JP2002237765A - 受信回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 少ない演算増加量でチャネル推定における推
定誤差を縮小し、誤り率特性を向上させる。 【解決手段】 フィンガー部１−１〜１−ｎにおける受
信ベースバンド信号の復調の際に行われるチャネル推定
を１スロットにつき複数回行い、１スロット内にて複数
の箇所にてチャネル推定値を算出する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、移動通信網基地局
内に設けられる受信回路に関し、特に、Ｗ−ＣＤＭＡ
（Wide band Code Division Multiple Access：ワイド
バンド符号分割多元接続）通信方式に用いられる移動通
信網基地局内に設けられる受信回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】一般に、Ｗ−ＣＤＭＡ通信方式において
は、同一周波数帯域で通信を行う他ユーザ干渉によって
通信容量やユーザ収容数が制限されるため、受信回路に
おいて、送信データとともに送信されてくるパイロット
信号を用いてチャネル推定が行われ、この推定結果を用
いてデータが復調されている。

【０００３】図７は、Ｗ−ＣＤＭＡ通信方式における一
般的な送信回路の構成例を示すブロック図である。

【０００４】本従来例における送信回路は図７に示すよ
うに、データチャネルのデータＤＰＤＣＨ（Dedicated
Physical Data Channel）と制御チャネルのデータＤＰ
ＣＣＨ（Dedicated Physical Control Channel）との２
種類の送信データを生成し、出力するベースバンド回路
２１０と、ベースバンド回路２１０から出力されたデー
タチャネルのデータＤＰＤＣＨに拡散コードＣdを乗算
することにより、データチャネルのデータＤＰＤＣＨを
拡散して拡散データｄとして出力する乗算器２２０と、
ベースバンド回路２１０から出力された制御チャネルの
データＤＰＣＣＨに拡散コードＣcを乗算することによ
り、制御チャネルのデータＤＰＣＣＨを拡散して拡散デ
ータｃとして出力する乗算器２２２と、乗算器２２０か
ら出力された拡散データｄに拡散データｄを重み付けす
るためのゲインファクタβdを乗算することにより振幅
データＩinを出力する乗算器２２１と、乗算器２２２か
ら出力された拡散データｃに拡散データｃを重み付けす
るためのゲインファクタβcを乗算することにより振幅
データＱinを出力する乗算器２２３と、乗算器２２１，
２２３からそれぞれ出力された振幅データＩin，Ｑinが
Ｉ−Ｑチャネルデータとして入力され、入力された振幅
データＩin，Ｑinを、複素Ｉ−Ｑ平面にマッピングした
後、複素スクランブルコードを用いた複素演算によりス
クランブルし、それらを直交変調して所望の周波数のベ
ースバンド信号を出力する変調回路２３０とから構成さ
れている。

【０００５】上記のように構成された送信回路において
は、ベースバンド回路２１０から出力されたデータチャ
ネルのデータＤＰＤＣＨと制御チャネルのデータＤＰＣ
ＣＨとが拡散コードＣd，Ｃcによりそれぞれ乗算されて
拡散データｄ，ｃとされ、さらに、拡散データｄ，ｃ
が、ゲインファクタβd，βcによりそれぞれその振幅が
重み付けされ、スクランブルコードＳｎによりスクラン
ブルされた後、直交変調されて所望の周波数のベースバ
ンド信号として出力される。

【０００６】ここで、移動端末の送信回路から送信され
るベースバンド信号のうち制御チャネルのデータＤＰＣ
ＣＨには、受信側の基地局における送信電力の制御等に
用いるパイロット信号が含まれており、このパイロット
信号を用いて受信側にてチャネル推定が行われる。

【０００７】図８は、Ｗ−ＣＤＭＡ通信方式における一
般的な上り送信データの構成例を示す図である。

【０００８】図８に示すように、データチャネルのデー
タＤＰＤＣＨと制御チャネルのデータＤＰＣＣＨとから
なる送信データのうち、制御チャネルのデータＤＰＣＣ
Ｈには、スロット毎に所定のビット数のパイロット信号
が含まれている。

