JP3147112B2 - 直接拡散受信装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、パイロットチャン
ネルを用いたＤＳ−ＣＤＭＡ（Direct Sequence- Code
Division Multiple Access）システム等に使用する直接
拡散受信装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】ＤＳ−ＣＤＭＡシステムとして、北米で
標準化されたＣＤＭＡ方式セルラ電話システム（ＴＩＡ
ＩＳ９５）がある。このシステムでは、下りリンクに
おいて、パイロットチャンネルにパイロットシンボルを
挿入して送信し、受信側でこのパイロットチャンネルの
受信信号に基づいてキャリア位相を検出して同期検波を
行っている。図７は、ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける
下りリンクの構成を示す図である。１０１は基地局、１
０２は子局である。下りリンクは基地局１０１から子局
１０２へのリンクである。図８は、ＤＳ−ＣＤＭＡシス
テムにおける基地局の送信装置の概要構成図である。符
号多重部１０３においては、データ１からデータＮまで
の通信チャンネル（Ｎは１以上の整数）のデータとパイ
ロットチャンネル用にオール１とされたデータとが、直
交符号発生器１０７において生成された直交符号をそれ
ぞれ割り当てられて符号多重され、乗算器１０４におい
てＰＮ発生器１０８からのＰＮ信号を乗算されることに
より直接拡散され、乗算器１０５において、基準周波数
発振器１０９の基準周波数信号（キャリア）と乗算（変
調）し、このキャリアに乗せて送信アンテナ１０６から
送信される。

【０００３】図９は、ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける
子局の受信装置の概要構成図である。受信アンテナ１１
０により受信された信号は、乗算器１１１において基準
周波数発振器１１２の正弦波基準周波数信号と乗算され
て、ベースバンドの受信信号に変換される。ＤＳ−ＣＤ
ＭＡシステムの復調器の特徴として、Ｒａｋｅ受信方式
が採用されている。基地局から送信された信号は、複数
のパスを通って受信アンテナ１１０に到達するので、受
信信号は、振幅、キャリア位相、および、遅延時間の異
なる複数の信号が合成されたものとなる。Ｒａｋｅ受信
方式は、ベースバンドの受信信号を逆拡散することによ
り、パス１〜パスＫの受信信号に分離して最大比合成
（Ｒａｋｅ合成）することにより、１つのインパルスレ
スポンスにして、受信信号のＣ／Ｎ特性を向上させる。

【０００４】ベースバンドの受信信号は、Ｒａｋｅ受信
部１２１およびサーチャー部１２２に出力される。ベー
スバンドの受信信号は、Ｒａｋｅ受信部１２１におい
て、Ｋ個のフィンガー１１８₁〜１１８_Kに入力される。
各フィンガー１１８₁〜１１８_Kは、それぞれ１〜Ｋ番目
のパスに対する復調器である。図示の例では、最大Ｋ個
のパスの信号を受信できる。各フィンガー１１８₁〜１
１８_Kは、同一構成である。ベースバンドの受信信号
は、乗算器１１３において、ＰＮ発生器１１４から出力
されるＰＮ符号と乗算されてＰＮ同期が取られ、乗算器
１１５において、直交符号発生器１１７から出力され
た、この子局（以後、「ユーザ」という）の通信チャン
ネルの直交符号と乗算され、積分器１１６において、こ
のユーザの通信チャンネルの受信信号が１シンボル期間
にわたって積分されることにより逆拡散される。フィン
ガー１１８₁〜１１８_Kからは、それぞれに対応するパス
１〜Ｋにおけるユーザの通信チャンネルの逆拡散された
受信信号が合成回路１１９に出力される。

【０００５】ここで、ＰＮ発生器１１４および直交符号
発生器１１７には、インパルスレスポンスを推定するサ
ーチャー部１２２内の制御部１２９から、それぞれのパ
ス１〜Ｋに対するタイミング信号が供給される。その結
果ＰＮ発生器１１４および直交符号発生器１１７は、そ
れぞれ、対応するパス１〜ＫのＰＮ符号および直交符号
と同期がとられたＰＮ符号および直交符号を出力する。

【０００６】サーチャー部１２２において、ベースバン
ドの受信信号は、乗算器１２３においてＰＮ発生器１２
４から出力されるＰＮ符号と乗算され、乗算器１２５に
おいて直交符号発生器１２６から出力された、パイロッ
トチャンネルの直交符号と乗算されて、パイロットチャ
ンネルの受信信号が分離される。つぎに、積分器１２７
において１シンボル分積分され、さらに複数シンボル分
の平均化を行うフィルタ１２８を通し、ある１つのパス
ｋにおけるパイロットチャンネルのベースバンドの受信
信号振幅、および、基準周波数信号に対する位相（キャ
リア位相）を表す基準信号Ｗ(ｋ)が作られ、制御部１２
９に出力される。Ｗ(ｋ)は複素数であり、ｋ＝１〜Ｋで
ある。パス１〜パスＫとしては、電力の大きいパスがＫ
個選択される。

【０００７】制御部１２９においては、ＰＮ発生器１２
４のＰＮ符号が受信信号に符号同期するようにＰＮ発生
器１２４をタイミング制御するとともに、直交符号発生
器１２６の直交符号が受信信号に符号同期するように直
交符号発生器１２６をタイミング制御する。制御部１２
９は、時間を分割して、Ｋフィンガー分のＫ個の基準信
号Ｗ（ｋ）を生成する。また、時間を分割して、Ｒａｋ
ｅ受信部１２１のＫフィンガー１１８₁〜１１８_KのＰＮ
発生器１１４および直交符号発生器１１７にタイミング
信号を出力する。

【０００８】合成回路１１９において、各フィンガー１
１８₁〜１１８_Kからのユーザの通信チャンネルの信号
は、各パス１〜Ｋのパイロットチャンネルの受信信号か
ら得た基準信号Ｗ(ｋ)に基づいて、各パス１〜Ｋにおけ
るユーザの通信チャンネルの受信信号の位相オフセット
が取り除かれることにより同期検波され、さらにＲａｋ
ｅ合成される。Ｒａｋｅ合成された受信信号は、デコー
ド部１２０においてデコードされて、自局の通信チャン
ネルの所望のデータが出力される。

【０００９】このように、既知のデータが伝送されてい
るパイロットチャンネルの、逆拡散された受信信号を用
いて各パスｋのインパルスレスポンスを推定することに
より、各パスｋの受信信号の位相オフセットを除去して
いる。なお、図示を省略したが、図９に示した乗算器１
１１は、実際には２個設けられ、受信アンテナ１１０に
より受信された信号は、基準周波数信号と直交する直交
基準周波数信号とも乗算され、基準周波数信号と同相お
よび直交する２系列のベースバンドの受信信号（通常、
複素数で表される）となる。そして、２系列に対して個
別に後段の処理が行われ、合成回路１１９において、こ
の２系列が基準周波数信号（キャリア）の位相に対する
同相成分および直交成分となって同期検波される。

