JPH07234687A

JPH07234687A - 能動型騒音制御装置及び能動型振動制御装置

Info

Publication number: JPH07234687A
Application number: JP6025376A
Authority: JP
Inventors: Yoshiharu Nakaji; 義晴中路; Akio Kinoshita; 明生木下; Tsutomu Hamabe; 勉浜辺; Koji Yamada; 耕治山田; Mitsuhide Sasaki; 光秀佐々木
Original assignee: Hitachi Ltd; Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd; Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 1994-02-23
Filing date: 1994-02-23
Publication date: 1995-09-05

Abstract

(57)【要約】【目的】制御の不安定化を招くことなく、適応ディジタ
ルフィルタのフィルタ係数の更新処理に必要な制御音源
及び残留騒音検出手段間の伝達関数をモデル化した伝達
関数フィルタにおける演算負荷の軽減を図る。【構成】伝達関数フィルタＣ＾_lmを、相互に並列関係に
ある有限インパルス応答型のフィルタである第１伝達関
数フィルタＣ＾_FIR.lmと無限インパルス応答型のフィル
タである第２伝達関数フィルタＣ＾_IIR.lmとで構成する
とともに、それら第１伝達関数フィルタＣ＾_FIR.lm及び
第２伝達関数フィルタＣ＾_IIR.lmの出力を加算部１３で
加算し、その加算結果を伝達関数フィルタＣ＾_lmの出力
とする。そして、実際の伝達関数の高周波側の特性は第
１伝達関数フィルタＣ＾_FIR.lmで表現し、実際の伝達関
数の低周波側の特性は第２伝達関数フィルタＣ＾_IIR.lm
で表現する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、例えば車両エンジン
等の騒音源から車室等の空間内に伝達される騒音に制御
音を干渉させることにより騒音の低減を図る能動型騒音
制御装置及び例えば車両エンジン等の振動源から発せら
れ車体等を伝搬する振動に制御振動を干渉させることに
より振動の低減を図る能動型振動制御装置に関し、特
に、制御音，制御振動を発する制御音源，制御振動源
と、残留騒音，残留振動を検出する手段との間の伝達関
数をモデル化した伝達関数フィルタを制御アルゴリズム
内に有する能動型騒音制御装置，能動型振動制御装置に
おいて、演算負荷の軽減が図れるようにしたものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】この種の従来の技術としては、英国特許
第２１４９６１４号や特表平１−５０１３４４号に記載
のものがある。これら従来の装置は、航空機の客室やこ
れに類する閉空間に適用される能動型騒音低減装置であ
って、閉空間の外部に位置するエンジン等の単一の騒音
源は、基本周波数ｆ₀及びその高調波ｆ₁〜ｆ_nを含む
騒音を発生するという条件の下において作動するもので
ある。

【０００３】具体的には、閉空間内の複数の位置に設置
され音圧を検出するマイクロフォンと、その閉空間に制
御音を発生する複数のラウドスピーカとを備え、騒音源
の周波数ｆ₀〜ｆ_n成分に基づき、それら周波数ｆ₀〜
ｆ_n成分と逆位相の信号でラウドスピーカを駆動させ、
もって閉空間に伝達される騒音と逆位相の制御音をラウ
ドスピーカから発生させて騒音を打ち消している。

【０００４】そして、ラウドスピーカから発せられる制
御音の生成方法として、PROCEEDINGS OF THE IEEE,VOL.
63 PAGE 1692,1975,“ADAPTIVE NOISE CANCELLATION ：
PRINCIPLES AND APPLICATIONS ”で述べられている‘WI
DROW LMS’アルゴリズムを多チャンネルに展開したアル
ゴリズムを適用している。その内容は、上記特許の発明
者による論文、“A MULTIPLE ERROR LMS ALGORITHM AND
ITS APPLICATION TOTHE ACTIVE CONTROL OF SOUND AND
VIBRATION ”,IEEE TRANS.ACOUST.,SPEECH,SIGNAL PRO
CESSING,VOL.ASSP −35,PP.1423−1434,1987 にも述べ
られている。

【０００５】即ち、ＬＭＳアルゴリズムは、適応ディジ
タルフィルタのフィルタ係数を更新するのに好適なアル
ゴリズムの一つであって、例えばいわゆるＦｉｌｔｅｒ
ｅｄ−ＸＬＭＳアルゴリズムにあっては、ラウドスピ
ーカからマイクロフォンまでの伝達関数をモデル化した
伝達関数フィルタを全てのラウドスピーカとマイクロフ
ォンとの組み合わせについて設定し、騒音源の騒音発生
状態を表す基準信号をその伝達関数フィルタで処理した
結果（いわゆる、Filtered X信号）と各マイクロフォン
が検出した残留騒音とに基づいた所定の評価関数の値が
低減するように、各ラウドスピーカ毎に設けられたフィ
ルタ係数可変の適応ディジタルフィルタのフィルタ係数
を逐次更新している。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】ここで、上述したよう
な能動型騒音制御装置によって充分な騒音低減効果を得
るためには、ラウドスピーカには、発生する騒音の全て
の周波数に対処できるように低周波帯域から高周波帯域
に至る広い周波数帯域に渡って演算結果通りの制御音を
発することができる能力が要求される。そこで、スペー
ス的な余裕がある場合には、低周波帯域から高周波帯域
に渡って良好な出力特性が得られる径の大きな大型のラ
ウドスピーカを用いていたが、スペース的な余裕が小さ
い場合には、径の小さい小型，中型のラウドスピーカは
特に低周波帯域の出力が良好でないことが多いため、例
えば、スピーカ背面を覆うエンクロージャの容量を大き
くしたり、或いは低周波の出やすい位置（車両の車室内
であれば乗員の足元位置）にラウドスピーカを配設する
等して、低周波帯域であっても良好な出力が得られるよ
うにしていた。

【０００７】しかしながら、ラウドスピーカが低周波帯
域から高周波帯域に至る広い周波数帯域に渡って良好な
制御音を発することができるようになると、騒音低減制
御の対象となる空間の寸法によって決まってくる共鳴周
波数等の影響が大きくなる結果、ラウドスピーカとマイ
クロフォンとの間の伝達関数に残響が現れてそのインパ
ルス応答長が例えば図１２に示すように長くなる傾向が
ある。ちなみに、例えば制御空間が車両の車室であり、
その車両が一般的な中型乗用車であって、前席足元位置
にラウドスピーカを配設すれば、その配設位置からリア
ガラスまでの距離が２ｍ前後であるから、上記共鳴周波
数は、約７０〜９０Ｈｚとなる。

【０００８】従って、その伝達関数をモデル化してなる
伝達関数フィルタをＦＩＲ型フィルタ（有限インパルス
応答型フィルタ）とすると、その伝達関数フィルタのフ
ィルタ長はインパルス応答長に比例することから、伝達
関数が長くなればそれだけ伝達関数フィルタのフィルタ
長が長くなり、伝達関数フィルタを構成するフィルタ係
数の個数（タップ数）が多くなってしまう。例えば、図
１２の例であれば、インパルス応答長が２００msecであ
るから、サンプリング・クロックを１msecとすれば、タ
ップ数は２００となる。

【０００９】そして、伝達関数フィルタは、適応ディジ
タルフィルタの更新演算において基準信号を処理するフ
ィルタであり、フィルタ処理はディジタル領域では畳み
込み演算として行われるため、伝達関数フィルタのタッ
プ数増加はそのまま畳み込み演算における積算及び加算
回数の増加を招き、更新演算量が膨大となり、例えば高
速処理の可能な高価な演算プロセッサを用いなければな
らない等の必要性が生じてしまうのである。このような
不具合は、特に伝達関数フィルタの個数が多くなる複数
のラウドスピーカ及び複数のマイクロフォンを有する多
チャンネルの能動型騒音制御装置において顕著となる。

【００１０】このような不具合を解決するために、安定
なシステム同定を行うアルゴリズムである例えばＳＨＡ
ＲＦアルゴリズム（MICHAEL G.LARIMORE,JOHN R.TREICH
LER,and C.RICHARD JOHSON,JR,“SHARF:An Algorithm f
or Adapting IIR Digital Filters ”,IEEE Trans.Acou
st.,Speech ,Signal Processing,vol.ASSP-28,pp.428-4
40,Aug.1980.）等を用いることによって、比較的タップ
数が少なくなるＩＩＲ型フィルタ（無限インパルス応答
型フィルタ）で伝達関数フィルタを構成することが考え
られるが、安定性を保証するために必要となるフィルタ
（Error Smoothing Filter）は、同定されるシステムが
既知でなければ設計できないため、未知のシステムへの
適用は困難であるという問題点を有する（東京電機大学
工学部電気通信工学科音響情報研究室発行、第１３回音
響情報研究室談話会資料，“アクティブ・コントロール
のための同定アルゴリズムの考察−Pole Inversion SHA
RFAlgorithmの提案−”，平成５年３月１日に詳し
い。）。また、そのような問題点を解決し得るＰＩ−Ｓ
ＨＡＲＦアルゴリズムは、適応速度を左右するパラメー
タの大きさを安定した適応が保証されるように決定する
ことが困難であるため、そのパラメータの大きさを非常
に小さく設定する必要があり、従って、充分な適応速度
が得られないという問題点を有する（同資料に詳し
い。）。

【００１１】なお、このような伝達関数のインパルス応
答長が長くなることによる演算負荷増大という不具合
は、能動型騒音制御装置に限られたものではなく、例え
ば特開平２−４２２２８号公報に開示されるような振動
低減装置を利用して能動的に振動の低減を図る能動型振
動制御装置においても同様に生じるものである。そこで
本発明は、このような従来の技術が有する未解決の課題
に着目してなされたものであって、制御音源，制御振動
源と残留騒音検出手段，残留振動検出手段間の伝達関数
のインパルス応答長が長くなっても更新演算量が膨大に
なることを避けることができる能動型騒音制御装置及び
能動型振動制御装置を提供することを目的としている。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１に係る発明は、騒音源から騒音が伝達され
る空間に制御音を発生可能な制御音源と、前記騒音源の
騒音発生状態を検出し基準信号として出力する基準信号
生成手段と、前記空間内の所定位置の残留騒音を検出し
残留騒音信号として出力する残留騒音検出手段と、前記
基準信号をフィルタ処理して前記制御音源を駆動する駆
動信号を生成するフィルタ係数可変の適応ディジタルフ
ィルタと、前記制御音源及び前記残留騒音検出手段間の
伝達関数をモデル化した伝達関数フィルタと、前記基準
信号を前記伝達関数フィルタでフィルタ処理した結果と
前記残留騒音信号とに基づいて前記空間内の騒音が低減
するように適応アルゴリズムに従って前記適応ディジタ
ルフィルタのフィルタ係数を更新する適応処理手段と、
を備えた能動型騒音制御装置において、前記伝達関数フ
ィルタを、並列関係にある有限インパルス応答型の第１
伝達関数フィルタと無限インパルス応答型の第２伝達関
数フィルタとから構成するとともに、前記伝達関数の高
周波側の特性を前記第１伝達関数フィルタでモデル化
し、前記伝達関数の低周波側の特性を前記第２伝達関数
フィルタでモデル化したものである。