【０００９】図９は、Ｗ−ＣＤＭＡ通信方式における一
般的な受信回路の構成例を示すブロック図である。

【００１０】本従来例は図９に示すように、受信された
ベースバンド信号から伝搬経路の遅延プロフィールを探
索するサーチャー部１０２と、サーチャー部１０２にて
探索された伝搬経路の遅延プロフィールに基づいて、受
信されたベースバンド信号をそれぞれ異なる伝搬経路毎
に復調するフィンガー部１０１−１〜１０１−ｎと、フ
ィンガー部１０１−１〜１０１−ｎにて復調されたベー
スバンド信号をＲＡＫＥ合成するＲＡＫＥ合成部１０５
と、ＲＡＫＥ合成部１０５にてＲＡＫＥ合成されたベー
スバンド信号の復号等の処理を行う信号処理部１０６
と、コード発生器１０３と、遅延部１０５とから構成さ
れている。また、フィンガー部１０１−１〜１０１−ｎ
にはそれぞれ、受信されたベースバンド信号を伝搬経路
によって選択するセレクタ１１０−１〜１１０−ｎと、
セレクタ１１０−１〜１１０−ｎにて選択されたベース
バンド信号をサーチャー部１０２にて探索された遅延プ
ロフィールに基づいて逆拡散する逆拡散部１２０−１〜
１２０−ｎと、逆拡散部１２０−１〜１２０−ｎにて逆
拡散されたベースバンド信号に含まれるパイロット信号
を用いてチャネル推定であるフェージングベクトルの推
定を行うチャネル推定部１３０−１〜１３０−ｎと、チ
ャネル推定部１３０−１〜１３０−ｎにて推定されたフ
ェージングベクトルを用いて、逆拡散部１２０−１〜１
２０−ｎにて逆拡散されたベースバンド信号を復調する
同期検波部１４０−１〜１４０−ｎとが設けられてい
る。

【００１１】上記のように構成された受信回路において
は、受信されたベースバンド信号が伝搬経路毎にフィン
ガー部１０１−１〜１０１−ｎに入力され、フィンガー
部１０１−１〜１０１−ｎにて伝搬経路毎にそれぞれ復
調され、ＲＡＫＥ合成部１０５にてそれらがＲＡＫＥ合
成された後、信号処理部１０６にて復号される。

【００１２】ここで、フィンガー部１０１−１〜１０１
−ｎ内のチャネル推定部１３０においては、受信された
ベースバンド信号に含まれるパイロット信号を用いてフ
ェージングベクトルが推定される。

【００１３】図１０は、図９に示したチャネル推定部１
３０−１〜１３０−ｎにおけるチャネル推定を説明する
ための図である。

【００１４】チャネル推定部１３０−１〜１３０−ｎに
おいては、受信されたベースバンド信号に含まれるパイ
ロット信号が抽出されて逆変調され、その後、１スロッ
ト分平均化される。

【００１５】この平均化されたパイロット信号は遅延素
子１５１ａ〜１５１ｄにてそれぞれ１スロット分ずつ遅
延し、乗算器１５２〜１５６にてそれぞれ重み付け係数
α１〜α３が乗算され、その後、加算器１５７にてこれ
らが加算されることによりフェージングベクトルの推定
値が出力される。

【００１６】このフェージングベクトルの推定値は同期
検波部１４０−１〜１４０−ｎにそれぞれ入力され、同
期検波部１４０−１〜１４０−ｎにおいて、フェージン
グベクトルの推定値を用いて、逆拡散部１２０−１〜１
２０−ｎにて逆拡散されたベースバンド信号のうちデー
タチャネルのデータＤＰＤＣＨが復調される。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
たような従来の受信回路においては、１つのスロットに
ついて１つのフェージングベクトルの推定値を用いてチ
ャネル推定が行われているため、伝搬経路にてドップラ
ー周波数の大きなフェージングが生じている場合や、周
波数制御を行ってもまだ周波数オフセットが残っている
場合には、１スロット内においても比較的大きな位相変
化が生じることになり、特に、スロットの境界において
は推定ベクトルと実際の位相ベクトルとの誤差が大きく
なってしまうという問題点がある。推定ベクトルと実際
の位相ベクトルとの誤差が大きくなってしまった場合
は、受信ＢＬＥＲ（Block Error Rate）特性が劣化して
しまう。

【００１８】本発明は、上述したような従来の技術が有
する問題点に鑑みてなされたものであって、少ない演算
増加量で推定誤差を縮小することができる受信回路を提
供することを目的とする。

