JP4328766B2 - 能動型振動騒音制御装置 - Google Patents

Description

この発明は、適応ノッチフィルタを用いて振動騒音を能動的に制御する能動型振動騒音制御装置に関し、特に車両に適用して好適な能動型振動騒音制御装置に関する。

図１５は、適応ノッチフィルタを用いて騒音を能動的に制御する能動型振動騒音制御装置１の電気的な構成を示す一般的なブロック図である。

この能動型振動騒音制御装置１では、騒音の周波数から生成された基準信号ｘ（ｎ）が適応ノッチフィルタ２と参照信号生成器３とに供給される。

参照信号生成器３では、制御音源としてのスピーカ４から残留騒音信号ｅ（ｎ）を出力するマイクロホン５までの伝達特性が考慮された参照信号ｒ（ｎ）が生成され出力される。

フィルタ係数更新器６は、参照信号ｒ（ｎ）と、残留騒音信号ｅ（ｎ）とから、残留騒音信号ｅ（ｎ）が最小となるように、適応ノッチフィルタ２のフィルタ係数Ｗ（ｎ）を、式［Ｗ（ｎ＋１）＝Ｗ（ｎ）＋μｅ（ｎ）・ｒ（ｎ）：μは定数］により算出して逐次更新する。

適応ノッチフィルタ２から、フィルタ係数Ｗ（ｎ）と基準信号ｘ（ｎ）に基づく制御信号ｙ（ｎ）＝ｘ（ｎ）Ｗ（ｎ）が出力される。

この能動型振動騒音制御装置１では、基準信号ｘ（ｎ）、フィルタ係数Ｗ（ｎ＋１）、残留騒音信号ｅ（ｎ）、制御信号ｙ（ｎ）等がサンプリング周期毎に生成又は検出される。

ここで、サンプリング周期が固定である固定サンプリング技術を用いた場合で、この能動型振動騒音制御装置１の制御範囲（基準信号の周波数範囲）が例えば、０［Ｈｚ］〜１０００［Ｈｚ］までの基準信号ｘ（ｎ）を０．１［Ｈｚ］の解像度で生成することを考える。

例えば、固定サンプリング周波数４０００［Ｈｚ］（固定サンプリング周期０．２５［ｍｓ］）では、基準信号ｘ（ｎ）を発生するための離散化した４００００（＝サンプリング周波数／解像度＝４０００／０．１）個の波形データを格納したデータテーブル（メモリ等の記憶手段）が必要となる。よって、大記憶容量の記憶手段が必要となり高コストになる。

これに対して、サンプリング周期がエンジン回転数に同期して可変する従来技術に係る可変サンプリング技術を採用して、基準信号ｘ（ｎ）を形成する波形データの数（離散させた数）をＮとした場合に、エンジン回転数と同期した周波数の基準信号を生成するには、図１６に示すように、エンジン回転数に同期したエンジンパルスＰｎｅの周期（基準周期Ｔｎｅｐ）をＮ個で分割することにより、サンプリング周期ｔｓ（ｔｓ＝Ｔｎｅｐ／Ｎ）が算出される。

このサンプリング周期ｔｓに応じて、図１６の下側に示す基準信号ｘ（ｎ）が生成される。

可変サンプリング技術では、基準信号の周波数が低い程、１秒間当たりの消音処理回数（＝更新回数又は演算回数）が少なくなるので、制御範囲内で消音性能がばらつくことになる。一方、基準信号ｘ（ｎ）を形成する波形データの数（離散させた数）が上記固定サンプリングより小さくなるので、基準信号用の記憶手段の記憶容量を低減することができる。ちなみに、特許文献１に記載された離散させた波形データの数は、１８０個である。

可変サンプリング技術に関連した技術が特許文献１の他、特許文献２に記載されている。

特開平３−５２５５号公報 特開平７−６４５７５号公報

この従来技術に係る可変サンプリング技術では、横軸を基準信号の基準周期である基準周期Ｔｎｅｐ、縦軸をサンプリング周期ｔｓとした図１７に示す。ここで、基準周期Ｔｎｅｐをサンプリング周期ｔｓで除算した値を分割数とすると、上記の理由より、分割数＝波形データ数（Ｎ）となる。故に、サンプリング周期ｔｓは、太線で示したサンプリング周期特性Ｃ６（Ｃ６＝１／Ｎ）に沿って、基準周期Ｔｎｅｐからｔｓ＝Ｔｎｅｐ／Ｎとして求めることができるが、基準周期Ｔｎｅｐが小さくなるにつれて、サンプリング周期ｔｓが小さくなるので、マイクロコンピュータ等のＣＰＵの処理能力の限界に相当するサンプリング周期ｔｍｉｎ（＝最短サンプリング周期＝処理能力限界サンプリング周期＝下限サンプリング周期）と制御範囲の下限の基準周期Ｔｎｅｐｍｉｎ（＝基準信号の最小周期＝基準信号の最大周波数＝最大制御周波数）とがトレードオフになってしまうという問題がある。

なお、図１７中、ｔｍａｘは、効果的な消音能力を得るための上限サンプリング周期（＝最長サンプリング周期＝消音能力限界サンプリング周期）であり、この消音能力限界サンプリング周期ｔｍａｘ以上にサンプリング周期ｔｓを長くすると、１秒間当たりの消音処理回数が少なくなり、所望の消音性能を得ることができないサンプリング周期である。また、図１７中、Ｔｎｅｐｍａｘは、基準信号の上限周期（上限基準周期）である。

よって、騒音制御を効果的に行うためには、ＣＰＵの処理能力限界サンプリング周期（下限サンプリング周期）ｔｍｉｎに基準信号の最小周期（下限基準周期）Ｔｎｅｐｍｉｎを、また、消音能力限界サンプリング周期（上限サンプリング周期）ｔｍａｘに基準信号の最大周期（上限基準周期）Ｔｎｅｐｍａｘを対応させなければならないため、制御範囲を広くしようとすると、高速・高性能なＣＰＵが必要となり高コストになる。

さらにまた、従来技術に係る可変サンプリング技術では波形データ数と分割数が等しくなるため、波形データ数と分割数Ｎが自然数であり、設計の自由度が狭いという問題もある。

この発明は、このような課題を考慮してなされたものであって、設計の自由度を広げ、かつＣＰＵの処理能力限界の制限を大幅に緩やかにして、広い制御範囲を確保することを可能とする能動型振動騒音制御装置を提供することを目的とする。

また、この発明は、例えば、定速走行を行おうとするときのユーザの無意識の微小なアクセル操作によりエンジン回転数が変動し、結果、エンジン振動騒音に応じて生成された基準信号の基準周期が変動成分を有している場合においても、滑らかな消音効果を達成する振動騒音制御を可能とする能動型振動騒音制御装置を提供することを目的とする。

この発明に係る能動型振動騒音制御装置は、騒音源から騒音が伝達される空間に制御音を発生可能な制御音源と、前記騒音源の騒音発生状態を検出し、前記騒音源から発生する騒音の周波数から選択された調波の基準周波数と、該基準周波数に相当する基準周期とを出力する周波数検出手段と、前記空間内の所定位置における残留騒音を検出する残留騒音検出手段と、基準信号及び前記残留騒音に基づいて前記空間内の騒音が低減するように前記制御音源を駆動させる能動制御手段と、を備えた能動型振動騒音制御装置において、下記の（１）〜（６）の特徴を有する。

（１）前記能動制御手段は、所定数に離散化した正弦波又は余弦波の波形データを記憶する波形データテーブルと、前記基準周期に基づいてサンプリング周期を算出するサンプリング周期演算手段と、前記波形データテーブルから波形データを読み出して前記基準信号を生成する基準信号生成手段とを有し、
前記サンプリング周期演算手段は、制御範囲内の特定の基準信号の基準周期を上限基準周期とし、該上限基準周期を前記能動制御手段が消音効果を得るために必要な上限サンプリング周期で除算した値である分割数を決定し、前記能動制御手段の処理能力の限界である下限サンプリング周期に前記分割数を乗算した周期を同一分割数下限基準周期とするとともに、前記基準信号の基準周期が前記上限基準周期と前記同一分割数下限基準周期との範囲内であれば、前記基準信号の基準周期を前記分割数で除算した値を前記サンプリング周期として出力し、
前記基準信号生成手段は、前記所定数を前記分割数で除算した商又は前記商に１を加算した値をステップ数とし、前記基準信号の基準周期を前記分割数で除算した値の前記サンプリング周期で前記ステップ数毎に前記波形データテーブルから波形データを読み出して前記基準信号を生成することを特徴とする。

この発明によれば、波形データを離散的に読み出すためのステップ数を、波形データの総数である所定数を分割数で除算した商又は商＋１としているので、可変サンプリング技術で用いられる分割数が、従来技術のように自然数のみではなく、実数でよくなり、制御範囲の設計の自由度を高めることができる。換言すれば、分割数として実数を用いているので、消音能力限界サンプリング周期である上限サンプリング周期又は処理能力限界サンプリング周期である下限サンプリング周期を必要最小限のサンプリング周期に設定することができる。

なお、調波とは、一般に整数倍の周波数を意味するが、この明細書では、１．５倍、２．５倍等の非整数倍の周波数も含むものとする。

（２）上記の特徴（１）において、前記特定の基準信号の基準周期は、前記制御範囲内の最長基準周期としてもよく、それより短い周期としてもよい。

（３）上記の特徴（１）又は（２）において、前記制御範囲が、前記上限基準周期と前記同一分割数下限基準周期とで定まる範囲より広く前記同一分割数下限基準周期を下回っている場合は、
前記サンプリング周期演算手段は、前記同一分割数下限基準周期を第２上限基準周期とし、該第２上限基準周期を前記上限サンプリング周期で除算した値である第２分割数を決定し、前記下限サンプリング周期に前記第２分割数を乗算した周期を第２同一分割数下限基準周期とするとともに、前記基準信号の基準周期が前記第２上限基準周期と前記第２同一分割数下限基準周期との範囲内であれば、前記基準信号の基準周期を第２分割数で除算した値を第２サンプリング周期として出力し、
前記基準信号生成手段は、前記所定数を前記第２分割数で除算した商又は前記商に１を加算した値を第２ステップ数とし、前記基準信号の基準周期が前記第２上限基準周期と前記第２同一分割数下限基準周期との第２範囲内であれば、前記第２サンプリング周期で前記第２ステップ数毎に前記波形データテーブルから波形データを読み出して前記基準信号を生成することを特徴とする。