【００１３】また、請求項２に係る発明は、上記請求項
１に係る発明において、前記伝達関数を有限インパルス
応答型の同定フィルタとして同定する同定手段と、前記
同定フィルタに基づいて前記第１伝達関数フィルタ及び
前記第２伝達関数フィルタを設定する伝達関数フィルタ
設定手段と、を設けたものである。そして、請求項３に
係る発明は、上記請求項２に係る発明において、前記伝
達関数フィルタ設定手段を、前記同定フィルタの各フィ
ルタ係数からなる数列をフィルタ処理しその結果を前記
第１伝達関数フィルタとして設定するハイパス・フィル
タと、このハイパス・フィルタと相互に補完関係にあり
且つ前記同定フィルタの各フィルタ係数からなる数列を
フィルタ処理するローパス・フィルタと、このローパス
・フィルタのフィルタ処理の結果を無限インパルス応答
型のフィルタに変換しその変換結果を前記第２伝達関数
フィルタとして設定するフィルタ型式変換手段と、から
構成したものである。

【００１４】さらに、請求項４に係る発明は、上記請求
項２に係る発明において、前記伝達関数フィルタ設定手
段を、前記同定フィルタの各フィルタ係数からなる数列
をフィルタ処理して低周波成分を抽出するローパス・フ
ィルタと、このローパス・フィルタのフィルタ処理の結
果を無限インパルス応答型のフィルタに変換しその変換
結果を前記第２伝達関数フィルタとして設定するフィル
タ型式変換手段と、このフィルタ型式変換手段によって
設定された前記第２伝達関数フィルタのインパルス応答
を演算するインパルス応答演算手段と、前記同定フィル
タの各フィルタ係数から前記インパルス応答の時間軸上
で対応する数値を差し引いてその結果を前記第１伝達関
数フィルタとして設定する減算手段と、から構成したも
のである。

【００１５】またさらに、請求項５に係る発明は、上記
請求項２に係る発明において、前記伝達関数フィルタ設
定手段を、前記同定フィルタの各フィルタ係数からなる
数列をフィルタ処理して低周波成分を抽出するローパス
・フィルタと、このローパス・フィルタのフィルタ処理
の結果を無限インパルス応答型のフィルタに変換しその
変換結果を前記第２伝達関数フィルタとして設定するフ
ィルタ型式変換手段と、このフィルタ型式変換手段によ
って設定された前記第２伝達関数フィルタのインパルス
応答を演算するインパルス応答演算手段と、前記同定フ
ィルタの各フィルタ係数から前記インパルス応答の時間
軸上で対応する数値を差し引いて基準フィルタを設定す
る減算手段と、ランダム信号を生成するランダム信号生
成手段と、所定個数のフィルタ係数からなり且つそれら
フィルタ係数が可変の設定用適応フィルタと、前記ラン
ダム信号を前記基準フィルタでフィルタ処理した結果及
び前記ランダム信号を前記設定用適応フィルタでフィル
タ処理した結果が一致するように適応アルゴリズムに従
って前記設定用適応フィルタのフィルタ係数を更新しそ
の更新結果を前記第１伝達関数フィルタとして設定する
設定用適応フィルタ更新手段と、から構成したものであ
る。

【００１６】一方、上記目的を達成するために、請求項
６に係る発明は、振動源から発せられた振動と干渉する
制御振動を発生可能な制御振動源と、前記振動源の振動
発生状態を検出し基準信号として出力する基準信号生成
手段と、前記干渉した後の残留振動を検出し残留振動信
号として出力する残留振動検出手段と、前記基準信号を
フィルタ処理して前記制御振動源を駆動する駆動信号を
生成するフィルタ係数可変の適応ディジタルフィルタ
と、前記制御振動源及び前記残留振動検出手段間の伝達
関数をモデル化した伝達関数フィルタと、前記基準信号
を前記伝達関数フィルタでフィルタ処理した結果と前記
残留振動信号とに基づいて前記干渉後の振動が低減する
ように適応アルゴリズムに従って前記適応ディジタルフ
ィルタのフィルタ係数を更新する適応処理手段と、を備
えた能動型振動制御装置において、前記伝達関数フィル
タを、並列関係にある有限インパルス応答型の第１伝達
関数フィルタと無限インパルス応答型の第２伝達関数フ
ィルタとから構成するとともに、前記伝達関数の高周波
側の特性を前記第１伝達関数フィルタでモデル化し、前
記伝達関数の低周波側の特性を前記第２伝達関数フィル
タでモデル化したものである。

【００１７】また、請求項７に係る発明は、上記請求項
６に係る発明において、前記伝達関数を有限インパルス
応答型の同定フィルタとして同定する同定手段と、前記
同定フィルタに基づいて前記第１伝達関数フィルタ及び
前記第２伝達関数フィルタを設定する伝達関数フィルタ
設定手段と、を設けたものである。そして、請求項８に
係る発明は、上記請求項７に係る発明において、前記伝
達関数フィルタ設定手段を、前記同定フィルタの各フィ
ルタ係数からなる数列をフィルタ処理しその結果を前記
第１伝達関数フィルタとして設定するハイパス・フィル
タと、このハイパス・フィルタと相互に補完関係にあり
且つ前記同定フィルタの各フィルタ係数からなる数列を
フィルタ処理するローパス・フィルタと、このローパス
・フィルタのフィルタ処理の結果を無限インパルス応答
型のフィルタに変換しその変換結果を前記第２伝達関数
フィルタとして設定するフィルタ型式変換手段と、から
構成したものである。

【００１８】さらに、請求項９に係る発明は、上記請求
項７に係る発明において、前記伝達関数フィルタ設定手
段を、前記同定フィルタの各フィルタ係数からなる数列
をフィルタ処理して低周波成分を抽出するローパス・フ
ィルタと、このローパス・フィルタのフィルタ処理の結
果を無限インパルス応答型のフィルタに変換しその変換
結果を前記第２伝達関数フィルタとして設定するフィル
タ型式変換手段と、このフィルタ型式変換手段によって
設定された前記第２伝達関数フィルタのインパルス応答
を演算するインパルス応答演算手段と、前記同定フィル
タの各フィルタ係数から前記インパルス応答の時間軸上
で対応する数値を差し引いてその結果を前記第１伝達関
数フィルタとして設定する減算手段と、から構成したも
のである。

【００１９】またさらに、請求項１０に係る発明は、上
記請求項７に係る発明において、前記伝達関数フィルタ
設定手段を、前記同定フィルタの各フィルタ係数からな
る数列をフィルタ処理して低周波成分を抽出するローパ
ス・フィルタと、このローパス・フィルタのフィルタ処
理の結果を無限インパルス応答型のフィルタに変換しそ
の変換結果を前記第２伝達関数フィルタとして設定する
フィルタ型式変換手段と、このフィルタ型式変換手段に
よって設定された前記第２伝達関数フィルタのインパル
ス応答を演算するインパルス応答演算手段と、前記同定
フィルタの各フィルタ係数から前記インパルス応答の時
間軸上で対応する数値を差し引いて基準フィルタを設定
する減算手段と、ランダム信号を生成するランダム信号
生成手段と、所定個数のフィルタ係数からなり且つそれ
らフィルタ係数が可変の設定用適応フィルタと、前記ラ
ンダム信号を前記基準フィルタでフィルタ処理した結果
及び前記ランダム信号を前記設定用適応フィルタでフィ
ルタ処理した結果が一致するように適応アルゴリズムに
従って前記設定用適応フィルタのフィルタ係数を更新し
その更新結果を前記第１伝達関数フィルタとして設定す
る設定用適応フィルタ更新手段と、から構成したもので
ある。

【００２０】

【作用】請求項１に係る発明にあっては、基準信号生成
手段が生成した基準信号は、第１伝達関数フィルタ及び
第２伝達関数フィルタの両方でフィルタ処理され、それ
らフィルタ処理の結果が適応処理手段に供給され、適応
処理手段は、それらフィルタ処理された結果と残留騒音
信号とに基づいて適応ディジタルフィルタのフィルタ係
数を適応アルゴリズムに従って逐次更新する。

【００２１】よって、適応ディジタルフィルタの各フィ
ルタ係数は、空間内の騒音を低減し得る最適値に向かっ
て収束していくため、その更新がある程度進んだ後は、
制御音源から発せられる制御音によって空間内の騒音が
打ち消され、空間内の騒音レベルが低減するようにな
る。ここで、伝達関数のインパルス応答の一例である図
１２に示すように、その応答レベルは時間の経過ととも
に減衰するのであるが、残響の影響によりインパルス応
答長が長くなってしまっている。しかし、伝達関数のイ
ンパルス応答長を長くしている原因について考察したと
ころ（図１２の残響部分の波形からもある程度推定でき
るが）、全ての周波数帯域がその原因となっているので
はなく、比較的低い周波数帯域の成分に原因があること
が判った。

【００２２】そこで、この請求項１に係る発明のよう
に、安定した制御が可能な有限インパルス応答型フィル
タ（以下、ＦＩＲ型フィルタと称す。）で伝達関数の高
周波側の特性を実現し、タップ数が比較的少なくて済む
無限インパルス応答型フィルタ（以下、ＩＩＲ型フィル
タと称す。）で伝達関数の低周波側の特性を実現した構
成であると、制御の不安定化を招くことなく、伝達関数
フィルタにおける基準信号のフィルタ処理に必要な演算
量が、伝達関数の全ての周波数帯域の特性をＦＩＲ型フ
ィルタで実現した場合に比べて少なくなるのである。