【００１０】一般に、高速データ伝送をＤＳ−ＣＤＭＡ
システムで行おうとすると、データレートの高速化にし
たがって、チップレートも当然大きくなる。チップレー
トが大きくなると、マルチパスによる干渉量が増大す
る。マルチパス数が増大すると、もはやＲａｋｅ受信方
式では伝送性能の劣化を防ぐことができない。時間遅延
したパス１〜パスＫの到来波を合成したものが受信され
ると、あるパスｋの到来波を逆拡散するときには、時間
遅延した他のパスの到来波は干渉信号となる。そのた
め、ある１つのパスｋのインパルスレスポンスには、他
のパスの到来波との間の相互相関によって生じた干渉波
成分が含まれている。そのため、パス１〜パスＫのイン
パルスレスポンスをＲａｋｅ合成すると、伝送性能が劣
化する。

【００１１】このようなマルチパスによる干渉を除去す
る技術として、干渉キャンセラ技術がある、例えば、和
田ほか１名「Ｂ５−１４０ ＤＳ−ＣＤＭＡシステムに
おけるマルチユーザ・マルチステージ型干渉キャンセラ
の一検討」，電子情報通信学会ソサイエティ大会（１９
９８．９）で知られているものがあり、このような干渉
キャンセラを、本出願人は、特願平１０−２３６７７７
号として出願している。

【００１２】概要を説明すると、パイロットチャンネル
等を用いて正確なインパルスレスポンスを推定する。振
幅の大きなパスをＫ個選択し、その値をＷｋとする。そ
の中で振幅値が最大となるパスＰを選択する。干渉キャ
ンセラには、Ｒａｋｅ受信データあるいは前段の干渉キ
ャンセラの出力データが入力される。さらに、振幅最大
パスＰ以外の各パスに対する拡散符号とＷｋを用いて各
ユーザにおける干渉レプリカを生成する。受信信号から
全ユーザの干渉レプリカを差し引いて、パスＰに対して
逆拡散を行い、全ユーザに対するデータを検出する。す
なわち、あらかじめＷｋを推定し、電波伝搬の情報は推
定後固定する。

【００１３】また、異なる方法で干渉信号をキャンセル
するものとして、佐和橋ほか２名「パイロット及びデー
タシンボルを用いるチャネル推定逐次更新型ＤＳ−ＣＤ
ＭＡコヒーレントマルチステージ干渉キャンセラ」，信
学技報９６（３５４），電子情報通信学会（１９９６−
１１）ＲＣＳ９６−１００，ｐ．９−１６等で知られて
いるものがある。

【００１４】概要を説明すると、フレーム内に周期的に
パイロットシンボルを有するＤＳ−ＣＤＭＡシステムで
あって、パワーの大きなユーザから１ユーザずつキャン
セルを行う。ユーザｋにおいて、ユーザｋよりもパワー
の大きいユーザに対するｉステージでの干渉レプリカ
と、パワーの小さな他ユーザに対するｉ−１ステージで
の干渉レプリカを除去し、さらに、受信信号から自局の
各パスにおいて、それぞれ、各パス以外の干渉レプリカ
を除去し、パイロットシンボルを用いて各パスにおける
インパルスレスポンスを推定し、その値に基づいて、逆
拡散を行う。各パスで逆拡散された信号がＲａｋｅ合成
される。合成後、デコードされたデータと推定されたイ
ンパルスレスポンスをもとに干渉レプリカを生成する。

【００１５】ここで、上述した干渉キャンセラ技術の第
１の例である、インパルスレスポンスを推定し、電力が
最大となるパスＰを少なくとも除いたパスの干渉をキャ
ンセルする先願に記載の技術（以下、先行技術という）
を説明することにより、干渉キャンセラの機能を具体的
に説明しておく。図１０は、先行技術の基本ブロック構
成図である。１つのＰＮ符号を共有する符号多重された
チャンネルが、１つの通信チャンネル（１ユーザ）およ
び１つのパイロットチャンネルからなる場合のものであ
る。これに対し、図９は、１つのＰＮ符号を共有する符
号多重された通信チャンネル（ユーザ）が複数の場合で
あるので前提が若干異なるが、Ｒａｋｅ部に関しては、
この図９を流用して説明する。

【００１６】この基本構成においては、インパルスレス
ポンスを推定し、このインパルスレスポンスを表す基準
信号Ｗ（ｋ）を固定し、Ｒａｋｅ受信部１２１で出力デ
ータＤＲを検出する。また、電力最大パス検出器１３１
は、基準信号Ｗ（ｋ）に基づいて、電力が最大となるパ
スＰを選択する。干渉キャンセラ１３３においては、Ｒ
ａｋｅ受信部１２１から出力されたデータを初期データ
として、電力が最大となるパスＰ以外のパスにおける、
同期検波および逆拡散を行う以前の信号を生成するとと
もに、パイロットチャンネルの既知のデータに基づい
て、電力が最大となるパスＰ以外のパスにおける、逆拡
散を行う以前のパイロットチャンネルの信号を生成して
干渉レプリカとし、受信信号からその干渉レプリカを差
し引いて、電力が最大のパスＰについて再び逆拡散およ
び同期検波を行うことによりデータを再び検出しなお
す。このようにして、受信信号品質の劣化要因である干
渉を除去することによりビット誤り率が向上する。

【００１７】図９に示した、サーチャー部１２２では、
パイロットチャンネルの受信信号を逆拡散して得られる
電力の大きいパスがＫ個選択され、各パス１〜Ｋのイン
パルスレスポンスの値として基準信号Ｗ（ｋ）（ｋ＝１
〜Ｋ）を出力する。電力最大パス検出器１３１は、基準
信号Ｗ（ｋ）の中から、電力が最大となるパスＰを選択
して、Ｐの値を干渉キャンセラ１３３に出力する。

【００１８】図１３は、干渉キャンセラ１３３の動作説
明図である。基地局１から送信された信号は複数のパス
を通って、それぞれが異なる遅延時間の信号の合成とし
て受信される。上段の図は、マルチパスによるインパル
スレスポンスを示す。電力が最大となるパスＰを選択
し、他のパスにおける同期検波および逆拡散を行う以前
のベースバンドの受信信号を、検出データおよびパイロ
ットチャンネルのデータに基づいて仮想的に生成し、こ
れを差し引いた受信信号に対し、最大電力のパスＰにお
ける逆拡散を行い、下段に示すような干渉信号のキャン
セルされたデータを検出する。