【００１９】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明は、受信したベースバンド信号を伝搬経路毎に
復調する複数のフィンガー部と、該複数のフィンガー部
にて復調されたベースバンド信号を合成する合成手段
と、該合成手段にて合成されたベースバンド信号を復号
する復号手段とを少なくとも有し、前記フィンガー部の
それぞれが、受信されたベースバンド信号を逆拡散する
逆拡散手段と、該逆拡散手段にて逆拡散されたベースバ
ンド信号に含まれるパイロット信号を用いてチャネル推
定を行うチャネル推定手段と、該チャネル推定手段にて
推定されたチャネル推定値を用いて、前記逆拡散手段に
て逆拡散されたベースバンド信号を復調する同期検波手
段とを少なくとも有してなる受信回路において、前記チ
ャネル推定手段は、前記受信されたベースバンド信号の
１スロットにつき前記チャネル推定を複数回行うことを
特徴とする。

【００２０】また、前記同期検波手段は、前記各チャネ
ル推定値を用いて復調するベースバンドＤＰＤＣＨ信号
のシンボル数を、当該ベースバンドＤＰＣＣＨ信号に含
まれるパイロット信号の数に基づいて決定することを特
徴とする。

【００２１】また、前記チャネル推定手段は、前記逆拡
散手段にて逆拡散されたベースバンド信号から前記パイ
ロット信号を抽出するパイロット信号抽出手段と、前記
パイロット信号抽出手段にて抽出されたパイロット信号
を逆変調する逆変調手段と、前記逆変調手段にて逆変調
されたパイロット信号を１スロット単位で平均化する平
均値算出手段と、前記平均値算出手段にて算出されたパ
イロット信号の平均値を用いて前記チャネル推定を行う
ベクトル推定手段とを有することを特徴とする。

【００２２】また、前記ベクトル推定手段は、前記パイ
ロット信号の平均値を順次遅延させていく複数の遅延素
子と、前記複数の遅延素子のそれぞれにて遅延したパイ
ロット信号の平均値に所定の係数を乗算する複数の乗算
器と、前記複数の乗算器における乗算結果を加算して複
数のチャネル推定値として出力する複数の加算器とを有
することを特徴とする。

【００２３】また、前記乗算器にて前記パイロット信号
の平均値に乗算される係数は、前記ベースバンド信号に
含まれるパイロット信号の数に基づいて決められている
ことを特徴とする。

【００２４】また、前記受信されたベースバンド信号か
ら伝搬経路の遅延プロフィールを探索するサーチャー部
を有し、前記逆拡散手段は、前記サーチャー部にて探索
された前記伝搬経路の遅延プロフィールに基づいて前記
受信されたベースバンド信号を逆拡散することを特徴と
する。

【００２５】（作用）上記のように構成された本発明に
おいては、受信されたベースバンド信号はその伝搬経路
毎に異なるフィンガー部にて復調されるが、その際、ベ
ースバンド信号に含まれるパイロット信号を用いてチャ
ネル推定が行われ、このチャネル推定値を用いてベース
バンド信号が復調される。ここで、チャネル推定におけ
るフェージングベクトル計算は１スロットにつき複数回
行われるので、１スロット内にて複数の箇所にてチャネ
ル推定値が算出されることになり、少ない演算増加量で
チャネル推定値と実際のチャネルベクトルとの誤差が縮
小される。

【００２６】また、算出された各チャネル推定値を用い
て復調するベースバンド信号のシンボル数比率や、チャ
ネル推定を行う際にパイロット信号に乗算される係数
を、パイロット信号の数によって決定すれば、チャネル
推定誤差がさらに縮小される。