【００２３】これを具体的に説明する。即ち、ＦＩＲ型
フィルタである第１伝達関数フィルタは、インパルス応
答長の短い高周波側の特性をモデル化しているため、そ
のタップ数は少なくなり、基準信号との畳み込み演算の
際の積算・加算の回数が少なくなるのである。これに対
し、ＩＩＲ型フィルタである第２伝達関数フィルタは、
インパルス応答長の長い低周波側の特性をモデル化して
いるが、ＩＩＲ型フィルタのタップ数は、モデル化する
周波数帯域内のモードの数に比例しているため、例えば
モード数を１或いは２程度としておけばタップ数は非常
に少なくなり、基準信号との畳み込み演算の際の積算・
加算の回数が少なくなるのである。そして、含まれる音
響モードの数が決まってしまえば、ＩＩＲ型フィルタで
あっても特に不安定になることはないから、制御の不安
定化を招くこともないのである。

【００２４】以上から、高周波／低周波の境界は、高周
波側にインパルス応答長を長くしている周波数帯域が含
まれることなく、しかも低周波側の周波数帯域内の音響
モードの数が比較的小さい所定数となるように設定すれ
ばよい。例えば、上述した車両の例であれば、最も低い
共鳴周波数が７０〜９０Ｈｚ程度であり、その共鳴周波
数の影響を受けて伝達関数のインパルス応答長が長くな
っているのであるから、高周波／低周波の境界を１００
Ｈｚ程度に設定すればよい。

【００２５】なお、伝達関数のインパルス応答長を長く
している原因が多数の音響モードにある場合には、それ
ら多数の音響モードを適宜グループ分けしてそれらグル
ープ毎に或いは個々の音響モード毎に、第２伝達関数フ
ィルタを設けて、それら第２伝達関数同士を相互に並列
関係としてもよい。また、請求項２に係る発明にあって
は、同定手段が制御音源及び残留騒音検出手段間の伝達
関数をＦＩＲ型の同定フィルタとして同定すると、伝達
関数フィルタ設定手段が、その同定フィルタを適宜加工
することにより、第１伝達関数フィルタ及び第２伝達関
数フィルタを設定するため、例えば空間内の温度変化や
制御音源，残留騒音検出手段の劣化等によって伝達関数
に変化が生じても、第１伝達関数フィルタ及び第２伝達
関数フィルタの精度が劣化してしまうことが防止され
る。

【００２６】ここで、請求項３〜請求項５に係る発明
は、いずれも請求項２に係る発明における伝達関数フィ
ルタ設定手段の構成をより具体的にした発明であり、こ
れら発明に求められる作用は、第１伝達関数フィルタ及
び第２伝達関数フィルタを正確に設定することにある。
先ず、請求項３に係る発明にあっては、同定手段が同定
した同定フィルタの各フィルタ係数からなる数列がハイ
パス・フィルタによってフィルタ処理されるが、そのフ
ィルタ処理は、伝達関数の全周波数帯域の特性を表す同
定フィルタの高周波側の特性を抽出することに他ならな
いし、第１伝達関数フィルタは、実時間におけるインパ
ルス応答波形を所定サンプリング・クロックの間隔でサ
ンプリングした数列であるＦＩＲ型フィルタであるか
ら、そのハイパス・フィルタのフィルタ処理の結果が、
そのまま第１伝達関数フィルタとなる。

【００２７】また、同定フィルタの各フィルタ係数から
なる数列は、そのハイパス・フィルタと相互に補完関係
にあるローパス・フィルタによってフィルタ処理される
が、ここでは同定フィルタの低周波側の特性が抽出され
る。そして、その抽出された低周波側の特性を表す数列
がフィルタ型式変換手段によってＩＩＲ型フィルタに変
換されるから、その変換後のＩＩＲ型フィルタがそのま
ま第２伝達関数フィルタとなる。

【００２８】なお、ここで「相互に補完関係にある」と
は、それらハイパス・フィルタのインパルス応答とロー
パス・フィルタのインパルス応答を合成すると単純遅延
となるフィルタの関係をいう。換言すれば、ハイパス・
フィルタの周波数特性とローパス・フィルタの周波数特
性とを合成すると全ての周波数成分のパワーが等しくな
る所謂フラットな関係にある場合をいう。

【００２９】従って、この請求項３に係る発明であれ
ば、同定フィルタに含まれる伝達関数の全周波数帯域に
渡る特性は、第１伝達関数フィルタ又は第２伝達関数フ
ィルタのいずれかに含まれることになる。一方、請求項
４に係る発明にあっては、同定フィルタの各フィルタ係
数からなる数列がローパス・フィルタによってフィルタ
処理されるから、同定フィルタの低周波側の特性が抽出
され、その抽出された低周波側の特性を表す数列がフィ
ルタ型式変換手段によってＩＩＲ型フィルタに変換さ
れ、その変換後のＩＩＲ型フィルタが第２伝達関数フィ
ルタとして設定される。

【００３０】そして、その設定された第２伝達関数フィ
ルタのインパルス応答がインパルス応答演算手段によっ
て演算されるが、時間軸上での応答波形を表すインパル
ス応答は、そのままＦＩＲ型フィルタとなるから、その
インパルス応答は、第２伝達関数フィルタをＦＩＲ型フ
ィルタに変換した結果を表すことになる。そこで、減算
手段が、同定フィルタの各フィルタ係数から、そのイン
パルス応答の時間軸上で対応する数値を差し引くと、残
るのは同定フィルタの高周波成分であるから、その減算
結果がそのまま第１伝達関数フィルタとなる。

【００３１】なお、ローパス・フィルタによって抽出さ
れた同定フィルタの低周波成分を元の同定フィルタから
差し引いて第１伝達関数フィルタとすることなく、その
低周波成分を一旦ＩＩＲ型フィルタに変換して第２伝達
関数フィルタとし、その第２伝達関数フィルタのインパ
ルス応答を同定フィルタから差し引いて第１伝達関数フ
ィルタを設定するようにしているのは、同定フィルタに
含まれる伝達関数の全周波数成分を、確実に、第１伝達
関数フィルタ又は第２伝達関数フィルタのいずれかに含
ませるためである。

【００３２】即ち、前者の方法では、ＦＩＲ型フィルタ
からＩＩＲ型フィルタにフィルタ型式を変換する際等に
変換仕切れなかった成分や混入してしまったノイズ成分
等の影響を除去することができないのに対し、この請求
項３に係る発明であれば、最終的に第２伝達関数フィル
タとして設定されたもののインパルス応答を求めて、そ
のインパルス応答を用いて第１伝達関数フィルタを設定
するため、仮にフィルタ型式を変換する際等に正確な変
換が行われなかった場合や不要な成分が混入してしまっ
た場合であっても、それをキャンセルするように第１伝
達関数フィルタが設定されるから、第１伝達関数フィル
タ及び第２伝達関数フィルタを足し合わせた特性が正確
に最初の同定フィルタを表すようになるのである。

【００３３】さらに、請求項５に係る発明にあっては、
同定フィルタから第２伝達関数フィルタのインパルス応
答を差し引くというところまでは上記請求項４に係る発
明と同様であるが、減算手段の減算結果がそのまま第１
伝達関数フィルタとなるのではなく、その減算結果は基
準フィルタとなる。そして、ランダム信号生成手段によ
ってランダム信号が生成され、そのランダム信号が基準
フィルタでフィルタ処理される一方、そのランダム信号
は設定用適応フィルタによってもフィルタ処理され、さ
らに、設定用適応フィルタ更新手段によって、それらフ
ィルタ処理の結果が一致するように適応アルゴリズムに
従って設定用適応フィルタの各フィルタ係数が逐次更新
される。

【００３４】従って、ある程度更新が行われた後は、そ
の設定用適応フィルタは、基準フィルタの特性を転写し
たフィルタとなる。そして、設定用適応フィルタは、そ
のフィルタ係数の個数を所定個数としているため、伝達
関数のインパルス応答長を長くしている周波数成分の全
てを第２伝達関数フィルタで表現仕切れなかったこと等
により減算手段によって求められた基準フィルタのタッ
プ数が若干大きくなってしまった場合でも、最終的に得
られる第１伝達関数フィルタのタップ数は所定個数に抑
えられるから、確実に基準信号との畳み込み演算の際の
積算・加算の回数が少なくなる。

【００３５】ここで、上記請求項１乃至請求項５に係る
発明はいずれも騒音を対象としているのに対し請求項６
乃至請求項１０に係る発明は振動を対象としている。従
って、それら請求項６乃至請求項１０に係る発明の作用
は、音と振動との違いはあるがこれらは波動と考えれば
同質であるから、実質的に上記請求項１乃至請求項５に
係る発明と同様である。

【００３６】

【実施例】以下、この発明の実施例を図面に基づいて説
明する。図１及び図２は本発明の第１実施例の構成を示
す図であり、これは、本発明に係る能動型騒音制御装置
を、車両２の車室３内の騒音の低減を図る車両用能動型
騒音制御装置１に適用したものである。

【００３７】先ず、構成を説明すると、図１に示すよう
に、この車両用能動型騒音制御装置１は、騒音源として
のエンジン４から、空間としての車室３内に伝達される
騒音としてのこもり音の低減を図る装置であって、エン
ジン４には、エンジン４のクランク軸の回転に同期した
パルス信号であるクランク角信号ＣＰを出力するクラン
ク角センサ５が取り付けられている。

【００３８】一方、車室３内には、車室３内に残留する
騒音の音圧を測定する残留騒音検出手段としての複数Ｌ
個（図１には二つのみ示す）のマイクロフォン８ａ，８
ｂと、車室３内に制御音を発生する制御音源としての複
数Ｍ個（図１には一つのみ示す）のラウドスピーカ９と
が配設されている。これらのうち、各マイクロフォン８
ａ，８ｂは、なるべく乗員耳位置の近傍となるように配
設し、また、ラウドスピーカ９は、低周波側の出力特性
が可能な限り良好となるように、前席足元位置にリアガ
ラスに向けて制御音を発するように配設する。