【００１９】電力が最大となるパスＰは、干渉信号を含
む割合が少なく、パスＰを除くパスについては、主に干
渉信号であると推定する。そして、Ｒａｋｅ受信部１２
１から出力された１ユーザの通信チャンネルの一応確か
らしいデータＤＲを初期値として用い、これから、逆の
信号処理をして、同期検波および逆拡散を行う以前の信
号を生成する。同時に、パイロットチャンネルの既知の
データＤ_pに基づいて逆拡散を行う以前のパイロットチ
ャンネルの信号も生成する。このようにして、パスＰを
除くパス１〜パスＫにおける干渉レプリカを生成する。
そして、ベースバンドの受信信号から、パスＰを除くパ
ス１〜パスＫの干渉レプリカをすべて差し引くと、ほぼ
パスＰだけのベースバンドの受信信号となる。

【００２０】したがって、干渉キャンセラ１３３は、Ｒ
ａｋｅ受信部１２１から出力される１つの通信チャネル
の出力データＤＲおよびパイロットチャンネルの既知の
データＤ_pを用いて、最大電力のパスＰを除いたＫ−１
個のパスの干渉レプリカを生成する。そして、ベースバ
ンドの受信信号からこの干渉レプリカを除去したベース
バンドの受信信号に対し、パスＰについて改めて逆拡散
を行う。このようにして、仮に単一のパスＰの到来波の
みが受信されたと仮定したときとほぼ同様なベースバン
ドの受信信号に対して逆拡散をすることができる。その
結果、パスの相互相関による干渉信号が除去された、通
信チャンネルの受信データＤＣが得られる。なお、遅延
部１３２は、Ｒａｋｅ受信部１２１においてＲａｋｅ受
信に要する処理遅延を補償するものである。

【００２１】図１１は、図１０に示した干渉キャンセラ
１３３の内部構成図である。１ユーザの干渉レプリカ生
成部１３５は、１ユーザのみが使用する唯一の通信チャ
ンネルについて、パスＰを除く、Ｋ−１個のパスに対す
る干渉レプリカを生成する。また、パイロットチャンネ
ルの干渉レプリカ生成部１３５_pは、パイロットチャン
ネルについて、パスＰを除く、Ｋ−１個のパスに対する
干渉レプリカを生成する。

【００２２】図１２（ａ），図１２（ｂ）は、それぞ
れ、図１１に示した干渉レプリカ生成部１３５，１３５
ｐの内部構成図である。パス１に対する干渉レプリカ生
成部１４１₁については、Ｒａｋｅ受信部１２１から出
力されたデータＤＲは、乗算器１３８において、パス１
に対する基準信号Ｗ₁（１）と乗算されることにより、
パス１のキャリア位相および振幅が付与された信号点位
相および振幅を有する、同期検波される前の信号に戻さ
れる。つぎに、乗算器１３９においてパス１に対するＰ
Ｎ符号であるＰＮ₁（１）、さらに、乗算器１４０にお
いて１ユーザのパス１に対する直交符号ＷＳ₁（１）と
それぞれ乗算されて拡散されることにより、パス１の時
間遅延を有する、逆拡散される前のベースバンド受信信
号に戻されて、パス１の干渉レプリカが生成される。パ
ス１に対する干渉レプリカ生成部１４１₁と同様の構成
が、パスＰを除いてＫ−１個あり、これらのＫ−１個の
信号が加算器１４２により加算されて、その出力信号が
パスＰを除くパス１〜Ｋの干渉レプリカの出力信号とな
る。

【００２３】ここで、Ｗ₁（ｋ）（ｋ＝１〜Ｋ，ｋ＝Ｐ
を除く）は、図９に示した制御部１２９が出力する基準
信号、ＰＮ₁（ｋ）（ｋ＝１〜Ｋ，ｋ＝Ｐを除く）は、
図９に示したフィンガー１１８_kのＰＮ発生器１１４が
出力するＰＮ符号、直交符号ＷＳ₁（ｋ）（ｋ＝１〜
Ｋ，ｋ＝Ｐを除く）は、図９に示したフィンガー１１８
_kの直交符号発生器１１７が出力する１ユーザの直交符
号に基づくものである。ただし、図１０におけるベース
バンドの受信信号を遅延部１３２で遅延させたように、
Ｒａｋｅ受信部１２１における処理遅延を補償するため
に、時間遅れを持たせているが、干渉キャンセラ１３３
の内部での処理遅延も考慮して時間遅れを調整する。Ｗ
₁（ｋ），ＰＮ₁（ｋ），ＷＳ₁（ｋ）は、上述した制御
部１２９，ＰＮ発生器１１４，直交符号発生器１１７の
出力のそれぞれに、遅延部１３２と同様な遅延部を設け
ることによって作ることができる。

【００２４】図１２（ｂ）に示す、パイロットチャンネ
ルに対する干渉レプリカ生成部１３５_pについては、パ
イロットチャンネルの既知のデータＤ_pは、乗算器１３
８において、パス１に対する基準信号Ｗ₁（１）と乗算
されることにより、パス１のキャリア位相および振幅が
付与された信号点位相および振幅を有する信号になる。
つぎに、乗算器１３９においてパス１に対するＰＮ符号
であるＰＮ₁（１）、さらに、乗算器１４０においてパ
イロットチャンネルのパス１に対する直交符号ＷＳ
₁（ｐ，１）とそれぞれ乗算されて拡散されることによ
り、パス１の時間遅延を有する、逆拡散される前のベー
スバンド受信信号に戻されて、パス１の干渉レプリカが
生成される。図１２（ａ）と同様に、パス１に対する干
渉レプリカ生成部１４１₁と同様の構成が、パスＰを除
いてＫ−１個あり、これらのＫ−１個の信号が加算器１
４２により加算されて、その出力信号がパスＰを除くパ
ス１〜Ｋの干渉レプリカの出力信号となる。

【００２５】ここで、Ｗ₁（ｋ）（ｋ＝１〜Ｋ，ｋ＝Ｐ
を除く）は図９に示した制御部１２９が出力する基準信
号、ＰＮ₁（ｋ）（ｋ＝１〜Ｋ，ｋ＝Ｐを除く）は図９
に示したサーチャー部１２２のＰＮ発生器１２４が出力
するＰＮ符号（フィンガー１１８_kのＰＮ発生器１１４
が出力するＰＮ符号と一致する）、直交符号ＷＳ
₁（ｐ，ｋ）（ｋ＝１〜Ｋ，ｋ＝Ｐを除く）は図９に示
したサーチャー部１２２の直交符号発生器１２６が出力
するパイロットチャンネルの直交符号に基づくものであ
る。ただし、Ｒａｋｅ受信部１２１における処理遅延を
補償するために時間遅れを持たせ、かつ、干渉キャンセ
ラ１３３の内部での処理遅延も考慮して時間遅れが調整
される。Ｗ₁（ｋ），ＰＮ₁（ｋ），ＷＳ₁（ｐ，ｋ）
は、上述した制御部１２９，ＰＮ発生器１２４，直交符
号発生器１２６の出力のそれぞれに、遅延部１３２と同
様な遅延部を設けることによって作ることができる。