【００２７】

【発明の実施の形態】以下に、本発明の実施の形態につ
いて図面を参照して説明する。

【００２８】図１は、本発明の受信回路の実施の一形態
を示すブロック図である。

【００２９】本形態は図１に示すように、受信されたベ
ースバンド信号から伝搬経路の遅延プロフィールを探索
するサーチャー部２と、サーチャー部２にて探索された
伝搬経路の遅延プロフィールに基づいて、受信されたベ
ースバンド信号をそれぞれ異なる伝搬経路毎に復調する
フィンガー部１−１〜１−ｎと、フィンガー部１−１〜
１−ｎにて復調されたベースバンド信号をＲＡＫＥ合成
するＲＡＫＥ合成部５と、ＲＡＫＥ合成部５にてＲＡＫ
Ｅ合成されたベースバンド信号の復号等の処理を行う復
号手段となる信号処理部６と、コード発生器３と、遅延
部５とから構成されている。また、フィンガー部１−１
〜１−ｎにはそれぞれ、受信されたベースバンド信号を
伝搬経路によって選択するセレクタ１０−１〜１０−ｎ
と、セレクタ１０−１〜１０−ｎにて選択されたベース
バンド信号をサーチャー部２にて探索された遅延プロフ
ィールに基づいて逆拡散する逆拡散部２０−１〜２０−
ｎと、逆拡散部２０−１〜２０−ｎにて逆拡散されたベ
ースバンド信号に含まれるパイロット信号を用いてフェ
ージングベクトルを推定することによりチャネル推定を
行うチャネル推定部３０−１〜３０−ｎと、チャネル推
定部３０−１〜３０−ｎにて推定されたフェージングベ
クトルを用いて、逆拡散部２０−１〜２０−ｎにて逆拡
散されたベースバンド信号を復調する同期検波部４０−
１〜４０−ｎとが設けられている。

【００３０】また、図２は、図１に示したチャネル推定
部３０−１〜３０−ｎの構成を示すブロック図である。

【００３１】本形態におけるチャネル推定部３０−１〜
３０−ｎは図２に示すように、逆拡散部２０−１〜２０
−ｎにて逆拡散されたベースバンド信号のうち制御チャ
ネルのデータＤＰＣＣＨからパイロット信号を抽出する
パイロット信号抽出部３１と、パイロット信号抽出部３
１にて抽出されたパイロット信号を逆変調する逆変調部
３２と、逆変調部３２にて逆変調されたパイロット信号
を１スロット単位で平均化する平均値算出部３３と、平
均値算出部３３にて算出されたパイロット信号の平均値
を用いてフェージングベクトルを推定することによりチ
ャネル推定を行うベクトル推定部３４とから構成されて
いる。

【００３２】また、図３は、図１に示した同期検波部４
０−１〜４０−ｎの構成を示すブロック図である。

【００３３】本形態における同期検波部４０−１〜４０
−ｎは図３に示すように、チャネル推定部３０−１〜３
０−ｎにて推定されたフェージングベクトルの複素共役
をとってチャネル推定値の複素共役信号を生成する複素
共役部４１と、複素共役部４１にて生成されたチャネル
推定値の複素共役信号と逆拡散部２０−１〜２０−ｎに
て逆拡散されたベースバンド信号のデータチャネルのデ
ータＤＰＤＣＨとを乗算することにより、逆拡散部２０
−１〜２０−ｎにて逆拡散されたベースバンド信号のデ
ータチャネルのデータＤＰＤＣＨを復調する乗算器４２
とから構成されている。

【００３４】また、図４は、図２に示したベクトル推定
部３４の構成を示す図である。

【００３５】本形態におけるベクトル推定部３４は図４
に示すように、平均値算出部３３にて算出されたパイロ
ット信号の平均値を１スロット分ずつ遅延させる遅延素
子５１ａ，５１ｂ，５１ｃ，５１ｄと、平均値算出部３
３にて算出されたパイロット信号の平均値に重み付け係
数α１を乗算する乗算器５２ａと、平均値算出部３３に
て算出されたパイロット信号の平均値に重み付け係数α
１’を乗算する乗算器５２ｂと、平均値算出部３３にて
算出され、遅延素子５１ａにて１スロット分遅延したパ
イロット信号の平均値に重み付け係数α２を乗算する乗
算器５３ａと、平均値算出部３３にて算出され、遅延素
子５１ａにて１スロット分遅延したパイロット信号の平
均値に重み付け係数α２’を乗算する乗算器５３ｂと、
平均値算出部３３にて算出され、遅延素子５１ａ，５１
ｂにて２スロット分遅延したパイロット信号の平均値に
重み付け係数α３を乗算する乗算器５４ａと、平均値算
出部３３にて算出され、遅延素子５１ａ，５１ｂにて２
スロット分遅延したパイロット信号の平均値に重み付け
係数α２’を乗算する乗算器５４ｂと、平均値算出部３
３にて算出され、遅延素子５１ａ，５１ｂ，５１ｃにて
３スロット分遅延したパイロット信号の平均値に重み付
け係数α２を乗算する乗算器５５ａと、平均値算出部３
３にて算出され、遅延素子５１ａ，５１ｂ，５１ｃにて
３スロット分遅延したパイロット信号の平均値に重み付
け係数α１’を乗算する乗算器５５ｂと、平均値算出部
３３にて算出され、遅延素子５１ａ，５１ｂ，５１ｃ，
５１ｄにて４スロット分遅延したパイロット信号の平均
値に重み付け係数α１を乗算する乗算器５６と、乗算器
５２ａ，５３ａ，５４ａ，５５ａ，５６における乗算結
果を加算して第１のチャネル推定値Ｚ１として出力する
加算器５７ａと、乗算器５２ｂ，５３ｂ，５４ｂ，５５
ｂにおける乗算結果を加算して第２のチャネル推定値Ｚ
２として出力する加算器５７ｂとから構成されている。

