JP6928149B1 - 交流回転電機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】弱め磁束制御の実行領域において、電磁加振力を低減することができる交流回転電機の制御装置を提供する。【解決手段】弱め磁束制御の運転領域内に設定された特定運転領域において、特定運転領域以外の通常運転領域よりも巻線に印加する印加電圧の基本波成分の振幅の最大値を増加させると共に、印加電圧の基本波成分の振幅の最大値が増加される条件で、弱め磁束制御によりｄｑ軸の電流指令値を算出する交流回転電機の制御装置。【選択図】図８

Description

本願は、交流回転電機の制御装置に関するものである。

交流回転電機には、近年、高トルク、高出力化が強く要求されており、マグネットトルクだけでなくリラクタンストルクも有効に活用できるＩＰＭＳＭ（埋込磁石同期モータ）の利用が進んでいる。しかしリラクタンストルクを活用しようとすると、電磁加振力が増大し、交流回転電機に振動が発生する。例えば、交流回転電機が、車両駆動用に用いられる場合は、騒音の観点から交流回転電機の振動を低減することが求められる。そのため、電磁加振力による交流回転電機の振動を低減することが求められている。

特許文献１では、ｄｑ軸の回転座標系において、電流ベクトルの位相を、最大トルク電流制御の実行時の位相よりも、遅らせることにより、ｄ軸電流を減少させ、電磁加振力を低減させる技術が開示されている。

特許第６４９７２３１号

弱め磁束制御の実行時は、ｄ軸電流が負方向に増加するため、電磁加振力が増加する問題がある。しかしながら、特許文献１の技術は、電流ベクトルの位相を、最大トルク電流制御の位相よりも遅らせており、電流ベクトルの位相を、最大トルク電流制御の位相よりも進める弱め磁束制御を実行する場合には、採用できない。弱め磁束制御においては、電圧制限楕円の制限により、電流ベクトルの位相が進められるため、簡単には、電流ベクトルの位相を遅らせることができない。

そこで、本願は、弱め磁束制御の実行領域において、電磁加振力を低減することができる交流回転電機の制御装置を提供することを目的とする。

本願に係る交流回転電機の制御装置は、
複数相の巻線を設けたステータと磁石を設けたロータとを有する交流回転電機を、インバータを介して制御する交流回転電機の制御装置であって、
前記複数相の巻線に流れる電流を検出する電流検出部と、
前記ロータの回転角度及び回転角速度を検出する回転検出部と、
前記ロータの磁極の回転角度の方向に定めたｄ軸及び前記ｄ軸より電気角で９０°位相が進んだ方向に定めたｑ軸からなるｄｑ軸の回転座標系上で、ｄｑ軸の電流指令値を算出し、前記ｄｑ軸の電流指令値、電流の検出値、及び前記回転角度に基づいて、複数相の電圧指令値を算出する電流制御部と、
前記複数相の電圧指令値に基づいて、前記インバータが有する複数のスイッチング素子をオンオフ制御するスイッチング制御部と、を備え、
前記電流制御部は、弱め磁束制御により前記ｄｑ軸の電流指令値を算出する運転領域内に設定された特定運転領域において、前記特定運転領域以外の通常運転領域よりも前記複数相の巻線に印加する印加電圧の基本波成分の振幅の最大値を増加させると共に、前記印加電圧の基本波成分の振幅の最大値が増加される条件で、弱め磁束制御により前記ｄｑ軸の電流指令値を算出するものである。

本願に係る交流回転電機の制御装置によれば、弱め磁束制御の実行領域では、巻線に生じる誘起電圧が巻線の印加電圧の最大値に一致する電圧制限楕円により、ｄｑ軸の電流指令値が制限され、最大トルク電流制御の実行時よりも、電流ベクトルの位相が進む。しかし、弱め磁束制御の実行領域内に設定された特定運転領域において、通常運転領域よりも、印加電圧の基本波成分の振幅の最大値が増加されるので、通常運転領域よりも電圧制限楕円の径を拡大することができ、電流ベクトルの位相を遅らせることができる。よって、弱め磁束制御の実行時に、特定運転領域において、電流ベクトルの位相の進み量を低減し、電磁加振力を低減することができる。

実施の形態１に係る交流回転電機及び制御装置の概略構成図である。 実施の形態１に係る交流回転電機及び制御装置の概略構成図である。 実施の形態１に係る制御装置の概略ブロック図である。 実施の形態１に係る制御装置の概略ハードウェア構成図である。 実施の形態１に係る最大トルク電流制御及び弱め磁束制御の実行領域を説明するための図である。 実施の形態１に係る最大トルク電流制御におけるｄｑ軸の電流指令値の設定を説明するための図である。 実施の形態１に係る弱め磁束制御の実行時の特定運転領域と通常運転領域におけるｄｑ軸の電流指令値の設定を説明するための図である。 実施の形態１に係る特定運転領域及び通常運転領域における電流ベクトルの位相を説明するための図である。 実施の形態１に係る電磁加振力が大きくなる運転領域を説明するための図である。 実施の形態１に係る特定運転領域と通常運転領域の設定を説明するための図である。 実施の形態１に係る電流ベクトルの位相と電磁加振力との関係を説明するための図である。 実施の形態１に係る通常電圧モードの電流指令値の設定マップを説明するための図である。 実施の形態１に係る電圧増加モードの電流指令値の設定マップを説明するための図である。 実施の形態２に係る交流回転電機及び制御装置の概略構成図である。 実施の形態２に係る制御装置の概略ブロック図である。 実施の形態３に係る交流回転電機及び制御装置の概略構成図である。 実施の形態３に係る制御装置の概略ブロック図である。 実施の形態４に係る交流回転電機及び制御装置の概略構成図である。 実施の形態５に係る交流回転電機及び制御装置の概略構成図である。 実施の形態６に係る交流回転電機及び制御装置の概略構成図である。 実施の形態７に係る交流回転電機及び制御装置の概略構成図である。 実施の形態８に係る交流回転電機及び制御装置の概略構成図である。 実施の形態９に係る交流回転電機及び制御装置の概略構成図である。

１．実施の形態１
実施の形態１に係る交流回転電機の制御装置１（以下、単に制御装置１と称す）について図面を参照して説明する。図１及び図２は、本実施の形態に係る交流回転電機２及び制御装置１の概略構成図である。

１−１．交流回転電機
交流回転電機２は、複数相の巻線を設けたステータと磁石を設けたロータと、を有している。本実施の形態では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相の巻線Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗが設けられている。３相巻線Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗは、スター結線とされている。なお、３相巻線は、デルタ結線とされてもよい。交流回転電機２は、永久磁石式の同期回転電機とされており、ロータに永久磁石が設けられている。本実施の形態では、永久磁石は、ロータの電磁鋼板の内側に埋め込まれている。なお、永久磁石は、ロータの外周面に張り付けられてもよい。

交流回転電機２は、ロータの回転角度に応じた電気信号を出力する回転センサ１６を備えている。回転センサ１６は、ホール素子、エンコーダ、又はレゾルバ等とされる。回転センサ１６の出力信号は、制御装置１に入力される。

１−２．インバータ等
インバータ２０は、直流電源１０と３相巻線との間で電力変換を行う電力変換器であり、複数のスイッチング素子を有している。インバータ２０は、直流電源１０の正極側に接続される正極側のスイッチング素子２３Ｈ（上アーム）と直流電源１０の負極側に接続される負極側のスイッチング素子２３Ｌ（下アーム）とが直列接続された直列回路（レッグ）を、３相各相の巻線に対応して３セット設けている。インバータ２０は、３つの正極側のスイッチング素子２３Ｈと、３つの負極側のスイッチング素子２３Ｌとの、合計６つのスイッチング素子を備えている。そして、正極側のスイッチング素子２３Ｈと負極側のスイッチング素子２３Ｌとが直列接続されている接続点が、対応する相の巻線に接続されている。

