JPH0844377A - 周期性信号の適応制御方法 - Google Patents
周期性信号の適応制御方法Info
- Publication number
- JPH0844377A JPH0844377A JP6201384A JP20138494A JPH0844377A JP H0844377 A JPH0844377 A JP H0844377A JP 6201384 A JP6201384 A JP 6201384A JP 20138494 A JP20138494 A JP 20138494A JP H0844377 A JPH0844377 A JP H0844377A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- signal
- amplitude
- phik
- control method
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Feedback Control In General (AREA)
- Soundproofing, Sound Blocking, And Sound Damping (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 周期性信号のサンプリング周期の上昇に伴う
演算精度の低下をもたらすことなく、システムの信号除
去特性を向上させる。 【構成】 振幅ａk、位相φk、角周波数ωの正弦波出力
について、瞬間二乗平均誤差Ｊを求め、これを振幅ａk
及び位相φkの関数であるフィルタ係数Ｗi（ｎ）により
偏微分して勾配ベクトル▽n を求める。そして、フィル
タ係数Ｗi（ｎ）からステップサイズパラメータμと勾
配ベクトル▽n との積をひく。これによりフィルタ係数
の更新式が得られる。この更新式の振幅ａk及び位相φk
により正弦波出力が決定される。これにより、基本周期
のみから演算が可能であり、フィルタ係数及び参照信号
生成のための畳み込み演算も不要になる。また、サンプ
リング周期が一定のため、周波数の上昇により、演算時
間が短くなることもない。
演算精度の低下をもたらすことなく、システムの信号除
去特性を向上させる。 【構成】 振幅ａk、位相φk、角周波数ωの正弦波出力
について、瞬間二乗平均誤差Ｊを求め、これを振幅ａk
及び位相φkの関数であるフィルタ係数Ｗi（ｎ）により
偏微分して勾配ベクトル▽n を求める。そして、フィル
タ係数Ｗi（ｎ）からステップサイズパラメータμと勾
配ベクトル▽n との積をひく。これによりフィルタ係数
の更新式が得られる。この更新式の振幅ａk及び位相φk
により正弦波出力が決定される。これにより、基本周期
のみから演算が可能であり、フィルタ係数及び参照信号
生成のための畳み込み演算も不要になる。また、サンプ
リング周期が一定のため、周波数の上昇により、演算時
間が短くなることもない。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、周期性信号の適応制御
方法に関する。
方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、各種騒音や振動等に対するアクテ
ィブキャンセルシステムとして適応デジタルフィルタ技
術が利用されており、特にＦｉｌｔｅｒｄーＸ ＬＭＳ
アルゴリズムが広く利用されている。しかし、Ｆｉｌｔ
ｅｒｄーＸ ＬＭＳアルゴリズムにおいては、参照信号
を生成する際に、畳み込み演算が必要になり、系のイン
パルス応答を適正に実現するためにはサンプリング周期
によって異なる多数のタップ数が必要になり、処理デー
タが膨大になり、これに伴うフィルタ係数の演算もタッ
プ数分の畳み込み演算が必要になる。特に、複数の入出
力信号を扱う場合は、このような演算量の増加が一層顕
著になり、フィルタ係数の適正な収束特性が得られない
おそれがある。
ィブキャンセルシステムとして適応デジタルフィルタ技
術が利用されており、特にＦｉｌｔｅｒｄーＸ ＬＭＳ
アルゴリズムが広く利用されている。しかし、Ｆｉｌｔ
ｅｒｄーＸ ＬＭＳアルゴリズムにおいては、参照信号
を生成する際に、畳み込み演算が必要になり、系のイン
パルス応答を適正に実現するためにはサンプリング周期
によって異なる多数のタップ数が必要になり、処理デー
タが膨大になり、これに伴うフィルタ係数の演算もタッ
プ数分の畳み込み演算が必要になる。特に、複数の入出
力信号を扱う場合は、このような演算量の増加が一層顕
著になり、フィルタ係数の適正な収束特性が得られない
おそれがある。
【０００３】これに対し、ＦｉｌｔｅｒｄーＸ ＬＭＳ
アルゴリズムの演算量を削減する目的で開発されたの
が、仮想入力信号をプロセッサ内部で生成することによ
り、畳み込み演算を不要とした同期式適応アルゴリズム
（ＳｙｎｃｈｒｏｎｉｚｅｄＦｉｌｔｅｒｄーＸ Ａｌ
ｇｏｒｉｔｈｍ、以下、ＳＦＸと記す）である。ＳＦＸ
は、周期性の信号または擬周期性の信号を対象としてお
り、周期性入力信号の基本周期と同期したインパルス列
をプロセッサ内部で生成し、これを仮想入力としてＦｉ
ｌｔｅｒｄーＸ ＬＭＳアルゴリズムを適用できるよう
にしたものである。ＳＦＸは、時刻ｎにおいて基本周期
に同期した仮想入力ｘ（ｎ）を以下に示す数１のインパ
ルス列と仮定している。