この発明によれば、制御範囲内で実数の分割数を変えてサンプリング周期を算出するようにしているので、その分、ＣＰＵの処理能力限界の制限を大幅に緩やかにして、広い制御範囲を確保することができる。

より具体的には、基準信号の基準周期の短い側では、基準信号の基準周期の長い側に比較して分割数が小さくなるようにしているので、ＣＰＵの処理能力限界の制限が大幅に緩やかになり、より短い基準周期範囲まで制御範囲を確保することができる。

この場合、分割数を実数としているので、第１同一分割数下限基準周期と第２上限基準周期とを必ず、同一の値とすることができる。

（４）上記（３）の特徴において、前記サンプリング周期演算手段は、前記上限基準周期と前記同一分割数下限基準周期との間の特定の基準信号の基準周期を第３上限基準周期とし、該第３上限基準周期を前記上限サンプリング周期で除算した値である第３分割数を決定し、前記下限サンプリング周期に前記第３分割数を乗算した周期を第３同一分割数下限基準周期とするとともに、前記基準信号の基準周期が前記第３上限基準周期と前記第３同一分割数下限基準周期との範囲内であれば、前記基準信号の基準周期を第３分割数で除算した値を第３サンプリング周期として出力し、
前記基準信号生成手段は、前記所定数を前記第３分割数で除算した商又は前記商に１を加算した値を第３ステップ数とし、前記基準信号の基準周期が前記第３上限基準周期と前記第３同一分割数下限基準周期との第３範囲内であれば、前記第３サンプリング周期で前記第３ステップ数毎に前記波形データテーブルから波形データを読み出して前記基準信号を生成し、
前記サンプリング周期演算手段は、前記基準信号の基準周期が小さくなるように変化する時には、前記基準周期が前記同一分割数下限基準周期より小さくなると前記サンプリング周期から切替えて前記第３サンプリング周期を、前記基準信号の基準周期が前記第３同一分割数下限基準周期より小さくなると前記第３サンプリング周期から切替えて前記第２サンプリング周期を出力し、かつ、前記基準周期が大きくなるように変化する時には、前記基準信号の基準周期が前記第２上限基準周期より大きくなると前記第２サンプリング周期から切替えて前記第３サンプリング周期を、前記基準信号の基準周期が前記第３上限基準周期より大きくなると前記第３サンプリング周期から切替えて前記サンプリング周期を出力することを特徴とする。

この発明によれば、騒音に応じて生成された基準信号の基準周期が変動成分を有している場合においても、分割数を切り替える際に、ヒステリシスを持たせるようにしているので、滑らかな消音効果を達成できる騒音制御が可能となる。

（５）上記の特徴（１）又は（２）において、前記制御範囲が、前記上限基準周期と前記同一分割数下限基準周期とで定まる範囲より広く前記同一分割数下限基準周期を下回っている場合は、
前記サンプリング周期演算手段は、前記上限基準周期より小さく前記同一分割数下限基準周期より大きい特定の基準信号の基準周期を第２上限基準周期とし、該第２上限基準周期を前記上限サンプリング周期で除算した値である第２分割数を決定し、前記下限サンプリング周期に前記第２分割数を乗算した周期を第２同一分割数下限基準周期とするとともに、前記基準信号の基準周期が前記第２上限基準周期と前記第２同一分割数下限基準周期との範囲内であれば、前記基準信号の基準周期を前記第２分割数で除算した値を第２サンプリング周期として出力し、
前記基準信号生成手段は、前記所定数を前記第２分割数で除算した商又は前記商に１を加算した値を第２ステップ数とし、前記基準信号の基準周期が前記第２上限基準周期と前記第２同一分割数下限基準周期との第２範囲内であれば、前記第２サンプリング周期で前記第２ステップ数毎に前記波形データテーブルから波形データを読み出して前記基準信号を生成することを特徴とする。

この発明によれば、処理能力限界サンプリング周期を短くすることなく、制御範囲を広げることができる。

（６）上記（５）の特徴において、前記サンプリング周期演算手段は、前記基準信号の基準周期が小さくなるように変化する時には、前記基準信号の基準周期が前記同一分割数下限基準周期より小さくなるとサンプリング周期から切替えて前記第２サンプリング周期を出力し、かつ、前記基準信号の基準周期が大きくなるように変化する時には、前記基準信号の基準周期が前記第２上限基準周期より大きくなると前記第２サンプリング周期から切替えて前記サンプリング周期を出力することを特徴とする。

この発明によれば、騒音に応じて生成された基準信号の基準周期が変動成分を有している場合においても、分割数を切り替える際に、ヒステリシスを持たせるようにしているので、滑らかな消音効果を達成できる騒音制御が可能となる。

この発明によれば、ＣＰＵの処理能力限界の制限を大幅に緩やかにして、広い制御範囲を確保することができる。その結果、廉価なＣＰＵが使用可能となり能動型振動騒音制御装置のコストダウンを図ることができる。

また、分割数として実数を用いているので、能動型振動騒音制御装置の設計の自由度が広がる。

また、この発明によれば、騒音源の振動騒音に応じて生成された基準信号の基準周期が変動成分を有している場合においても、滑らかな消音効果を達成できる振動騒音制御を行うことができる。

以下、この発明にかかる能動型振動騒音制御装置の一実施の形態を説明する。

図１はこの発明の一実施の形態にかかる能動型振動騒音制御装置１０の構成を示すブロック図である。

この能動型振動騒音制御装置１０では、車室内の主騒音であるエンジンのこもり音を含む騒音を打消制御する場合を例に説明する。

能動型振動騒音制御装置１０の主要部は、図示しないＣＰＵを含むマイクロコンピュータ１で構成されている。マイクロコンピュータ１のＣＰＵは、図示しないメモリに記憶されたプログラムを実行することで各種機能手段として動作する。

この実施形態において、マイクロコンピュータ１は、基本的には、エンジンパルスを参照して、エンジン回転数に対し調波の基準信号Ｘ（基準余弦波信号Ｘａと基準正弦波信号Ｘｂ）を生成する基準信号生成手段２２と、制御音源としてのスピーカ１７から残留騒音信号ｅを出力するマイクロホン１８までの伝達特性を考慮した参照信号ｒ（基準余弦波信号Ｘａに基づき算出される第１参照信号ｒｘと基準正弦波信号Ｘｂに基づき算出される第２参照信号ｒｙ）を生成する参照信号生成手段２８と、基準信号Ｘと参照信号ｒと残留騒音信号ｅとに基づき、スピーカを駆動する制御信号ｙ（制御信号ｙａ＋制御信号ｙｂ）を生成する制御信号生成手段として機能する能動制御手段３２とから構成される。

能動型振動騒音制御装置１０では、エンジン出力軸の回転をホール素子等により、例えば、上死点パルス等のエンジンパルスとして検出し、検出したエンジンパルスを周波数検出回路１１に供給し、周波数検出回路１１は、エンジンパルスからエンジン回転数に対し調波の制御対象周波数である基準周波数ｆ及び（又は）基準周期Ｔｎｅｐを生成する。

すなわち、周波数検出回路１１は、エンジンパルスの周波数よりも非常に高い周波数でエンジンパルスを監視し、エンジンパルスの極性が変化するタイミングを検出し、極性変化点の時間的間隔を計測してエンジンパルスの周波数をエンジン出力軸の回転数として検出し、該検出周波数に基づきエンジン出力軸の回転に同期した基準周波数ｆ及び（又は）制御周期である基準周期Ｔｅｎｐの信号を出力する。

なお、基準周波数ｆは、基準周期Ｔｎｅｐの逆数であって、前記の基準信号Ｘの周波数と同一である。

ここで、エンジンこもり音はエンジン回転によって発生した加振力が車体に伝達されて発生する振動放射音であることから、エンジンの回転数に同期した顕著な周期性を有する騒音であり、例えば、４サイクル４気筒エンジンであれば、エンジン出力軸の１／２回転ごとに起こるガス燃焼によるトルク変動によりエンジンを基点とした加振振動が発生し、これが原因で車室内に騒音が発生する。

したがって、４サイクル４気筒エンジンであれば、エンジン出力軸の回転数の２倍の周波数を有する回転２次成分と称される騒音が多く発生するため、周波数検出回路１１は、検出周波数の２倍の周波数を基準周波数ｆ（基準周期Ｔｎｅｐの逆数）とする信号を出力する。基準周波数ｆは打ち消すべき騒音の周波数である。

なお、周波数検出回路１１の出力である基準周期Ｔｎｅｐは、サンプリング周期演算回路（サンプリング周期演算手段）１２に入力される。サンプリング周期演算回路１２は、マイクロコンピュータ１のサンプリング周期ｔｓ（標本化周期）を有するサンプリングパルス（タイミング信号）も発生し、マイクロコンピュータ１はサンプリングパルスに基づいて後述するＬＭＳアルゴリズム等の演算処理を含む更新処理を行う。

メモリである波形データテーブル１９は、図２Ａ及び図２Ｂに模式的に示すように、正弦波１周期分の波形を位相軸（時間軸）方向に所定数（Ｎ）等分して離散化したときの各瞬時値を表すように、各瞬時値データを位相に対応するアドレス毎に波形データとして記憶している。なお、アドレス（ｉ）は０からＮ−１（所定数−１）までの整数（ｉ＝０、１、２、…、Ｎ−１）であり、図２Ａ及び図２Ｂに記載される振幅Ａは１又は任意の正の実数である。

したがって、アドレスｉの波形データは、Ａｓｉｎ（３６０°×ｉ／Ｎ）で算出される。換言すれば、１サイクルの正弦波を、位相方向、すなわち、時間方向に所定数Ｎ分割して標本化（離散化）し、各標本化点を順次波形データテーブル１９のアドレスとし、各標本化点における正弦波の瞬時値を量子化したデータを波形データとして、対応する波形データテーブル１９のアドレス位置に格納したものである。