【００３９】そして、クランク角センサ５から出力され
たクランク角信号ＣＰ及びＬ個のマイクロフォン８ａ，
８ｂから出力されたＬ個の残留騒音信号ｅ_l（ｌ＝１，
２，…，Ｌ）が、マイクロコンピュータ等から構成され
る能動制御手段としてのコントローラ１０に供給される
ようになっている。コントローラ１０は、供給される各
信号ＣＰ，ｅ_lに基づいて所定の演算処理を実行し、エ
ンジン４から車室３内に伝達されるこもり音が打ち消さ
れるような制御音がラウドスピーカ９から発せられるよ
うに、ラウドスピーカ９に駆動信号ｙ_m（ｍ＝１，２，
…，Ｍ）を供給するようになっている。

【００４０】コントローラ１０は、その機能構成をブロ
ック図で表した図２に示すように、クランク角センサ５
から供給されるクランク角信号ＣＰと同じ周期の正弦波
状の信号でなる基準信号ｘを生成する基準信号生成部１
１と、各ラウドスピーカ９毎に設けられ且つ基準信号ｘ
をフィルタ処理することにより（具体的には、畳み込み
積分することにより）駆動信号ｙ_mを生成するフィルタ
係数可変の適応ディジタルフィルタＷ_mと、この適応デ
ィジタルフィルタＷ_mのフィルタ係数Ｗ_mi（ｉ＝０，
１，２，…，Ｉ−１：Ｉは適応ディジタルフィルタＷ_m
のタップ数）を後述する適応アルゴリズムとしてのＦｉ
ｌｔｅｒｅｄ−ＸＬＭＳアルゴリズムに従って更新す
るフィルタ係数更新部１２と、を有している。

【００４１】また、コントローラ１０は、基準信号ｘが
入力される伝達関数フィルタＣ＾_lm（ｌ＝１，２，…，
Ｌ、ｍ＝１，２，…，Ｍ）を有していて、基準信号ｘを
伝達関数フィルタＣ＾でフィルタ処理した処理信号ｒ_lm
と、各マイクロフォン８ａ，８ｂから供給される残留騒
音信号ｅ_lとが、フィルタ係数更新部１２に供給される
ようになっている。

【００４２】ここで、伝達関数フィルタＣ＾_lmは、具体
的には図３に示すように、基準信号ｘが入力される第１
伝達関数フィルタＣ＾_FIR.lmと、この第１伝達関数フィ
ルタＣ＾_FIR.lmと並列関係にあって同様に基準信号ｘが
入力される第２伝達関数フィルタＣ＾_IIR.lmと、これら
第１伝達関数フィルタＣ＾_FIR.lm及び第２伝達関数フィ
ルタＣ＾_IIR.lmの出力ｒ_FIR.lm及びｒ_IIR.lmを加算する
加算部１３と、から構成されていて、その加算部１３の
出力が処理信号ｒ_lmとして図２のフィルタ係数更新部１
２に供給されるようになっている。

【００４３】そして、第１伝達関数フィルタＣ＾_FIR.lm
は、有限インパルス応答型のディジタルフィルタであ
り、第２伝達関数フィルタＣ＾_IIR.lmは、無限インパル
ス応答型のディジタルフィルタである。即ち、フィルタ
係数更新部１２においてＦｉｌｔｅｒｅｄ−ＸＬＭＳ
アルゴリズムを実行するためには、伝達関数フィルタＣ
＾_lm全体としての特性は、各ラウドスピーカ９及び各マ
イクロフォン８ａ，８ｂ間の伝達関数Ｃ_lmをモデル化し
たものであることが必要であるが、本実施例では、その
伝達関数フィルタＣ＾_lmを図３に示すように互いに並列
関係にある第１伝達関数フィルタＣ＾_FIR.lm及び第２伝
達関数フィルタＣ＾_IIR.lmから構成しており、しかも、
伝達関数Ｃ_lmの高周波側の特性を第１伝達関数フィルタ
Ｃ＾_FIR.lmにモデル化し、伝達関数Ｃ_lmの低周波側の特
性を第２伝達関数フィルタＣ＾_IIR.lmにモデル化してい
る。

【００４４】なお、高周波／低周波の境界は、本実施例
では、１００Ｈｚとしている。これは、本実施例のよう
な一般的な乗用車にあっては、ラウドスピーカ９の配設
位置からリアガラスまでの距離が２ｍ前後であり、最も
低周波の音響モードが７０〜９０Ｈｚ程度にあるからで
ある。従って、伝達関数Ｃ_lmの低周波側の特性をモデル
化している第２伝達関数フィルタＣ＾_IIR.lmは、１〜２
個程度の音響モードを表現できればよいことになる。

【００４５】また、第１伝達関数フィルタＣ＾_FIR.lm及
び第２伝達関数フィルタＣ＾_IIR.lmの設定手順は、特に
限定されるものではないが、例えば、直線位相特性のＦ
ＩＲ型フィルタとして、相互に補完関係にあり且つカッ
トオフ周波数を１００Ｈｚとしたハイパス・フィルタ及
びローパス・フィルタを用意しておき、ＬＭＳアルゴリ
ズム等を適用して各ラウドスピーカ９及びマイクロフォ
ン８ａ，８ｂ間の伝達関数Ｃ_lmを有限インパルス応答型
のディジタルフィルタとしてモデル化し、そのモデル化
されたディジタルフィルタを構成する各フィルタ係数か
らなる数列を、上記ハイパス・フィルタでフィルタ処理
し、そのフィルタ処理の結果をそのまま第１伝達関数フ
ィルタＣ＾_FIR.lmとする一方、そのモデル化されたディ
ジタルフィルタを構成する各フィルタ係数からなる数列
を、上記ローパス・フィルタでフィルタ処理し、そのフ
ィルタ処理の結果得られた数列を有限インパルス応答型
フィルタと考えてこれを無限インパルス応答型のフィル
タに変換し、その変換結果を第２伝達関数フィルタＣ＾
_IIR.lmとする方法が考えられる。なお、有限インパルス
応答型フィルタを無限インパルス応答型フィルタに変換
する方法も、特に限定されるものではなく、例えば、
「ＪＡＡＣＥ '87 −５第３１回システムと制御研究
発表講演会論文集」の３３〜３４頁に記載されているよ
うな方法が適用可能である。

【００４６】図２に戻って、フィルタ係数更新部１２
は、伝達関数フィルタＣ＾_lmから供給される処理信号ｒ
_lmと、各マイクロフォン８ａ，８ｂから供給される残留
騒音信号ｅ_lとに基づき、Ｆｉｌｔｅｒｅｄ−ＸＬＭ
Ｓアルゴリズムに従って適応ディジタルフィルタＷ_mの
フィルタ係数Ｗ_miを更新するようになっている。つま
り、処理信号ｒ_lmをＦｉｌｔｅｒｅｄ−Ｘ信号、残留騒
音信号ｅ_lをエラー信号としたＦｉｌｔｅｒｅｄ−Ｘ
ＬＭＳアルゴリズムが実行されるのであり、従って適応
ディジタルフィルタＷ_mのフィルタ係数Ｗ_miの更新式は
具体的には下記の（１）式のようになる。

【００４７】なお、αは収束係数と呼ばれる係数であって、適応ディ
ジタルフィルタＷ_mのフィルタ係数Ｗ_miの収束の速度及
び安定性に関与する係数であり、（ｎ）が付く項はいず
れも離散時刻ｎにおける値であることを表している。

【００４８】また、処理信号ｒ_lmは、基準信号ｘを伝達
関数フィルタＣ＾_lmでフィルタ処理した値であるが、本
実施例では、伝達関数フィルタＣ＾_lmを図３に示すよう
な構成としているため、処理信号ｒ_lmは、下記の（２）
式のように表される。なお、「＊」は畳み込み積分を意味し、Ｃ＾_FIR.lmhは
第１伝達関数フィルタＣ＾_FIR.lmのｈ番目のフィルタ係
数、ｂ_jは第２伝達関数フィルタＣ＾_IIR.lmの非巡回部
分のｊ番目のフィルタ係数、ａ_kは第２伝達関数フィル
タＣ＾_IIR.lmの巡回部分のｋ番目のフィルタ係数、Ｈは
第１伝達関数フィルタＣ＾_FIR.lmのタップ数、Ｊは第２
伝達関数フィルタＣ＾_IIR.lmの非巡回部分のタップ数、
Ｋは第２伝達関数フィルタＣ＾_IIR.lmの巡回部分のタッ
プ数である。

【００４９】図４はコントローラ１０内で実行される処
理の概要を示すフローチャートであり、以下、図４に従
って本実施例の具体的な動作を説明する。即ち、図４に
示す処理は所定のサンプリング・クロックに同期して実
行されるようになっていて、先ず、そのステップ１０１
において、クランク角信号ＣＰの入力タイミングに基づ
いて現在の離散時刻ｎにおける基準信号ｘ（ｎ）を生成
する。

【００５０】次いで、ステップ１０２に移行し、図４の
処理が実行されるたびに次々と生成される基準信号ｘ
（ｎ）と適応ディジタルフィルタＷ_mの各フィルタ係数
Ｗ_miとを畳み込んで、駆動信号ｙ_mを生成し、そして、
ステップ１０３に移行し、この駆動信号ｙ_mを対応する
ラウドスピーカ９に出力する。駆動信号ｙ_mを出力した
ら、ステップ１０４に移行し、各マイクロフォン８ａ，
８ｂから供給されている残留騒音信号ｅ_lを読み込み、
これを現時点ｎにおける残留騒音信号ｅ_l（ｎ）として
記憶する。

【００５１】次いで、ステップ１０５に移行し、基準信
号ｘ（ｎ）を第１伝達関数フィルタＣ＾_FIR.lmでフィル
タ処理して（具体的には、基準信号ｘ（ｎ）と、第１伝
達関数フィルタＣ＾_FIR.lmの各フィルタ係数Ｃ＾
_FIR.lmhとを畳み込んで）処理信号ｒ_FIR.lmを演算し、
次いで、ステップ１０６に移行し、今度は基準信号ｘ
（ｎ）を第２伝達関数フィルタＣ＾_IIR.lmでフィルタ処
理して（具体的には、基準信号ｘ（ｎ）及び過去の処理
信号ｒ_IIR.lmと、第２伝達関数フィルタＣ＾_IIR.lmの各
フィルタ係数ｂ_j，ａ_jとを畳み込んで）処理信号ｒ
_IIR.lmを演算し、そして、ステップ１０７に移行し、そ
れら処理信号ｒ_FIR.lm及びｒ_IIR.lmを加算して、処理信
号ｒ_lmを演算する。