【００３６】以下に、上記のように構成された受信回路
の動作について説明する。

【００３７】受信されたベースバンド信号がサーチャー
部２に入力され、サーチャー部２において、入力された
ベースバンド信号から伝搬経路の遅延プロフィールが探
索される。

【００３８】また、受信されたベースバンド信号は、フ
ィンガー部１−１〜１−ｎにそれぞれ入力される。ここ
で、受信されたベースバンド信号のフィンガー部１−１
〜１−ｎへの入力においては、フィンガー部１−１〜１
−ｎ内に設けられたセレクタ１０−１〜１０−ｎにて、
その伝搬経路によって選択される。

【００３９】受信されたベースバンド信号がセレクタ１
０−１〜１０−ｎを介してフィンガー部１−１〜１−ｎ
に入力されると、フィンガー部１−１〜１−ｎ内に設け
られた逆拡散部２０−１〜２０−ｎにおいて、サーチャ
ー部２にて探索された伝搬経路の遅延プロフィールに基
づいて、受信されたベースバンド信号が逆拡散され、チ
ャネル推定部３０−１〜３０−ｎ及び同期検波部４０−
１〜４０−ｎにそれぞれ入力される。

【００４０】逆拡散部２０−１〜２０−ｎにて逆拡散さ
れたベースバンド信号がチャネル推定部３０−１〜３０
−ｎに入力されると、まず、チャネル推定部３０−１〜
３０−ｎ内に設けられたパイロット信号抽出部３１にお
いて、入力されたベースバンド信号のうち制御チャネル
のデータＤＰＣＣＨに含まれるパイロット信号が抽出さ
れる。

【００４１】次に、チャネル推定部３０−１〜３０−ｎ
内に設けられた逆変調部３２において、パイロット信号
抽出部３１にて抽出されたパイロット信号が逆変調さ
れ、その後、逆変調されたパイロット信号は平均値算出
部３３に入力され、平均値算出部３３において、１スロ
ット単位で平均化され、そのパイロット信号の平均値が
ベクトル推定部３４に入力される。

【００４２】パイロット信号の平均値がベクトル推定部
３４に入力されると、ベクトル推定部３４内に設けられ
た遅延素子５１ａ，５１ｂ，５１ｃ，５１ｄによって、
入力されたパイロット信号の平均値が順次１スロット分
ずつ遅延するとともに、乗算器５２ａにおいて、平均値
算出部３３にて算出されたパイロット信号の平均値に重
み付け係数α１が乗算され、また、乗算器５２ｂにおい
て、平均値算出部３３にて算出されたパイロット信号の
平均値に重み付け係数α１’が乗算され、また、乗算器
５３ａにおいて、平均値算出部３３にて算出され、遅延
素子５１ａにて１スロット分遅延したパイロット信号の
平均値に重み付け係数α２が乗算され、また、乗算器５
３ｂにおいて、平均値算出部３３にて算出され、遅延素
子５１ａにて１スロット分遅延したパイロット信号の平
均値に重み付け係数α２’が乗算され、また、乗算器５
４ａにおいて、平均値算出部３３にて算出され、遅延素
子５１ａ，５１ｂにて２スロット分遅延したパイロット
信号の平均値に重み付け係数α３が乗算され、また、乗
算器５４ｂにおいて、平均値算出部３３にて算出され、
遅延素子５１ａ，５１ｂにて２スロット分遅延したパイ
ロット信号の平均値に重み付け係数α２’が乗算され、
また、乗算器５５ａにおいて、平均値算出部３３にて算
出され、遅延素子５１ａ，５１ｂ，５１ｃにて３スロッ
ト分遅延したパイロット信号の平均値に重み付け係数α
２が乗算され、また、乗算器５５ｂにおいて、平均値算
出部３３にて算出され、遅延素子５１ａ，５１ｂ，５１
ｃにて３スロット分遅延したパイロット信号の平均値に
重み付け係数α１’が乗算され、また、乗算器５６にお
いて、平均値算出部３３にて算出され、遅延素子５１
ａ，５１ｂ，５１ｃ，５１ｄにて４スロット分遅延した
パイロット信号の平均値に重み付け係数α１が乗算され
る。