アルゴリズムの演算量を削減する目的で開発されたの
が、仮想入力信号をプロセッサ内部で生成することによ
り、畳み込み演算を不要とした同期式適応アルゴリズム
（ＳｙｎｃｈｒｏｎｉｚｅｄＦｉｌｔｅｒｄーＸ Ａｌ
ｇｏｒｉｔｈｍ、以下、ＳＦＸと記す）である。ＳＦＸ
は、周期性の信号または擬周期性の信号を対象としてお
り、周期性入力信号の基本周期と同期したインパルス列
をプロセッサ内部で生成し、これを仮想入力としてＦｉ
ｌｔｅｒｄーＸ ＬＭＳアルゴリズムを適用できるよう
にしたものである。ＳＦＸは、時刻ｎにおいて基本周期
に同期した仮想入力ｘ（ｎ）を以下に示す数１のインパ
ルス列と仮定している。
【０００４】
【数１】
【０００５】ここで、δは、クロネッカデルタ（Ｋｒｏ
ｎｅｃｋｅｒ δ）で、下記数２に示すものである。
ｎｅｃｋｅｒ δ）で、下記数２に示すものである。
【０００６】
【数２】
【０００７】このときのフィルタ出力ｙ（ｎ）は下記数
３で表される。
３で表される。
【０００８】
【数３】
【０００９】ここで、Ｗi（ｎ）はフィルタ係数、Ｎは
周期性入力信号１周期あたりのサンプリングポイント、
ＬはＷのタップ長を表す。そして、Ｎ＝Ｌが常に成立す
る場合には、数３は下記数４のようになる。
周期性入力信号１周期あたりのサンプリングポイント、
ＬはＷのタップ長を表す。そして、Ｎ＝Ｌが常に成立す
る場合には、数３は下記数４のようになる。
【００１０】
【数４】
【００１１】ここで、（）ｎｍｏｄＮは、Ｎを法とする
整数値を意味する。一方、制御対象であるシステムの応
答Ｈは、Ｊ次のＦＩＲフィルタとして表せるとし、ｊ番
目のフィルタ係数をｈ（ｊ）とする。このとき、Ｆｉｌ
ｔｅｒｄーＸ ＬＭＳアルゴリズムで必要とされる加重
参照信号ｒ（ｎ）は下記数５で表される。
整数値を意味する。一方、制御対象であるシステムの応
答Ｈは、Ｊ次のＦＩＲフィルタとして表せるとし、ｊ番
目のフィルタ係数をｈ（ｊ）とする。このとき、Ｆｉｌ
ｔｅｒｄーＸ ＬＭＳアルゴリズムで必要とされる加重
参照信号ｒ（ｎ）は下記数５で表される。
【００１２】
【数５】
【００１３】そして、数５は、上記数１及び数２を用い
ることにより、下記数６のように表される。
ることにより、下記数６のように表される。
【００１４】
【数６】
【００１５】従って、加重参照信号ｒ（ｎ）は、システ
ムＨのインパルス応答ｈ（ｎ）をＮ点（信号音１周期
分）シフトして次々加算して合成された信号である。こ
こで、誤差信号ｅ（ｎ）を用いて二乗平均誤差Ｊ＝Ｅ
［ｅ2（ｎ）］ が最小になるようにフィルタ係数Ｗｎを
更新し続けるとすると、その更新式は、下記数７のよう
に表される。
ムＨのインパルス応答ｈ（ｎ）をＮ点（信号音１周期
分）シフトして次々加算して合成された信号である。こ
こで、誤差信号ｅ（ｎ）を用いて二乗平均誤差Ｊ＝Ｅ
［ｅ2（ｎ）］ が最小になるようにフィルタ係数Ｗｎを
更新し続けるとすると、その更新式は、下記数７のよう
に表される。
【００１６】
【数７】
【００１７】ここで、μはステップサイズパラメータで
あり、▽は勾配ベクトルを表し、Ｗｎと▽は、各々下記
数８、数９によって表される。
あり、▽は勾配ベクトルを表し、Ｗｎと▽は、各々下記
数８、数９によって表される。
【００１８】
【数８】 Ｗn ＝［ｗn,o ，ｗn,1 ，ｗn,2 ，・・・，ｗn,N-1 ］T
【００１９】
【数９】
【００２０】加重参照信号ベクトルＲｎを下記数１０の
ように表し、図７を参照することにより、瞬間二乗誤差
ｅ2（ｎ） を用いて勾配ベクトル▽の推定量を算出す
る。まず、ｅ（ｎ）は、下記数１１のように表される。
ように表し、図７を参照することにより、瞬間二乗誤差
ｅ2（ｎ） を用いて勾配ベクトル▽の推定量を算出す
る。まず、ｅ（ｎ）は、下記数１１のように表される。
【００２１】
【数１０】 Ｒn ＝［ｒn ，ｒn-1 ，ｒn-2 ，・・・，ｒn-N+1 ］T
【００２２】
【数１１】
【００２３】数９及び数１１により勾配ベクトル▽の推
定量を算出すると下記数１２のように表される。
定量を算出すると下記数１２のように表される。
【００２４】
【数１２】
【００２５】従って、フィルタ係数の更新式は、下記数
１３で表される。
１３で表される。
【００２６】
【数１３】Ｗn+1 ＝Ｗn ＋２μＲn ｅ（ｎ）
【００２７】以上のように、ＳＦＸアルゴリズムを用い
ることにより、適応信号の生成及び参照信号の生成は必
要なものだけでよく、畳み込み演算が不要になるため、
ＦｉｌｔｅｒｄーＸ ＬＭＳアルゴリズムに較べて演算
量を削減させることができる。そのため、サンプリング
周期をより速く設定することができるので、制御能力の
向上を図ることができる。
ることにより、適応信号の生成及び参照信号の生成は必
要なものだけでよく、畳み込み演算が不要になるため、
ＦｉｌｔｅｒｄーＸ ＬＭＳアルゴリズムに較べて演算
量を削減させることができる。そのため、サンプリング
周期をより速く設定することができるので、制御能力の
向上を図ることができる。
【００２８】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上記ＳＦＸア
ルゴリズムの場合、例えば自動車のエンジン音や振動と
いった周期性を持った信号処理において、周波数の上昇
に同期してサンプリング周期も上昇するため、インパル
ス応答のタップ数もこれに伴って次数を高くする必要が