具体的には、各相の直列回路において、正極側のスイッチング素子２３Ｈのコレクタ端子は、正極側電線１４に接続され、正極側のスイッチング素子２３Ｈのエミッタ端子は、負極側のスイッチング素子２３Ｌのコレクタ端子に接続され、負極側のスイッチング素子２３Ｌのエミッタ端子は、負極側電線１５に接続されている。正極側のスイッチング素子２３Ｈと負極側のスイッチング素子２３Ｌとの接続点は、対応する相の巻線に接続されている。スイッチング素子には、ダイオード２２が逆並列接続されたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ダイオードが逆並列接続されたＦＥＴ（Field Effect Transistor）、逆並列接続されたダイオードの機能を有するＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、ダイオードが逆並列接続されたバイポーラトランジスタ等が用いられる。各スイッチング素子のゲート端子は、制御装置１に接続されている。各スイッチング素子は、制御装置１から出力される制御信号によりオン又はオフされる。

平滑コンデンサ１２が、正極側電線１４と負極側電線１５との間に接続される。直流電源１０からインバータ２０に供給される電源電圧を検出する電源電圧センサ１３が備えられている。電源電圧センサ１３は、正極側電線１４と負極側電線１５との間に接続されている。電源電圧センサ１３の出力信号は、制御装置１に入力される。

電流センサ１７は、各相の巻線に流れる電流に応じた電気信号を出力する。電流センサ１７は、スイッチング素子の直列回路と巻線とをつなぐ各相の電線上に備えられている。電流センサ１７の出力信号は、制御装置１に入力される。なお、電流センサ１７は、各相の直列回路に備えられてもよい。

直流電源１０には、充放電可能な蓄電装置（例えば、リチウムイオン電池、ニッケル水素電池、電気二重層キャパシタ）が用いられる。なお、直流電源１０には、直流電圧を昇圧したり降圧したりする直流電力変換器であるＤＣ−ＤＣコンバータが設けられてもよい。

１−３．制御装置１
制御装置１は、インバータ２０を介して交流回転電機２を制御する。図３に示すように、制御装置１は、後述する回転検出部３１、直流電圧検出部３２、電流検出部３３、電流制御部３４、及びスイッチング制御部３５等を備えている。制御装置１の各機能は、制御装置１が備えた処理回路により実現される。具体的には、制御装置１は、図４に示すように、処理回路として、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等の演算処理装置９０（コンピュータ）、演算処理装置９０とデータのやり取りする記憶装置９１、演算処理装置９０に外部の信号を入力する入力回路９２、及び演算処理装置９０から外部に信号を出力する出力回路９３等を備えている。

演算処理装置９０として、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ＩＣ（Integrated Circuit）、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、各種の論理回路、及び各種の信号処理回路等が備えられてもよい。また、演算処理装置９０として、同じ種類のもの又は異なる種類のものが複数備えられ、各処理が分担して実行されてもよい。記憶装置９１として、演算処理装置９０からデータを読み出し及び書き込みが可能に構成されたＲＡＭ（Random Access Memory）、演算処理装置９０からデータを読み出し可能に構成されたＲＯＭ（Read Only Memory）等が備えられている。入力回路９２は、電源電圧センサ１３、回転センサ１６、電流センサ１７等の各種のセンサ、スイッチが接続され、これらセンサ、スイッチの出力信号を演算処理装置９０に入力するＡ／Ｄ変換器等を備えている。出力回路９３は、スイッチング素子をオンオフ駆動するゲート駆動回路等の電気負荷が接続され、これら電気負荷に演算処理装置９０から制御信号を出力する駆動回路等を備えている。

そして、制御装置１が備える図２の各制御部３１〜３５等の各機能は、演算処理装置９０が、ＲＯＭ等の記憶装置９１に記憶されたソフトウェア（プログラム）を実行し、記憶装置９１、入力回路９２、及び出力回路９３等の制御装置１の他のハードウェアと協働することにより実現される。なお、各制御部３１〜３５等が用いる各マップ、基準値等の設定データは、ソフトウェア（プログラム）の一部として、ＲＯＭ等の記憶装置９１に記憶されている。以下、制御装置１の各機能について詳細に説明する。

１−３−１．回転検出部３１
回転検出部３１は、電気角でのロータの回転角度θ及び回転角速度ωを検出する。本実施の形態では、回転検出部３１は、回転センサ１６の出力信号に基づいて、ロータの回転角度θ及び回転角速度ωを検出する。回転検出部３１は、Ｕ相の巻線位置を基準にした、ロータの磁極（Ｎ極）の回転角度θを検出する。なお、回転検出部３１は、電流指令値に高調波成分を重畳することによって得られる電流情報等に基づいて、回転センサを用いずに、回転角度を推定するように構成されてもよい（いわゆる、センサレス方式）。

１−３−２．直流電圧検出部３２
直流電圧検出部３２は、直流電源１０からインバータ２０に供給される直流電圧Ｖｄｃを検出する。本実施の形態では、直流電圧検出部３２は、電源電圧センサ１３の出力信号に基づいて、直流電圧Ｖｄｃを検出する。

１−３−３．電流検出部３３
電流検出部３３は、３相の巻線に流れる電流Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを検出する。電流検出部３３は、電流センサ１７の出力信号に基づいて、Ｕ相の巻線に流れる電流Ｉｕｒを検出し、Ｖ相の巻線に流れる電流Ｉｖｒを検出し、Ｗ相の巻線に流れる電流Ｉｗｒを検出する。なお、電流センサ１７が２相の巻線電流を検出するように構成され、残りの１相の巻線電流が、２相の巻線電流の検出値に基づいて算出されてもよい。例えば、電流センサ１７が、Ｖ相及びＷ相の巻線電流Ｉｖｒ、Ｉｗｒを検出し、Ｕ相の巻線電流Ｉｕｒが、Ｉｕｒ＝−Ｉｖｒ−Ｉｗｒにより算出されてもよい。

１−３−４．スイッチング制御部３５
スイッチング制御部３５は、後述する電流制御部３４により算出された３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏに基づいて、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御により複数のスイッチング素子をオンオフする。スイッチング制御部３５は、３相の電圧指令値のそれぞれとキャリア波とを比較することにより、各相のスイッチング素子をオンオフするスイッチング信号を生成する。キャリア波は、キャリア周波数で０を中心に直流電圧Ｖｄｃの半分値の振幅で振動する三角波とされている。スイッチング制御部３５は、電圧指令値がキャリア波を上回った場合は、スイッチング信号をオンし、電圧指令値がキャリア波を下回った場合は、スイッチング信号をオフする。正極側のスイッチング素子には、スイッチング信号がそのまま伝達され、負極側のスイッチング素子には、スイッチング信号を反転させたスイッチング信号が伝達される。各スイッチング信号は、ゲート駆動回路を介して、インバータ２０の各スイッチング素子のゲート端子に入力され、各スイッチング素子をオン又はオフさせる。

１−３−５．電流制御部３４
電流制御部３４は、ｄｑ軸の回転座標系上で、ｄｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏを算出し、ｄｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏ、電流の検出値、及び回転角度θに基づいて、３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏを算出する。ｄｑ軸の回転座標系は、ロータの磁極（Ｎ極）の回転角度の方向に定めたｄ軸及びｄ軸より電気角で９０°位相が進んだ方向に定めたｑ軸からなる。

本実施の形態では、電流制御部３４は、電流指令値算出部３４１、電流座標変換部３４２、ｄｑ軸電圧指令値算出部３４３、電圧座標変換部３４４、変調部３４５、及び制御モード判定部３４６を備えている。

制御モード判定部３４６は、電圧増加モード又は通常電圧モードであるか否かを判定する。制御モード判定部３４６の詳細は後述する。

電流指令値算出部３４１は、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏ及びｑ軸の電流指令値Ｉｑｏを算出する。電流指令値算出部３４１は、電圧増加モードである場合は、電圧増加モードのｄｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏを算出し、通常電圧モードである場合は、通常電圧モードのｄｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏを算出する。電流指令値算出部３４１の詳細は後述する。