【００４３】その後、乗算器５２ａ，５３ａ，５４ａ，
５５ａ，５６における乗算結果は、加算器５７ａにて加
算されて第１のチャネル推定値Ｚ１として出力され、ま
た、乗算器５２ｂ，５３ｂ，５４ｂ，５５ｂにおける乗
算結果は、加算器５７ｂにて加算されて第２のチャネル
推定値Ｚ２として出力される。

【００４４】ベクトル推定部３４から出力された第１の
チャネル推定値Ｚ１及び第２のチャネル推定値Ｚ２は、
同期検波部４０−１〜４０−ｎに入力される。

【００４５】同期検波部４０−１〜４０−ｎにおいて
は、まず、複素共役部４１において、ベクトル推定部３
４から出力された第１のチャネル推定値Ｚ１及び第２の
チャネル推定値Ｚ２の複素共役をとってチャネル推定値
の複素共役信号が生成され、その後、乗算器４２におい
て、複素共役部４１にて生成されたチャネル推定値の複
素共役信号と逆拡散部２０−１〜２０−ｎにて逆拡散さ
れたベースバンド信号のデータチャネルのデータＤＰＤ
ＣＨとが乗算され、それにより、逆拡散部２０−１〜２
０−ｎにて逆拡散されたベースバンド信号のデータチャ
ネルのデータＤＰＤＣＨが復調されるが、複素共役部４
１にて生成されたチャネル推定値の複素共役信号のう
ち、第１のチャネル推定値Ｚ１の複素共役信号は、逆拡
散部２０−１〜２０−ｎにて逆拡散されたベースバンド
信号のデータチャネルのデータＤＰＤＣＨのうち１スロ
ット内の前半のシンボルと乗算され、また、第２のチャ
ネル推定値Ｚ２の複素共役信号は、逆拡散部２０−１〜
２０−ｎにて逆拡散されたベースバンド信号のデータチ
ャネルのデータＤＰＤＣＨのうち１スロット内の後半の
シンボルと乗算されることになる。

【００４６】すなわち、ベースバンド信号のデータチャ
ネルのデータＤＰＤＣＨのデータシンボル数をＮする
と、第１番目〜Ｎ／２番目のデータチャネルのデータＤ
ＰＤＣＨデータのデータシンボルが第１のチャネル推定
値Ｚ１と乗算され、それにより、スロット前半の復調デ
ータが得られ、また、第（Ｎ＋１）／２番目〜第Ｎ番目
のデータチャネルのデータＤＰＤＣＨのデータシンボル
が第２のチャネル推定値Ｚ２と乗算され、それにより、
スロット後半の復調データが得られることになる。

【００４７】図５は、図１〜図４に示した受信回路にお
けるベースバンド信号の振幅変動とチャネル推定値との
関係を示す図である。

【００４８】図５を参照すると、従来の受信回路におい
ては、パイロット信号が存在する時間のみにおいてチャ
ネル推定が行われているため、点Ａのみの推定値を用い
て１スロット全体の復調が行われている。そのため、特
に、早いフェージング伝搬特性においては、スロット内
の最後のデータに対して、チャネル推定値と実際のチャ
ネルベクトルとの誤差が大きくなってしまう。