生じる。その結果、これらの処理に要する時間の増大と
サンプリング周期の上昇に伴って演算に利用できる時間
が短くなることによる演算精度の低下等の問題が生じ
る。本発明は、上記した問題を解決しようとするもの
で、周期性信号のサンプリング周期の上昇に伴う演算精
度の低下をもたらすことなく、システムの信号除去特性
の向上が可能な周期性信号の適応制御方法を提供するこ
とを目的とする。
ルゴリズムの場合、例えば自動車のエンジン音や振動と
いった周期性を持った信号処理において、周波数の上昇
に同期してサンプリング周期も上昇するため、インパル
ス応答のタップ数もこれに伴って次数を高くする必要が
生じる。その結果、これらの処理に要する時間の増大と
サンプリング周期の上昇に伴って演算に利用できる時間
が短くなることによる演算精度の低下等の問題が生じ
る。本発明は、上記した問題を解決しようとするもの
で、周期性信号のサンプリング周期の上昇に伴う演算精
度の低下をもたらすことなく、システムの信号除去特性
の向上が可能な周期性信号の適応制御方法を提供するこ
とを目的とする。
【００２９】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、上記請求項１に係る発明の構成上の特徴は、周期性
信号の特定周波数成分を除去する適応制御方法であっ
て、正弦波出力信号を含む関数の二乗で表される評価関
数を、同出力信号の振幅と位相の関数であるフィルタ係
数Ｗによって偏微分することにより勾配ベクトルを求
め、勾配ベクトルに一定数を掛け合わせたものを前記フ
ィルタ係数から減算することにより、時刻の経過毎のフ
ィルタ係数を更新し、更新されたフィルタ係数の振幅と
位相により、正弦波出力信号の振幅と位相を更新させる
ようにしたことにある。
に、上記請求項１に係る発明の構成上の特徴は、周期性
信号の特定周波数成分を除去する適応制御方法であっ
て、正弦波出力信号を含む関数の二乗で表される評価関
数を、同出力信号の振幅と位相の関数であるフィルタ係
数Ｗによって偏微分することにより勾配ベクトルを求
め、勾配ベクトルに一定数を掛け合わせたものを前記フ
ィルタ係数から減算することにより、時刻の経過毎のフ
ィルタ係数を更新し、更新されたフィルタ係数の振幅と
位相により、正弦波出力信号の振幅と位相を更新させる
ようにしたことにある。
【００３０】また、上記請求項２に係る発明の構成上の
特徴は、前記請求項１に記載の周期性信号の適応制御方
法において、予め得た系の位相情報に基づいて、正弦波
信号の振幅と位相を更新させるようにしたことにある。
特徴は、前記請求項１に記載の周期性信号の適応制御方
法において、予め得た系の位相情報に基づいて、正弦波
信号の振幅と位相を更新させるようにしたことにある。
【００３１】また、上記請求項３に係る発明の構成上の
特徴は、前記請求項１又は請求項２に記載の周期性信号
の適応制御方法において、参照信号を用いないことにあ
る。
特徴は、前記請求項１又は請求項２に記載の周期性信号
の適応制御方法において、参照信号を用いないことにあ
る。
【００３２】
【発明の作用・効果】上記のように構成した請求項１に
係る発明においては、まず時刻ｎにおける制御の対象と
なる周期性を持った信号ｄ（ｎ）（目標信号）を下記数
１４により表す。
係る発明においては、まず時刻ｎにおける制御の対象と
なる周期性を持った信号ｄ（ｎ）（目標信号）を下記数
１４により表す。
【００３３】
【数１４】
【００３４】なお、Ｌは基本波に起因する調和成分の次
数を表し、Ｔはサンプリング周期を、ω* は制御対象信
号の角周波数を、ａk *及びφk *はそれぞれｋ次の制御対
象信号の振幅及び位相を表す。このときＭ次（Ｍ＜Ｌ）
の出力信号ｙ（ｎ）は、下記数１５となる。
数を表し、Ｔはサンプリング周期を、ω* は制御対象信
号の角周波数を、ａk *及びφk *はそれぞれｋ次の制御対
象信号の振幅及び位相を表す。このときＭ次（Ｍ＜Ｌ）
の出力信号ｙ（ｎ）は、下記数１５となる。
【００３５】
【数１５】
【００３６】なお、ωは出力信号の角周波数を、ａk及
びφkはそれぞれｋ次の出力信号の振幅及び位相を表
す。上記角周波数ω*は、例えば自動車のエンジン回転
のような場合、外部センサによるクランク角回転パルス
信号あるいはオーバーヘッドカム回転パルス信号といっ
た既知の入力信号からなり、出力信号の角周波数ωと等
しいとする。ここで、瞬間二乗平均誤差Ｊは、下記数１
６で表され、また時刻ｎにおけるフィルタ係数Ｗ（ｎ）
は、振幅と位相の関数として下記数１７によって表され
る。
びφkはそれぞれｋ次の出力信号の振幅及び位相を表
す。上記角周波数ω*は、例えば自動車のエンジン回転
のような場合、外部センサによるクランク角回転パルス
信号あるいはオーバーヘッドカム回転パルス信号といっ
た既知の入力信号からなり、出力信号の角周波数ωと等
しいとする。ここで、瞬間二乗平均誤差Ｊは、下記数１
６で表され、また時刻ｎにおけるフィルタ係数Ｗ（ｎ）
は、振幅と位相の関数として下記数１７によって表され
る。
【００３７】
【数１６】Ｊ＝ｅ2（ｎ）＝（ｙ（ｎ）＋ｄ（ｎ））2
【００３８】
【数１７】 Ｗ（ｎ）＝［・・・ａk（ｎ）・・・，・・・φk（ｎ）・・・］
【００３９】そして、上記数１６及び数１７を用いて勾
配ベクトル▽n を求めると、下記数１８のように表され
る。