【００２６】再び、図１１に戻って説明をする。加算器
１３６において、遅延されたベースバンドの受信信号か
ら、干渉レプリカ１３５の出力信号が差し引かれ、パス
Ｐに対する逆拡散部１３７に入力される。このパスＰに
対する逆拡散部１３７は、図９に示したフィンガー部１
１８₁〜１１８_K中のパスＰのフィンガー部と同様の構成
である。すなわち、パスＰに対する基準信号Ｗ
₁（Ｐ）、パスＰに対するＰＮ符号であるＰＮ₁（Ｐ）、
および、パスＰに対する１ユーザの直交符号ＷＳ
₁（Ｐ）を用いて、干渉レプリカが削除されたベースバ
ンドの受信信号に対して、パスＰに対する逆拡散を行
い、データを検出する。この出力データは、相互相関に
よる干渉が除かれて伝送性能が改善された１ユーザのデ
ータとなる。上述した基準信号Ｗ₁（Ｐ）、ＰＮ符号Ｐ
Ｎ₁（Ｐ）、および、１ユーザの直交符号ＷＳ₁（Ｐ）
は、先に説明したパスＰを除いたパスの基準信号Ｗ
₁（ｋ）、ＰＮ符号ＰＮ₁（ｋ）、および、１ユーザの直
交符号ＷＳ₁（ｋ）と同様に、Ｒａｋｅ受信部１２１に
おける処理遅延を補償するために時間遅れを持たせ、か
つ、干渉キャンセラ１３３の内部での処理遅延も考慮し
て時間遅れが調整される。

【００２７】図１４は、先行技術のブロック構成図であ
る。１つのＰＮ符号を共有する符号多重されたチャンネ
ルが、ＮユーザのＮ個の通信チャンネルおよび１つのパ
イロットチャンネルからなる場合のものである。そし
て、複数ユーザに対応した干渉キャンセラが、１〜Ｍ段
目の干渉キャンセラ１５１₁〜１５１_Mとして縦続接続さ
れたものである。この具体例では、複数のユーザ１〜Ｎ
のパスに対して複数の干渉キャンセラを動作させて、干
渉を除去し、さらに複数段の干渉キャンセラを動作させ
るものであって、より確からしいデータが検出される。
第１段目の干渉キャンセラ１５１₁は、Ｒａｋｅ受信部
１４６から出力されたデータＤＲ（１）〜ＤＲ（Ｎ）を
確からしいデータとして入力するとともに、パイロット
チャンネルの既知のデータを入力し、干渉信号がキャン
セルされた、より確からしいデータＤＣ（１，１）〜Ｄ
Ｃ（１，Ｎ）を出力する。

【００２８】第２段目以降については、前段の干渉キャ
ンセラからの出力データが次の段の干渉キャンセラの入
力データになるとともに、パイロットチャンネルの既知
のデータも入力される。いずれの段の干渉キャンセラ１
５１₁〜１５１_Mも、電力最大パス検出器１３１から出力
される同じパスＰを電力最大パスとして選択する。な
お、各段の干渉キャンセラのうち、１〜（Ｍ−１）段目
の干渉キャンセラ１５１ ₁〜１５１_M-1については、自局
（ユーザ１）のデータを含めたユーザ１〜Ｎのデータを
出力する必要がある。すなわち、１〜（Ｍ−１）段目の
干渉キャンセラ１５１₁〜１５１_M-1については、ユーザ
１〜ユーザＮに対する逆拡散部が必要となる。

【００２９】上述した干渉キャンセラの性能をさらに向
上させるために、従来は、干渉キャンセラ自体の性能向
上を図ることが考えられていた。しかし、受信データの
誤りを少なくする別の技術を干渉キャンセラにうまく適
用することにより受信データの誤りを少なくすることは
考えられていなかった。

【００３０】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、受信データ
の誤りを少なくすることができる直接拡散受信装置を提
供することを目的とするものである。

【００３１】

【課題を解決するための手段】

【００３２】

【００３３】本発明は、請求項１に記載の発明において
は、直接拡散受信装置において、複数系列の初期逆拡散
信号受信手段、初期合成判定手段、複数系列の干渉キャ
ンセラ、および、合成判定手段を有し、前記複数系列の
初期逆拡散信号受信手段は、それぞれの系列に対応した
アンテナで受信された直接拡散信号を逆拡散して初期逆
拡散信号を出力するものであり、前記初期合成判定手段
は、前記複数系列の初期逆拡散信号受信手段が出力する
前記初期逆拡散信号を合成した信号をデコードして初期
受信データを判定するものであり、前記複数系列の干渉
キャンセラは、前記初期受信データに基づき、前記それ
ぞれの系列に対応したアンテナで受信された直接拡散信
号に含まれる干渉信号のレプリカを生成し、前記直接拡
散信号から前記レプリカを差し引いて、干渉信号の影響
が低減された逆拡散信号を出力するものであり、前記合
成判定手段は、前記複数系列の干渉キャンセラから出力
される前記逆拡散信号を合成した信号をデコードして受
信データを判定するものである。したがって、マルチパ
スによる干渉によって受信性能が劣化することを防止す
ることができる。フェージング変動がある場合などにお
いて、受信データの誤りを少なくすることができる。初
期受信データを得る際にも、合成した信号により初期受
信データを判定しているため、初期受信データがより確
からしくなり、より確かな干渉キャンセルを行うことが
できる。

