{\hat{X}}_m^H)$ ：相关矩阵(11)

[方程12]

$r=E[X_m{S}_m^{*}+{\hat{X}}_m{S}_m^{*}]=\frac{1}{12}(\underset{m}{\mathrm{\Σ}}{X}_m{S}_m^{*}+\underset{m}{\mathrm{\Σ}}{\hat{X}}_m{S}_m^{*})$ ：相关向量(12)

在上面的方程(11)和(12)中，导频子载波的接收信号向量的下标m取A-D，并且数据子载波的接收信号向量的下标m取1-8。

根据实施例3的方法，被用作采样值的接收信号向量的数量增加，并且如果数据子载波的信道估计值的精度(内插精度)高，则相关矩阵和相关向量具有更高的精度。结果，所导出的SMI加权也具有更高的精度，并且可以获得更适当的组合输出信号。

在上文中，使用在拼块中的所有12个数据子载波的信道估计值。可以仅仅使用拼块中的数据子载波的一些而不是全部的信道估计值。

关于作为采样值的接收信号向量，所需要的是可以获得多个接收信号向量，其包括导频子载波的接收信号向量和数据子载波的接收信号向量。因此，导频子载波的接收信号向量的数量或者数据子载波的接收信号向量的数量可以是1。

其他配置和操作与根据实施例1的基站通信装置的那些相同，因此，在此不重复其详细说明。

[实施例4]

图8示出了根据实施例4的基站通信装置的接收单元1。在实施例4中，根据实施例3的基站通信装置的接收单元1另外还具有在图6中所示的根据实施例2的标量矩阵相加单元14g。除了这一点，该实施例类似于其他实施例。因此，在此不重复其详细说明。

[实施例5]

根据实施例5的接收基站通信装置的接收单元1的基本配置与在图7中所示的实施例3的相同。因此，将参考图7描述实施例5。但是，注意在实施例5中，不是像在实施例1-4中那样在一个拼块中导出通用的加权WSMI，而是对于在拼块中的数据子载波1-8的每个独立地导出加权W1SMI到W8SMI。

图9示出了在拼块中的小区域。

根据实施例5的相关矩阵计算单元14a和相关向量计算单元14b不是计算用于整个拼块的一个相关矩阵和一个计算向量，而是如图9中的6个矩形所示，分别计算用于在拼块(用户分配区域)中的多个(6)小区域的相关矩阵R1-R6和相关向量r1-r6。

例如，相关矩阵计算单元14a和相关向量计算单元14b使用在第一小区域中的导频子载波A的接收信号向量XA和数据子载波1、3和4的接收信号向量X1、X3和X4来计算用于第一小区域的相关矩阵R1和相关向量r1。类似地，对于其他小区域计算相关矩阵和相关向量。

虽然如图9中所示，在拼块中的小区域被设置为部分地相互重叠，但是其大小和数量不特别被限制。而且，所述小区域可以具有不同的大小。

图10示出了对应的表。

SMI加权导出单元14使用相应的小区域的相关矩阵R1-R6和相关向量r1-r6，根据在图10中所示的对应表来计算数据子载波1-8的每个的SMI加权WSMI。

在图10中所示的对应表示出了在拼块中的每个数据子载波所属的一个或多个小区域的相关矩阵的和与相关向量的和。

例如，参见图10的表，数据子载波1的相关矩阵是“第一小区域的相关矩阵R1和第二小区域的相关矩阵R2的和(R1+R2)”。其原因是数据子载波1属于在图9中的第一和第二小区域。类似地，数据子载波1的相关向量是(r1+r2)。

因此，通过下述方式来计算数据子载波1的SMI加权W1SMI，即，通过向方程(4)的R输入相关矩阵(R1+R2)，并且向方程(4)的r输入相关向量(r1+r2)。

以类似的方式计算其他数据子载波2-8的SMI加权W2SMI到W8SMI。

然后，加权相乘和组合单元15将数据子载波1-8分别乘以对应的加权W1SMI到W8SMI，以提供组合输出信号。

根据上面的实施例5，每个数据子载波具有不同的接收信号向量来作为采样值。因为，靠近每个数据子载波的接收信号向量被用于导出加权，因此如果数据子载波的信道估计的精度高，则可以高精度地导出加权。

其他配置和操作与根据实施例3的基站通信装置的那些相同，因此，在此将不重复其详细说明。

[实施例6]