配ベクトル▽n を求めると、下記数１８のように表され
る。
【００４０】
【数１８】
【００４１】ここで、振幅及び位相はそれぞれ独立して
計算されるため、フィルタ係数更新のための更新式にお
いて振幅及び位相のステップサイズパラメータはそれぞ
れμａ、μｐと表される。従って、フィルタ係数の更新
式は下記数１９のようになる。
計算されるため、フィルタ係数更新のための更新式にお
いて振幅及び位相のステップサイズパラメータはそれぞ
れμａ、μｐと表される。従って、フィルタ係数の更新
式は下記数１９のようになる。
【００４２】
【数１９】
【００４３】以上に示したように、上記アルゴリズムに
おいては、係数更新のための畳み込み演算を必要とせ
ず、参照信号の生成においても畳み込み演算は不要であ
る。そのため、周期性の振動あるいは騒音において、そ
の基本波とその高次成分を制御対象とした場合に、請求
項１に係るアルゴリズムは、入力に外部からの高調波信
号を必要とせず、また内部で仮想入力の算出を行うこと
なしに基本周期のみから演算処理が可能であり、フィル
タ係数更新及び参照信号生成のための畳み込み演算も不
要となる。また、サンプリング周期が一定のため、周波
数の上昇によって演算時間が短くなるといった問題も生
じない。
おいては、係数更新のための畳み込み演算を必要とせ
ず、参照信号の生成においても畳み込み演算は不要であ
る。そのため、周期性の振動あるいは騒音において、そ
の基本波とその高次成分を制御対象とした場合に、請求
項１に係るアルゴリズムは、入力に外部からの高調波信
号を必要とせず、また内部で仮想入力の算出を行うこと
なしに基本周期のみから演算処理が可能であり、フィル
タ係数更新及び参照信号生成のための畳み込み演算も不
要となる。また、サンプリング周期が一定のため、周波
数の上昇によって演算時間が短くなるといった問題も生
じない。
【００４４】また、上記のように構成した請求項２に係
る発明においては、ｋ次システムの伝達に起因する遅延
をｍk とした場合に、上記数１９の瞬時誤差ｅ（ｎ）以
外の項について、ｎをｎ−ｍk に置き換えるだけでよ
い。ｍk については、予めシステムの周波数特性として
調べておく必要があるが、参照信号生成のための畳み込
み演算は不要になり、かつサンプリング周期を一定にす
ることによりサンプリング周期の変動に伴いインパルス
応答のタップ数を対応させるといった処理は不要にな
る。
る発明においては、ｋ次システムの伝達に起因する遅延
をｍk とした場合に、上記数１９の瞬時誤差ｅ（ｎ）以
外の項について、ｎをｎ−ｍk に置き換えるだけでよ
い。ｍk については、予めシステムの周波数特性として
調べておく必要があるが、参照信号生成のための畳み込
み演算は不要になり、かつサンプリング周期を一定にす
ることによりサンプリング周期の変動に伴いインパルス
応答のタップ数を対応させるといった処理は不要にな
る。
【００４５】また、上記のように構成した請求項３に係
る発明においては、必要に応じて参照入力信号を用いな
いようにしたことにより、演算処理をさらに簡単に行う
ことができるようになる。
る発明においては、必要に応じて参照入力信号を用いな
いようにしたことにより、演算処理をさらに簡単に行う
ことができるようになる。
【００４６】
【実施例】以下、本発明の一実施例を図面を用いて説明
すると、図１は、第１実施例に係る４サイクルガソリン
エンジン車のアイドリング回転の振動除去システムを概
略的に示したものである。ガソリンエンジン車１０は、
アクチュエータ搭載エンジンマウント１１に搭載された
エンジン１２を設けている。そして、エンジン１２のク
ランク軸に回転センサ１３が設けられており、また運転
席１４の下部にピックアップ加速センサ１５を設けてい
る。そして、振動除去システムは、制御装置２０を設け
ている。制御装置２０は、マイクロコンピュータよりな
る制御回路２１を備えており、その一部に適応制御部２
２を設けている。制御回路２１の入力側には、上記回転
センサ１３及びピックアップ加速センサ１５が接続され
ている。回転センサ１３は、クランク軸回転パルス信号
を出力し、これに基づいて制御回路は、出力信号の基本
周波数を決定する。また、ピックアップ加速センサ１５
はエラー信号を出力し、システムの位相特性も予め測定
して出力する。制御回路２１の出力側には、パワーアン
プ２３を介してエンジンマウント１１のアクチュエータ
１１ａが接続されている。
すると、図１は、第１実施例に係る４サイクルガソリン
エンジン車のアイドリング回転の振動除去システムを概
略的に示したものである。ガソリンエンジン車１０は、
アクチュエータ搭載エンジンマウント１１に搭載された
エンジン１２を設けている。そして、エンジン１２のク
ランク軸に回転センサ１３が設けられており、また運転
席１４の下部にピックアップ加速センサ１５を設けてい
る。そして、振動除去システムは、制御装置２０を設け
ている。制御装置２０は、マイクロコンピュータよりな
る制御回路２１を備えており、その一部に適応制御部２
２を設けている。制御回路２１の入力側には、上記回転
センサ１３及びピックアップ加速センサ１５が接続され
ている。回転センサ１３は、クランク軸回転パルス信号
を出力し、これに基づいて制御回路は、出力信号の基本
周波数を決定する。また、ピックアップ加速センサ１５
はエラー信号を出力し、システムの位相特性も予め測定