電流座標変換部３４２は、３相の電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを、回転角度θに基づいて、３相２相変換及び回転座標変換を行って、ｄｑ軸の回転座標系上のｄ軸の電流検出値Ｉｄｒ及びｑ軸の電流検出値Ｉｑｒに変換する。

ｄｑ軸電圧指令値算出部３４３は、ｄ軸の電流検出値Ｉｄｒがｄ軸の電流指令値Ｉｄｏに近づき、ｑ軸の電流検出値Ｉｑｒがｑ軸の電流指令値Ｉｑｏに近づくように、ｄ軸の電圧指令値Ｖｄｏ及びｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏを、ＰＩ制御等により変化させる電流フィードバック制御を行う。なお、ｄ軸電流とｑ軸電流の非干渉化のため等のフィードフォワード制御が行われてもよい。

電圧座標変換部３４４は、ｄｑ軸の電圧指令値Ｖｄｏ、Ｖｑｏを、回転角度θに基づいて、固定座標変換及び２相３相変換を行って、座標変換後の３相の電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃに変換する。この座標変換後の３相の電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃは、正弦波になり、３相の電圧指令値の基本波成分及び３相の巻線の印加電圧の基本波成分に相当する。

＜振幅低減変調＞
変調部３４５は、電圧増加モードである場合は、正弦波の座標変換後の３相の電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃに対して、振幅を低減する変調を加える振幅低減変調を行って、最終的な３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏを算出する。振幅低減変調を行うことにより、３相巻線への印加電圧の基本波成分の振幅の最大値を増加させることができる。

変調部３４５は、通常電圧モードである場合は、振幅低減変調を行わずに、座標変換後の３相の電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃを、そのまま、最終的な３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏに設定する。

振幅低減変調の方式には、３次高調波重畳、ｍｉｎ−ｍａｘ法（疑似３次高調波重畳）、２相変調、及び台形波変調等の公知の各種方式が用いられる。３次高調波重畳は、座標変換後の３相の電圧指令値に、３相の電圧指令値の１／６の振幅を有する３次高調波を重畳させる方式である。ｍｉｎ−ｍａｘ法は、座標変換後の３相の電圧指令値の中間電圧の１／２を、座標変換後の３相の電圧指令値に重畳させる方式である。２相変調は、何れか１相の電圧指令値を−Ｖｄｃ／２又は＋Ｖｄｃ／２に固定し、他の２相を座標変換後の３相の電圧指令値の線間電圧が変化しないように変化させる方式である。振幅低減変調の前後で、３相の電圧指令値の線間電圧は維持される。

３相の電圧指令値の電圧利用率Ｍは、次式に示すように、直流電圧Ｖｄｃの半分値に対する、３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏの基本波成分の振幅ＶＡの比率である。なお、電圧利用率Ｍは、変調率とも呼ばれる。３相の電圧指令値の基本波成分は、座標変換後の３相の電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃに一致する。また、３相の電圧指令値の電圧利用率Ｍは、３相の巻線の印加電圧の電圧利用率に一致する。すなわち、３相の巻線の印加電圧の電圧利用率Ｍは、直流電圧Ｖｄｃの半分値に対する、３相の巻線の印加電圧の基本波成分の振幅の比率である。３相の巻線の印加電圧の基本波成分は、座標変換後の３相の電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃに一致する。
Ｍ＝ＶＡ／（Ｖｄｃ／２） ・・・（１）

振幅低減変調が行われない場合は、電圧利用率Ｍが、１より大きくなると、３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏの振幅が、直流電圧Ｖｄｃの半分値を超える過変調の状態になる。振幅低減変調が行われる場合は、電圧利用率Ｍが、２／√３（≒１．１５）より大きくなると、３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏの振幅が、直流電圧Ｖｄｃの半分値を超える過変調の状態になる。過変調の状態になると、３相の巻線に、３相の電圧指令値に応じた電圧を印加できなくなり、３相の巻線の印加電圧の線間電圧に高調波が重畳され、トルクリップル成分が増加する。よって、本実施の形態では、過変調の状態にならないように、３相の電圧指令値が設定される。すなわち、電流制御部３４は、通常電圧モード及び電圧増加モードにおいて、３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏが直流電圧Ｖｄｃの範囲を超えない範囲で、電圧利用率Ｍを変化させる。

＜電流指令値算出部３４１＞
電流指令値算出部３４１は、振幅低減変調が行われない通常電圧モードでは、電圧利用率Ｍが、１以下になるように、ｄｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏを設定し、３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏの振幅は、直流電圧Ｖｄｃの半分値以下にされる。電流指令値算出部３４１は、振幅低減変調が行われる電圧増加モードである場合は、電圧利用率Ｍが、１より大きく、１．１５以下になるように、ｄｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏを設定し、振幅低減変調後の３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏの振幅は、直流電圧Ｖｄｃの半分値以下にされる。例えば、電圧増加モードでは、電圧利用率Ｍは、１．１５に設定される。
１）通常電圧モード（振幅低減変調なし）
Ｍ≦１
２）電圧増加モード（振幅低減変調あり） ・・・（２）
１＜Ｍ≦１．１５

＜最大トルク電流制御、弱め磁束制御＞
電流指令値算出部３４１は、最大トルク電流制御及び弱め磁束制御により、ｄｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏを算出する。図５に、最大トルク電流制御の実行領域と、弱め磁束制御の実行領域を示す。高回転角速度及び高トルクの領域で、弱め磁束制御が行われる。

最大トルク電流制御では、トルク指令値Ｔｏのトルクを出力させる電流が最小になるｄｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏが算出される。図６に示すように、電流指令値算出部３４１は、ｄｑ軸の回転座標系上で、トルク指令値Ｔｏが増加するに従って、最大トルク電流曲線上を、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏを負方向に増加させ、ｑ軸の電流指令値Ｉｑｏを正方向に増加させる。最大トルク電流曲線は、同一電流に対して出力トルクが最大になるｄｑ軸の電流の軌跡である。

回転角速度ωが基底回転速度よりも低い場合は、電流制限円により、最大トルク電流制御のｄｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏが上限制限される。一方、回転角速度ωが基底回転速度よりも高い場合は、トルク指令値Ｔｏの増加又は回転角速度ωの増加により、３相の巻線に生じる誘起電圧が、３相巻線の印加電圧の最大値に到達すると、弱め磁束制御に切り替わる。

図７に示すように、弱め磁束制御では、ｄｑ軸の回転座標系上で、電圧制限楕円（定誘起電圧楕円）と、トルク指令値Ｔｏの定トルク曲線との交点に、ｄｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏが算出される。よって、弱め磁束制御では、３相の電圧指令値及び３相巻線の印加電圧の電圧利用率Ｍが、１又は１．１５の最大値になり、出力トルクがトルク指令値Ｔｏになるｄｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏが算出される。

定トルク曲線は、出力トルクが一定値になるｄｑ軸の電流の軌跡である。電圧制限楕円は、３相巻線の誘起電圧が、３相巻線の印加電圧の最大値に一致するｄｑ軸の電流の軌跡である。誘起電圧は、回転角速度ωに比例して増加するため、回転角速度ωが増加するに従って、電圧制限楕円の径が小さくなる。

＜振幅低減変調による電流ベクトルの位相βの減少＞
３相巻線の印加電圧の最大値は、振幅低減変調を行わない場合は、直流電圧Ｖｄｃになり、振幅低減変調を行う場合は、直流電圧Ｖｄｃ×１．１５になる。よって、図７に示すように、振幅低減変調を行うことにより、電圧制限楕円の径を拡大することができ、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏを正方向に増加させることができ、電流ベクトルの位相βを遅らせることができる。

図８に、横軸が電流ベクトルの位相βであり、縦軸が電流ベクトルの大きさＩａである図を示す。図８には、ある出力トルク及びある回転角速度における定トルク曲線を示している。電圧制限楕円により制限され、弱め磁束制御が実行されることにより、最大トルク電流制御よりも、電流ベクトルの位相βが進み、電流ベクトルの大きさＩａが増加するが、振幅低減変調を行うことにより、電流ベクトルの位相βの進み量を低下させ、電流ベクトルの大きさＩａの増加量を低下させることができる。