図１において、第１アドレス変換回路（第１アドレス算出指定手段）２０は、周波数検出回路１１から出力される信号を受けて、基準周期Ｔｎｅｐ（制御周波数）に基づいたアドレスを、波形データテーブル１９に対する読み出しアドレスとして算出し指定する。第２アドレス変換回路（第２アドレス算出指定手段）２１は、第１アドレス変換回路２０で指定されたアドレスに対し１／４周期分だけシフトしたアドレスを波形データテーブル１９に対する読み出しアドレスとして算出し指定する。

ここで、波形データテーブル１９は波形データを格納する記憶手段に相当する。また、周波数検出回路１１、波形データテーブル１９、第１アドレス変換回路２０、第２アドレス変換回路２１で基準信号生成手段２２を構成している。

図３Ａ〜図３Ｃは、基準信号生成手段２２が基準信号を生成する仕方を模式的に示す説明図である。図３Ａ〜図３Ｃを参照しながら、基準信号生成手段２２が基準信号である基準余弦波信号及び基準正弦波信号を生成する仕方を説明する。

ここで、ｎは０以上の正の整数であって、前記サンプリングパルスの計数値（タイミング信号計数値）である。図３Ａは波形データテーブル１９のアドレスと波形データの関係を模式的に示し、図３Ｂは基準正弦波信号Ｘｂの生成を模式的に示し、図３Ｃは基準余弦波信号Ｘａの生成を模式的に示している。

ここで、この実施形態の理解を容易化するために、まず、従来技術に係る可変サンプリング技術（同期サンプリング技術）をより具体的に説明する。

この場合、周波数検出回路１１からエンジンの出力軸回転数（エンジン回転数）に同期したサンプリング周期でサンプリングパルスが出力される。所定数（Ｎ）は、４０と仮定している。したがって、アドレスはｉ＝０、１、２、…、Ｎ−１＝０、１、２、…、３９となり、４分の１周期分のアドレスシフト量はＮ／４＝１０となる。

同期サンプリング技術の場合には、エンジン回転数に応じて（同期して）サンプリング間隔が変化する。サンプリング周期演算回路１２は、周波数検出回路１１から出力された基準周波数ｆに応じて下記の（１）式に基づいたサンプリング周期（間隔、時間）ｔｓでサンプリングパルスを出力する。
ｔｓ＝Ｔｎｅｐ／Ｎ＝１／（ｆ×Ｎ）＝１／（ｆ×４０）［秒］ …（１）

第１アドレス変換回路２０は、サンプリング周期演算回路１２から出力されるサンプリングパルス毎に、下記の式で示されるように、アドレスを１ずつ加算して読み出しアドレス；ｉ（ｎ）を指定する。したがって、あるタイミングのアドレスｉ（ｎ）は、
ｉ（ｎ）＝ｉ（ｎ−１）＋１
なお、ｉ（ｎ）＞３９（＝Ｎ−１）のときは、
ｉ（ｎ）＝ｉ（ｎ−１）＋１−４０
となる。

したがって、基準信号生成手段２２は、サンプリング周期演算回路１２が発生するサンプリングパルス毎に、アドレスを１つずつ加算しながら波形データテーブル１９の波形データを順次読み出すことにより基準正弦波信号Ｘｂ（ｎ）を生成する。例えば、制御周波数が２０Ｈｚの場合には、制御が開始されると、１／８００［秒］間隔で発生するサンプリングパルス毎に、ｉ（ｎ）＝０、１、２、３、…、３９、０、…のアドレスに相当する波形データが順次読み出されることにより２０Ｈｚの基準正弦波信号Ｘｂ（ｎ）が生成される。また、制御周波数が２５Ｈｚの場合には、制御が開始されると、１／１０００（秒）間隔で発生するサンプリングパルス毎に、ｉ（ｎ）＝０、１、２、３、…、３９、０、…のアドレスに相当する波形データが順次読み出されることにより２５Ｈｚの基準正弦波信号Ｘｂ（ｎ）が生成される。

また、第２アドレス変換回路２１は、第１アドレス変換回路２０から出力される（第１アドレス変換回路２０で指定された）基準正弦波信号Ｘｂ（ｎ）の読み出しアドレスｉ（ｎ）に対して、下記の式で示すように、４分の１周期分だけシフト（加算）したアドレスを、読み出しアドレスｉ′（ｎ）として指定する。

ｉ′（ｎ）＝ｉ（ｎ）＋Ｎ／４＝ｉ（ｎ）＋１０
なお、ｉ′（ｎ）＞３９（＝Ｎ−１）のときは、
ｉ′（ｎ）＝ｉ（ｎ）＋１０−４０
となる。

したがって、基準信号生成手段２２は、読み出し開始アドレスを４分の１周期分だけ位相シフトしたアドレスから、サンプリング周期演算回路１２が発生するサンプリングパルス毎に、制御周波数に相当するアドレス間隔で波形データテーブル１９の波形データを順次読み出すことにより基準余弦波信号Ｘａ（ｎ）を生成する。

例えば、制御周波数が２０［Ｈｚ］の場合には、制御が開始されると、１／８００［秒］間隔で発生するサンプリングパルス毎に、ｉ′（ｎ）＝１０、１１、１２、１３、…、９、１０、…のアドレスに相当する波形データが順次読み出されることにより２０Ｈｚの基準余弦波信号Ｘａ（ｎ）が生成される。また、制御周波数が２５Ｈｚの場合には、制御が開始されると、１／１０００［秒］間隔で発生するサンプリングパルス毎に、ｉ′（ｎ）＝１０、１１、１２、１３、…、９、１０、…のアドレスに相当する波形データが順次読み出されることにより２５Ｈｚの基準余弦波信号Ｘａ（ｎ）が生成される。

すなわち、同期サンプリング方式の場合には、制御周波数に応じて、波形データの読み出し時間間隔を変化させることにより基準信号Ｘを生成する。

このようにして、基準周期Ｔｎｅｐの調波に応じた基準正弦波信号Ｘｂと基準余弦波信号Ｘａとからなる基準信号Ｘが同時に生成される。

なお、上記した例においては、波形データテーブル１９に正弦波１周期分の波形を時間軸（位相軸）方向に所定数Ｎ等分したときの各瞬時値を記憶させた場合について述べたが、余弦波１周期分の波形を時間軸方向に所定数Ｎ等分したときの各瞬時値を記憶させた場合も同様である。

この場合には、通常、基準余弦波信号の読み出しアドレスｉ′（ｎ）に対する基準正弦波信号の読み出しアドレス；ｉ（ｎ）は、ｃｏｓ（θ−π／２）＝ｓｉｎ（θ）より、４分の１周期分だけ減算したアドレスとして指定される。

このようにして生成された基準余弦波信号Ｘａ及び基準正弦波信号Ｘｂは、上述したように、エンジン出力軸回転周波数の調波周波数（基準周期Ｔｎｅｐ）の基準信号Ｘであり、前記した打ち消すべき騒音の周波数を有する。

図１において、基準余弦波信号Ｘａは第１適応ノッチフィルタ１４ａに供給され、第１適応ノッチフィルタ１４ａのフィルタ係数はＬＭＳアルゴリズム器（ＬＭＳアルゴリズム演算手段）等のフィルタ係数更新手段３０ａにより適応処理されてサンプリングパルス毎に更新制御される。基準正弦波信号Ｘｂは第２適応ノッチフィルタ１４ｂに供給され、第２適応ノッチフィルタ１４ｂのフィルタ係数はＬＭＳアルゴリズム器（ＬＭＳアルゴリズム演算手段）等のフィルタ係数更新手段３０ｂにより適応処理されてサンプリングパルス毎に更新制御される。

第１適応ノッチフィルタ１４ａからの出力信号及び第２適応ノッチフィルタ１４ｂからの出力信号（制御信号ｙａと制御信号ｙｂ）は加算回路１６に供給されて加算されて制御信号ｙとされ、Ｄ／Ａ変換器１７ａによりＤ／Ａ変換のうえローパスフィルタ（ＬＰＦ）１７ｂと増幅器（ＡＭＰ）１７ｃを介しスピーカ１７から出力される。

すなわち、加算回路１６による加算出力（騒音打消信号）は車室内に設けられて打消騒音を発生させるためのスピーカ１７に供給され、加算回路１６の出力である制御信号ｙによってスピーカ１７が駆動される。一方、車室内には車室内の残留騒音を検出し残留騒音信号（誤差信号）ｅとして出力するマイクロホン１８が設けられている。

マイクロホン１８から出力される信号は、増幅器（ＡＭＰ）１８ａ、帯域フィルタ（ＢＦＰ）１８ｂを経てＡ／Ｄ変換器１８ｃに供給されて、デジタルデータに変換のうえ残留騒音信号ｅとしてフィルタ係数更新手段３０ａ、３０ｂに入力される。

一方、能動型振動騒音制御装置１０には、各制御周波数に対してスピーカ１７とマイクロホン１８との間の信号伝達特性中の位相遅れに基づく補正値であるアドレスシフト値、すなわち、波形データテーブル１９のアドレスに対するアドレスシフト値を制御周波数に対して記憶させた補正データ記憶手段を構成するメモリ２３と、周波数検出回路１１からの出力信号に応じた制御周波数に基づいてメモリ２３のアドレス指定がされて該アドレスに格納されているアドレスシフト値が読み出されて、読み出されたアドレスシフト値と第１アドレス変換回路２０から出力されたアドレスデータと加算して加算値によって波形データテーブル１９のアドレス指定を行う加算回路２５と、読み出されたアドレスシフト値と第２アドレス変換回路２１から出力されたアドレスデータと加算して加算値によって波形データテーブル１９のアドレス指定を行う加算回路２４と、加算回路２４及び２５からの出力によって指定された波形データテーブル１９のアドレスから読み出された波形データに対して、各制御周波数に対してスピーカ１７とマイクロホン１８との間の信号伝達特性中のゲイン変化に基づく補正値であるゲイン倍の設定をするためのゲイン設定器２６及び２７を備えている。