【００５２】処理信号ｒ_lmが演算されたら、ステップ１
０８に移行し、残留騒音信号ｅ_l及び処理信号ｒ_lmに基
づいて上記（１）式に従って適応ディジタルフィルタＷ
_mの各フィルタ係数Ｗ_miを更新する。このステップ１０
８の処理を終えたら今回の処理を終了し、次のサンプリ
ング・クロックのタイミングでステップ１０１から再び
処理を実行する。

【００５３】このような処理が実行されると、ラウドス
ピーカ９にはサンプリング・クロックの間隔で次々と駆
動信号ｙ_mが供給されるため、車室３内には駆動信号ｙ
_mに応じた制御音が発生するようになるが、制御開始直
後は適応ディジタルフィルタＷ_mの各フィルタ係数Ｗ_mi
が最適値に収束しているとは限らないので、ラウドスピ
ーカ９から発せられる制御音によって、エンジン４から
車室３内に伝達されるこもり音が低減されるとはいえな
い。

【００５４】しかし、図４に示す処理が繰り返し実行さ
れると、フィルタ係数更新部１２がＬＭＳアルゴリズム
に基づき適応ディジタルフィルタＷ_mのフィルタ係数Ｗ
_miを更新していくので、そのフィルタ係数Ｗ_miがある程
度最適値に収束した後にはラウドスピーカ９から発せら
れる制御音によってこもり音が打ち消され、車室３内の
騒音が低減されるようになる。

【００５５】そして、本実施例にあっては、適応ディジ
タルフィルタＷ_mの各フィルタ係数Ｗ_miの更新処理に必
要な処理信号ｒ_lmを生成するための伝達関数フィルタＣ
＾_lmを、第１伝達関数フィルタＣ＾_FIR.lm及び第２伝達
関数フィルタＣ＾_IIR.lmで構成しているため、下記のよ
うな優れた効果を有している。即ち、有限インパルス応
答型フィルタである第１伝達関数フィルタＣ＾
_FIR.lmは、伝達関数Ｃ_lmの高周波側の特性をモデル化し
たものであるが、伝達関数Ｃ_lmの高周波側の周波数成分
は比較的短時間で減衰するため、そのインパルス応答長
を長くする原因とはなっていない。従って、第１伝達関
数フィルタＣ＾_FIR.lmのタップ数Ｈはそれほど大きくは
ないから、ステップ１０５における畳み込み演算で必要
な積算及び加算の回数は、それほど多くはない。

【００５６】一方、無限インパルス応答型フィルタであ
る第２伝達関数フィルタＣ＾_IIR.lmは、伝達関数Ｃ_lmの
低周波側の特性をモデル化したものであるが、図１２を
伴って説明したように、低周波帯域の出力特性が良好な
ラウドスピーカにあっては伝達関数Ｃ_lmの低周波側の周
波数成分によってそのインパルス応答長が長くなるた
め、仮に第２伝達関数フィルタを有限インパルス応答型
フィルタで表現したとすると、そのタップ数は極端に多
くなってしまう。しかし、無限インパルス応答型フィル
タで第２伝達関数フィルタを表現すると、そのタップ数
は、実時間におけるインパルス応答長に比例するのでは
なく、対象とする周波数帯域内に存在するモードの数に
比例することから、非常に少ない個数で済むのである。
従って、ステップ１０６における畳み込み演算で必要な
積算及び加算の回数は、極めて少なくなるのである。

【００５７】つまり、伝達関数フィルタＣ＾_lmを、本実
施例のように、互いに並列関係にある第１伝達関数フィ
ルタＣ＾_FIR.lm及び第２伝達関数フィルタＣ＾_IIR.lmに
分けて構成したことにより、処理信号ｒ_lmのための演算
負荷を大幅に軽減することができるのである。ちなみ
に、図１２の例であれば、伝達関数フィルタＣ＾_lmを一
つの有限インパルス応答型フィルタで表現した場合、サ
ンプリング・クロックを１msecとすればタップ数は「２
００」となるのに対し、図１２の例において、本実施例
のような構成を採用し、伝達関数Ｃ_lmの高周波成分のイ
ンパルス応答長を２０msec、サンプリング・クロックを
同様に１msecとすると、第１伝達関数フィルタＣ＾
_FIR.lmのタップ数は「２０」となり、また、低周波側の
モード数を１とすれば一般的な無限インパルス応答型フ
ィルタとすれば第２伝達関数フィルタＣ＾_IIR.lmのタッ
プ数は「３」程度となるから、全体のタップ数は「２
３」程度となる。つまり、本実施例の構成を採用するこ
とにより、伝達関数フィルタＣ＾_lmのタップ数が約１／
９になり、それだけ演算負荷の軽減が図られるのであ
る。

【００５８】そして、第２伝達関数フィルタＣ＾_IIR.lm
に含まれるモード数は予め判っているから、これを無限
インパルス応答型フィルタで表現したとしても特に制御
が不安定になることはないのである。ここで、本実施例
では、クランク角センサ５，基準信号生成部１１及びス
テップ１０１における処理によって基準信号生成手段が
構成され、フィルタ係数更新部１２及びステップ１０８
の処理によって適応処理手段が構成される。

【００５９】図５乃至図７は本発明の第２実施例の構成
を示す図であり、本実施例も上記第１実施例と同様に本
発明に係る能動型騒音制御装置を、車両２の車室３内の
騒音の低減を図る車両用能動型騒音制御装置１に適用し
たものである。先ず、構成を説明するが、上記第１実施
例と同等の構成には同じ符号を付しその重複する説明は
省略する。

【００６０】本実施例は、騒音源として前輪及び路面間
から車室３内に伝達される騒音としてのロード・ノイズ
の低減を図る装置であって、車両２の前輪側サスペンシ
ョンには、路面側から入力される上下方向の振動を感知
するように加速度センサ２０が配設されていて、その加
速度センサ２０の出力が基準信号ｘとしてコントローラ
１０に供給されるようになっている。

【００６１】また、コントローラ１０には、車両２のイ
グニッションスイッチ２１がオンとなったタイミングで
発せられるイグニッション信号ＩＧＮも供給されるよう
になっている。図６は、コントローラ１０の機能構成を
示すブロック図であって、本実施例では、加速度センサ
２０の出力である基準信号ｘがそのまま適応ディジタル
フィルタＷ_m及び伝達関数フィルタＣ＾_lmに入力される
ようになっている。

【００６２】そして、コントローラ１０は、ランダム信
号ＲＮＤを生成し出力するＭ系列信号生成部２２と、ラ
ウドスピーカに供給される信号を駆動信号ｙ_m又はラン
ダム信号ＲＮＤの間で切り換え可能な切換スイッチ部２
３と、を有していて、これらＭ系列信号生成部２２及び
切換スイッチ部２３は、イグニッション信号ＩＧＮが入
力されたタイミングで作動する同定処理制御部２４によ
って制御されるようになっている。

【００６３】この同定処理制御部２４は、イグニッショ
ン信号ＩＧＮが入力された時点から所定時間経過するま
での間は、Ｍ系列信号生成部２２からランダム信号ＲＮ
Ｄが出力されるような制御を実行するとともに、切換ス
イッチ２３を適宜切り換えて、ラウドスピーカに駆動信
号ｙ_mではなくランダム信号ＲＮＤが供給されるような
制御を実行するようになっている。ただし、同定処理制
御部２４は、同時には複数Ｍ個のラウドスピーカ９の内
の一つのラウドスピーカのみにランダム信号ＲＮＤが供
給されるように切換スイッチ２３を切り換えるようにな
っている。

【００６４】また、コントローラ１０は、フィルタ係数
可変の有限インパルス応答型のディジタルフィルタから
なる同定用伝達関数フィルタＣ＾_lm' と、この同定用伝
達関数フィルタＣ＾_lm' のフィルタ係数を更新するフィ
ルタ係数更新部２５と、残留騒音信号ｅ_lと同定用伝達
関数フィルタＣ＾_lm' の出力との差を演算する減算部２
６とを有していて、同定用伝達関数フィルタＣ＾_lm' に
はランダム信号ＲＮＤが供給されるようになっており、
フィルタ係数更新部２５にはランダム信号ＲＮＤと減算
部２６の減算結果ｅ_l' とが供給されるようになってい
る。

【００６５】同定用伝達関数フィルタＣ＾_lm' は、車室
３内の伝達関数Ｃ_lmを完全に表現できるように充分な個
数のフィルタ係数からなるディジタルフィルタであり、
フィルタ係数更新部２５は、減算部２６の減算結果が小
さくなるように、同定用伝達関数フィルタＣ＾_lm' のフ
ィルタ係数をＬＭＳアルゴリズムに従って逐次更新する
ようになっている。

【００６６】従って、同定用伝達関数フィルタＣ＾_lm'
のフィルタ係数をＣ＾_lmi' 、収束係数をβとすれば、
フィルタ係数更新部２５における更新演算式は下記の
（３）式のようになる。Ｃ＾_lmi' （ｎ＋１）＝Ｃ＾_lmi' （ｎ）−βｅ_l' （ｎ）ＲＮＤ（ｎ−ｉ） ……（３）さらに、コントローラ１０は、直線位相特性の有限イン
パルス応答型フィルタであるハイパス・フィルタ３０及
びローパス・フィルタ３１を有している。これらハイパ
ス・フィルタ３０及びローパス・フィルタ３１は、相互
に補完関係にあるフィルタであって、そのカット・オフ
周波数は１００Ｈｚである。なお、カットオフ周波数を
１００Ｈｚとした理由は、上記第１実施例で高周波／低
周波の境界を１００Ｈｚとした理由と同一である。

【００６７】また、これらハイパス・フィルタ３０及び
ハイパス・フィルタ３１の遮断特性は、特に急峻（例え
ば、−１２ｄＢ／１オクターブより急峻）であることが
望ましい。これは、ラウドスピーカの特性（低周波帯域
の出力不足）によって１００〜２００Ｈｚ付近より低周
波側ではハイパス・フィルタのように特性が下降してい
く伝達関数フィルタＣ＾_lmの中から８０Ｈｚ付近の共鳴
モードを抜き出して後述の出力Ｃ＾_lm.LOWを作る必要が
あるからである。またさらに、実際には、ハイパス・フ
ィルタ３０はローパス・フィルタ３１から作ることがで
きる。即ち、ローパス・フィルタ３１と、ローパス・フ
ィルタ３１の位相特性のみを実現するインパルスとの差
がハイパス・フィルタ３０となる。