すなわち、電流指令値算出部３４１は、電圧増加モードである場合は、振幅低減変調の実行により電圧利用率Ｍが通常電圧モードよりも増加される条件で、弱め磁束制御によりｄｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏを算出する。例えば、電圧増加モードの電圧利用率Ｍは、１．１５に設定される。

＜制御モード判定部３４６＞
制御モード判定部３４６は、現在の運転状態が、弱め磁束制御によりｄｑ軸の電流指令値を算出する運転領域内に設定された特定運転領域である場合に、電圧増加モードであると判定し、現在の運転状態が、特定運転領域以外の通常運転領域である場合に、通常電圧モードであると判定する。

本実施の形態では、制御モード判定部３４６は、弱め磁束制御によりｄｑ軸の電流指令値を算出する運転領域であって、ロータとステータとの間に生じる電磁加振力Ｆによる影響が、基準値より大きくなる運転領域に対応して特定運転領域を設定している。

電磁加振力Ｆは、ロータとステータとの間の電磁力により発生する。例えば、ロータのＮ極及びＳ極から発生する界磁磁束の磁路が、ステータのスロットの開口部を横切るごとに、ステータとロータとの間の径方向の電磁力が周期的に変動し、周期的な電磁加振力Ｆが発生する。ｄ軸電流が負方向に大きくなると、電磁力の変動幅が大きくなる。ロータの回転周波数に対する電磁加振力Ｆの周波数の次数は、ロータの極対数、スロットの数等に応じた次数になる。電磁加振力Ｆの振動モードには、例えば、ステータの外径が同時に径方向に振動する０次の振動モード等がある。

電磁加振力Ｆによるステータの振動が、モータケースの外部に伝達されると、ロータの回転周波数に応じた振動、騒音が生じる。特に、電磁加振力Ｆの周波数が、モータケース等の交流回転電機の機械的な共振周波数に一致すると、振動、騒音が大きくなる。

例えば、電磁加振力Ｆによる影響は、電磁加振力Ｆにより生じる振動及び騒音の一方又は双方とされる。例えば、電磁加振力Ｆによる影響は、振動及び騒音の一方又は双方を評価する評価値とされる。或いは、電磁加振力Ｆによる影響は、電磁加振力Ｆそのものとされてもよい。いずれにしても、電磁加振力Ｆが大きくなる運転領域と、電磁加振力Ｆによる影響（振動、騒音）が大きくなる運転領域は、概ね一致する。基準値は、許容できる電磁加振力Ｆによる影響の上限値に設定される。

＜電磁加振力Ｆが大きくなる運転領域＞
図９に、回転角速度ωとトルクＴとの運転領域と、電磁加振力Ｆが大きくなる領域の例を示している。図９には、等加振力線を示しており、高回転角速度及び高トルクの右上に行くに従って、電磁加振力Ｆが増加している。電磁加振力Ｆが大きくなる運転領域は、弱め磁束制御の実行領域と、一部重複している。

制御モード判定部３４６は、回転角速度ω及びトルク指令値Ｔｏに基づいて、電圧増加モード（特定運転領域）及び通常電圧モード（通常運転領域）のいずれであるかを判定する。例えば、制御モード判定部３４６は、図１０に示すような、回転角速度ω及びトルク指令値Ｔｏと電圧増加モード及び通常電圧モードとの関係が予め設定されたモード判定マップを参照し、現在の回転角速度ω及びトルク指令値Ｔｏに対応する電圧増加モード又は通常電圧モードを判定する。

＜電流ベクトルの位相βと電磁加振力Ｆ＞
図１１に、電流ベクトルの位相βと電磁加振力Ｆとの関係の例を示す。電流ベクトルの位相βが大きくなるに従って、電磁加振力Ｆが大きくなっている。図８を用いて説明したように、弱め磁束制御を実行すると、最大トルク電流制御よりも、電流ベクトルの位相βが進むが、振幅低減変調を加えることにより、電流ベクトルの位相βの進み量を低減させることができる。よって、電磁加振力Ｆによる影響が、基準値より大きくなる特定運転領域で、振幅低減変調を行うことで、電流ベクトルの位相βを低減させ、電磁加振力Ｆの影響（振動、騒音）を低減することができる。

一方、振幅低減変調を行うと、印加電圧に高調波成分が重畳され、鉄損が増加する。そのため、電磁加振力Ｆの影響を低減する必要のない弱め磁束制御の運転領域では、通常電圧モードに設定し、振幅低減変調を行わず、鉄損が増加しないようにする。

＜電流指令値の設定＞
本実施の形態では、通常電圧モードである場合は、電流指令値算出部３４１は、図１２に示すような回転角速度ω及びトルク指令値Ｔｏと通常電圧モードの電流ベクトルの大きさＩａ＿ｎ及び位相β＿ｎとの関係が予め設定された通常電圧モードの電流指令値マップを参照し、現在の回転角速度ω及びトルク指令値Ｔｏに対応する電流ベクトルの大きさＩａ＿ｎ及び位相β＿ｎを算出する。そして、電流指令値算出部３４１は、算出した電流ベクトルの大きさＩａ＿ｎ及び位相β＿ｎに基づいて、ｄｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏを算出する。なお、通常電圧モードの電流指令値マップに、通常電圧モードのｄｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ＿ｎ、Ｉｑｏ＿ｎが直接設定されてもよい。

一方、電圧増加モードである場合は、電流指令値算出部３４１は、図１３に示すような回転角速度ω及びトルク指令値Ｔｏと電圧増加モードの電流ベクトルの大きさＩａ＿ｉ及び位相β＿ｉとの関係が予め設定された電圧増加モードの電流指令値マップを参照し、現在の回転角速度ω及びトルク指令値Ｔｏに対応する電流ベクトルの大きさＩａ＿ｉ及び位相β＿ｉを算出する。そして、電流指令値算出部３４１は、算出した電流ベクトルの大きさＩａ＿ｉ及び位相β＿ｉに基づいて、ｄｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏを算出する。なお、電圧増加モードの電流指令値マップに、電圧増加モードのｄｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ＿ｉ、Ｉｑｏ＿ｉが直接設定されてもよい。

図１２及び図１３のハッチングの運転領域が、電圧増加モード（特定運転領域）に対応する。なお、図１２の通常電圧モードの電流指令値マップでは、電圧増加モードに対応する運転領域のデータが設定されなくてもよく、図１３の電圧増加モードの電流指令値マップでは、通常電圧モードに対応する運転領域以外のデータが設定されなくてもよい。

２．実施の形態２
実施の形態２に係る交流回転電機２及び制御装置１について説明する。上記の実施の形態１と同様の構成部分は説明を省略する。本実施の形態に係る交流回転電機２及び制御装置１の基本的な構成は実施の形態１と同様であるが、直流昇圧器４０が備えられており、電圧増加モードにおいて、直流昇圧器４０により直流電圧Ｖｄｃが昇圧される点が実施の形態１と異なる。図１４は、本実施の形態に係る交流回転電機２及び制御装置１の概略構成図である。

直流電源１０とインバータ２０との間に、直流電圧Ｖｄｃを昇圧する直流昇圧器４０が備えられている。直流昇圧器４０には、昇圧チョッパ回路等のＤＣ−ＤＣコンバータが用いられ、直流電源１０から出力された直流電圧を昇圧して、インバータ２０に供給する。

本実施の形態では、図１５に示すように、電流制御部３４は、電流指令値算出部３４１、電流座標変換部３４２、ｄｑ軸電圧指令値算出部３４３、電圧座標変換部３４４、及び制御モード判定部３４６に加えて、昇圧制御部３４７を備えている。なお、本実施の形態では、電流制御部３４は、変調部３４５を備えておらず、座標変換後の３相の電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃが、３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏとして算出される。