ここで、メモリ２３、加算回路２４及び加算回路２５、ゲイン設定器２６及びゲイン設定器２７は、基準信号Ｘから参照信号ｒを生成する参照信号生成手段２８を構成している。制御周波数が参照されて制御周波数、換言すれば基準周期Ｔｎｅｐに応じたアドレスシフト値がメモリ２３から読み出され、該アドレスシフト値と第２アドレス変換回路２１から出力されたアドレスデータとが加算された加算値に基づく波形データテーブル１９のアドレスから波形データが読み出され、ゲイン設定器２６によりゲイン倍されて第１参照信号ｒｘとして出力される。

また、前記アドレスシフト値と第１アドレス変換回路２０から出力されたアドレスデータとが加算された加算値に基づく波形データテーブル１９のアドレスから波形データが読み出され、ゲイン設定器２７によりゲイン倍されて第２参照信号ｒｙとして出力される。

ここで、第１参照信号ｒｘはアドレスシフト値に基づく値だけ位相がずらされた制御周波数の基準余弦波信号Ｘａに基づく信号であり、第２参照信号ｒｙはアドレスシフト値に基づく値だけ位相がずらされた制御周波数の基準正弦波信号Ｘｂに基づく信号である。

ゲイン設定器２６から出力される第１参照信号ｒｘ及びマイクロホン１８からの出力信号である残留騒音信号ｅはフィルタ係数更新手段３０ａに供給されてＬＭＳアルゴリズム演算され、フィルタ係数更新手段３０ａからの出力に基づいてマイクロホン１８からの出力信号、すなわち残留騒音信号ｅが最小になるように第１適応ノッチフィルタ１４ａのフィルタ係数がサンプリングパルス（サンプリング周期）毎に更新制御される。一方、ゲイン設定器２７から出力される第２参照信号ｒｙ及びマイクロホン１８からの出力信号である残留騒音信号ｅはフィルタ係数更新手段３０ｂに供給されてＬＭＳアルゴリズム演算され、フィルタ係数更新手段３０ｂからの出力に基づいてマイクロホン１８からの出力信号、すなわち残留騒音信号ｅが最小になるように第２適応ノッチフィルタ１４ｂのフィルタ係数がサンプリングパルス毎に更新制御される。

ところで、同期サンプリング技術の場合には、図１７を参照して説明したように、分割数ｎに決定すると、サンプリング周期ｔｓは、基準周期Ｔｎｅｐからｔｓ＝Ｔｎｅｐ／Ｎとして求めることができるが、基準周期Ｔｎｅｐが小さくなるにつれて、サンプリング周期ｔｓが小さくなるので、マイクロコンピュータ等のＣＰＵの処理能力の限界（＝最短サンプリング周期＝処理能力限界サンプリング周期）と制御範囲とがトレードオフになってしまうという問題がある。すなわち、制御範囲を基準周期Ｔｎｅｐの短い側である高周波側に広げようとすると、図１７に示したような処理能力限界の高い高速・高性能のＣＰＵを有するマイクロコンピュータが必要となる。

そこで、以下に、制御範囲の設計の自由度が広がり、ＣＰＵの処理能力限界の制限を大幅に緩やかにして、広い制御範囲を確保することを可能とするこの実施形態に係る可変サンプリング技術を適用した能動型振動騒音制御装置２について説明する。

なお、この能動型信号騒音制御装置２は、騒音源の振動騒音に応じて生成された基準信号の基準周期が変動成分を有している場合においても、滑らかな消音効果を得る制御、換言すれば、効果的な消音制御を可能とする。

［第１実施例］
基準信号Ｘの１周期での更新回数を分割数ｍ＝ｍ１とする。

この第１実施例では、分割数ｍ１は、図４に示すある制御範囲Ｔｃａ１の上限基準周期ＴＵ１を消音能力限界サンプリング周期ｔｍａｘで除算した値とする次の（２）式で決定する。なお、ある制御範囲Ｔｃａ１は、制御範囲Ｔｔｏｔａｌ内の所定範囲（特定範囲）を意味している。

ｍ１＝ＴＵ１／ｔｍａｘ …（２）
ここで、分割数ｍ１は、正の実数である。上述した従来の同期サンプリング技術では、分割数Ｎは、自然数である。

この場合、第１上限基準周期ＴＵ１は、制御範囲中の最も長い周期ではなく、より短い特定基準周期に決定することもできる。

次に、基準周期Ｔｎｅｐの制御範囲Ｔｃａ１の短い方である第１同一分割数下限基準周期ＴＬ１は、（２）式で求めた分割数ｍ１に、ＣＰＵの処理能力限界周期ｔｍｉｎを乗算した次の（３）式で決定される。

ＴＬ１＝ｍ１×ｔｍｉｎ …（３）
このように、分割数ｍ１を実数に決めることで、設計の自由度を上げることができる。

また、ある制御範囲Ｔｃａ１の第１上限基準周期ＴＵ１に相当する基準周波数ｆ（制御周期Ｔｎｅｐの逆数）の騒音は、消音能力限界サンプリング周期ｔｍａｘで更新されるので消音効果が保証され、下限基準周期ＴＬ１は処理能力限界周期ｔｍｉｎを下回らないため確実に消音される。

この第１実施例において、ある制御範囲Ｔｃａ１では、図４の太線で示したサンプリング周期特性Ｃ１（Ｃ１＝１／ｍ１）により、基準周期Ｔｎｅｐに対応するサンプリング周期ｔｓが決定される。

例えば、エンジンパルスから周波数検出回路１１で検出された基準周期Ｔｎｅｐが、図４に示す、基準周期Ｔｎｅｐ＝Ｔｘとして検出されたものとする。

このとき、サンプリング周期演算回路１２から出力されるサンプリング周期（サンプリングパルスの周期）ｔｓ＝ｔｘは、検出された基準周期Ｔｘと上記（２）式で求めた分割数ｍ１から次の（４）式で求めることができる。

ｔｘ＝Ｔｘ／ｍ１ …（４）
ここで、上記（１）式の所定数Ｎとは異なり、分割数ｍ１を実数に決めたことから波形データテーブル１９からの波形データの読出には工夫を要する。それを、次に説明する。

第１アドレス変換回路２０では、サンプリング周期ｔｓ毎に、換言すれば、サンプリングパルス到来毎にステップ数（アドレスステップ数）Ｐが計算される。このステップ数Ｐは、次のようにして決める。

すなわち、分割数ｍ１は、ある制御範囲Ｔｃａ１の上限基準周期ＴＵ１を、消音性能を確保するための消音能力限界サンプリング周期ｔｍａｘで除算した値である。言い換えれば、分割数ｍ１は、上限基準周期ＴＵ１に相当する基準周波数の基準信号Ｘの１周期の間の更新回数（＝演算回数＝フィルタ係数更新回数＝消音処理回数）に相当する。

また、ある制御範囲Ｔｃａ１のサンプリング周期ｔｘは、式（４）で示されることから、分割数ｍ１は、ある制御範囲Ｔｃａ１に含まれる基準周波数の基準信号Ｘの１周期の更新回数となる。

よって、基準信号Ｘの１周期でｍ１回の更新を行うためには、波形データをサンプリング周期毎にある間隔（ステップ数Ｐ）で読み出さなければならない。

したがって、波形データの総数である所定数Ｎを上記（２）式で求めた分割数ｍ１で除算した値の整数の値（＝商）、又は、除算した値の小数部を切り上げた値（＝商＋１）を、ステップ数Ｐとする。結局、ステップ数Ｐは、所定数Ｎを分割数ｍ１で除算した場合の商、又はこの商に１を加算した数のいずれかの数になる。

そうすると、基準周期Ｔｎｅｐが第１上限基準周期ＴＵ１と同一分割数下限基準周期ＴＬ１との制御範囲Ｔｃａ１内にあるとき、検出した基準周期Ｔｎｅｐを分割数ｍ１で除算した値に応じたサンプリング周期ｔｓ（ｔｓ＝Ｔｎｅｐ／ｍ１）で、ステップ数Ｐ毎に波形データテーブル１９から波形データを読み出して、基準信号Ｘ（基準余弦波信号Ｘａと基準正弦波信号Ｘｂ）を生成でき、この基準信号Ｘから第１及び第２参照信号ｒｘ、ｒｙを生成することができる。

具体的には、図５に示すように、基準周期ＴｎｅｐがＴｎｅｐ＝５０［ｍｓ］で、分割数ｍ１が、ｍ１＝１３．３であるとき、ステップ数Ｐは、Ｎ／ｍ１＝４０／１３．３は、商が３であり、余りが０．１であるので、小数部を切り捨て、ステップ数Ｐ＝３が計算される。

このとき、アドレス「０、３、６、…、３６、３９」の黒丸で示す波形データ「０、Ａｓｉｎ（３６０゜×３／４０）、Ａｓｉｎ（３６０゜×６／４０）、…Ａｓｉｎ（３６０゜×３９／４０）が読み出され、基準正弦波信号Ｘｂが生成される。なお、基準周期Ｔｎｅｐに変動が発生していない場合、波形の連続性を保持するために、前記アドレス「０、３、６、…、３６、３９」の次の基準信号Ｘの生成用のアドレスは、ステップ数Ｐ＝３を考慮して、アドレス「２、５、８、…、３５、３８」の波形データを読み出せばよいことが分かる。

以上説明したように上述した第１実施例では、能動型振動騒音制御装置１０は、エンジン等の騒音源から騒音が伝達される空間に制御音を発生可能な制御音源としてのスピーカ１７と、前記騒音源の騒音発生状態を検出し、前記騒音源から発生する騒音の周波数から選択された調波の基準周波数と、該基準周波数に相当する基準周期Ｔｎｅｐとを出力する周波数検出手段としての周波数検出回路１１と、前記空間内の所定位置における残留騒音を検出する残留騒音検出手段としてのマイクロホン１８と、基準信号Ｘ（Ｘａ、Ｘｂ）及び前記残留騒音に基づいて前記空間内の騒音が低減するようにスピーカ１７を駆動させる能動制御手段３２とを備えている。