【００３４】請求項２に記載の発明においては、直接拡
散受信装置において、多段で複数系列の干渉キャンセ
ラ、および、多段の合成判定手段を有し、第１段目の前
記複数系列の干渉キャンセラは、それぞれの系列に対応
したアンテナで受信された直接拡散信号からあらかじめ
得られた初期受信データに基づき、前記直接拡散信号に
含まれる干渉信号のレプリカを生成し、前記それぞれの
系列に対応したアンテナで受信された直接拡散信号から
前記レプリカを差し引いて、干渉信号の影響が低減され
た逆拡散信号を出力するものであり、第１段目の前記合
成判定手段は、第１段目の前記複数系列の干渉キャンセ
ラから出力される前記逆拡散信号を合成した信号をデコ
ードして第１段目の受信データを判定するものであり、
第２段目以降の前記複数系列の干渉キャンセラは、前段
の前記合成判定手段の出力する受信データに基づき、前
記それぞれの系列に対応したアンテナで受信された直接
拡散信号に含まれる干渉信号のレプリカを生成し、前記
それぞれの系列に対応したアンテナで受信された直接拡
散信号から前記レプリカを差し引いて、干渉信号の影響
が低減された前記逆拡散信号を出力するものであり、第
２段目以降の前記合成判定手段は、当該段の複数系列の
干渉キャンセラから出力される前記逆拡散信号を合成し
た信号をデコードして当該段の受信データを判定するも
のである。したがって、マルチパスによる干渉によって
受信性能が劣化することを防止することができる。フェ
ージング変動がある場合などにおいて、受信データの誤
りを少なくすることができる。干渉キャンセラの段数に
応じて、単に干渉キャンセラ自体の性能が向上するだけ
でなく、後段の干渉キャンセラは、合成した信号により
判定された前段の受信データに基づいて干渉キャンセル
を行うため、より確かな干渉キャンセルを行うことがで
きる。

【００３５】請求項３に記載に発明においては、複数系
列の初期データ受信手段、多段で複数系列の干渉キャン
セラ、および、多段の合成判定手段を有し、前記複数系
列の初期データ受信手段は、それぞれの系列に対応した
アンテナで受信された直接拡散信号を受信して初期受信
データを出力するものであり、第１段目の前記複数系列
の干渉キャンセラは、それぞれの系列に対応した前記初
期受信データに基づき、前記それぞれの系列に対応した
アンテナで受信された直接拡散信号に含まれる干渉信号
のレプリカを生成し、前記直接拡散信号から前記レプリ
カを差し引いて、干渉信号の影響が低減された逆拡散信
号を出力するものであり、第１段目の前記合成判定手段
は、第１段目の前記複数系列の干渉キャンセラから出力
される前記逆拡散信号を合成した信号をデコードして第
１段目の受信データを判定するものであり、第２段目以
降の前記複数系列の干渉キャンセラは、前段の前記合成
判定手段の出力する受信データに基づき、前記それぞれ
の系列に対応したアンテナで受信された直接拡散信号に
含まれる干渉信号のレプリカを生成し、前記それぞれの
系列に対応したアンテナで受信された直接拡散信号から
前記レプリカを差し引いて、干渉信号の影響が低減され
た前記逆拡散信号を出力するものであり、第２段目以降
の前記合成判定手段は、当該段の複数系列の干渉キャン
セラから出力される前記逆拡散信号を合成した信号をデ
コードして当該段の受信データを判定するものである。
したがって、マルチパスによる干渉によって受信性能が
劣化することを防止することができる。フェージング変
動がある場合などにおいて、受信データの誤りを少なく
することができる。干渉キャンセラの段数に応じて、単
に干渉キャンセラ自体の性能が向上するだけでなく、後
段の干渉キャンセラは、合成した信号により判定された
前段の受信データに基づいて干渉キャンセルを行うた
め、より確かな干渉キャンセルを行うことができる。

【００３６】請求項４に記載の発明においては、直接拡
散受信装置において、複数系列の初期逆拡散信号受信手
段、初期合成判定手段、多段で複数系列の干渉キャンセ
ラ、および、多段の合成判定手段を有し、前記複数系列
の初期逆拡散信号受信手段は、それぞれの系列に対応し
たアンテナで受信された直接拡散信号を逆拡散して初期
逆拡散信号を出力するものであり、前記初期合成判定手
段は、前記複数系列の初期逆拡散信号受信手段の出力す
る前記初期逆拡散信号を合成した信号をデコードして初
期受信データを判定するものであり、第１段目の前記複
数系列の干渉キャンセラは、前記初期受信データに基づ
き、それぞれの系列に対応したアンテナで受信された前
記直接拡散信号に含まれる干渉信号のレプリカを生成
し、前記それぞれの系列に対応したアンテナで受信され
た直接拡散信号から前記レプリカを差し引いて、干渉信
号の影響が低減された逆拡散信号を出力するものであ
り、第１段目の前記合成判定手段は、第１段目の前記複
数系列の干渉キャンセラから出力される前記逆拡散信号
を合成した信号をデコードして第１段目の受信データを
判定するものであり、第２段目以降の前記複数系列の干
渉キャンセラは、前段の前記合成判定手段の出力する前
段の受信データに基づき、前記それぞれの系列に対応し
たアンテナで受信された直接拡散信号に含まれる干渉信
号のレプリカを生成し、前記それぞれの系列に対応した
アンテナで受信された直接拡散信号から前記レプリカを
差し引いて、干渉信号の影響が低減された前記逆拡散信
号を出力するものであり、第２段目以降の前記合成判定
手段は、当該段の複数系列の干渉キャンセラから出力さ
れる前記逆拡散信号を合成した信号をデコードして当該
段の受信データを判定するものである。したがって、マ
ルチパスによる干渉によって受信性能が劣化することを
防止することができる。フェージング変動がある場合な
どにおいて、受信データの誤りを少なくすることができ
る。初期受信データを得る際にも、合成した信号により
初期受信データを判定しているため、初期受信データが
より確からしくなる。干渉キャンセラの段数に応じて、
単に干渉キャンセラ自体の性能が向上するだけでなく、
後段の干渉キャンセラは、合成した信号により判定され
た前段の受信データに基づいて干渉キャンセルを行うた
め、より確かな干渉キャンセルを行うことができる。

【００３７】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の直接拡散受信装
置の第１の前提構成の概要ブロック図である。図中、１
は受信アンテナ、２は乗算器、３は基準周波数発振器、
４は逆拡散部、５は遅延部、６は干渉キャンセラ、７は
合成判定部である。この実施の形態においては、２系統
の受信機を有する。第１，第２の受信機を区別するため
に、１〜６にはａまたはｂの添字を付している。

【００３８】受信アンテナは、ダイバーシチ用に２系統
設けられる。例えば、２本の受信アンテナが距離を隔て
て設けられる（スペースダイバーシチ）。あるいは、２
本の同一の指向性アンテナが、アンテナの向きを異なら
せて設けられる（角度ダイバーシチ）。あるいは、異な
る指向性のアンテナが用いられる（角度ダイバーシ
チ）。これらのアンテナの指向特性および設置条件は、
単独または、適宜組み合わされて２系統のアンテナとさ
れる。