式（１）に示したように、直流電圧Ｖｄｃが昇圧されると、電圧利用率Ｍが１である場合でも、３相の電圧指令値の基本波成分の振幅ＶＡを、昇圧率に応じて増加させることができる。

電流制御部３４は、電圧昇圧モード（特定運転領域）において、通常電圧モード（通常運転領域）よりも、直流昇圧器４０の昇圧率を増加させると共に、３相の電圧指令値の基本波成分の振幅ＶＡの最大値を増加させて、３相巻線への印加電圧の基本波成分の振幅の最大値を増加させる。

昇圧制御部３４７は、電圧昇圧モードである場合は、直流昇圧器４０に昇圧指令を伝達し、直流昇圧器４０の昇圧率を、設定昇圧率に増加させる。

一方、昇圧制御部３４７は、通常電圧モードである場合は、直流昇圧器４０に昇圧指令を伝達せず、直流昇圧器４０に直流電圧を昇圧させない。

電流指令値算出部３４１は、通常電圧モードでは、直流電圧Ｖｄｃが昇圧されない条件で電圧利用率Ｍが１以下になるように、ｄｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏを設定し、３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏの振幅は、昇圧されない直流電圧Ｖｄｃの半分値以下にされる。電流指令値算出部３４１は、電圧増加モードでは、直流電圧Ｖｄｃが昇圧された条件で電圧利用率Ｍが、１以下になるように、ｄｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏを設定し、３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏの振幅は、昇圧後の直流電圧Ｖｄｃの半分値以下にされる。例えば、電圧増加モードでは、電圧利用率Ｍは、１に設定される。

３相巻線の印加電圧の振幅の最大値は、電圧昇圧モードにおいて、通常電圧モードよりも昇圧率だけ大きくなる。よって、実施の形態１の図７と同様に、弱め磁束制御において、直流電圧の昇圧を行うことにより、電圧制限楕円の径を拡大することができ、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏを正方向に増加させることができる。

実施の形態１の図８と同様に、弱め磁束制御が実行されることにより、最大トルク電流制御よりも、電流ベクトルの位相βが進み、電流ベクトルの大きさＩａが増加するが、直流電圧の昇圧を行うことにより、電流ベクトルの位相βの進み量を低下させ、電流ベクトルの大きさＩａの増加量を低下させることができる。

よって、電磁加振力Ｆによる影響が、基準値より大きくなる特定運転領域で、直流電圧の昇圧を行うことで、電流ベクトルの位相βを低減させ、電磁加振力Ｆの影響（振動、騒音）を低減することができる。

一方、直流電圧の昇圧を行うと、直流昇圧器４０の損失が増加する。そのため、電磁加振力Ｆの影響を低減する必要のない弱め磁束制御の運転領域では、通常電圧モードに設定し、直流電圧の昇圧を行わず、直流昇圧器４０の損失が増加しないようにする。

３．実施の形態３
実施の形態３に係る交流回転電機２及び制御装置１について説明する。上記の実施の形態１と同様の構成部分は説明を省略する。本実施の形態に係る交流回転電機２及び制御装置１の基本的な構成は実施の形態１と同様であるが、交流昇圧器５０が備えられており、電圧増加モードにおいて、交流昇圧器５０により３相巻線への印加電圧が昇圧される点が実施の形態１と異なる。図１６は、本実施の形態に係る交流回転電機２及び制御装置１の概略構成図である。

インバータ２０と交流回転電機２の３相巻線との間に、各相の交流の印加電圧を昇圧する交流昇圧器５０が備えられている。交流昇圧器５０には、例えば、昇圧率を変化させることができるスライダックが用いられる。

本実施の形態では、図１７に示すように、電流制御部３４は、電流指令値算出部３４１、電流座標変換部３４２、ｄｑ軸電圧指令値算出部３４３、電圧座標変換部３４４、及び制御モード判定部３４６に加えて、昇圧制御部３４７を備えている。なお、本実施の形態では、電流制御部３４は、変調部３４５を備えておらず、座標変換後の３相の電圧指令値Ｖｕｏｃ、Ｖｖｏｃ、Ｖｗｏｃが、３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏとして算出される。

交流昇圧器５０により印加電圧が昇圧されると、インバータ２０における電圧利用率Ｍが１である場合でも、３相の印加電圧の基本波成分の振幅ＶＡを、昇圧率に応じて増加させることができる。

電流制御部３４は、電圧昇圧モード（特定運転領域）において、通常電圧モード（通常運転領域）よりも、交流昇圧器５０の昇圧率を増加させて、３相巻線の印加電圧の基本波成分の振幅の最大値を増加させる。

昇圧制御部３４７は、電圧昇圧モードである場合は、交流昇圧器５０に昇圧指令を伝達し、交流昇圧器５０の昇圧率を、設定昇圧率に上昇させる。

一方、昇圧制御部３４７は、通常電圧モードである場合は、交流昇圧器５０に昇圧指令を伝達せず、交流昇圧器５０に印加電圧を昇圧させない。

電流指令値算出部３４１は、通常電圧モードでは、印加電圧が昇圧されない条件で電圧利用率Ｍが１以下になるように、ｄｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏを設定し、３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏの振幅は、直流電圧Ｖｄｃの半分値以下にされる。電流指令値算出部３４１は、電圧増加モードでは、印加電圧が昇圧された条件で電圧利用率Ｍが、１以下になるように、ｄｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏを設定し、３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏの振幅は、昇圧率を乗算した直流電圧Ｖｄｃの半分値以下にされる。例えば、電圧増加モードでは、電圧利用率Ｍは、１に設定される。

３相巻線の印加電圧の振幅の最大値は、電圧昇圧モードにおいて、通常電圧モードよりも昇圧率だけ大きくなる。よって、実施の形態１の図７と同様に、弱め磁束制御において、印加電圧の昇圧を行うことにより、電圧制限楕円の径を拡大することができ、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏを正方向に増加させることができる。

実施の形態１の図８と同様に、弱め磁束制御が実行されることにより、最大トルク電流制御よりも、電流ベクトルの位相βが進み、電流ベクトルの大きさＩａが増加するが、印加電圧の昇圧を行うことにより、電流ベクトルの位相βの進み量を低下させ、電流ベクトルの大きさＩａの増加量を低下させることができる。

よって、電磁加振力Ｆによる影響が、基準値より大きくなる特定運転領域で、印加電圧の昇圧を行うことで、電流ベクトルの位相βを低減させ、電磁加振力Ｆの影響（振動、騒音）を低減することができる。

一方、印加電圧の昇圧を行うと、交流昇圧器５０の損失が増加する。そのため、電磁加振力Ｆの影響を低減する必要のない弱め磁束制御の運転領域では、通常電圧モードに設定し、印加電圧の昇圧を行わず、交流昇圧器５０の損失が増加しないようにする。

４．実施の形態４
実施の形態４に係る交流回転電機２及び制御装置１について説明する。実施の形態２及び３のように、直流昇圧器４０及び交流昇圧器５０は、インバータ２０の外部に備えられなくてもよい。図１８に、本実施の形態に係る交流回転電機２及び制御装置１の概略構成図を示すように、インバータ２０の内部に、直流電圧を昇圧する直流昇圧回路、及び印加電圧を昇圧する交流昇圧回路の一方又は双方が、インバータ内の昇圧回路６０として備えられる。

実施の形態２及び３と同様に、制御装置１は、インバータ内の昇圧回路６０に備えられたスイッチング素子又はアクチュエータを制御して、直流電圧又は交流電圧を昇圧させる。

５．実施の形態５
実施の形態５に係る交流回転電機２及び制御装置１について説明する。上記の実施の形態１と同様の構成部分は説明を省略する。図１９は、本実施の形態に係る交流回転電機２及び制御装置１の概略構成図である。