して出力する。制御回路２１の出力側には、パワーアン
プ２３を介してエンジンマウント１１のアクチュエータ
１１ａが接続されている。
【００４７】つぎに、上記のように構成した実施例の動
作について説明する。回転センサ１３からエンジンの回
転数信号が制御回路２１に入力され、制御回路２１によ
りエンジン回転の基本周波数であるω* が算出される。
ただし、制御回路２１による算出の代わりにパルスカウ
ンタにて割り出すことによっても基本周波数ω* を求め
ることが出来る。エンジンが４サイクルエンジンなの
で、１回の爆発行程でクランク軸が２回転するため加振
力となる振動の主成分は２次の周波数成分になる。この
算出された基本周波数ω* が出力信号の基本周波数ωと
して決定される。第１実施例においては、２次成分のア
イドリング周波数は３０Hzであり、基本角周波数ω＝２
π×３０＝６０πである。
作について説明する。回転センサ１３からエンジンの回
転数信号が制御回路２１に入力され、制御回路２１によ
りエンジン回転の基本周波数であるω* が算出される。
ただし、制御回路２１による算出の代わりにパルスカウ
ンタにて割り出すことによっても基本周波数ω* を求め
ることが出来る。エンジンが４サイクルエンジンなの
で、１回の爆発行程でクランク軸が２回転するため加振
力となる振動の主成分は２次の周波数成分になる。この
算出された基本周波数ω* が出力信号の基本周波数ωと
して決定される。第１実施例においては、２次成分のア
イドリング周波数は３０Hzであり、基本角周波数ω＝２
π×３０＝６０πである。
【００４８】また、ピックアップ加速センサ１５からエ
ラー信号ｅ（ｎ）が制御回路２１に出力される。この基
本周波数ω及びエラー信号から、上記数１９に基づいて
フィルタ係数Ｗｎが算出される。特に、この場合は、主
成分となる２次成分のみを制御対象としているので、フ
ィルタ係数の更新式は、数１９より下記数２０に示すよ
うに導かれる。
ラー信号ｅ（ｎ）が制御回路２１に出力される。この基
本周波数ω及びエラー信号から、上記数１９に基づいて
フィルタ係数Ｗｎが算出される。特に、この場合は、主
成分となる２次成分のみを制御対象としているので、フ
ィルタ係数の更新式は、数１９より下記数２０に示すよ
うに導かれる。
【００４９】
【数２０】
【００５０】すなわち、フィルタ係数更新のための演算
は、振幅と位相の２タップのみでよい。ここで、サンプ
リング周波数２．５kHz である。また、ステップサイズ
パラメータμａ、μｐは、収束安定性及び演算速度を考
慮して実験的に定められ、μａ＝０．０２、μｐ＝１０
である。また、振幅ａ及び位相φの初期値は、それぞれ
０に設定される。このフィルタ係数の演算結果に基づい
て、パワーアンプ２３がアクチュエータ１１ａを作動さ
せることにより、エンジンの振動レベルを低下させるこ
とができる。その実験結果は、図２に示すように、アイ
ドリング周波数３０Hzにおける振動レベルを、約２５dB
減衰させることができた。
は、振幅と位相の２タップのみでよい。ここで、サンプ
リング周波数２．５kHz である。また、ステップサイズ
パラメータμａ、μｐは、収束安定性及び演算速度を考
慮して実験的に定められ、μａ＝０．０２、μｐ＝１０
である。また、振幅ａ及び位相φの初期値は、それぞれ
０に設定される。このフィルタ係数の演算結果に基づい
て、パワーアンプ２３がアクチュエータ１１ａを作動さ
せることにより、エンジンの振動レベルを低下させるこ
とができる。その実験結果は、図２に示すように、アイ
ドリング周波数３０Hzにおける振動レベルを、約２５dB
減衰させることができた。
【００５１】なお、上記第１実施例において、システム
の入出力間の伝達特性（遅延）が無視できない場合に、
予めシステムの伝達特性を調べ、位相遅れの周波数特性
ｍを得ることにより、上記数１９の瞬時誤差ｅ（ｎ）以
外の項について、ｎをｎ−ｍに置き換えるだけで、畳み
込み演算を行うことなく下記数２１に示すようにフィル
タ係数の更新式を得ることができる。
の入出力間の伝達特性（遅延）が無視できない場合に、
予めシステムの伝達特性を調べ、位相遅れの周波数特性
ｍを得ることにより、上記数１９の瞬時誤差ｅ（ｎ）以
外の項について、ｎをｎ−ｍに置き換えるだけで、畳み
込み演算を行うことなく下記数２１に示すようにフィル
タ係数の更新式を得ることができる。
【００５２】
【数２１】
【００５３】そして、上記数２０の代わりにこの数２１
を用いて求められるフィルタ係数を上記数１５に適用す
ることにより、システムの入出力間の伝達特性が無視で
きない場合の出力信号が得られる。この出力信号が、図
１に示すパワーアンプ２３を介してアクチュエータ１１
ａに伝えられることにより、適応制御が行われる。
を用いて求められるフィルタ係数を上記数１５に適用す
ることにより、システムの入出力間の伝達特性が無視で
きない場合の出力信号が得られる。この出力信号が、図
１に示すパワーアンプ２３を介してアクチュエータ１１
ａに伝えられることにより、適応制御が行われる。
【００５４】次に、第２実施例について説明する。図３
は、エンジン排気音除去実験用の実験装置をブロック図
により示したものである。排気ダクト３０の一端に白色
ノイズ及びエンジン排気音を発生させる一次音源３１が
設けられている。この一次音源３１は、６０Hzの基本周