【００３９】このように異なる受信アンテナ１ａ，１ｂ
により受信された信号は、乗算器２ａ，２ｂにおいて基
準周波数発振器３ａ，３ｂの正弦波基準周波数信号と乗
算されて、ベースバンドの直接拡散受信信号に変換され
る。基準周波数発振器３ａ，３ｂは、同一周波数の正弦
波基準周波数信号を出力する。基準周波数発振器３ａ，
３ｂは、１つの基準周波数発振器を共用してもよい。こ
のベースバンドの直接拡散受信信号は、逆拡散部４ａ，
４ｂにおいて逆拡散され、内部でデコードされて、初期
値としての受信データを出力する。

【００４０】この逆拡散部４ａ，４ｂは、干渉キャンセ
ラ６ａ，６ｂにおける干渉キャンセル動作に必要な、あ
る程度確からしい初期データを与えるものである。単に
逆拡散をしただけの、マルチパス信号の混在する逆拡散
信号では、初期受信データをデコードすることができな
い。そのため、例えば、ベースバンドの直接拡散受信信
号を逆拡散して、そのうち、電力が最大となるパスＰの
逆拡散出力をデコードして初期データとすればよい。

【００４１】２系列の干渉キャンセラ６ａ，６ｂは、逆
拡散部４ａ，４ｂによりあらかじめ得られた受信データ
に基づき、遅延部４ａ，４ｂを通して遅延された直接拡
散信号に含まれる干渉信号のレプリカを生成し、直接拡
散信号からこのレプリカを差し引いて、干渉信号の影響
が低減された逆拡散信号を出力する。各干渉キャンセラ
６ａ，６ｂとしては、従来技術において説明した任意の
タイプの干渉キャンセラを使用することができる。例え
ば、先行技術として説明した、図１０の干渉キャンセラ
１３３，図１４の干渉キャンセラ１５１を使用すること
ができる。

【００４２】ただし、従来技術における干渉キャンセラ
は、データ判定をするためのデコード部を内蔵してい
る。本発明においては、後段の合成判定部７においてデ
ータを判定するものであるため、本発明における干渉キ
ャンセラは、受信データを判定する直前の逆拡散信号の
状態で出力するものである。この逆拡散信号は、従来技
術における干渉キャンセラで判定される受信データのイ
ンパルスレスポンスに対応する。合成判定部７は、２系
列の干渉キャンセラ６ａ，６ｂから出力される逆拡散信
号を合成した信号をデコードして受信データを判定す
る。

【００４３】２系統それそれのアンテナ１ａ，１ｂから
受信される直接拡散信号は、独立である。すなわち、そ
れそれ異なるマルチパスフェージングを受けている。そ
のため、いずれか一方からフェージング変動による出力
低下のない直接拡散信号を受信できる可能性が高くなる
ため、フェージング変動に強くなる。また、２系統の受
信機のノイズに影響を与えるのは、アンテナ１ａ，１ｂ
からベースバンド直接拡散信号に変換する乗算器２ａ，
２ｂ等である。２系統の受信機であれば、ノイズは各系
統で独立である。したがって、ノイズの影響が１系統の
場合に比べて平均化される。

【００４４】干渉キャンセラ６ａ，６ｂでは、干渉除去
された後、受信データが判定される直前における逆拡散
信号が出力される。上述したように、それぞれ独立なマ
ルチパスフェージングを受けた受信信号に、それぞれ独
立なノイズが付加されたベースバンド信号に基づいて、
干渉キャンセラを使用し、さらにその２系統の出力信号
を合成・判定することにより、１系統の干渉キャンセラ
単独の性能よりも優れた受信装置となる。

【００４５】図２は、図１に示した合成判定部の説明図
である。図２（ａ）は合成機能の説明図、図２（ｂ）は
判定機能の説明図である。第１の受信機（系統ａ）の干
渉キャンセラ６ａから出力される逆拡散信号の同相成分
（Ｉ相）および直交成分（Ｑ相）を（Ｖ_1i，Ｖ_1q）と
し、第２の受信機（系統ｂ）の干渉キャンセラ６ｂから
出力される逆拡散信号の同相および直交成分を（Ｖ_2i，
Ｖ_2q）とし、合成信号の同相および直交成分を（Ｖ_0i，
Ｖ_0q）とする。

【００４６】合成信号は、第１，第２の受信機からの逆
拡散信号に対し、それぞれ、重みＷ _t1，Ｗ_t2を加えて作
成される。すなわち、 Ｖ_0i=Ｖ_1i＊Ｗ_t1＋Ｖ_2i＊Ｗ_t2 Ｖ_0q=Ｖ_1q*Ｗ_t1+Ｖ_2q＊Ｗ_t2 とする。ここで、重みＷ_t1，Ｗ_t2としては、例えば、 Ｗ_t1＝（Ｖ_1i ² ₊Ｖ_1q ²）／｛（Ｖ_1i+Ｖ_2i）²＋（Ｖ_1q+Ｖ
_2q) ²｝^1/2 Ｗ_t2＝（Ｖ_2i ² ₊Ｖ_2q ²）／｛（Ｖ_1i+Ｖ_2i）²＋（Ｖ_1q+Ｖ
_2q) ²｝^1/2 とする。

【００４７】あるいは、重みＷ_t1，Ｗ_t2として、 Ｗ_t1＝（Ｖ_1i ² ₊Ｖ_1q ²）^1/2／｛（Ｖ_1i+Ｖ_2i）²＋（Ｖ
_1q+Ｖ_2q) ²｝^1/2 Ｗ_t2＝（Ｖ_2i ² ₊Ｖ_2q ²）^1/2／｛（Ｖ_1i+Ｖ_2i）²＋（Ｖ
_1q+Ｖ_2q) ²｝^1/2 とする。なお、各分母の値は、第１，第２の受信機の干
渉キャンセラ６ａ，６ｂから出力される逆拡散信号を加
算したベクトルの長さである。図２（ｂ）に示すよう
に、４相位相変調の場合には、上述した合成信号
（Ｖ_0i，Ｖ_0q）がＩＱ位相平面上のどの象限にあるかに
よって受信データがデコードされる。

【００４８】図３は、本発明の直接拡散受信装置におけ
る第２の前提構成の説明図である。図中、図１と同様な
部分については同じ符号を用い、説明を省略する。１１
ａ，１１ｂはＲａｋｅ受信部、１２ａ，１２ｂはＲａｋ
ｅ受信部１１ａ，１１ｂにおける処理時間の遅れを補償
する遅延部である。この実施の形態においては、図１に
示した第１の実施の形態に比べ、干渉キャンセラ６ａ，
６ｂへ初期入力データを出力する逆拡散部４ａ，４ｂと
して、Ｒａｋｅ受信部１１ａ，１１ｂを採用したもので
ある。