【００６８】そして、それらハイパス・フィルタ３０及
びローパス・フィルタ３１は、適宜収束した後の同定用
伝達関数フィルタＣ＾_lm' の各フィルタ係数Ｃ＾_lmi'
からなる数列をフィルタ処理するフィルタであって、ハ
イパス・フィルタ３０のフィルタ出力が第１伝達関数フ
ィルタＣ＾_FIR.lmとして伝達関数フィルタＣ＾_lm内に設
定されるようになっている。

【００６９】一方、ローパス・フィルタ３１のフィルタ
出力である数列をフィルタ係数と考えた場合のフィルタ
Ｃ＾_lm.LOWは有限インパルス応答型フィルタであるか
ら、そのまま第２伝達関数フィルタとすることはできな
い。そこで、ローパス・フィルタ３１の出力は、型式変
換部３２に供給されるようになっていて、ここで無限イ
ンパルス応答型フィルタに変換され、その変換結果が第
２伝達関数フィルタＣ＾_IIR.lmとして伝達関数フィルタ
Ｃ＾_lm内に設定されるようになっていて、型式変換部３
２の具体的な構成は、本実施例では図７に示すようにな
ってる。

【００７０】ここで、非巡回部分のフィルタ係数を
ｂ_j、巡回部分のフィルタ係数をａ_kとした場合、一つ
の音響モードを対象とする第２伝達関数フィルタＣ＾
_IIR.lmは、無限インパルス応答型フィルタの一般的な形
で表せば、Ｃ＾_IIR.lm＝ｂ₀／（１＋ａ₁ｚ^-1＋ａ₂ｚ^-2）となる。

【００７１】そして、分子側のフィルタ係数ｂ₀は収束
係数αに含ませて考えることができるから、結局のとこ
ろ第２伝達関数フィルタＣ＾_IIR.lmは、Ｃ＾_IIR.lm＝１／（１＋ａ₁ｚ^-1＋ａ₂ｚ^-2）となり、Ａ_lm＝１＋ａ₁ｚ^-1＋ａ₂ｚ^-2 と定義すれば、Ｃ＾_IIR.lm＝１／Ａ_lm ……（４）となる。つまり、この（４）式の関係を満たすフィルタ
Ａ_lmが求まればよいのであり、図７はこのフィルタＡ_lm
をＬＭＳアルゴリズムを用いて適応的に求めるための構
成である。

【００７２】即ち、型式変換部３２は、ランダム信号Ｘ
を生成し出力するＭ系列信号生成部３２ａを有してい
て、そのＭ系列信号生成部３２Ａから出力されたランダ
ム信号Ｘが、ローパス・フィルタ３１の出力から構成さ
れるフィルタＣ＾_lm.LOWに入力されるようになってい
て、さらに、そのフィルタＣ＾_lm.LOWの出力Ｙが、フィ
ルタＡ_lmに入力されるようになっている。そして、型式
変換部３２は、ランダム信号ＸとフィルタＡ_lmの出力と
の差を演算する減算部３２ｂと、この減算部３２ｂの出
力及びフィルタＣ＾_lm.LOWの出力Ｙに基づいて、減算部
３２ｂの出力が零に近づくようにフィルタＡ_lmの各フィ
ルタ係数ａ₁，ａ₂をＬＭＳアルゴリズムに従って更新
するフィルタ係数更新部３２ｃと、を有している。

【００７３】つまり、Ｙ＝Ｃ＾_lm.LOW＊Ｘであるが、ここで求めたいのは、Ｙ＝（１／Ａ_lm）＊Ｘを満たすフィルタＡ_lmであり、この式の入出力を逆にみ
れば、Ｘ＝Ａ_lm＊Ｙとなるから、信号ＹをフィルタＡ_lmでフィルタ処理した
値と、ランダム信号Ｘとの差が零に近づくようにフィル
タ係数更新部３２ｃがフィルタＡ_lmの各フィルタ係数ａ
₁，ａ₂を更新すると、適宜収束した時点で、無限イン
パルス応答型のフィルタ１／Ａ_lmが求められ、これが、
第２伝達関数フィルタＣ＾_IIR.lmとなるのである。

【００７４】図８及び図９は本実施例のコントローラ１
０における処理の概要を示すフローチャートであり、以
下、図８及び図９に従って本実施例の動作を説明する。
即ち、図８に示す処理は、車両のイグニッションスイッ
チがオンとなると同時に開始され、先ず、そのステップ
２０１において、後述の処理で使用する第１伝達関数フ
ィルタフィルタＣ＾_FIR.lm及び第２伝達関数フィルタＣ
＾_IIR.lmの設定処理を実行する。

【００７５】ステップ２０１の具体的な処理の内容は、
図９に示すようなものであって、そのステップ３０１に
おいてＬＭＳアルゴリズムに従って同定用伝達関数フィ
ルタＣ＾_lm' を同定する。このステップ３０１における
同定処理の具体的な内容は、図６にブロック図で示すよ
うに、切換スイッチ２３を切り換えて、Ｍ系列信号生成
部２２で生成されたランダム信号ＲＮＤをいずれかのラ
ウドスピーカに供給して車室３内にランダム・ノイズを
発生させるとともに、そのランダム・ノイズを各マイク
ロフォン８ａ，８ｂで検出しこれを残留騒音信号ｅ_lと
して取り込み、そして、ランダム信号ＲＮＤを同定用伝
達関数フィルタＣ＾_lm' でフィルタ処理した値と残留騒
音信号ｅ_lとが一致するように、ＬＭＳアルゴリズムに
従って同定用伝達関数フィルタＣ＾_lmのフィルタ係数を
逐次更新し、そのフィルタ係数が収束した時点で、同定
用伝達関数フィルタＣ＾_lm' の特性が実際の車室３内の
伝達関数Ｃ_lmに一致したと判断し、同定処理を終了す
る。

【００７６】同定用伝達関数フィルタＣ＾_lm' の同定処
理が完了したら、ステップ３０２に移行し、その同定用
伝達関数フィルタＣ＾_lm' の各フィルタ係数からなる数
列をハイパス・フィルタ処理し、そのフィルタ処理の結
果を、第１伝達関数フィルタＣ＾_FIR.lmとして設定す
る。さらに、ステップ３０３に移行し、今度は、同定用
伝達関数フィルタＣ＾_lm'の各フィルタ係数からなる数
列をローパス・フィルタ処理して、その同定用伝達関数
フィルタＣ＾_lmの低周波側の特性のみを抽出し、これを
フィルタＣ＾_lm.LOWとする。

【００７７】次いで、ステップ３０４に移行し、ステッ
プ３０３で求めた有限インパルス応答型のフィルタＣ＾
_lm.LOWを、無限インパルス応答型フィルタに型式変換
し、その変換結果を、第２伝達関数フィルタＣ＾_IIR.lm
として設定する。このステップ３０４における型式変換
処理の具体的な内容は、図７にブロック図で示すよう
に、Ｍ系列信号生成部３２ａで生成されたランダム信号
ＸをフィルタＣ＾_lm.LOWでフィルタ処理して信号Ｙを得
るととともに、その信号ＹをフィルタＡ_lmでフィルタ処
理した値とランダム信号Ｘとが一致するように、ＬＭＳ
アルゴリズムに従ってフィルタＡ_lmのフィルタ係数
ａ₁，ａ₂を逐次更新し、そのフィルタ係数ａ₁，ａ₂
が収束した時点で、フィルタＡ_lmの逆数を第２伝達関数
フィルタＣ＾_IIR.lmとして設定する。

【００７８】そして、ステップ３０４の処理を終えた
ら、図８の処理に戻り、ステップ２０２に移行し、加速
度センサ２０から供給される基準信号ｘを読み込み、こ
れを時刻ｎにおける基準信号ｘ（ｎ）として記憶する。
基準信号ｘ（ｎ）が生成されたら、ステップ１０２に移
行し、上記第１実施例と同一のステップ１０２〜１０８
を実行する。それらステップ１０２〜１０８の処理の内
容は上記第１実施例と同じである。そして、ステップ１
０８の処理を終えたら、次のサンプリング・クロックの
タイミングでステップ２０１に移行し上述した処理を再
び実行する。

【００７９】このような処理が実行されると、ラウドス
ピーカ９にはサンプリング・クロックの間隔で次々と駆
動信号ｙ_mが供給され、車室３内にはその駆動信号ｙ_m
に応じた制御音が発生するようになるから、上記第１実
施例と同様に、適応ディジタルフィルタＷ_mのフィルタ
係数Ｗ_miがある程度最適値に収束した後にはラウドスピ
ーカ９から発せられる制御音によってロード・ノイズが
打ち消され、車室３内の騒音が低減されるようになる。

【００８０】ここで、車輪及び路面間の騒音源で発生す
るロード・ノイズは、路面の凹凸パターンや走行速度等
の多くの影響を受ける騒音であるため、種々の周波数成
分を含む騒音であるから、これを低減するためには同時
に多数の周波数成分を制御しなければならない。従っ
て、伝達関数フィルタＣ＾_lmにはこもり音の場合に比べ
て特に高い精度が要求されるのであるが、本実施例にあ
っては、イグニッションスイッチ２１がオンとなる度に
ステップ２０１の処理が実行され、ここで、第１伝達関
数フィルタＣ＾_FIR.lm及び第２伝達関数フィルタＣ＾
_IIR.lmが設定されるため、その時点における車室３内の
伝達関数Ｃ_lmがそれら第１伝達関数フィルタＣ＾_FIR.lm
及び第２伝達関数フィルタＣ＾_IIR.lmによってモデル化
され、それらモデル化された第１伝達関数フィルタＣ＾
_FIR.lm及び第２伝達関数フィルタＣ＾_IIR.lmが適応ディ
ジタルフィルタＷ_mのフィルタ係数Ｗ_miの更新処理に用
いられるから、高精度の伝達関数フィルタＣ＾_lmが用い
られることとなり、良好なロード・ノイズの低減制御が
実行されるのである。