波数で運転される。排気ダクト３０の出口側には、ピッ
クアップ用のマイクロホンセンサ３２が設けられてい
る。一次音源３１及びマイックロホンセンサ３２の出力
側は、フィルタ３３の入力側に接続される。フィルタ３
３の出力側は、二次音源３４に接続され、二次音源３４
からは、スピーカ３５を通して出力される。
は、エンジン排気音除去実験用の実験装置をブロック図
により示したものである。排気ダクト３０の一端に白色
ノイズ及びエンジン排気音を発生させる一次音源３１が
設けられている。この一次音源３１は、６０Hzの基本周
波数で運転される。排気ダクト３０の出口側には、ピッ
クアップ用のマイクロホンセンサ３２が設けられてい
る。一次音源３１及びマイックロホンセンサ３２の出力
側は、フィルタ３３の入力側に接続される。フィルタ３
３の出力側は、二次音源３４に接続され、二次音源３４
からは、スピーカ３５を通して出力される。
【００５５】一次音源３１の排気音の周波数特性は、図
４に示すように、基本周波数である６０Hz及びその高次
成分である１２０Hz及び１８０Hzである。この実験装置
について、最も騒音レベルの高い１２０Hzの適応制御を
行う。すなわち、スピーカ３５からの入力として１２０
Hzの正弦波を用い、ステップサイズパラメータμa＝
０．００５ 、μb＝６．７５ 、サンプリング周波数＝
３．６kHz とした。フィルタ３３でのフィルタ係数の演
算結果に基づいて、二次音源３４を作動させることによ
り、一次音源３１の排気音のレベルを低下させることが
できる。以上のように構成した第２実施例の実験結果に
ついて、ダクト出口側の騒音抑制量の時間変化を図５に
示す。また、騒音レベルの周波数特性について図６に示
す。この結果、１２０Hz近傍における騒音レベルが著し
く抑制されたことが明かである。
４に示すように、基本周波数である６０Hz及びその高次
成分である１２０Hz及び１８０Hzである。この実験装置
について、最も騒音レベルの高い１２０Hzの適応制御を
行う。すなわち、スピーカ３５からの入力として１２０
Hzの正弦波を用い、ステップサイズパラメータμa＝
０．００５ 、μb＝６．７５ 、サンプリング周波数＝
３．６kHz とした。フィルタ３３でのフィルタ係数の演
算結果に基づいて、二次音源３４を作動させることによ
り、一次音源３１の排気音のレベルを低下させることが
できる。以上のように構成した第２実施例の実験結果に
ついて、ダクト出口側の騒音抑制量の時間変化を図５に
示す。また、騒音レベルの周波数特性について図６に示
す。この結果、１２０Hz近傍における騒音レベルが著し
く抑制されたことが明かである。
【００５６】なお、上記各実施例においては、周期性信
号の適応制御方法をエンジンに係わる振動及び騒音除去
について適用しているが、その他、音響エコーキャンセ
ラ、適応雑音除去、適応指向性制御等にも本発明を適用
することができる
号の適応制御方法をエンジンに係わる振動及び騒音除去
について適用しているが、その他、音響エコーキャンセ
ラ、適応雑音除去、適応指向性制御等にも本発明を適用
することができる
【図１】本発明の第１実施例に係るガソリンエンジン車
のアイドリング回転の振動除去システムを概略的に示す
模式図である。
のアイドリング回転の振動除去システムを概略的に示す
模式図である。
【図２】同振動除去システムを適用した結果を示す振動
レベルの周波数特性のグラフである。
レベルの周波数特性のグラフである。
【図３】第２実施例に係るエンジン排気音除去実験用の
実験装置を概略的に示すブロック図である。
実験装置を概略的に示すブロック図である。
【図４】同実験装置の一次音源の排気音の騒音レベルの
周波数特性を示すグラフである。
周波数特性を示すグラフである。
【図５】同実験装置のダクト出口側の騒音抑制量の時間
変化を示すグラフである。
変化を示すグラフである。
【図６】同実験装置のダクト出口側の騒音レベルの周波
数特性を示すグラフである。
数特性を示すグラフである。
【図７】フィルタ係数の算出に用いる特定周波数成分除
去システムのブロック図である。
去システムのブロック図である。
１０…ガソリンエンジン車、１１…アクチュエータ搭載
エンジンマウント、１２…エンジン、１３…回転セン
サ、１４…運転席、１５…ピックアップ加速センサ、１
１ａ…アクチュエータ、２０…制御装置、２１…制御回
路、２３…パアーアンプ、３０…排気ダクト、３１…一
次音源、３２…マイクロホンセンサ、３３…フィルタ、
３４…二次音源、３５…スピーカ。
エンジンマウント、１２…エンジン、１３…回転セン
サ、１４…運転席、１５…ピックアップ加速センサ、１
１ａ…アクチュエータ、２０…制御装置、２１…制御回
路、２３…パアーアンプ、３０…排気ダクト、３１…一
次音源、３２…マイクロホンセンサ、３３…フィルタ、
３４…二次音源、３５…スピーカ。
Claims (3)
- 【請求項１】 周期性信号の特定周波数成分を除去する
適応制御方法であって、 正弦波出力信号を含む関数の二乗で表される評価関数
を、同正弦波出力信号の振幅と位相の関数であるフィル
タ係数Ｗによって偏微分することにより勾配ベクトルを
求め、同勾配ベクトルに一定数を掛け合わせたものを前
記フィルタ係数から減算することにより時刻の経過毎の
フィルタ係数を更新し、更新されたフィルタ係数の振幅
と位相により、前記正弦波出力信号の振幅と位相を更新