そして、能動制御手段３２は、所定数Ｎに離散化した正弦波又は余弦波の波形データを記憶する波形データテーブル１９と、基準周期Ｔｎｅｐに基づいてサンプリング周期ｔｓを算出するサンプリング周期演算手段としてのサンプリング周期演算回路１２と、波形データテーブル１９から波形データを読み出して基準信号Ｘ（Ｘａ、Ｘｂ）を生成する基準信号生成手段２２とを有する。

サンプリング周期演算回路１２は、制御範囲Ｔｔｏｔａｌ内の特定の基準信号の基準周期Ｔｎｅｐを上限基準周期ＴＵ１とし、上限基準周期ＴＵ１を能動制御手段３２が消音効果を得るために必要な上限サンプリング周期ｔｍａｘで除算した値である分割数ｍ１を決定し、能動制御手段３２の処理能力の限界である下限サンプリング周期ｔｍｉｎに分割数ｍ１を乗算した周期を同一分割数下限基準周期ＴＬ１とする。

この場合、基準信号Ｘの基準周期が上限基準周期ＴＵ１と同一分割数下限基準周期ＴＬ１との範囲内であれば、基準信号Ｘの基準周期Ｔｘを分割数ｍ１で除算した値をサンプリング周期ｔｘとして出力する。

基準信号生成手段２２は、所定数Ｎを分割数ｍ１で除算した商又は前記商に１を加算した値をステップ数Ｐ１とし、サンプリング周期ｔｘでステップ数Ｐ１毎に波形データテーブル１９から波形データを読み出して基準信号Ｘを生成する。

この第１実施例によれば、波形データを離散的に読み出すためのステップ数Ｐを、波形データの総数である所定数Ｎを分割数ｍ１で除算した商又は商＋１としているので、可変サンプリング技術で用いられる分割数ｍ１が、従来技術のように自然数のみではなく、実数でよくなり、制御範囲の設計の自由度を高めることができる。換言すれば、分割数ｍ１として実数を用いることで、消音能力限界サンプリング周期ｔｍａｘ又は処理能力限界サンプリング周期ｔｍｉｎを必要最小限のサンプリング周期ｔｓに設定することができる。

この場合、特定の基準信号の基準周期Ｔｎｅｐである上限基準周期ＴＵ１を、制御範囲Ｔｃａ１内の最長基準周期としてもよく、それより短い周期としてもよい。

［第２実施例］
次に、検出された基準周期Ｔｎｅｐが、図４に示した、ある制御範囲Ｔｃａ１の下限である第１同一分割数下限基準周期ＴＬ１よりも短い周期（より高いエンジン回転数）となる場合の構成作用について説明する。この第２実施例では、同一のＣＰＵ（同一の処理能力限界を有するＣＰＵ）で、換言すれば、処理能力限界サンプリング周期ｔｍｉｎをより短い値にすることなく、広い制御範囲Ｔｔｏｔａを制御できるようにする。

なお、以下の理解を容易にするために、図４に示した同一分割数下限基準周期ＴＬ１を第２上限基準周期ＴＵ２ともいう。

この第２実施例においても、上記（２）式と同様にして、第２上限基準周期ＴＵ２を消音能力限界サンプリング周期ｔｍａｘで除算した値を第２分割数ｍ２（実数）とする。

そして、図６に示すように、第２同一分割数下限基準周期ＴＬ２を、上記（３）式と同様に、ＴＬ２＝ｍ２×ｔｍｉｎで決定する。

この第２実施例において、図６の太線で示したサンプリング周期特性Ｃ２により、第２の制御範囲Ｔｃａ２に含まれる第２上限基準周期ＴＵ２より短い基準周期Ｔｎｅｐ＝Ｔｘ２に対応するサンプリング周期ｔｓ＝ｔｘ２を、上記（４）式と同様に、ｔｘ２＝Ｔｘ２／ｍ２で決定することができる。

上述した第２実施例では、制御範囲が、上限基準周期ＴＵ１と同一分割数下限基準周期ＴＬ１とで定まる範囲より大きい場合に、サンプリング周期演算回路１２は、同一分割数下限基準周期ＴＬ１を第２上限基準周期ＴＵ２とし、第２上限基準周期ＴＵ２を上限サンプリング周期ｔｍａｘで除算した値である第２分割数ｍ２を決定し、下限サンプリング周期ｔｍｉｎに第２分割数ｍ２を乗算した周期を第２同一分割数下限基準周期ＴＬ２とするとともに、基準周期Ｔｎｅｐが第２上限基準周期ＴＵ２と第２同一分割数下限基準周期ＴＬ２との範囲内の基準周期Ｔｘ２であれば、基準周期Ｔｎｅｐを第２分割数ｍ２で除算した値を第２サンプリング周期ｔｘ２として出力する。

この場合、基準信号生成手段２２は、所定数Ｎを第２分割数ｍ２で除算した商又は前記商に１を加算した値を第２ステップ数Ｐ２とし、基準周期Ｔｎｅｐが第２上限基準周期ＴＵ２と第２同一分割数下限基準周期ＴＬ２との第２範囲内であれば、第２サンプリング周期ｔｘ２で第２ステップ数Ｐ２毎に波形データテーブル１９から波形データを読み出して基準信号Ｘを生成する。

この第２実施例によれば、ＣＰＵの処理能力限界に対応する処理能力限界サンプリング周期ｔｍｉｎを変更することなく、基準周期Ｔｎｅｐの制御範囲を制御範囲Ｔｃａ１に制御範囲Ｔｃａ２を合わせた広い制御範囲Ｔｔｏｔａｌとすることができる。

上述したように、このサンプリング周期特性Ｃ２上でのステップ数Ｐは、波形データの総数である所定数Ｎを分割数ｍ２で除算し、割り切れた場合の商、又は商＋１とする。

そうすると、基準周期Ｔｎｅｐが第２上限基準周期ＴＵ２と第２同一分割数下限基準周期ＴＬ２との制御範囲Ｔｃａ２内にあるとき、検出した基準周期Ｔｎｅｐを分割数ｍ２で除算した値に応じたサンプリング周期ｔｓ＝Ｔｎｅｐ／ｍ２）で、ステップ数Ｐ（所定数Ｎを分割数ｍ２で除算した商、又は商＋１）毎に波形データテーブル１９から波形データを読み出して、基準信号Ｘ（基準余弦波信号Ｘａと基準正弦波信号Ｘｂ）と、第１及び第２参照信号ｒｘ、ｒｙを生成することができる。

具体的に、図７に示すように、基準周期Ｔｎｅｐが３０［ｍｓ］で、分割数ｍ２が、ｍ２＝６．８であるとき、ステップ数Ｐは、Ｎ／ｍ２＝４０／６．８は、商が５であり、小数部０．８８２…を切り上げて、ステップ数Ｐ＝６（商＋１）が計算される。

このとき、アドレス「０、６、１２、…、３０、３６」の黒丸で示す波形データ「０、Ａｓｉｎ（３６０゜×６／４０）、Ａｓｉｎ（３６０゜×１２／４０）、…Ａｓｉｎ（３６０゜×３６／４０）が読み出される。なお、基準周期Ｔｎｅｐの変動が発生していない場合、波形の連続性を保持するために、次の基準信号Ｘの生成用のアドレスは、ステップ数Ｐ＝６を考慮して、アドレス「２、８、１４、…、３２、３８」の波形データが読み出される。

［第３実施例］
実際上、エンジン回転数には、クルーズコントロール（定速制御）中であっても、エンジンの燃焼のばらつきにより、例えば、２０００［ｒｐｍ］といっても、±１０［ｒｐｍ］程度の変動がある。また、クルーズコントロール中でなくても、定速走行を行おうとするときのユーザの無意識の微小なアクセル操作によりエンジン回転数が変動する。

したがって、検出した基準周期Ｔｎｅｐが、図６中、第２上限基準周期ＴＵ２近傍の値である場合、サンプリング周期特性Ｃ１とサンプリング周期特性Ｃ２が切り替えられるが、分割数ｍが分割数ｍ１と分割数ｍ２との間で切り替わることになるので、能動制御の更新回数が変化し制御が安定しない。すなわち、消音効果が微妙に変化するおそれがある。

この第３実施例では、ＣＰＵの処理能力限界の制限を大幅に緩やかにして、広い制御範囲を確保することを可能とするとともに、基準周期Ｔｎｅｐが変動する場合においても、滑らかな消音効果を得る制御、換言すれば、効果的な消音制御が行えるようにする。

そこで、図８に示すように、基準信号生成手段２２は、第１上限基準周期ＴＵ１と、第２上限基準周期ＴＵ２との間の特定周期を第３上限基準周期ＴＵ３する。

また、上記（２）式と同様にして、この第３上限基準周期ＴＵ３を、消音能力限界サンプリング周期ｔｍａｘで除算した値を第３分割数ｍ３（実数）とする。

さらに、上記（３）式と同様に、この第３分割数ｍ３に、ＣＰＵの処理能力限界サンプリング周期ｔｍｉｎを乗算した値を、制御範囲Ｔｔｏｔａｌ中、第３同一分割数下限基準周期ＴＬ３（ＴＬ３＝ｍ３×ｔｍｉｎ）とする。

この第３実施例において、図８の太線で示したサンプリング周期特性Ｃ３により、第３制御範囲Ｔｃａ３に含まれる基準周期Ｔｎｅｐ＝Ｔｘ３に対応するサンプリング周期ｔｓ＝ｔｘ３を、上記（４）式と同様に、ｔｘ３＝Ｔｘ３／ｍ３で決定することができる。

このサンプリング周期特性Ｃ３上でのステップ数Ｐは、波形データの総数である所定数Ｎを分割数ｍ３で除算し、割り切れた場合の商、又は商＋１とする。

具体的に、図９に示すように、例えば、基準周期Ｔｎｅｐが４０［ｍｓ］で、分割数ｍが、ｍ＝ｍ３＝９．７５であるとき、ステップ数Ｐは、Ｎ／ｍ３＝４０／９．７５は、商が４であり、小数部０．１０２…を切り捨て、ステップ数Ｐ＝４（結局、Ｎ／ｍ３＝４０／９．７５の商に等しい。）が計算される。