【００４９】Ｒａｋｅ受信部１１ａ，１１ｂにおいて
は、ベースバンドの直接拡散受信信号を逆拡散して、パ
ス１〜パスＫの受信信号に分離して同期検波されたもの
が、最大比合成（Ｒａｋｅ合成）されることにより、１
つのインパルスレスポンスに対応する逆拡散信号を作成
する。この逆拡散信号をデコードすることにより初期受
信データが得られる。図１を参照して説明した第１の前
提構成で例示したような、ある１つの最大パスに対して
逆拡散されてデコードされるより、Ｒａｋｅ受信を用い
た方が、初期受信データは、より確からしい。より確か
らしい初期受信入力データが干渉キャンセラ６ａ，６ｂ
に入力されることによって、合成判定部７の出力データ
は、より確からしくなる。

【００５０】図４は、本発明の直接拡散受信装置におけ
る第１の実施の形態の説明図である。図中、図１と同様
な部分については同じ符号を用い、説明を省略する。２
１ａ，２１ｂはＲａｋｅ受信部、２２ａ，２２ｂはＲａ
ｋｅ受信部２１ａ，２１ｂにおける処理時間の遅れを補
償する遅延部である。２３は合成判定部である。

【００５１】この実施の形態においては、図３に示した
第２の前提構成に比べ、初期受信データを得る際にも合
成判定を行うものである。したがって、Ｒａｋｅ受信部
２１ａ，２１ｂは、図９に示したＲａｋｅ受信部１２
１、図３に示したＲａｋｅ受信部１１ａ，１１ｂとは出
力信号が異なる。すなわち、デコード部によりデータ判
定して初期受信データを得る直前の、この初期受信デー
タのインパルスレスポンスに対応する逆拡散信号を出力
する。２系統のＲａｋｅ受信部を用いて合成判定するほ
うが、箇々の系統のＲａｋｅ受信部を用いるよりも、初
期受信データはより確からしくなる。より確からしい初
期受信データが干渉キャンセラ６ａ、６ｂに入力される
ことによって、合成判定部４の出力データは、より確か
らしくなる。なお、Ｒａｋｅ受信部２１ａ，２１ｂのそ
れぞれに代えて、これらを、ベースバンドの直接拡散受
信信号を逆拡散し、そのうち、電力が最大となるパスＰ
の逆拡散信号を出力する逆拡散部としてもよい。

【００５２】図５は、本発明の直接拡散受信装置におけ
る第２の実施の形態の説明図である。図中、図１と同様
な部分については同じ符号を用い、説明を省略する。３
１ａ，３１ｂは干渉キャンセラ６ａ，６ｂにおける処理
時間の遅れを補償する遅延部、３２ａ，３２ｂは２段目
の干渉キャンセラ、３３は２段目の合成判定部、３４
ａ，３４ｂは前段の干渉キャンセラにおける処理時間の
遅れを補償する遅延部、３５ａ，３５ｂは最終段の干渉
キャンセラ、３６は最終段の合成判定部である。この実
施の形態の直接拡散受信装置は、図１を参照した第１の
前提構成に比べて、２系統の干渉キャンセラと両者の逆
拡散信号出力を入力する合成判定部の１組を複数段、縦
続接続したものである。その結果、干渉キャンセラ３２
ａ，３２ｂ・・・３５ａ，３５ｂの各段ごとに性能が改
善される。

【００５３】図６は、本発明の直接拡散受信装置におけ
る第３の実施の形態の説明図である。図中、図３，図５
と同様な部分については同じ符号を用い、説明を省略す
る。この実施の形態の直接拡散受信装置は、図３を参照
した第２の前提構成に比べて、２系統の干渉キャンセラ
と両者の逆拡散信号出力を入力する合成判定部の１組を
複数段、縦続接続したものである。その結果、干渉キャ
ンセラ３２ａ，３２ｂ・・・３５ａ，３５ｂの各段ごと
に性能が改善される。

【００５４】この実施の形態においては、初期受信デー
タを得る手段として、図３の場合と同様に、系統別にＲ
ａｋｅ受信部１１ａ，１１ｂを用いた。これに代えて、
図４に示したように、Ｒａｋｅ受信部２１ａ，２１ｂの
逆拡散出力を合成判定部２３で合成判定して初期受信デ
ータを得るようにして、この後に、２系統の干渉キャン
セラと両者の逆拡散信号出力を入力する合成判定部の１
組を複数段、縦続接続したものとしてもよい。

【００５５】上述した説明では、干渉キャンセラとし
て、直接拡散受信信号の干渉信号をキャンセルするもの
を前提として説明した。しかし、これに限らず、直接拡
散受信信号を含む一般の受信信号について、ビット誤り
率を低下させる要因となる信号を、受信信号から取り除
くものであれば、干渉キャンセラに限らない。このよう
なキャンセラを多段に縦続接続することにより、ビット
誤り率を低下させる要因となる信号の除去を、複数回繰
り返して行うことにより、より確からしのある受信信号
を出力することができる。

【００５６】上述した説明では、２つの受信系統を合成
して判定したが、さらに多数の受信系統としてもよい。
また、例えば、複数系統の受信アンテナの出力を、選択
スイッチ手段により順次切り替えるなどして、少なくと
も受信アンテナを複数系統とし、後続の処理ブロックで
は、複数系統の直接拡散信号を時分割で多重処理するよ
うにしてもよい。

【００５７】

【発明の効果】本発明は、上述した説明から明らかなよ
うに、マルチパスによる干渉によって受信性能が劣化す
ることを防止することができ、平均ビット誤り率（ＢＥ
Ｒ）特性が向上するという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の直接拡散受信装置の第１の前提構成の
概要ブロック図である。

【図２】図１に示した合成判定部の説明図である。

【図３】本発明の直接拡散受信装置における第２の前提
構成の説明図である。

【図４】本発明の直接拡散受信装置における第１の実施
の形態の説明図である。

【図５】本発明の直接拡散受信装置における第２の実施
の形態の説明図である。

【図６】本発明の直接拡散受信装置における第３の実施
の形態の説明図である。

【図７】ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける下りリンクの
構成を示す図である。

【図８】ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける基地局の送信
装置の概要構成図である。

【図９】ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける子局の受信装
置の概要構成図である。

【図１０】先行技術の基本ブロック構成図である。

【図１１】図１０に示した干渉キャンセラの内部構成図
である。

【図１２】図１１に示した干渉レプリカ生成部の内部構
成図である。

【図１３】図１０に示した干渉キャンセラの動作説明図
である。

【図１４】先行技術のブロック構成図である。

【符号の説明】

１ａ，１ｂ 受信アンテナ、２ａ，２ｂ 乗算器、３
ａ，３ｂ 基準周波数発振器、４ａ，４ｂ 逆拡散部、
５ａ，５ｂ，１２ａ，１２ｂ，２２ａ，２２ｂ遅延部、
６ａ，６ｂ 干渉キャンセラ、７，２３ 合成判定部、
１１ａ，１１ｂ，２１ａ，２１ｂ Ｒａｋｅ受信部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平10−308690（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−308725（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−304575（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−237171（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04J 13/04