【００４９】これに対して本形態においては、半スロッ
ト遅れの時間（点Ｂ）においてもチャネル推定が行われ
ているため、パイロット信号が存在しない期間における
チャネル推定誤差が縮小されることになる。

【００５０】図６は、本形態による受信ＢＬＥＲ特性改
善の効果を示す図である。なお、図６に示す例は、ベク
トル推定部におけるタップ数は５の場合で、かつ、図４
に示した重み付け係数α１’，α２’をともに０．２５
とし、端末が１２０ｋｍ／ｈで移動しているときのフェ
ージング特性下における受信ＢＬＥＲ特性を示してい
る。

【００５１】図６に示した例においては、ＢＬＥＲ＝
１．Ｅ-01の点において従来のものに対して０．１ｄＢ
弱の改善が見られ、ＢＬＥＲが低くなると改善の効果は
大きくなっている。

【００５２】（他の実施の形態）上述した実施の形態に
おいてはタップ数を５としたが、タップ数は５に限らな
い。ただし、タップ数を増やした場合、遅延が増大する
とともに演算量も増大してしまう。

【００５３】また、上述した実施の形態においては、第
１のチャネル推定値Ｚ１と乗算するデータチャネルのデ
ータＤＰＤＣＨのシンボル数と、第２のチャネル推定値
Ｚ２と乗算するデータチャネルのデータＤＰＤＣＨのシ
ンボル数とを等しくしたが、１スロット内におけるパイ
ロット信号の数に応じて、これらのシンボル数を変える
ことも考えられる。例えば、１スロット内におけるパイ
ロット信号の数が１スロット内のシンボル数の半分より
も少ない場合、第１のチャネル推定値Ｚ１と乗算するデ
ータチャネルのデータＤＰＤＣＨのシンボル数を１スロ
ット内のシンボル数の半分よりも少なくする。

【００５４】また、上述した実施の形態においては、図
４に示したように、パイロット信号の平均値に乗算する
重み付け係数を、乗算器５２ｂにて乗算する重み付け係
数をα１’、乗算器５３ｂにて乗算する重み付け係数を
α２’、乗算器５４ｂにて乗算する重み付け係数をα
２’、乗算器５５ｂにて乗算する重み付け係数をα１’
というようにベースバンド信号の遅延方向に対して対称
となるようにしたが、この重み付け係数をベースバンド
信号の遅延方向に対して非対称とすれば、図５に示した
点Ｂの位置を時間方向にずらすことができる。

【００５５】これにより、従来のように１スロット当た
り１つのチャネル推定値を用いてデータを復調する場合
においても、その推定を行う位置（図５においては点
Ａ）をずれせば、チャネル推定誤差を縮小することがで
きる。

【００５６】つまり、１スロット内におけるパイロット
信号の数に基づいて重み付け係数を非対称に変化させて
チャネル推定値の対応する時間を変えれば、さらに、チ
ャネル推定誤差を縮小することができる。

【００５７】

【発明の効果】以上説明したように本発明においては、
フィンガー部における受信ベースバンド信号の復調の際
に行われるチャネル推定におけるフェージングベクトル
計算が１スロットにつき複数回行われるので、１スロッ
ト内にて複数の箇所にてチャネル推定値が算出されるこ
とになり、少ない演算増加量でチャネル推定値と実際の
チャネルベクトルとの誤差を縮小することができ、誤り
率特性を向上させることができる。

【００５８】また、算出された各チャネル推定値を用い
て補正するベースバンド信号のシンボル数比率や、チャ
ネル推定を行う際にパイロット信号に乗算される係数
を、パイロット信号の数によって決定すれば、チャネル
推定誤差をさらに縮小することができる。

【００５９】これにより、受信ＢＬＥＲ特性の劣化を抑
制することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の受信回路の実施の一形態を示すブロッ
ク図である。