图11示出了根据实施例6的基站通信装置的接收单元1。在实施例6中，不是将作为用户分配的最小单位区域的拼块，即，用户分配区域的一部分，而是将每个用户分配区域整体地用作用于导出SMI加权的单位。

为了这个目的，将UL-MAP(上行链路MAP)作为用户分配信息应用到相关矩阵计算单元14a、相关向量计算单元14b和加权相乘和组合单元15。由基站通信装置产生UL-MAP信息，以通过下行链路，即，下行帧(down frame)向所有的移动台通知所分配的区域。使用UL-MAP信息，基站通信装置的接收单元1获知上帧的哪个突发区域被分配到哪个用户，产生用于每个突发区域的SMI加权，并且执行加权相乘和组合操作。

不仅当整个用户分配区域被用作用于导出SMI加权的单位时，而且当比用户分配的最小单位区域更大的用户分配区域的一部分被用作用于导出SMI加权的单位时，可以使用UL-MAP信息，以便限定一个用户的范围。

虽然图11示出了与在图5中所示的根据实施例1的基站通信装置的接收单元1的基本配置类似的基本配置，但是实施例6的思想也适应于实施例2-4的配置。

[模拟结果]

图12(a)-(c)和图13(a)-(c)示出了模拟结果，其比较了使用在拼块中的所有12个子载波来作为接收信号向量的采样值的实施例3(以下表示为“SMI-1”)、使用在拼块中的四个导频子载波来作为接收信号向量的采样值的实施例1(以下被表示为“SMI-2”)、和其中为每个数据子载波导出加权的实施例5(以下被表示为“SMI-3”)的性能。

在图12(a)-(c)和图13(a)-(c)中所示的模拟结果中，基于对于SMI-1、SMI-2和SMI-3方法的每个而言的、改变了CNR(载波噪声比)和CIR(载波干扰比)的组合输出信号的CINR(载波与干扰加噪声之比)分布进行比较。

用于模拟的参数如下：

CNR：0[dB]、10[dB]、20[dB]、30[dB]

CIR：0[dB]、20[dB]

时隙数量：10,000(＝60,000拼块)

数据子载波调制方法：QPSK(正交相移键控)

假定，低速(例如30km/h)和高速(例如120km/h)移动台以混合的方式存在。

图12(a)-(c)和图13(a)-(c)示出了CINR的累积分布函数，横坐标表示CINR，纵坐标表示组合输出信号变得低于CINR的可能性。

图12示出了其中CIR＝0[dB]，即，期望波和干扰波具有相同幅度的示例。在此，当CNR差(CNR＝0[dB])时在所述方法之间出现差别。

具体上，在图12(b)中所示的SMI-2具有最佳的性能，其后是在图12(a)中所示的SMI-1，在图12(c)中所示的SMI-3是最差的。

如果存在大量的干扰波，则数据子载波的信道估计的内插精度降低，因此，SMI-2显示良好的特性，因为它仅仅使用导频子载波的接收信号向量来作为采样值。

图13(a)-(c)示出了当CIR＝20[dB]，并且期望波大于干扰波并且数据子载波的信道估计的精度低时的结果。在此，像在图12中那样，在图13(b)中所示的SMI-2具有最佳的特性，其后是图13(a)中所示的SMI-1，图13(c)中所示的SMI-3是最差的。

图14(a)-14(c)示出了其中CIR＝20[dB]，并且数据子载波的信道估计的精度高的示例。在此，在图14(c)中所示的SMI-3具有最佳的特性，其后是图14(a)中所示的SMI-1，图14(b)中所示的SMI-2是最差的。

如图14中所示，如果信道估计的精度高，则使用数据子载波的接收信号向量的SMI-1和SMI-3的特性被改善，并且特别地，其中对于每个数据子载波导出加权的SMI-3显示优越的特性。

本发明不限于如上所述的实施例，并且可以在不脱离本发明范围的情况下进行各种修改。例如，用户分配的最小单位不限于在图3中所示的拼块，并且其可以是DL PUSC的簇。

上述实施例仅仅是示例，并且不应当被解释为是限制性的。通过每个权利要求，并且适当地考虑实施例的书面说明来确定本发明的范围，并且本发明的范围包含在权利要求中的语言含义中和其等价物的修改。

Claims (11)