本実施の形態では、発電機７１が発電した交流電力を直流電力に変換して、インバータ２０に供給するコンバータ７０が備えられている。

コンバータ７０は、交流電力を直流電力に変換するＡＣ−ＤＣコンバータである。例えば、発電機７１は、３相の巻線を有する３相の交流発電機であり、コンバータ７０は、３相の交流電力を直流電力に変換する。コンバータ７０は、交流電力を直流電力に変換した後の直流電圧を昇圧して、インバータ２０に供給する直流昇圧回路７２を備えている。直流昇圧回路７２は、実施の形態２の直流昇圧器４０と同様に構成される。

電流制御部３４は、電圧昇圧モード（特定運転領域）において、通常電圧モード（通常運転領域）よりも、コンバータ７０からインバータ２０に供給される直流電圧Ｖｄｃを上昇させると共に、３相の電圧指令値の基本波成分の振幅ＶＡの最大値を増加させて、３相巻線への印加電圧の基本波成分の振幅の最大値を増加させる。

実施の形態２と同様に、電流制御部３４は、電圧昇圧モードにおいて、通常電圧モードよりも、直流昇圧回路７２の昇圧率を増加させる。また、実施の形態２と同様に、電流制御部３４は、電圧昇圧モード又は通常電圧モードにおいて、ｄｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏを設定する。実施の形態２と同様に構成されるので、説明を省略する。

６．実施の形態６
実施の形態６に係る交流回転電機２及び制御装置１について説明する。上記の実施の形態１と同様の構成部分は説明を省略する。図２０は、本実施の形態に係る交流回転電機２及び制御装置１の概略構成図である。

実施の形態５と同様に、発電機７１が発電した交流電力を直流電力に変換して、インバータ２０に供給するコンバータ７０が備えられている。実施の形態５とは異なり、発電機７１は、巻線の誘起電圧の電気的特性を変化させる切換え器７３を有しており、コンバータ７０は、直流昇圧回路７２を有していない。切換え器７３は、巻線の接続を切り替える電磁スイッチ、スイッチング素子等を有している。

切換え器７３は、巻線の結線を切り替えることによって、巻線の誘起電圧の電気的特性を変化させる。例えば、切換え器７３は、３相の巻線を、Ｙ結線とΔ結線との間で切り替える。Ｙ結線の方が、Δ結線よりも、誘起電圧定数が高くなり、発電した交流電圧が高くなる。よって、巻線の結線の切り替えに応じて、コンバータ７０からインバータ２０に供給される直流電圧Ｖｄｃが変化する。

実施の形態５と同様に、電流制御部３４は、電圧昇圧モード（特定運転領域）において、通常電圧モード（通常運転領域）よりも、コンバータ７０からインバータ２０に供給される直流電圧Ｖｄｃを上昇させると共に、３相の電圧指令値の基本波成分の振幅ＶＡの最大値を増加させて、３相巻線への印加電圧の基本波成分の振幅の最大値を増加させる。

実施の形態５とは異なり、電流制御部３４は、電圧昇圧モードにおいて、通常電圧モードよりも巻線の誘起電圧が増加するように切換え器７３を切り替えて、通常電圧モードよりも、コンバータ７０からインバータ２０に供給される直流電圧Ｖｄｃを増加させる。

また、実施の形態２と同様に、電流制御部３４は、電圧昇圧モード又は通常電圧モードにおいて、ｄｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏを設定する。実施の形態２と同様に構成されるので、説明を省略する。

７．実施の形態７
実施の形態７に係る交流回転電機２及び制御装置１について説明する。上記の実施の形態１と同様の構成部分は説明を省略する。図２１は、本実施の形態に係る交流回転電機２及び制御装置１の概略構成図である。

実施の形態５と同様に、発電機７１が発電した交流電力を直流電力に変換して、インバータ２０に供給するコンバータ７０が備えられている。直流電源１０として蓄電装置１０が備えられている。実施の形態５とは異なり、蓄電装置１０から供給される直流電圧とコンバータ７０から供給される直流電圧とのいずれか高い方をインバータ２０に供給する選択回路７４が備えられている。また、コンバータ７０は、直流昇圧回路７２を有していない。

蓄電装置１０の出力電圧は、充電量の低下、劣化等により低下する。実施の形態１と同様に構成されている場合は、蓄電装置１０からインバータ２０に供給される直流電圧Ｖｄｃが低下すると、電圧増加モードにおいて、電圧利用率Ｍ＝１．１５に制御しても、電圧制限楕円の径が小さくなり、電流ベクトルの位相βの進み量が増加し、電磁加振力Ｆの低減効果が減少する。

本実施の形態では、選択回路７４が設けられているので、蓄電装置１０の出力電圧が低下した場合に、コンバータ７０の出力電圧がインバータ２０に供給され、直流電圧Ｖｄｃの低下を防止することができる。よって、電圧増加モードにおいて、蓄電装置１０の出力電圧が低下した場合でも、電流ベクトルの位相βの進み量が増加することを防止し、電磁加振力Ｆの低減効果が減少することを防止できる。

８．実施の形態８
実施の形態８に係る交流回転電機２及び制御装置１について説明する。上記の実施の形態１と同様の構成部分は説明を省略する。図２２は、本実施の形態に係る交流回転電機２及び制御装置１の概略構成図である。

本実施の形態では、交流回転電機２の振動が伝達される加速度センサ８０が備えられている。例えば、加速度センサ８０は、振動の腹となるモータケースの部分に取り付けられる。或いは、加速度センサ８０は、例えば、運転席に近い場所など、振動を抑えたい場所に取り付けられてもよい。加速度センサ８０の出力信号は、制御装置１に入力される。

実施の形態１と異なり、制御モード判定部３４６は、加速度センサ８０の出力信号に基づいて、電磁加振力Ｆによる振動を検出し、弱め磁束制御によりｄｑ軸の電流指令値を算出する運転領域であって、電磁加振力Ｆによる振動が、基準値より大きくなる運転領域に対応して特定運転領域を設定する。例えば、制御モード判定部３４６は、弱め磁束制御の実行領域において、振動している加速度の振幅が、予め設定された基準値よりも大きい場合に、電圧増加モード（特定運転領域）であると判定し、加速度の振幅が、基準値以下である場合に、通常電圧モード（通常運転領域）であると判定する。制御モード判定部３４６は、加速度センサ８０の出力信号に対して、回転角速度ωに応じた電磁加振力Ｆの周波数成分を取り出す、バンドパスフィルタ処理を行ってもよい。

このように加速度センサ８０を用いることにより、電磁加振力Ｆにより実際に生じている振動を検出し、確実に振動を低減することができる。例えば、電磁加振力Ｆが最大になる回転角速度と、固有振動周波数とが一致していない、又は関係が変動する場合において、確実に振動を低減できる。

９．実施の形態９
実施の形態９に係る交流回転電機２及び制御装置１について説明する。上記の実施の形態１と同様の構成部分は説明を省略する。図２３は、本実施の形態に係る交流回転電機２及び制御装置１の概略構成図である。

本実施の形態では、交流回転電機２が発生する音圧が伝達される音圧センサ８５が備えられている。例えば、音圧センサ８５は、運転席に近い場所など、音圧を抑えたい場所に取り付けられる。音圧センサ８５の出力信号は、制御装置１に入力される。

実施の形態１と異なり、制御モード判定部３４６は、音圧センサ８５の出力信号に基づいて、電磁加振力Ｆによる音圧を検出し、弱め磁束制御によりｄｑ軸の電流指令値を算出する運転領域であって、電磁加振力Ｆによる音圧が、基準値より大きくなる運転領域に対応して特定運転領域を設定する。例えば、制御モード判定部３４６は、弱め磁束制御の実行領域において、検出した音圧が、予め設定された基準値よりも大きい場合に、電圧増加モード（特定運転領域）であると判定し、音圧が、基準値以下である場合に、通常電圧モード（通常運転領域）であると判定する。制御モード判定部３４６は、音圧センサ８５の出力信号に対して、回転角速度ωに応じた電磁加振力Ｆの周波数成分を取り出す、バンドパスフィルタ処理を行ってもよい。