【図２】図１に示したチャネル推定部の構成を示すブロ
ック図である。

【図３】図１に示した同期検波部の構成を示すブロック
図である。

【図４】図２に示したベクトル推定部の構成を示す図で
ある。

【図５】図１〜図４に示した受信回路におけるベースバ
ンド信号の振幅変動とチャネル推定値との関係を示す図
である。

【図６】本形態による受信ＢＬＥＲ特性改善の効果を示
す図である。

【図７】Ｗ−ＣＤＭＡ通信方式における一般的な送信回
路の構成例を示すブロック図である。

【図８】Ｗ−ＣＤＭＡ通信方式における一般的な上り送
信データの構成例を示す図である。

【図９】Ｗ−ＣＤＭＡ通信方式における一般的な受信回
路の構成例を示すブロック図である。

【図１０】図９に示したチャネル推定部におけるチャネ
ル推定を説明するための図である。

【符号の説明】

１−１〜１−ｎ フィンガー部 ２ サーチャー部 ３ コード発生器 ４ 遅延部 ５ ＲＡＫＥ合成部 ６ 信号処理部 １０−１〜１０−ｎ セレクタ ２０−１〜２０−ｎ 逆拡散部 ３０−１〜３０−ｎ チャネル推定部 ３１ パイロット信号抽出部 ３２ 逆変調部 ３３ 平均値算出部 ３４ ベクトル推定部 ４０−１〜４０−ｎ 同期検波部 ４１ 複素共役部 ４２、５２ａ，５２ｂ，５３ａ，５３ｂ，５４ａ，５４
ｂ，５５ａ，５５ｂ，５６ 乗算器 ５１ａ〜５１ｄ 遅延素子 ５７ａ，５７ｂ 加算器

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 受信したベースバンド信号を伝搬経路毎
   に復調する複数のフィンガー部と、該複数のフィンガー
   部にて復調されたベースバンド信号を合成する合成手段
   と、該合成手段にて合成されたベースバンド信号を復号
   する復号手段とを少なくとも有し、前記フィンガー部の
   それぞれが、受信されたベースバンド信号を逆拡散する
   逆拡散手段と、該逆拡散手段にて逆拡散されたベースバ
   ンド信号に含まれるパイロット信号を用いてチャネル推
   定を行うチャネル推定手段と、該チャネル推定手段にて
   推定されたチャネル推定値を用いて、前記逆拡散手段に
   て逆拡散されたベースバンド信号を復調する同期検波手
   段とを少なくとも有してなる受信回路において、 前記チャネル推定手段は、前記受信されたベースバンド
   信号の１スロットにつき前記チャネル推定を複数回行う
   ことを特徴とする受信回路。
2. 【請求項２】 請求項１に記載の受信回路において、 前記同期検波手段は、前記チャネル推定値を用いて復調
   するベースバンド信号のシンボル数を、当該ベースバン
   ド信号に含まれるパイロット信号の数に基づいて決定す
   ることを特徴とする受信回路。
3. 【請求項３】 請求項１に記載の受信回路において、 前記チャネル推定手段は、 前記逆拡散手段にて逆拡散されたベースバンド信号から
   前記パイロット信号を抽出するパイロット信号抽出手段
   と、 前記パイロット信号抽出手段にて抽出されたパイロット
   信号を逆変調する逆変調手段と、 前記逆変調手段にて逆変調されたパイロット信号を１ス
   ロット単位で平均化する平均値算出手段と、 前記平均値算出手段にて算出されたパイロット信号の平
   均値を用いて前記チャネル推定を行うベクトル推定手段
   とを有することを特徴とする受信回路。
4. 【請求項４】 請求項３に記載の受信回路において、 前記ベクトル推定手段は、 前記パイロット信号の平均値を順次遅延させていく複数
   の遅延素子と、 前記複数の遅延素子のそれぞれにて遅延したパイロット
   信号の平均値に所定の係数を乗算する複数の乗算器と、 前記複数の乗算器における乗算結果を加算して複数のチ
   ャネル推定値として出力する複数の加算器とを有するこ
   とを特徴とする受信回路。
5. 【請求項５】 請求項４に記載の受信回路において、 前記乗算器にて前記パイロット信号の平均値に乗算され
   る係数は、前記ベースバンド信号に含まれるパイロット
   信号の数に基づいて決められていることを特徴とする受
   信回路。
6. 【請求項６】 請求項１乃至５のいずれか１項に記載の
   受信回路において、 前記受信されたベースバンド信号から伝搬経路の遅延プ
   ロフィールを探索するサーチャー部を有し、 前記逆拡散手段は、前記サーチャー部にて探索された前
   記伝搬経路の遅延プロフィールに基づいて前記受信され
   たベースバンド信号を逆拡散することを特徴とする受信
   回路。