1.一种使用正交频分多址OFDMA系统来执行无线通信的无线通信装置，在所述OFDMA系统中，用于无线电资源用户分配的最小单位区域沿频率轴方向和时间轴方向布置，因此无线电资源可在多个用户之间共享并且多个用户分配区域同时被分配给多用户，该装置包括：

SMI加权导出单元（14），所述SMI加权导出单元（14）通过使用在所述OFDMA系统中的用户分配区域包含的多个子载波的接收信号向量作为采样值来导出用于所述用户分配区域的采样矩阵反转SMI加权；

SMI加权相乘单元（15），所述SMI加权相乘单元（15）利用由所述SMI加权导出单元（14）导出的所述SMI加权来乘所述接收信号向量以提取期望的信号，

所述SMI加权导出单元使用所述OFDMA系统中多个用户分配区域中的一个用户分配区域中包含的多个接收信号向量作为所述采样值，所述一个用户分配区域是对一个用户分配的区域的部分或整个，所述多个接收信号向量包括各不同子载波的接收信号向量，并由此为所述用户分配区域导出SMI加权。

2.根据权利要求1的无线通信装置，其中

所述SMI加权导出单元（14）使用所述最小单位区域中包括的多个接收信号向量作为采样值，对所述多用户的一个用户分配所述最小单位区域，所述多个接收信号向量包括各不同子载波的接收信号向量，并由此为所述最小单位区域导出SMI加权。

3.根据权利要求1的无线通信装置，其中

在所述OFDMA系统中的子载波布置是在频率轴方向和时间轴方向上的二维布置；并且，

最小单位区域的每个被分配到一用户，该用户不同于被分配给在频率轴方向上相邻的另一个最小单位区域的用户，并且不同于被分配给在时间轴方向上相邻的另一个最小单位区域的用户。

4.根据权利要求2的无线通信装置，其中

所述采样值包括在所述用户分配区域中包括的导频子载波的接收信号向量。

5.根据权利要求1的无线通信装置，其中

所述SMI加权导出单元（14）包括信道估计单元（14h，14i），用于根据在所述用户分配区域中包括的导频子载波来计算在所述用户分配区域中包括的数据子载波的信道估计值；并且，

所述SMI加权导出单元（14）根据由所述信道估计单元（14h，14i）计算的信道估计值来产生所述数据子载波的接收信号向量，并且根据包括所述数据子载波的所述产生的接收信号向量的采样值来导出所述SMI加权。

6.根据权利要求5的无线通信装置，其中

所述SMI加权导出单元（14）使用在所述用户分配区域中包括的导频子载波的接收信号向量和根据所述信道估计值而产生的数据子载波的接收信号向量来作为所述采样值而导出所述SMI加权。

7.根据权利要求5的无线通信装置，其中

所述SMI加权导出单元（14）对所述用户分配区域中包括的每个数据子载波导出SMI加权。

8.根据权利要求7的无线通信装置，其中

所述SMI加权导出单元（14）包括关于作为一组部分相互重叠的多个小区域的所述用户分配区域的相关矩阵计算单元（14a），用于使用在所述小区域中包括的导频子载波的接收信号向量或者数据子载波的接收信号向量作为采样值来为每个所述小区域计算相关矩阵；并且，

所述SMI加权导出单元（14）在由所述相关矩阵计算单元（14a）计算的所述小区域的相应一些的相关矩阵中，根据对应于那些要为之导出SMI加权的数据子载波所属的一个或多个所述小区域的相关矩阵来导出所述SMI加权。

9.根据权利要求7的无线通信装置，其中

所述SMI加权导出单元（14）包括关于作为一组部分相互重叠的多个小区域的所述用户分配区域的相关向量计算单元（14b），用于使用在所述小区域中包括的导频子载波的接收信号向量或者数据子载波的接收信号向量作为采样值来为每个所述小区域计算所述相关向量；并且，

所述SMI加权导出单元（14）在由所述相关向量计算单元（14b）计算的所述小区域的相应一些的相关向量中，根据对应于那些要为之导出SMI加权的数据子载波所属的一个或多个所述小区域的相关向量来导出所述SMI加权。

10.根据权利要求1的无线通信装置，所述无线通信系统执行使用WiMAX通信系统的无线通信。

11.根据权利要求10的无线通信装置，所述最小单位区域是WiMAX中的拼块。

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