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数系列の初期逆拡散信号受信手段、初
   期合成判定手段、複数系列の干渉キャンセラ、および、
   合成判定手段を有し、 前記複数系列の初期逆拡散信号受信手段は、それぞれの
   系列に対応したアンテナで受信された直接拡散信号を逆
   拡散して初期逆拡散信号を出力するものであり、 前記初期合成判定手段は、前記複数系列の初期逆拡散信
   号受信手段が出力する前記初期逆拡散信号を合成した信
   号をデコードして初期受信データを判定するものであ
   り、 前記複数系列の干渉キャンセラは、前記初期受信データ
   に基づき、前記それぞれの系列に対応したアンテナで受
   信された直接拡散信号に含まれる干渉信号のレプリカを
   生成し、前記直接拡散信号から前記レプリカを差し引い
   て、干渉信号の影響が低減された逆拡散信号を出力する
   ものであり、 前記合成判定手段は、前記複数系列の干渉キャンセラか
   ら出力される前記逆拡散信号を合成した信号をデコード
   して受信データを判定するものである、 ことを特徴とする直接拡散受信装置。
2. 【請求項２】 多段で複数系列の干渉キャンセラ、およ
   び、多段の合成判定手段を有し、 第１段目の前記複数系列の干渉キャンセラは、それぞれ
   の系列に対応したアンテナで受信された直接拡散信号か
   らあらかじめ得られた初期受信データに基づき、前記直
   接拡散信号に含まれる干渉信号のレプリカを生成し、前
   記それぞれの系列に対応したアンテナで受信された直接
   拡散信号から前記レプリカを差し引いて、干渉信号の影
   響が低減された逆拡散信号を出力するものであり、 第１段目の前記合成判定手段は、第１段目の前記複数系
   列の干渉キャンセラから出力される前記逆拡散信号を合
   成した信号をデコードして第１段目の受信データを判定
   するものであり、 第２段目以降の前記複数系列の干渉キャンセラは、前段
   の前記合成判定手段の出力する受信データに基づき、前
   記それぞれの系列に対応したアンテナで受信された直接
   拡散信号に含まれる干渉信号のレプリカを生成し、前記
   それぞれの系列に対応したアンテナで受信された直接拡
   散信号から前記レプリカを差し引いて、干渉信号の影響
   が低減された前記逆拡散信号を出力するものであり、 第２段目以降の前記合成判定手段は、当該段の複数系列
   の干渉キャンセラから出力される前記逆拡散信号を合成
   した信号をデコードして当該段の受信データを判定する
   ものである、 ことを特徴とする直接拡散受信装置。
3. 【請求項３】 複数系列の初期データ受信手段、多段で
   複数系列の干渉キャンセラ、および、多段の合成判定手
   段を有し、 前記複数系列の初期データ受信手段は、それぞれの系列
   に対応したアンテナで受信された直接拡散信号を受信し
   て初期受信データを出力するものであり、 第１段目の前記複数系列の干渉キャンセラは、それぞれ
   の系列に対応した前記初期受信データに基づき、前記そ
   れぞれの系列に対応したアンテナで受信された直接拡散
   信号に含まれる干渉信号のレプリカを生成し、前記直接
   拡散信号から前記レプリカを差し引いて、干渉信号の影
   響が低減された逆拡散信号を出力するものであり、 第１段目の前記合成判定手段は、第１段目の前記複数系
   列の干渉キャンセラから出力される前記逆拡散信号を合
   成した信号をデコードして第１段目の受信データを判定
   するものであり、 第２段目以降の前記複数系列の干渉キャンセラは、前段
   の前記合成判定手段の出力する受信データに基づき、前
   記それぞれの系列に対応したアンテナで受信された直接
   拡散信号に含まれる干渉信号のレプリカを生成し、前記
   それぞれの系列に対応したアンテナで受信された直接拡
   散信号から前記レプリカを差し引いて、干渉信号の影響
   が低減された前記逆拡散信号を出力するものであり、 第２段目以降の前記合成判定手段は、当該段の複数系列
   の干渉キャンセラから出力される前記逆拡散信号を合成
   した信号をデコードして当該段の受信データを判定する
   ものである、 ことを特徴とする直接拡散受信装置。
4. 【請求項４】 複数系列の初期逆拡散信号受信手段、初
   期合成判定手段、多段で複数系列の干渉キャンセラ、お
   よび、多段の合成判定手段を有し、 前記複数系列の初期逆拡散信号受信手段は、それぞれの
   系列に対応したアンテナで受信された直接拡散信号を逆
   拡散して初期逆拡散信号を出力するものであり、 前記初期合成判定手段は、前記複数系列の初期逆拡散信
   号受信手段の出力する前記初期逆拡散信号を合成した信
   号をデコードして初期受信データを判定するものであ
   り、 第１段目の前記複数系列の干渉キャンセラは、前記初期
   受信データに基づき、それぞれの系列に対応したアンテ
   ナで受信された前記直接拡散信号に含まれる干渉信号の
   レプリカを生成し、前記それぞれの系列に対応したアン
   テナで受信された直接拡散信号から前記レプリカを差し
   引いて、干渉信号の影響が低減された逆拡散信号を出力
   するものであり、 第１段目の前記合成判定手段は、第１段目の前記複数系
   列の干渉キャンセラから出力される前記逆拡散信号を合
   成した信号をデコードして第１段目の受信データを判定
   するものであり、 第２段目以降の前記複数系列の干渉キャンセラは、前段
   の前記合成判定手段の出力する前段の受信データに基づ
   き、前記それぞれの系列に対応したアンテナで受信され
   た直接拡散信号に含まれる干渉信号のレプリカを生成
   し、前記それぞれの系列に対応したアンテナで受信され
   た直接拡散信号から前記レプリカを差し引いて、干渉信
   号の影響が低減された前記逆拡散信号を出力するもので
   あり、 第２段目以降の前記合成判定手段は、当該段の複数系列
   の干渉キャンセラから出力される前記逆拡散信号を合成
   した信号をデコードして当該段の受信データを判定する
   ものである、 ことを特徴とする直接拡散受信装置。