【００８１】さらに、ロード・ノイズの場合には、ドラ
ミングの影響が大きいため、特に３０〜４０Ｈｚ程度の
低周波成分が大きくなる傾向にある。従って、ラウドス
ピーカ９には特に低周波帯域に高い性能が要求される結
果、車室３内の伝達関数Ｃ_lmは残響の長いインパルス応
答になるため、上記第１実施例で説明した伝達関数フィ
ルタＣ＾_lmを相互に並列関係にある第１伝達関数フィル
タＣ＾_FIR.lm及び第２伝達関数フィルタＣ＾_IIR.lmに分
割することによる演算負荷軽減という効果が特に顕著に
なり、本発明の適用対象としては特に好適であるといえ
る。

【００８２】ここで、本実施例では、Ｍ系列信号生成部
２２，切換スイッチ２３，同定処理制御部２４，同定用
伝達関数フィルタＣ＾_lm' ，フィルタ係数更新部２５及
び減算部２６によって同定手段が構成され、ハイパス・
フィルタ３０，ローパス・フィルタ３１及び型式変換部
３２によって伝達関数設定手段が構成され、型式変換部
３２がフィルタ型式変換手段に対応する。

【００８３】なお、上記第２実施例では、有限インパル
ス応答型のフィルタであるフィルタＣ＾_lm.LOWを無限イ
ンパルス応答型フィルタの第２伝達関数フィルタＣ＾
_IIR.lmに変換に、図７に示したようなＬＭＳアルゴリズ
ムを用いる手法を適用しているが、型式変換の手法はこ
れに限定されるものではない。例えば、フィルタＣ＾
_lm.LOW（仮に、タップ数を１２８とする。）を高速フー
リエ変換（ＦＦＴ）し、その後にその変換によって得ら
れた各周波数成分の逆数を求める。かかる逆数の個数
は、正負合計で１２８個である。そして、その１２８個
の周波数成分を、いくつかのグループに分けて平均値を
演算する。最終的にタップ数が「４」のフィルタＡ_lmと
したいのであれば、０番目〜１５番目及び１１２番目〜
１２７番目の計３２ラインを平均して新たに０番目のラ
インとし、１６番目〜４７番目の３２ラインを平均して
新たに１番目のラインとし、４８番目〜７９番目の３２
ラインを平均して新たに２番目のラインとし、８０番目
〜１１番目の３２ラインを平均して新たに３番目のライ
ンとし、そして、これら新たな０〜３番目の計４ライン
を逆ＦＦＴして得られる結果の実部でフィルタＡ_lmを構
成してもよい。

【００８４】また、上記第２実施例では、同定用伝達関
数フィルタＣ＾_lm' の各フィルタ係数からなる数列をハ
イパス・フィルタ３０でフィルタ処理することにより、
その高周波側の特性を抽出して、第１伝達関数フィルタ
Ｃ＾_FIR.lmを設定する場合について説明しているが、第
１伝達関数フィルタＣ＾_FIR.lmを設定する手法はこれに
限定されるものではない。

【００８５】例えば、図１０に示すように、同定用伝達
関数フィルタＣ＾_lm' をローパス・フィルタ３１及び型
式変換部３２で処理することにより求められた第２伝達
関数フィルタＣ＾_IIR.lmのインパルス応答を演算するイ
ンパルス応答演算手段としてのインパルス応答演算部３
３と、同定用伝達関数フィルタＣ＾_lm' の各フィルタ係
数からインパルス応答の時間軸上で対応する数値を減算
する減算手段としての減算部３４とを設け、その減算部
３４の出力を第１伝達関数フィルタＣ＾_FIR.lmとして伝
達関数フィルタＣ＾_lm内に設定するようにしてもよい。
つまり、インパルス応答演算部３３の出力は、同定用伝
達関数フィルタＣ＾_lm' の低周波帯域の特性のインパル
ス応答に他ならないから、同定用伝達関数フィルタＣ＾
_lm' からそのインパルス応答を差し引けば、同定用伝達
関数フィルタＣ＾_lm' の高周波帯域の特性のみが残り、
これがそのまま第１伝達関数フィルタＣ＾_FIR.lmとなる
のである。

【００８６】即ち、この方法によれば、同定用伝達関数
フィルタＣ＾_lm' の全周波数成分が確実に第１伝達関数
フィルタＣ＾_FIR.lmと第２伝達関数フィルタＣ＾_IIR.lm
とに分割することができるから、最終的な伝達関数フィ
ルタＣ＾_lmの精度が例えば型式変換部３２の演算精度等
の影響を受けて低下してしまうようなことが防止できる
のである。

【００８７】さらに、第１伝達関数フィルタＣ＾_FIR.lm
の設定は、図１１に示すような構成で行うことも可能で
ある。即ち、図１０と同様に構成された減算部３４の出
力を基準フィルタＣ＾_FIR.lm''とするとともに、ランダ
ム信号ＲＮＤを生成するランダム信号生成手段としての
Ｍ系列信号生成部３５と、所定タップ数のフィルタ係数
可変の設定用適応フィルタＣ＾_FIR.lm' と、ランダム信
号ＲＮＤを基準フィルタＣ＾_FIR.lm''でフィルタ処理し
た値からランダム信号ＲＮＤを設定用適応フィルタＣ＾
_FIR.lm' でフィルタ処理した値を減算する減算部３６
と、ランダム信号ＲＮＤ及び減算部３６の出力に基づい
て適応アルゴリズムとしてのＬＭＳアルゴリズムに従っ
てその減算部３６の出力が零に一致するように設定用適
応フィルタＣ＾_FIR.lm' のフィルタ係数を逐次更新する
フィルタ係数更新部３７と、を設けることのより第１伝
達関数フィルタＣ＾_FIR.lmを設定することも可能であ
る。この場合は、適宜収束した時点での設定用適応フィ
ルタＣ＾_FIR.lm' が第１伝達関数フィルタＣ＾_FIR.lmと
なる。なお、この図１１に示す構成では、減算部３６及
びフィルタ係数更新部３７によって、設定用適応フィル
タ更新手段が構成されている。

【００８８】即ち、この図１１に示す構成であれば、図
１０の構成で求められる基準フィルタＣ＾_FIR.lm''をさ
らに設定用適応フィルタＣ＾_FIR.lm' でモデル化するも
のであり、最終的に得られる第１伝達関数フィルタＣ＾
_FIR.lmのタップ数が、その設定用適応フィルタＣ＾
_FIR.lm' のタップ数に一致することになるから、例え
ば、伝達関数Ｃ_lmのインパルス応答長を長くしている周
波数成分の全てを図１０の構成では第２伝達関数フィル
タＣ＾_IIR.lmで表現仕切れなかったこと等により基準フ
ィルタＣ＾_FIR.lm''のタップ数が若干大きくなってしま
った場合でも、最終的に得られる第１伝達関数フィルタ
Ｃ＾_FIR.lmのタップ数は所定個数に抑えられるから、伝
達関数フィルタＣ＾_lmと基準信号ｘとの畳み込み演算の
際の積算・加算の回数を低減するという効果を確実に得
ることができるようになる。

【００８９】なお、上記各実施例では、本発明に係る能
動型振動制御装置を、こもり音又はロード・ノイズの低
減を図る車両用能動型騒音制御装置１に適用した場合に
ついて説明したが、本発明の適用対象はこれに限定され
るものではなく、例えばドアミラーにおける風切り音等
の他の騒音を低減する装置、或いは通常の室内のように
車室３以外の空間内の騒音の低減を図る装置等であって
もよい。

【００９０】また、低減の対象は騒音に限定されるもの
ではなく、例えば、エンジン４及びメンバ間に能動的な
制御力を発生するエンジンマウント（制御振動発生手
段）を介在させるとともに、そのメンバ側に残留振動を
検出する加速度センサ（残留振動検出手段）を配設し、
そして、かかるエンジンマウントを上記第１実施例と同
様の基準信号ｘ及び加速度センサの出力信号（残留振動
信号）に基づいて制御すれば、エンジン４からメンバ側
に伝達される振動を低減し得る車両用能動型振動制御装
置となる。

【００９１】さらに、上記各実施例では、適応アルゴリ
ズムとしてＦｉｌｔｅｒｅｄ−ＸＬＭＳアルゴリズム或
いは通常のＬＭＳアルゴリズムを適用した場合について
説明したが、これに限定されるものではなく、例えば同
期式Ｆｉｌｔｅｒｅｄ−ＸＬＭＳアルゴリズム（日本音
響学会講演論文集平成４年３月の５１５〜５１６頁に
詳しい。）等の他のアルゴリズムであってもよい。

【００９２】またさらに、上記各実施例では、高周波／
低周波の境界を１００Ｈｚとしているが、これは適用対
象が一般的な乗用車だからである。従って、その境界
は、能動型騒音制御装置，能動型振動制御装置が適用さ
れる対象に応じて適宜選定されるものである。

【００９３】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
適応ディジタルフィルタのフィルタ係数の更新処理に必
要な伝達関数フィルタを、並列関係にある有限インパル
ス応答型の第１伝達関数フィルタと無限インパルス応答
型の第２伝達関数フィルタとから構成するとともに、前
記伝達関数の高周波側の特性を前記第１伝達関数フィル
タでモデル化し、前記伝達関数の低周波側の特性を前記
第２伝達関数フィルタでモデル化したため、制御を不安
定にすることなく、その伝達関数フィルタにおける演算
負荷を大幅に軽減することができるという効果が得られ
る。

【００９４】特に、請求項２〜５又は請求項７〜１０記
載の発明であれば、それら第１伝達関数フィルタ及び第
２伝達関数フィルタが所定のタイミングで設定可能であ
るため、実際の伝達関数が変化しても制御精度の悪化を
防止できるという効果が得られる。そして、請求項５又
は請求項１０記載の発明であれば、第１伝達関数フィル
タのタップ数を確実に少なくすることができるから、演
算負荷を大幅に軽減できるという効果を確実に得ること
ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１実施例の全体構成を示す図である。