このように音圧センサ８５を用いることにより、電磁加振力Ｆにより実際に生じている音圧を検出し、確実に音圧を低減することができる。例えば、電磁加振力Ｆが最大になる回転角速度と固有振動周波数とが一致していない、又は関係が変動する場合において、確実に音圧を低減できる。

１０．実施の形態１０
実施の形態１０に係る交流回転電機２及び制御装置１について説明する。上記の実施の形態１と同様の構成部分は説明を省略する。

実施の形態１と異なり、制御モード判定部３４６は、弱め磁束制御によりｄｑ軸の電流指令値を算出する運転領域であって、特定運転領域の制御を実行した場合に発生するエネルギー損失が、通常運転領域の制御を実行した場合に発生するエネルギー損失よりも小さくなる運転領域に対応して特定運転領域を設定する。

この構成によれば、特定運転領域の制御の実行による電流ベクトルの大きさＩａの低減によるエネルギー損失の低減と、印加電圧の増加によるエネルギー損失の増加とを総合的に評価して、システム全体のエネルギー効率を向上させることができる。なお、特定運転領域では、印加電圧の増加により、電流ベクトルの位相βの進み量を低下させ、電磁加振力Ｆを低減することができる。

予め解析又は実験を行うことにより、エネルギー損失が評価され、特定運転領域及び通常運転領域が設定される。例えば、実施の形態１のように、特定運転領域（電圧増加モード）おいて振幅低減変調を行って、印加電圧を増加させる場合は、弱め磁束制御の実行領域における、ある回転角速度ω及びトルク指令値Ｔｏの運転状態において、振幅低減変調を行って印加電圧を増加させる場合のインバータ及び交流回転電機のエネルギー損失Ｅｎと、振幅低減変調を行わず、印加電圧を増加させない場合のインバータ及び交流回転電機のエネルギー損失Ｅｏとを比較する。電圧増加モードの制御の実行によるエネルギー損失Ｅｎが、通常電圧モードの制御の実行によるエネルギー損失Ｅｏを下回る回転角速度ω及びトルク指令値Ｔｏを、特定運転領域（電圧増加モード）に設定し、それ以外を通常運転領域（通常電圧モード）に設定する。

例えば、実施の形態２から４のように、特定運転領域（電圧増加モード）おいて、直流昇圧器又は交流昇圧器の昇圧率を増加させて、印加電圧を増加させる場合は、弱め磁束制御の実行領域における、ある回転角速度ω及びトルク指令値Ｔｏの運転状態において、昇圧器の昇圧率を増加させて印加電圧を増加させる場合の、昇圧器、インバータ及び交流回転電機のエネルギー損失Ｅｎと、昇圧器の昇圧率を増加させず、印加電圧を増加させない場合の昇圧器、インバータ及び交流回転電機のエネルギー損失Ｅｏとを比較する。電圧増加モードの制御の実行によるエネルギー損失Ｅｎが、通常電圧モードの制御の実行によるエネルギー損失Ｅｏを下回る回転角速度ω及びトルク指令値Ｔｏを、特定運転領域（電圧増加モード）に設定し、それ以外を通常運転領域（通常電圧モード）に設定する。

実施の形態５から７においても、特定運転領域（電圧増加モード）の制御を実行した場合のシステム全体のエネルギー損失と、通常運転領域（通常電圧モード）の制御を実行した場合のシステム全体のエネルギー損失とを比較し、運転領域が設定されればよい。

制御モード判定部３４６は、回転角速度ω及びトルク指令値Ｔｏに基づいて、電圧増加モード（特定運転領域）及び通常電圧モード（通常運転領域）のいずれであるかを判定する。例えば、実施の形態１の図１０と同様に、制御モード判定部３４６は、回転角速度ω及びトルク指令値Ｔｏと電圧増加モード及び通常電圧モードとの関係が、エネルギー損失を考慮して予め設定されたモード判定マップを参照し、現在の回転角速度ω及びトルク指令値Ｔｏに対応する電圧増加モード又は通常電圧モードを判定する。

或いは、交流回転電機２及びインバータ２０に、熱流束センサが備えられてもよい。例えば、実施の形態１の構成の場合は、熱流束センサは、交流回転電機２及びインバータ２０のそれぞれに備えられる。実施の形態２から４の場合は、熱流束センサは、交流回転電機２、インバータ２０、及び昇圧器のそれぞれに備えられる。熱流速センサの出力信号は、制御装置１に入力される。

制御モード判定部３４６は、熱流速センサの出力信号に基づいて、各装置から外部に放出される熱流束を検出し、検出した熱流束をエネルギー損失に変換する。そして、制御モード判定部３４６は、弱め磁束制御の実行領域において、各熱流速センサから検出したエネルギー損失の総和が、予め設定された基準値以上である場合に、通常電圧モード（通常運転領域）であると判定し、エネルギー損失の総和が、基準値よりも小さい場合に電圧増加モード（特定運転領域）であると判定してもよい。

１１．実施の形態１１
実施の形態１１に係る交流回転電機２及び制御装置１について説明する。上記の実施の形態１と同様の構成部分は説明を省略する。

実施の形態１と異なり、制御モード判定部３４６は、弱め磁束制御によりｄｑ軸の電流指令値を算出する運転領域であって、特定運転領域の制御を実行した場合に直流電源１０から出力される直流電流が、通常運転領域の制御を実行した場合に直流電源１０から出力される直流電流よりも小さくなる運転領域に対応して特定運転領域を設定する。

この構成によれば、特定運転領域の制御の実行による電流ベクトルの大きさＩａの低減による消費電流の低減と、印加電圧の増加による消費電流の増加とを総合的に評価して、システム全体の消費電流を低減することができる。なお、特定運転領域では、印加電圧の増加により、電流ベクトルの位相βの進み量を低下させ、電磁加振力Ｆを低減することができる。

予め解析又は実験を行うことにより、直流電流が評価され、特定運転領域及び通常運転領域が設定される。弱め磁束制御の実行領域における、ある回転角速度ω及びトルク指令値Ｔｏの運転状態において、特定運転領域（電圧増加モード）の制御の実行時の直流電流と、通常運転領域（通常電圧モード）の制御の実行時の直流電流と、とを比較する。電圧増加モードの制御の実行時の直流電流が、通常電圧モードの制御の実行時の直流電流を下回る回転角速度ω及びトルク指令値Ｔｏを、特定運転領域（電圧増加モード）に設定し、それ以外を通常運転領域（通常電圧モード）に設定する。

制御モード判定部３４６は、回転角速度ω及びトルク指令値Ｔｏに基づいて、電圧増加モード（特定運転領域）及び通常電圧モード（通常運転領域）のいずれであるかを判定する。例えば、実施の形態１の図１０と同様に、制御モード判定部３４６は、回転角速度ω及びトルク指令値Ｔｏと電圧増加モード及び通常電圧モードとの関係が、直流電流を考慮して予め設定されたモード判定マップを参照し、現在の回転角速度ω及びトルク指令値Ｔｏに対応する電圧増加モード又は通常電圧モードを判定する。

或いは、直流電源１０に電流センサが備えられてもよい。電流センサの出力信号は、制御装置１に入力される。そして、制御モード判定部３４６は、弱め磁束制御の実行領域において、電流センサにより検出した直流電流が、予め設定された基準値以上である場合に、通常電圧モード（通常運転領域）であると判定し、エネルギー損失の総和が、基準値よりも小さい場合に電圧増加モード（特定運転領域）であると判定してもよい。

＜転用例＞
上記の実施の形態では、３相の巻線が設けられる場合を例として説明した。しかし、巻線の相数は、複数相であれば、２相、４相等の任意の数に設定されてもよい。

上記の実施の形態では、１組の３相の巻線及びインバータが設けられる場合を例として説明した。しかし、２組以上の３相巻線及びインバータが設けられ、各組の３相巻線及びインバータに対して、各実施の形態と同様の制御が行われてもよい。

本願は、例示的な実施の形態が記載されているが、実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。従って、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合が含まれるものとする。