このとき、アドレス「０、４、８、…、３２、３６」の黒丸で示す波形データ「０、Ａｓｉｎ（３６０゜×４／４０）、Ａｓｉｎ（３６０゜×８／４０）、…Ａｓｉｎ（３６０゜×３６／４０）が読み出される。なお、基準周期Ｔｎｅｐの変動が発生していない場合、波形の連続性を保持するために、次の基準信号Ｘの生成用のアドレスは、ステップ数Ｐ＝４を考慮して、アドレス「０、４、８、…、３２、３６」の波形データが読み出される。

次に、図８のサンプリング周期特性Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３を利用した場合の、いわゆるヒステリシス制御を利用したフィルタ係数の更新制御について、図１０のフローチャートを参照して説明する。このフローチャートは、マイクロコンピュータ１（基準信号生成手段２２）により実行されるサンプリング周期ｔｓを決定するためのプログラムである。

ステップＳ１で、周波数検出回路１１により今回の基準周期Ｔｎｅｐが検出されると、ステップＳ２において、検出された基準周期Ｔｎｅｐに対して、前回にサンプリング周期ｔｓを算出するために使用したサンプリング周期特性Ｃ（Ｃ１〜Ｃ３の中のいずれか）又は分割数ｍ（ｍ１〜ｍ３のいずれか）を参照し、上記（４）式により、今回の制御に使用予定のサンプリング周期ｔｓ（ｔｓ＝Ｔｎｅｐ／ｍ）を求める。なお、制御開始時に、分割数ｍは、ｍ＝ｍ１に設定されている。

ここでは、理解の容易化のために、前回に使用したサンプリング周期特性Ｃがサンプリング周期特性Ｃ３（分割数ｍ３）であったものとする。

次に、ステップＳ３において、このステップＳ２で算出した今回使用予定のサンプリング周期ｔｓと消音能力限界サンプリング周期ｔｍａｘと比較し、今回使用予定のサンプリング周期ｔｓが消音能力限界サンプリング周期ｔｍａｘを上回る値になっていないかどうかを判定する（ｔｓ≧ｔｍａｘ？）。

例えば、減速中であって、つまり基準周期Ｔｎｅｐが、サンプリング周期特性Ｃ３による制御範囲（第３同一分割数下限基準周期ＴＬ３〜第３上限基準周期ＴＵ３の範囲）中、長くなる方に増加中であって、前回サンプリング周期ｔｓを算出したときに比較して、今回検出した基準周期Ｔｎｅｐが、第３上限基準周期ＴＵ３を上回る値となっていた場合には、サンプリング周期特性Ｃ３の範囲を超えるので、このステップＳ３の判断が成立し、この場合には、ステップＳ４において、分割数ｍを持ち替えることでサンプリング周期特性Ｃをより上限基準周期側の特性に変更する。

ここでは、基準周期Ｔｎｅｐが第３上限基準周期ＴＵ３を上回る値となっていた場合の持ち替えであるので、分割数ｍを、分割数ｍ３から分割数ｍ１に持ち替え、サンプリング周期特性Ｃ３からサンプリング周期特性Ｃ１に変更する。

なお、前回の基準周期Ｔｎｅｐが第２上限基準周期ＴＵ２を下回る値であって、今回の基準周期Ｔｎｅｐが第２上限基準周期ＴＵ２を上回る値となっていた場合には、分割数ｍ２から分割数ｍ３に持ち替え、サンプリング周期特性Ｃ２からサンプリング周期特性Ｃ３に変更する。

次いで、ステップＳ５において、持ち替えた分割数ｍ１で、今回使用予定のサンプリング周期ｔｓ（この例では、ｔｓ＝Ｔｎｅｐ／ｍ１）を再度算出する。

このように分割数ｍを分割数ｍ３から分割数ｍ１を持ち替えてサンプリング周期ｔｓを計算することで、分割数ｍ１〜ｍ３には、図８から分かるように、ｍ２＜ｍ３＜ｍ１の関係があるので、サンプリング周期ｔｓが短くなり、ステップＳ１で検出した基準周期Ｔｎｅｐが制御範囲Ｔｔｏｔａｌ（図８参照）の間であれば、次のステップＳ６におけるｔｓ≦ｔｍａｘの判定が成立する。

判定が成立したとき、ステップＳ７において、ステップＳ６で算出した今回使用予定のサンプリング周期ｔｓが、今回使用するサンプリング周期ｔｓに決定され、以降、上述したように、基準信号生成手段２２、参照信号生成手段２８及び能動制御手段３２により、第１適応ノッチフィルタ１４ａ及び第２適応ノッチフィルタ１４ｂのフィルタ係数の更新処理が行われる。

一方、ステップＳ３において、ステップＳ２で算出した今回使用予定のサンプリング周期ｔｓと消音能力限界サンプリング周期ｔｍａｘと比較した結果、今回使用予定のサンプリング周期ｔｓが消音能力限界サンプリング周期ｔｍａｘより小さな値である場合には、ステップＳ３の判定が否定的となる。

なお、ここでも、理解の容易化のために、前回に使用したサンプリング周期特性Ｃがサンプリング周期特性Ｃ３（分割数ｍ３）であったものとする。

ステップＳ３の判定が否定的となった場合には、ステップＳ８において、ステップＳ２で算出した今回使用予定のサンプリング周期ｔｓが、処理能力限界サンプリング周期ｔｍｉｎを下回る値になっていないかどうかを判断する。

下回る値となっていない場合には、サンプリング周期ｔｓは、消音能力限界サンプリング周期ｔｍａｘと処理能力限界サンプリング周期ｔｍｉｎとの間にあるので、サンプリング周期特性Ｃ３（分割数ｍ３）を変更することなく、ステップＳ７において、ステップＳ２で算出した今回使用予定のサンプリング周期ｔｓ（ここでは、ｔｓ＝Ｔｎｅｐ／ｍ３）が、今回使用するサンプリング周期ｔｓに決定され、以降、上述したように、基準信号生成手段２２、参照信号生成手段２８及び能動制御手段３２により、第１適応ノッチフィルタ１４ａ及び第２適応ノッチフィルタ１４ｂのフィルタ係数の更新処理が行われる。

その一方、ステップＳ８の判定において、ステップＳ２で算出した今回使用予定のサンプリング周期ｔｓ（ここでは、Ｔｎｅｐ／ｍ３）が、処理能力限界サンプリング周期ｔｍｉｎを下回る値になっていた場合、例えば、加速中であって、つまり基準周期Ｔｎｅｐが短くなる方に減少中であって、前回サンプリング周期ｔｓを算出したときに比較して、今回検出した基準周期Ｔｎｅｐが、第３同一分割数下限基準周期ＴＬ３を下回る値となっていた場合には、サンプリング周期特性Ｃ３の範囲を超えるので、このステップＳ８の判定が成立し、この場合には、ステップＳ９において、分割数ｍを持ち替えることでサンプリング周期特性Ｃをより上限基準周期側の特性に変更する。

ここでは、基準周期Ｔｎｅｐが第３同一分割数下限基準周期ＴＬ３を下回る値となっていた場合の持ち替えであるので、分割数ｍを、分割数ｍ３から分割数ｍ２に持ち替え、サンプリング周期特性Ｃ３からサンプリング周期特性Ｃ２に変更する。

同様に、サンプリング周期特性Ｃ１上で分割数ｍ１で制御中に、基準周期Ｔｎｅｐが短くなり、基準周期Ｔｎｅｐが第２上限基準周期ＴＵ２を下回る値なった場合には、分割数ｍ１から分割数ｍ３に持ち替え、サンプリング周期特性Ｃ１からサンプリング周期特性Ｃ３に変更する。

次いで、ステップＳ１０において、持ち替えた分割数ｍ２で、今回使用予定のサンプリング周期ｔｓ（ｔｓ＝Ｔｎｅｐ／ｍ２）を算出する。

このように分割数ｍを分割数ｍ３から分割数ｍ２を持ち替えてサンプリング周期ｔｓを計算することで、分割数ｍ２、ｍ３には、ｍ２＜ｍ３の関係があるので、サンプリング周期ｔｓが長くなり、ステップＳ１で検出した基準周期Ｔｎｅｐが制御範囲Ｔｔｏｔａｌ（図８参照）の間であれば、次のステップＳ１１におけるｔｓ≧ｔｍｉｎの判定が成立する。

次いで、ステップＳ７において、ステップＳ１０で算出した今回使用予定のサンプリング周期ｔｓが、今回使用するサンプリング周期Ｔｓに決定され、以降、上述したように、基準信号生成手段２２、参照信号生成手段２８及び能動制御手段３２により、第１適応ノッチフィルタ１４ａ及び第２適応ノッチフィルタ１４ｂのフィルタ係数の更新処理が行われる。

以上説明した、図１０に示すフローチャートの処理を図１１の特性図を参照して説明する。

ステップＳ１からＳ６の処理は、前回のサンプリング周期ｔｓが例えば、黒点で示す動作点ｑ１（分割数ｍ３）にあって、減速操作がなされ、今回算出したサンプリング周期ｔｓが消音能力限界サンプリング周期ｔｍａｘを上回る値となっていた場合には、動作点ｑ１が、サンプリング周期特性Ｃ３からサンプリング周期特性Ｃ１上の動作点ｑ２に移る処理である。この状態で、さらに減速された場合には、サンプリング周期特性Ｃ１上、動作点ｑ２が動作点ｑ３にの方向に移る。

一方、ステップＳ８〜Ｓ１１の処理は、前回の動作点ｑが、動作点ｑ３にあって、加速操作がなされて、基準周期Ｔｎｅｐが第３上限基準周期ＴＵ３を下回る値となった場合には、動作点ｑは、同一サンプリング周期特性Ｃ１上の動作点ｑ４に移る。