【図２】第１実施例のコントローラの機能構成を示すブ
ロック図である。

【図３】伝達関数フィルタの具体的な機能構成を示すブ
ロック図である。

【図４】コントローラ内で実行される処理の概要を示す
フローチャートである。

【図５】第２実施例の全体構成を示す図である。

【図６】第２実施例のコントローラの機能構成を示すブ
ロック図である。

【図７】型式変換部の具体的な機能構成の一例を示すブ
ロック図である。

【図８】第２実施例のコントローラ内で実行される処理
の概要を示すフローチャートである。

【図９】第２実施例のコントローラ内で実行される処理
の概要を示すフローチャートである。

【図１０】第１伝達関数フィルタを演算する他の構成例
を示すブロック図である。

【図１１】第１伝達関数フィルタを演算する更に他の構
成例を示すブロック図である。

【図１２】伝達関数のインパルス応答の一例を示す波形
図である。

【符号の説明】

１車両用能動型騒音制御装置２車両３車室（空間）４エンジン（騒音源）５クランク角センサ８ａ，８ｂマイクロフォン（残留騒音検出手段）９ラウドスピーカ（制御音源）１０コントローラ１１基準信号生成部１２フィルタ係数更新部２２Ｍ系列信号生成部２３切換スイッチ２４同定処理制御部２５フィルタ係数更新部３０ハイパス・フィルタ３１ローパス・フィルタ３２型式変換部（フィルタ型式変換手段）３３インパルス応答演算部（インパルス応答
演算手段）３４減算部（減算手段）３５Ｍ系列信号生成部（ランダム信号生成手
段）３６減算部３７フィルタ係数更新部Ｃ＾_lm 伝達関数フィルタＣ＾_FIR.lm 第１伝達関数フィルタＣ＾_IIR.lm 第２伝達関数フィルタＣ＾_FIR.lm'' 基準フィルタＣ＾_FIR.lm' 設定用適応フィルタ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号庁内整理番号ＦＩ技術表示箇所Ｇ１０Ｋ 11/16 Ｈ０３Ｈ 17/06 Ａ 8842−5Ｊ 21/00 8842−5Ｊ (72)発明者浜辺勉神奈川県横浜市神奈川区宝町２番地日産自動車株式会社内 (72)発明者山田耕治神奈川県横浜市神奈川区宝町２番地日産自動車株式会社内 (72)発明者佐々木光秀茨城県勝田市大字高場2520番地株式会社日立製作所自動車機器事業部内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】騒音源から騒音が伝達される空間に制御
音を発生可能な制御音源と、前記騒音源の騒音発生状態
を検出し基準信号として出力する基準信号生成手段と、
前記空間内の所定位置の残留騒音を検出し残留騒音信号
として出力する残留騒音検出手段と、前記基準信号をフ
ィルタ処理して前記制御音源を駆動する駆動信号を生成
するフィルタ係数可変の適応ディジタルフィルタと、前
記制御音源及び前記残留騒音検出手段間の伝達関数をモ
デル化した伝達関数フィルタと、前記基準信号を前記伝
達関数フィルタでフィルタ処理した結果と前記残留騒音
信号とに基づいて前記空間内の騒音が低減するように適
応アルゴリズムに従って前記適応ディジタルフィルタの
フィルタ係数を更新する適応処理手段と、を備えた能動
型騒音制御装置において、前記伝達関数フィルタを、並列関係にある有限インパル
ス応答型の第１伝達関数フィルタと無限インパルス応答
型の第２伝達関数フィルタとから構成するとともに、前
記伝達関数の高周波側の特性を前記第１伝達関数フィル
タでモデル化し、前記伝達関数の低周波側の特性を前記
第２伝達関数フィルタでモデル化したことを特徴とする
能動型騒音制御装置。
【請求項２】前記伝達関数を有限インパルス応答型の
同定フィルタとして同定する同定手段と、前記同定フィ
ルタに基づいて前記第１伝達関数フィルタ及び前記第２
伝達関数フィルタを設定する伝達関数フィルタ設定手段
と、を設けた請求項１記載の能動型騒音制御装置。
【請求項３】前記伝達関数フィルタ設定手段を、前記
同定フィルタの各フィルタ係数からなる数列をフィルタ
処理しその結果を前記第１伝達関数フィルタとして設定
するハイパス・フィルタと、このハイパス・フィルタと
相互に補完関係にあり且つ前記同定フィルタの各フィル
タ係数からなる数列をフィルタ処理するローパス・フィ
ルタと、このローパス・フィルタのフィルタ処理の結果
を無限インパルス応答型のフィルタに変換しその変換結
果を前記第２伝達関数フィルタとして設定するフィルタ
型式変換手段と、から構成した請求項２記載の能動型騒
音制御装置。
【請求項４】前記伝達関数フィルタ設定手段を、前記
同定フィルタの各フィルタ係数からなる数列をフィルタ
処理して低周波成分を抽出するローパス・フィルタと、
このローパス・フィルタのフィルタ処理の結果を無限イ
ンパルス応答型のフィルタに変換しその変換結果を前記
第２伝達関数フィルタとして設定するフィルタ型式変換
手段と、このフィルタ型式変換手段によって設定された
前記第２伝達関数フィルタのインパルス応答を演算する
インパルス応答演算手段と、前記同定フィルタの各フィ
ルタ係数から前記インパルス応答の時間軸上で対応する
数値を差し引いてその結果を前記第１伝達関数フィルタ
として設定する減算手段と、から構成した請求項２記載
の能動型騒音制御装置。
【請求項５】前記伝達関数フィルタ設定手段を、前記
同定フィルタの各フィルタ係数からなる数列をフィルタ
処理して低周波成分を抽出するローパス・フィルタと、
このローパス・フィルタのフィルタ処理の結果を無限イ
ンパルス応答型のフィルタに変換しその変換結果を前記
第２伝達関数フィルタとして設定するフィルタ型式変換
手段と、このフィルタ型式変換手段によって設定された
前記第２伝達関数フィルタのインパルス応答を演算する
インパルス応答演算手段と、前記同定フィルタの各フィ
ルタ係数から前記インパルス応答の時間軸上で対応する
数値を差し引いて基準フィルタを設定する減算手段と、
ランダム信号を生成するランダム信号生成手段と、所定
個数のフィルタ係数からなり且つそれらフィルタ係数が
可変の設定用適応フィルタと、前記ランダム信号を前記
基準フィルタでフィルタ処理した結果及び前記ランダム
信号を前記設定用適応フィルタでフィルタ処理した結果
が一致するように適応アルゴリズムに従って前記設定用
適応フィルタのフィルタ係数を更新しその更新結果を前
記第１伝達関数フィルタとして設定する設定用適応フィ
ルタ更新手段と、から構成した請求項２記載の能動型騒
音制御装置。
【請求項６】振動源から発せられた振動と干渉する制
御振動を発生可能な制御振動源と、前記振動源の振動発
生状態を検出し基準信号として出力する基準信号生成手
段と、前記干渉した後の残留振動を検出し残留振動信号
として出力する残留振動検出手段と、前記基準信号をフ
ィルタ処理して前記制御振動源を駆動する駆動信号を生
成するフィルタ係数可変の適応ディジタルフィルタと、
前記制御振動源及び前記残留振動検出手段間の伝達関数
をモデル化した伝達関数フィルタと、前記基準信号を前
記伝達関数フィルタでフィルタ処理した結果と前記残留
振動信号とに基づいて前記干渉後の振動が低減するよう
に適応アルゴリズムに従って前記適応ディジタルフィル
タのフィルタ係数を更新する適応処理手段と、を備えた
能動型振動制御装置において、前記伝達関数フィルタを、並列関係にある有限インパル
ス応答型の第１伝達関数フィルタと無限インパルス応答
型の第２伝達関数フィルタとから構成するとともに、前
記伝達関数の高周波側の特性を前記第１伝達関数フィル
タでモデル化し、前記伝達関数の低周波側の特性を前記
第２伝達関数フィルタでモデル化したことを特徴とする
能動型振動制御装置。
【請求項７】前記伝達関数を有限インパルス応答型の
同定フィルタとして同定する同定手段と、前記同定フィ
ルタに基づいて前記第１伝達関数フィルタ及び前記第２
伝達関数フィルタを設定する伝達関数フィルタ設定手段
と、を設けた請求項６記載の能動型振動制御装置。
【請求項８】前記伝達関数フィルタ設定手段を、前記
同定フィルタの各フィルタ係数からなる数列をフィルタ
処理しその結果を前記第１伝達関数フィルタとして設定
するハイパス・フィルタと、このハイパス・フィルタと
相互に補完関係にあり且つ前記同定フィルタの各フィル
タ係数からなる数列をフィルタ処理するローパス・フィ
ルタと、このローパス・フィルタのフィルタ処理の結果
を無限インパルス応答型のフィルタに変換しその変換結
果を前記第２伝達関数フィルタとして設定するフィルタ
型式変換手段と、から構成した請求項７記載の能動型振
動制御装置。
【請求項９】前記伝達関数フィルタ設定手段を、前記
同定フィルタの各フィルタ係数からなる数列をフィルタ
処理して低周波成分を抽出するローパス・フィルタと、
このローパス・フィルタのフィルタ処理の結果を無限イ
ンパルス応答型のフィルタに変換しその変換結果を前記
第２伝達関数フィルタとして設定するフィルタ型式変換
手段と、このフィルタ型式変換手段によって設定された
前記第２伝達関数フィルタのインパルス応答を演算する
インパルス応答演算手段と、前記同定フィルタの各フィ
ルタ係数から前記インパルス応答の時間軸上で対応する
数値を差し引いてその結果を前記第１伝達関数フィルタ
として設定する減算手段と、から構成した請求項７記載
の能動型振動制御装置。
【請求項１０】前記伝達関数フィルタ設定手段を、前
記同定フィルタの各フィルタ係数からなる数列をフィル
タ処理して低周波成分を抽出するローパス・フィルタ
と、このローパス・フィルタのフィルタ処理の結果を無
限インパルス応答型のフィルタに変換しその変換結果を
前記第２伝達関数フィルタとして設定するフィルタ型式
変換手段と、このフィルタ型式変換手段によって設定さ
れた前記第２伝達関数フィルタのインパルス応答を演算
するインパルス応答演算手段と、前記同定フィルタの各
フィルタ係数から前記インパルス応答の時間軸上で対応
する数値を差し引いて基準フィルタを設定する減算手段
と、ランダム信号を生成するランダム信号生成手段と、
所定個数のフィルタ係数からなり且つそれらフィルタ係
数が可変の設定用適応フィルタと、前記ランダム信号を
前記基準フィルタでフィルタ処理した結果及び前記ラン
ダム信号を前記設定用適応フィルタでフィルタ処理した
結果が一致するように適応アルゴリズムに従って前記設
定用適応フィルタのフィルタ係数を更新しその更新結果
を前記第１伝達関数フィルタとして設定する設定用適応
フィルタ更新手段と、から構成した請求項７記載の能動
型振動制御装置。