１ 交流回転電機の制御装置、２ 交流回転電機、１０ 直流電源、２０ インバータ、３１ 回転検出部、３２ 直流電圧検出部、３３ 電流検出部、３４ 電流制御部、３５ スイッチング制御部、４０ 直流昇圧器、５０ 交流昇圧器、７０ コンバータ、７１ 発電機、７２ 直流昇圧回路、７３ 切換え器、７４ 選択回路、８０ 加速度センサ、８５ 音圧センサ、Ｉｄｏ ｄ軸の電流指令値、Ｉｑｏ ｑ軸の電流指令値、Ｍ 電圧利用率、Ｔｏ トルク指令値、ＶＡ 基本波成分の振幅、Ｖｄｃ 直流電圧、β 電流ベクトルの位相、θ 回転角度、ω 回転角速度

Claims (17)

1. 複数相の巻線を設けたステータと磁石を設けたロータとを有する交流回転電機を、インバータを介して制御する交流回転電機の制御装置であって、
   前記複数相の巻線に流れる電流を検出する電流検出部と、
   前記ロータの回転角度及び回転角速度を検出する回転検出部と、
   前記ロータの磁極の回転角度の方向に定めたｄ軸及び前記ｄ軸より電気角で９０°位相が進んだ方向に定めたｑ軸からなるｄｑ軸の回転座標系上で、ｄｑ軸の電流指令値を算出し、前記ｄｑ軸の電流指令値、電流の検出値、及び前記回転角度に基づいて、複数相の電圧指令値を算出する電流制御部と、
   前記複数相の電圧指令値に基づいて、前記インバータが有する複数のスイッチング素子をオンオフ制御するスイッチング制御部と、を備え、
   前記電流制御部は、弱め磁束制御により前記ｄｑ軸の電流指令値を算出する運転領域内に設定された特定運転領域において、前記特定運転領域以外の通常運転領域よりも前記複数相の巻線に印加する印加電圧の基本波成分の振幅の最大値を増加させると共に、前記印加電圧の基本波成分の振幅の最大値が増加される条件で、弱め磁束制御により前記ｄｑ軸の電流指令値を算出する交流回転電機の制御装置。
2. 前記電流制御部は、弱め磁束制御により前記ｄｑ軸の電流指令値を算出する運転領域であって、前記ロータと前記ステータとの間に生じる電磁加振力による影響が、基準値より大きくなる運転領域に対応して前記特定運転領域を設定する請求項１に記載の交流回転電機の制御装置。
3. 前記電流制御部は、前記特定運転領域において、前記複数相の電圧指令値に振幅を低減する変調を加える振幅低減変調を行うと共に、前記複数相の電圧指令値の基本波成分の振幅の最大値を増加させて、前記印加電圧の基本波成分の振幅の最大値を増加させる請求項１又は２に記載の交流回転電機の制御装置。
4. 前記電流制御部は、前記通常運転領域において、前記インバータに供給される直流電圧の半分値に対する前記複数の電圧指令値の基本波成分の振幅の比率である電圧利用率を、１以下にし、
   前記特定運転領域において、前記電圧利用率を、１より大きく、１．１５以下にする請求項３に記載の交流回転電機の制御装置。
5. 前記電流制御部は、前記複数相の電圧指令値が前記インバータに供給される直流電圧の範囲を超えない範囲で、前記複数相の電圧指令値の基本波成分の振幅を変化させる請求項１から４のいずれか一項に記載の交流回転電機の制御装置。
6. 前記交流回転電機は、直流電源と前記インバータとの間に、直流電圧を昇圧する直流昇圧器を備え、
   前記電流制御部は、前記特定運転領域において、前記通常運転領域よりも、前記直流昇圧器の昇圧率を増加させると共に、前記複数相の電圧指令値の基本波成分の振幅の最大値を増加させて、前記印加電圧の基本波成分の振幅の最大値を増加させる請求項１又は２に記載の交流回転電機の制御装置。
7. 前記交流回転電機は、前記インバータと前記複数相の巻線との間に、各相の印加電圧を昇圧する交流昇圧器を備え、
   前記電流制御部は、前記特定運転領域において、前記通常運転領域よりも、前記交流昇圧器の昇圧率を増加させて、前記印加電圧の基本波成分の振幅の最大値を増加させる請求項１又は２に記載の交流回転電機の制御装置。
8. 前記交流回転電機は、発電機が発電した交流電力を直流電力に変換して、前記インバータに供給するコンバータを備え、
   前記電流制御部は、前記特定運転領域において、前記通常運転領域よりも、前記コンバータから前記インバータに供給される直流電圧を上昇させると共に、前記複数相の電圧指令値の基本波成分の振幅の最大値を増加させて、前記印加電圧の基本波成分の振幅の最大値を増加させる請求項１又は２に記載の交流回転電機の制御装置。
9. 前記コンバータは、交流電力を直流電力に変換した後の直流電圧を昇圧する直流昇圧回路を有し、
   前記電流制御部は、前記特定運転領域において、前記通常運転領域よりも、前記直流昇圧回路の昇圧率を増加させる請求項８に記載の交流回転電機の制御装置。
10. 前記発電機は、巻線の誘起電圧の電気的特性を変化させる切換え器を有し、
    前記電流制御部は、前記特定運転領域において、前記通常運転領域よりも巻線の誘起電圧が増加するように前記切換え器を切り替えて、前記通常運転領域よりも、前記コンバータから前記インバータに供給される直流電圧を増加させる請求項８に記載の交流回転電機の制御装置。
11. 前記切換え器は、巻線の結線を切り替えることによって、巻線の誘起電圧の電気的特性を変化させる請求項１０に記載の交流回転電機の制御装置。
12. 前記交流回転電機は、発電機が発電した交流電力を直流電力に変換して、前記インバータに供給するコンバータを備え、
    直流電源から供給される直流電圧と前記コンバータから供給される直流電圧とのいずれか高い方の直流電圧を前記インバータに供給する選択回路を備える請求項１又は２に記載の交流回転電機の制御装置。
13. 前記交流回転電機の振動が伝達される加速度センサを備え、
    前記電流制御部は、前記加速度センサの出力信号に基づいて、前記ロータと前記ステータとの間に生じる電磁加振力による振動を検出し、弱め磁束制御により前記ｄｑ軸の電流指令値を算出する運転領域であって、前記電磁加振力による振動が、基準値より大きくなる運転領域に対応して前記特定運転領域を設定する請求項１に記載の交流回転電機の制御装置。
14. 前記交流回転電機が発生する音圧が伝達される音圧センサを備え、
    前記電流制御部は、前記音圧センサの出力信号に基づいて、前記ロータと前記ステータとの間に生じる電磁加振力による音圧を検出し、弱め磁束制御により前記ｄｑ軸の電流指令値を算出する運転領域であって、前記電磁加振力による音圧が、基準値より大きくなる運転領域に対応して前記特定運転領域を設定する請求項１に記載の交流回転電機の制御装置。
15. 前記電流制御部は、弱め磁束制御により前記ｄｑ軸の電流指令値を算出する運転領域であって、前記特定運転領域の制御を実行した場合に発生するエネルギー損失が、前記通常運転領域の制御を実行した場合に発生するエネルギー損失よりも小さくなる運転領域に対応して前記特定運転領域を設定する請求項１に記載の交流回転電機の制御装置。
16. 前記交流回転電機及び前記インバータに、熱流束センサを備え、
    前記電流制御部は、前記熱流束センサの出力信号に基づいて、前記特定運転領域であるか否かを判定する請求項１５に記載の交流回転電機の制御装置。
17. 前記電流制御部は、弱め磁束制御により前記ｄｑ軸の電流指令値を算出する運転領域であって、前記特定運転領域の制御を実行した場合に前記インバータに供給される直流電流が、前記通常運転領域の制御を実行した場合に前記インバータに供給される直流電流よりも小さくなる運転領域に対応して前記特定運転領域を設定する請求項１に記載の交流回転電機の制御装置。

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