このように制御することにより、動作点ｑ１から動作点ｑ２に移った際に、エンジンの燃焼のばらつきにより基準周期Ｔｎｅｐの変動、すなわちエンジン回転数の変動があっても、動作点ｑ１にもどることなくサンプリング周期特性Ｃ１上で動作点ｑが移動することになるので、分割数ｍが変動することなく、滑らかな消音制御を行うことができる。

以下、図１１のヒステリシス動作について、残りの部分について、簡単に説明する。動作点ｑ４にあるときに加速操作がなされ、基準周期Ｔｎｅｐが第２上限基準周期ＴＵ２を下回る場合には、動作点ｑ６に移る。動作点ｑ６に移ったときに減速操作されると動作点ｑ８に移り、さらに加速操作が継続されると動作点ｑ７に移る。動作点ｑ７にあるときにさらに加速操作がなされると、基準周期Ｔｎｅｐが第３同一分割数下限基準周期ＴＬ３を下回るときに、動作点ｑ１１に移り、さらに加速操作が継続されると動作点ｑ９に移る。減速操作がなされると、動作点ｑ９から動作点ｑ１０に移り、さらに減速操作がなされると動作点ｑ１０から動作点ｑ８に移る。

上述した第３実施例によれば、上記第２実施例の能動型振動騒音制御装置１０において、サンプリング周期演算回路１２は、図８に示すように、上限基準周期ＴＵ１と同一分割数下限基準周期ＴＬ１との間の特定の基準信号の基準周期Ｔｎｅｐを第３上限基準周期ＴＵ３とし、第３上限基準周期ＴＵ３を上限サンプリング周期ｔｍａｘで除算した値である第３分割数ｍ３を決定し、下限サンプリング周期ｔｍｉｎに第３分割数ｍ３を乗算した周期を第３同一分割数下限基準周期ＴＬ３とするとともに、基準信号の基準周期Ｔｎｅｐが第３上限基準周期ＴＵ３と第３同一分割数下限基準周期ＴＬ３との範囲内であれば、基準信号の基準周期Ｔｘ３を第３分割数ｍ３で除算した値を第３サンプリング周期ｔｘ３として出力する。

この場合、基準信号生成手段２２は、所定数Ｎを第３分割数ｍ３で除算した商又は前記商に１を加算した値を第３ステップ数Ｐ３とし、基準信号の基準周期Ｔｎｅｐが第３上限基準周期ＴＵ３と第３同一分割数下限基準周期ＴＬ３との第３範囲内であれば、第３サンプリング周期ｔｘ３で第３ステップ数Ｐ３毎に波形データテーブル１９から波形データを読み出して基準信号Ｘを生成する。

サンプリング周期演算回路１２は、基準周期Ｔｎｅｐが小さくなる加速時には、基準周期Ｔｎｅｐが同一分割数下限基準周期ＴＬ１より小さくなるとサンプリング周期ｔｘから切替えて第３サンプリング周期ｔｘ３を、基準周期Ｔｎｅｐが第３同一分割数下限基準周期ＴＬ３より小さくなると第３サンプリング周期ｔｘ３から切替えて第２サンプリング周期ｔｘ２を出力し、かつ、基準周期Ｔｎｅｐが大きくなる減速時には、基準周期Ｔｎｅｐが第２上限基準周期ＴＵ２より大きくなると第２サンプリング周期ｔｘ２から切替えて第３サンプリング周期ｔｘ３を、基準周期Ｔｎｅｐが第３上限基準周期ＴＵ３より大きくなると第３サンプリング周期ｔｘ３から切替えてサンプリング周期ｔｘを出力する。

この場合、第２分割数ｍ２より第３分割数ｍ３が大きな値となっており、第３分割数ｍ３より前記第１分割数ｍ１が大きい値になっている（ｍ２＜ｍ３＜ｍ１）ことから、今回検出した基準周期Ｔｎｅｐから更新前の前回の分割数ｍで算出した所定サンプリング周期ｔｓが、消音能力限界サンプリング周期ｔｍａｘを上回る値となった場合には、前回の分割数ｍを１つ大きな値の分割数ｍに持ち替えて今回の所定サンプリング周期ｔｓを算出する一方、今回検出した基準周期Ｔｎｅｐから更新前の前回の分割数ｍで算出した所定サンプリング周期ｔｓが、処理能力限界サンプリング周期ｔｍｉｎを下回る値となった場合には、前回の分割数ｍを１つ小さな値の分割数ｍに持ち替えて今回の所定サンプリング周期ｔｓを算出する。

この第３実施例によれば、騒音に応じて検出された基準周期Ｔｎｅｐが変動成分を有している場合においても、分割数ｍを切り替える際に、ヒステリシスを持たせるようにしているので、滑らかな騒音制御を継続することが可能となる。

すなわち、この第３実施例によれば、例えば、減速中に、動作点が動作点ｑ１から動作点ｑ２に移った場合において、ヒステリシスを持たせるようにしているので、騒音に応じて検出された基準周期Ｔｎｅｐが変動成分を有している場合においても、滑らかな騒音制御が可能となる。また、分割数ｍ１〜ｍ３を実数としているので、設計の自由度が広がる。結果として、ＣＰＵの処理能力限界の制限を大幅に緩やかにして、広い制御範囲Ｔｔｏｔａｌを確保することができる。

［第４実施例］
なお、図１２に示すように、サンプリング周期ｔｓが、消音能力限界サンプリング周期ｔｍａｘと処理能力限界サンプリング周期ｔｍｉｎとの間で、さらに、基準周期Ｔｎｅｐの制御範囲Ｔｔｏｔａｌを広げたい場合には、制御範囲Ｔｔｏｔａｌの上限基準周期Ｔｍａｘの第４上限基準周期ＴＵ４と、第４同一分割数下限基準周期ＴＬ４で分割数ｍ４のサンプリング周期特性Ｃ４を導入するとともに、上限基準周期ＴＵ５、第５同一分割数下限基準周期ＴＬ５で分割数ｍ５のサンプリング周期特性Ｃ５を導入するようにすればよい（ｍ５＜ｍ２＜ｍ３＜ｍ１＜ｍ４）。

このようにすれば、図１７のＣＰＵの処理能力限界サンプリング周期ｔｍｉｎを書き入れた図１２を参照すれば明らかなように、ＣＰＵの処理能力を下げても、換言すれば、処理能力の低い、コストの廉価なＣＰＵを採用しても同一の制御範囲Ｔｔｏｔａｌで騒音制御を行うことができる。

第２実施例と第３実施例に関連する変形例
第２実施例に係わる図６と、第３実施例に係わる図８を参照すれば、図１３に示す変形例もこの発明に含まれることが容易に分かる。

すなわち、制御範囲Ｔｔｏｔａｌが、上限基準周期ＴＵ１と同一分割数下限基準周期ＴＬ１とで定まる範囲より広く同一分割数下限基準周期ＴＬ１を下回っている場合は、サンプリング周期演算回路１２は、サンプリング周期特性Ｃ１の上限基準周期ＴＵ１より小さく同一分割数下限基準周期ＴＬ１より大きい特定の基準信号の基準周期Ｔｎｅｐを第２上限基準周期ＴＵ２´とし、第２上限基準周期ＴＵ２´を上限サンプリング周期ｔｍａｘで除算した値である第２分割数ｍ２´を決定し、下限サンプリング周期ＴＬ１に第２分割数ｍ２´を乗算した周期を第２同一分割数下限基準周期ＴＬ２´とするとともに、基準信号Ｘの基準周期Ｔｎｅｐが第２上限基準周期ＴＵ２´と第２同一分割数下限基準周期ＴＬ２´との範囲内のサンプリング特性Ｃ２´に対応する範囲であれば、基準信号Ｘの基準周期Ｔｘ２を第２分割数ｍ２´で除算した値を第２サンプリング周期ｔｘ２´として出力する。

基準信号生成手段２２は、所定数Ｎを第２分割数ｍ２´で除算した商又は前記商に１を加算した値を第２ステップ数Ｐ２´とし、基準信号Ｘの基準周期Ｔｎｅｐが第２上限基準周期ＴＵ２´と第２同一分割数下限基準周期ＴＬ２´との第２範囲内であれば、第２サンプリング周期ｔｘ２´で第２ステップ数Ｐ２´毎に波形データテーブル１９から波形データを読み出して基準信号Ｘを生成する。

このようにすれば、処理能力限界サンプリング周期ｔｍｉｎを短くすることなく、制御範囲を広げることができる。

この場合においても、サンプリング周期演算回路１２は、基準信号Ｘの基準周期Ｔｎｅｐが小さくなるように変化する時には、基準信号Ｘの基準周期Ｔｎｅｐが同一分割数下限基準周期ＴＬ１より小さくなるとサンプリング周期ｔｘ（サンプリング特性Ｃ１）から切替えて第２サンプリング周期ｔｘ２´（サンプリング特性Ｃ２´）を出力し、かつ、基準信号Ｘの基準周期Ｔｎｅｐが大きくなるように変化する時には、基準信号Ｘの基準周期Ｔｎｅｐが第２上限基準周期ＴＵ２´より大きくなると第２サンプリング周期ｔｘ２´から切替えてサンプリング周期ｔｘを出力する。

この変形例によれば、騒音に応じて生成された基準信号Ｘの基準周期Ｔｎｅｐが変動成分を有している場合においても、分割数ｍ１、ｍ２´を切り替える際に、ヒステリシスを持たせるようにしているので、滑らかな消音効果を達成できる騒音制御が可能となる。

次に、図１４を参照して、能動型振動騒音制御装置１０を車両に適用した場合を例に具体的に説明する。

図１４は１スピーカ、１マイクロホン構成の能動型振動騒音制御装置１０を車両に適用して、車両の車室内のこもり音を含む騒音を打ち消すときの構成例を模式的に示している。

スピーカ１７は車両４１の後部座席背後の所定位置に設け、マイクロホン１８は車両４１の車室中央の車室天井部に設けてある。なお、車室天井部に代わってインスツルメントパネル内部に設けてもよい。