させるようにしたことを特徴とする周期性信号の適応制
御方法。 - 【請求項２】 前記請求項１に記載の周期性信号の適応
制御方法において、 予め得た系の位相情報に基づいて、前記正弦波出力信号
の振幅と位相を更新させるようにしたことを特徴とする
周期性信号の適応制御方法。 - 【請求項３】 前記請求項１又は請求項２に記載の周期
性信号の適応制御方法において、 参照信号を用いないことを特徴とする周期性信号の適応
制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6201384A JPH0844377A (ja) | 1994-08-02 | 1994-08-02 | 周期性信号の適応制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6201384A JPH0844377A (ja) | 1994-08-02 | 1994-08-02 | 周期性信号の適応制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0844377A true JPH0844377A (ja) | 1996-02-16 |
Family
ID=16440196
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6201384A Pending JPH0844377A (ja) | 1994-08-02 | 1994-08-02 | 周期性信号の適応制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0844377A (ja) |
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19632230A1 (de) * | 1996-08-09 | 1998-02-12 | Mueller Bbm Gmbh | Adaptive Steuerung |
| JPH10268905A (ja) * | 1997-03-24 | 1998-10-09 | Tokai Rubber Ind Ltd | 周期性信号の適応制御方法 |
| US6216047B1 (en) | 1997-11-07 | 2001-04-10 | Tokai Rubber Industries, Ltd. | Adaptive control method for cyclic signal |
| JP2001173713A (ja) * | 1999-12-20 | 2001-06-26 | Nec Corp | 振動低減方法および装置 |
| US7218973B2 (en) * | 2000-04-25 | 2007-05-15 | Georgia Tech Research Corporation | Adaptive control system having hedge unit and related apparatus and methods |
| US7706924B2 (en) | 2004-02-20 | 2010-04-27 | Tokai Rubber Industries, Ltd. | Vibration controller for active vibration insulators and method for controlling vibrations for the same |
| WO2012137418A1 (ja) | 2011-04-05 | 2012-10-11 | 株式会社ブリヂストン | 車両の振動低減システム |
| JP2013011696A (ja) * | 2011-06-28 | 2013-01-17 | Tokai Rubber Ind Ltd | 能動型振動騒音抑制装置 |
| JP2013011697A (ja) * | 2011-06-28 | 2013-01-17 | Tokai Rubber Ind Ltd | 能動型振動騒音抑制装置 |
| JP2015065512A (ja) * | 2013-09-24 | 2015-04-09 | 株式会社東芝 | 能動消音装置及び方法 |
| US9390701B2 (en) | 2011-06-28 | 2016-07-12 | Sumitomo Riko Company Limited | Active vibration or noise suppression system |
-
1994
- 1994-08-02 JP JP6201384A patent/JPH0844377A/ja active Pending
Cited By (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19632230A1 (de) * | 1996-08-09 | 1998-02-12 | Mueller Bbm Gmbh | Adaptive Steuerung |
| DE19632230C2 (de) * | 1996-08-09 | 1999-12-16 | Mueller Bbm Gmbh | Adaptive Steuerung zur aktiven Geräuschminderung, Verwendung und Verfahren |