図１４において能動型振動騒音制御装置１０は、その主要部を処理能力の比較的に低い廉価なマイクロコンピュータで構成している。

図１４では、図１中の主要部である基準信号生成手段２２、参照信号生成手段２８、及び適応ノッチフィルタ１４（１４ａ、１４ｂ）とフィルタ係数更新手段３０（３０ａ、３０ｂ）からなる能動制御手段３２を描いている。なお、Ｄ／Ａ変換器１７ａ、ローパスフィルタ１７ｂ、増幅器１７ｃ、１８ａ、帯域フィルタ１８ｂ、Ａ／Ｄ変換器１８ｃは図示を省略している。

車両４１のエンジン４２を制御するエンジン制御ＥＣＵ（エンジン制御器）４３から出力されるエンジンパルスを、スピーカ１７及びマイクロホン１８と協働する能動型振動騒音制御装置１０に入力し、マイクロホン１８からの出力が最小になるように適応制御された適応ノッチフィルタ１４の出力でスピーカ１７を駆動し、車両４１の車室内のエンジン４２の振動騒音を原因として発生する騒音を打ち消す。騒音の打ち消し作用については図１の能動型振動騒音制御装置１０について説明した通りである。

この発明の実施の一形態にかかる能動型振動騒音制御装置の構成を示すブロック図である。 図２Ａは、メモリに格納された波形データの説明図、図２Ｂは、その波形データにより表される正弦波の模式図である。 図３Ａは、具体的な分割数で規定された波形データの模式図、図３Ｂは、その波形データから生成される正弦波の模式図、図３Ｃは、その波形データから生成される余弦波の模式図である。 第１実施例に係るサンプリング周期の算出の仕方の説明図である。 図４の特性に基づき算出したサンプリング周期で所定のステップ数毎に波形データを読み出して基準信号を生成する説明図である。 処理能力限界をサンプリング周期の短い方に変化させることなく制御範囲を広げた第２実施例に係るサンプリング周期算出の仕方の説明図である。 図６の特性に基づき算出したサンプリング周期で所定のステップ数毎に波形データを読み出して基準信号を生成する説明図である。 第２実施例の制御範囲で、より滑らかな更新制御を行うための第３実施例の説明図である。 図８の特性に基づき算出したサンプリング周期で所定のステップ数毎に波形データを読み出して基準信号を生成する説明図である。 第３実施例の動作説明に供されるフローチャートである。 第３実施例のヒステリシス制御の動作説明に供される説明図である。 第４実施例に係わるさらなる制御範囲の広げ方の説明図である。 第２実施例と第３実施例に関連する変形例の説明図である。 この発明の実施の一形態にかかる能動型振動騒音制御装置を車両に適用した場合の一例を示すブロック図である。 一般的な能動型振動騒音制御装置の電気的な構成を示すブロック図である。 従来技術に係る可変サンプリング技術（同期サンプリング技術）の説明図である。 従来技術に係る可変サンプリング技術（同期サンプリング技術）による制御範囲の制限の説明図である。

符号の説明

１０…能動型振動騒音制御装置 １１…周波数検出回路
１４…適応ノッチフィルタ １７…スピーカ
１８…マイクロホン １９…波形データテーブル
２２…基準信号生成手段 ２３…メモリ
２８…参照信号生成手段 ３０、３０ａ、３０ｂ…フィルタ係数更新手段
３２…能動制御手段（制御信号生成手段）
４１…車両

Claims (6)

1. 騒音源から騒音が伝達される空間に制御音を発生可能な制御音源と、
   前記騒音源の騒音発生状態を検出し、前記騒音源から発生する騒音の周波数から選択された調波の基準周波数と、該基準周波数に相当する基準周期とを出力する周波数検出手段と、
   前記空間内の所定位置における残留騒音を検出する残留騒音検出手段と、
   基準信号及び前記残留騒音に基づいて前記空間内の騒音が低減するように前記制御音源を駆動させる能動制御手段と、を備えた能動型振動騒音制御装置において、
   前記能動制御手段は、
   所定数に離散化した正弦波又は余弦波の波形データを記憶する波形データテーブルと、
   前記基準周期に基づいてサンプリング周期を算出するサンプリング周期演算手段と、
   前記波形データテーブルから波形データを読み出して前記基準信号を生成する基準信号生成手段とを有し、
   前記サンプリング周期演算手段は、
   制御範囲内の特定の基準信号の基準周期を上限基準周期とし、該上限基準周期を前記能動制御手段が消音効果を得るために必要な上限サンプリング周期で除算した値である分割数を決定し、
   前記能動制御手段の処理能力の限界である下限サンプリング周期に前記分割数を乗算した周期を同一分割数下限基準周期とするとともに、
   前記基準信号の基準周期が前記上限基準周期と前記同一分割数下限基準周期との範囲内であれば、前記基準信号の基準周期を前記分割数で除算した値を前記サンプリング周期として出力し、
   前記基準信号生成手段は、
   前記所定数を前記分割数で除算した商又は前記商に１を加算した値をステップ数とし、前記基準信号の基準周期を前記分割数で除算した値の前記サンプリング周期で前記ステップ数毎に前記波形データテーブルから波形データを読み出して前記基準信号を生成する
   ことを特徴とする能動型振動騒音制御装置。
2. 請求項１記載の能動型振動騒音制御装置において、
   前記特定の基準信号の基準周期が、前記制御範囲内の最長基準周期である
   ことを特徴とする能動型振動騒音制御装置。
3. 請求項１又は２記載の能動型振動騒音制御装置において、
   前記制御範囲が、前記上限基準周期と前記同一分割数下限基準周期とで定まる範囲より広く前記同一分割数下限基準周期を下回っている場合は、
   前記サンプリング周期演算手段は、
   前記同一分割数下限基準周期を第２上限基準周期とし、該第２上限基準周期を前記上限サンプリング周期で除算した値である第２分割数を決定し、前記下限サンプリング周期に前記第２分割数を乗算した周期を第２同一分割数下限基準周期とするとともに、前記基準信号の基準周期が前記第２上限基準周期と前記第２同一分割数下限基準周期との範囲内であれば、前記基準信号の基準周期を第２分割数で除算した値を第２サンプリング周期として出力し、
   前記基準信号生成手段は、
   前記所定数を前記第２分割数で除算した商又は前記商に１を加算した値を第２ステップ数とし、前記基準信号の基準周期が前記第２上限基準周期と前記第２同一分割数下限基準周期との第２範囲内であれば、前記第２サンプリング周期で前記第２ステップ数毎に前記波形データテーブルから波形データを読み出して前記基準信号を生成する
   ことを特徴とする能動型振動騒音制御装置。
4. 請求項３記載の能動型振動騒音制御装置において、
   前記サンプリング周期演算手段は、
   前記上限基準周期と前記同一分割数下限基準周期との間の特定の基準信号の基準周期を第３上限基準周期とし、該第３上限基準周期を前記上限サンプリング周期で除算した値である第３分割数を決定し、前記下限サンプリング周期に前記第３分割数を乗算した周期を第３同一分割数下限基準周期とするとともに、前記基準信号の基準周期が前記第３上限基準周期と前記第３同一分割数下限基準周期との範囲内であれば、前記基準信号の基準周期を第３分割数で除算した値を第３サンプリング周期として出力し、
   前記基準信号生成手段は、
   前記所定数を前記第３分割数で除算した商又は前記商に１を加算した値を第３ステップ数とし、前記基準信号の基準周期が前記第３上限基準周期と前記第３同一分割数下限基準周期との第３範囲内であれば、前記第３サンプリング周期で前記第３ステップ数毎に前記波形データテーブルから波形データを読み出して前記基準信号を生成し、
   前記サンプリング周期演算手段は、
   前記基準信号の基準周期が小さくなるように変化する時には、前記基準周期が前記同一分割数下限基準周期より小さくなると前記サンプリング周期から切替えて前記第３サンプリング周期を、前記基準信号の基準周期が前記第３同一分割数下限基準周期より小さくなると前記第３サンプリング周期から切替えて前記第２サンプリング周期を出力し、かつ、前記基準周期が大きくなるように変化する時には、前記基準信号の基準周期が前記第２上限基準周期より大きくなると前記第２サンプリング周期から切替えて前記第３サンプリング周期を、前記基準信号の基準周期が前記第３上限基準周期より大きくなると前記第３サンプリング周期から切替えて前記サンプリング周期を出力する
   ことを特徴とする能動型振動騒音制御装置。
5. 請求項１又は２記載の能動型振動騒音制御装置において、
   前記制御範囲が、前記上限基準周期と前記同一分割数下限基準周期とで定まる範囲より広く前記同一分割数下限基準周期を下回っている場合は、
   前記サンプリング周期演算手段は、
   前記上限基準周期より小さく前記同一分割数下限基準周期より大きい特定の基準信号の基準周期を第２上限基準周期とし、該第２上限基準周期を前記上限サンプリング周期で除算した値である第２分割数を決定し、前記下限サンプリング周期に前記第２分割数を乗算した周期を第２同一分割数下限基準周期とするとともに、前記基準信号の基準周期が前記第２上限基準周期と前記第２同一分割数下限基準周期との範囲内であれば、前記基準信号の基準周期を前記第２分割数で除算した値を第２サンプリング周期として出力し、
   前記基準信号生成手段は、
   前記所定数を前記第２分割数で除算した商又は前記商に１を加算した値を第２ステップ数とし、前記基準信号の基準周期が前記第２上限基準周期と前記第２同一分割数下限基準周期との第２範囲内であれば、前記第２サンプリング周期で前記第２ステップ数毎に前記波形データテーブルから波形データを読み出して前記基準信号を生成する
   ことを特徴とする能動型振動騒音制御装置。
6. 請求項５記載の能動型振動騒音制御装置において、
   前記サンプリング周期演算手段は、前記基準信号の基準周期が小さくなるように変化する時には、前記基準信号の基準周期が前記同一分割数下限基準周期より小さくなるとサンプリング周期から切替えて前記第２サンプリング周期を出力し、
   かつ、前記基準信号の基準周期が大きくなるように変化する時には、前記基準信号の基準周期が前記第２上限基準周期より大きくなると前記第２サンプリング周期から切替えて前記サンプリング周期を出力する
   ことを特徴とする能動型振動騒音制御装置。

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