| JPH10268905A (ja) * | 1997-03-24 | 1998-10-09 | Tokai Rubber Ind Ltd | 周期性信号の適応制御方法 |
| US6216047B1 (en) | 1997-11-07 | 2001-04-10 | Tokai Rubber Industries, Ltd. | Adaptive control method for cyclic signal |
| JP2001173713A (ja) * | 1999-12-20 | 2001-06-26 | Nec Corp | 振動低減方法および装置 |
| US7218973B2 (en) * | 2000-04-25 | 2007-05-15 | Georgia Tech Research Corporation | Adaptive control system having hedge unit and related apparatus and methods |
| US7706924B2 (en) | 2004-02-20 | 2010-04-27 | Tokai Rubber Industries, Ltd. | Vibration controller for active vibration insulators and method for controlling vibrations for the same |
| WO2012137418A1 (ja) | 2011-04-05 | 2012-10-11 | 株式会社ブリヂストン | 車両の振動低減システム |
| US9857776B2 (en) | 2011-04-05 | 2018-01-02 | Bridgestone Corporation | Vehicle vibration reduction system |
| JP2013011696A (ja) * | 2011-06-28 | 2013-01-17 | Tokai Rubber Ind Ltd | 能動型振動騒音抑制装置 |
| JP2013011697A (ja) * | 2011-06-28 | 2013-01-17 | Tokai Rubber Ind Ltd | 能動型振動騒音抑制装置 |
| US9390701B2 (en) | 2011-06-28 | 2016-07-12 | Sumitomo Riko Company Limited | Active vibration or noise suppression system |
| DE112012001573B4 (de) * | 2011-06-28 | 2018-10-18 | Sumitomo Riko Company Limited | Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem |
| JP2015065512A (ja) * | 2013-09-24 | 2015-04-09 | 株式会社東芝 | 能動消音装置及び方法 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4077383B2 (ja) | 能動型振動騒音制御装置 | |
| EP0797184B1 (en) | Vibration/noise control system | |
| JP3658708B2 (ja) | 基準モデルに整合する能動音響制御装置 | |
| US5544080A (en) | Vibration/noise control system | |
| JP4074612B2 (ja) | 能動型振動騒音制御装置 | |
| JP4328766B2 (ja) | 能動型振動騒音制御装置 | |
| JPH0844377A (ja) | 周期性信号の適応制御方法 | |
| JP3410129B2 (ja) | 車室内騒音低減装置 | |
| JPH06332470A (ja) | 車室内騒音低減装置 | |
| JP2021162857A (ja) | 能動型振動騒音低減装置 | |
| JP2876896B2 (ja) | 車両用能動型騒音制御装置 | |
| JPH06266367A (ja) | 車室内騒音の能動消音装置 | |
| JP2770286B2 (ja) | 振動騒音制御装置 | |
| JPH0580777A (ja) | 車室内騒音の能動消音装置 | |
| JP3442637B2 (ja) | 振動低減方法 | |
| JP3411611B2 (ja) | 騒音キャンセル方式 | |
| JP3617079B2 (ja) | 能動型騒音制御装置及び能動型振動制御装置 | |
| JPH06308976A (ja) | 騒音キャンセル装置 | |
| JP2001173713A (ja) | 振動低減方法および装置 | |
| JP3410138B2 (ja) | 騒音キャンセル方式 | |
| JP3405755B2 (ja) | 騒音キャンセル装置 | |
| JP3227944B2 (ja) | 能動型振動制御装置及び能動型騒音制御装置 | |
| JP3380576B2 (ja) | 車輌用振動制御装置 | |
| JP2524046B2 (ja) | 電子消音方法及び装置 | |
| JPH07234687A (ja) | 能動型騒音制御装置及び能動型振動制御装置 |