JP6769050B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータ制御装置に関する。

空気調和装置等に用いられる圧縮機は、圧縮機を駆動するモータのロータの１回転中においてロータの負荷トルクが周期的に変動する。この負荷トルク変動は、吸入、圧縮、吐出の各行程間における冷媒ガス圧変化に起因する。このような圧縮機を駆動する場合、周期的な負荷トルク変動によって速度変動が生じ、振動や騒音を発生させる要因となる。一般的に、このようなロータの１回転中の負荷トルク変動を有する圧縮機を駆動する場合、制振を目的としたトルク制御が実施される。

例えば、周期的な負荷トルク変動を抑制する技術として、繰り返し制御系を用いて負荷トルク変動を学習し、トルク電流（ｑ軸電流）を制御する方法がある（例えば特許文献１参照）。また、例えば、モータ制御装置は、出力する電圧が飽和した弱め磁束領域等の電圧飽和領域での制振技術として、モータ電流の変動から検出した周期的な負荷トルク変動に合わせて電圧位相を周期的に変動させることで制振する方法がある（例えば特許文献２参照）。

特開２０１５−１９２４９７号公報 特開２０１３−２３００６０号公報

ここで、上記の特許文献１は、最大トルク／電流制御等の通常の制御領域で用いる場合には、出力電圧振幅に脈動を生じさせて負荷トルク変動を抑制する。しかしながら、上記の特許文献１は、出力電圧が飽和していて出力電圧振幅に脈動を生じさせることができない弱め磁束領域等の電圧飽和領域では、負荷トルク変動を抑制することができない。

通常、トルク制御が実施される領域は振動が顕著となる低回転域であることから、最大トルク／電流制御等の通常制御領域がトルク制御の適用範囲となる。しかし、インバータやモータの仕様及び負荷条件によっては、高回転領域である弱め磁束領域等の電圧飽和領域でも振動が顕著に発生し、それに起因してモータのピーク電流振幅が増大するといった問題が発生する。そして、振動の増大は、空気調和装置等において配管へのダメージや騒音を生じさせる。また、モータのピーク電流増加は、効率低下を招くだけでなく、圧縮機のモータの減磁や、減磁を防止するための過電流保護停止等をもたらす。

また、上記の特許文献２は、電流変動を電圧位相補正量へ変換するが、この電圧位相補正量を得る際に使用する増幅器のゲインが固定値であるため、負荷状態が変化した場合に負荷トルク変動を十分に抑制できず、モータのピーク電流を低減することができない。

本願の開示の技術の一例は、上記に鑑みてなされたものであり、例えば、弱め磁束制御領域等の出力電圧が飽和した電圧飽和領域であっても、モータを制振制御すると共に、モータのピーク電流振幅の増加を抑制できるモータ制御装置を提供することを目的とする。

本願の開示の技術の一例は、例えば、モータ制御装置は、電流制御部、補正電圧ベクトル角生成部、電圧生成部を有する。電流制御部は、電圧ベクトル角指令値を生成する。補正電圧ベクトル角生成部は、周期的に変動するモータの速度変動に同期し、モータの負荷トルクに応じて振幅が変動する補正電圧ベクトル角を生成する。電圧生成部は、電圧ベクトル角指令値に補正電圧ベクトル角を加算した補正後電圧ベクトル角指令値をもとに、モータを駆動する電圧指令値を生成する。

本願の開示の技術の一例によれば、例えば、弱め磁束制御領域等の出力電圧が飽和した電圧飽和領域であっても、モータを制振制御すると共に、モータのピーク電流振幅の増加を抑制できる。

図１Ａは、モータに印加される電圧ベクトルの概略を示す図である。 図１Ｂは、機械角推定角速度変動及び補正電圧ベクトル角（トルク制御量）の時系列変化の概略を示す図である。 図２は、実施形態１に係るモータ制御装置を示すブロック図である。 図３は、実施形態１に係る補正電圧ベクトル角生成部を示すブロック図である。 図４は、実施形態１に係る補正電圧ベクトル角生成処理を示すフローチャートである。 図５は、実施形態２に係る補正電圧ベクトル角生成部を示すブロック図である。 図６は、実施形態２に係る補正電圧ベクトル角生成処理を示すフローチャートである。 図７は、実施形態３に係る補正電圧ベクトル角生成部を示すブロック図である。 図８は、実施形態３に係る補正電圧ベクトル角生成処理を示すフローチャートである。

以下に添付図面を参照して開示の技術に係るモータ制御装置の実施形態の一例について説明する。以下の実施形態は、周期的な負荷トルク変動を有する圧縮機を駆動するモータのトルク制御を、位置センサレスベクトル制御により行う、例えば空気調和装置又は低温保存装置等のモータ制御装置に関する。しかし、開示の技術は、周期的な負荷トルク変動を有する負荷を駆動するモータのトルク制御を行うモータ制御装置に広く適用可能である。

なお、以下に示す実施形態は、開示の技術を限定するものではない。また、以下に示す実施形態及びその変形例は、矛盾しない範囲で適宜組み合わせることができる。また、以下に示す実施形態は、開示の技術に係る構成及び処理について主に示し、その他の構成及び処理の説明を簡略又は省略する。また、各実施形態において、同一の構成及び処理には同一の符号を付与し、既出の構成及び処理の説明は省略する。

なお、以下の実施形態で用いる記号の説明の一覧を、下記（表１）に示す。

実施形態の説明に先立ち、開示の技術の背景及び概略について説明する。ｄｑ回転座標系のｄ軸及びｑ軸で独立した出力電圧指令を生成するトルク制御では、負荷トルク変動を抑制するために出力電圧振幅に脈動を生じさせる脈動電圧を生成する。よって、脈動電圧を生成するトルク制御方式は、出力電圧を調整できる通常制御領域では適用できるが、出力電圧が飽和して電圧調整ができない電圧飽和領域では、脈動電圧が生成できない。

そこで、以下の実施形態では、電圧飽和領域のように出力電圧が飽和している領域であっても調整可能なパラメータである出力電圧の位相（電圧ベクトル角（δ角））を電圧飽和領域において調整する。以下の実施形態では、電圧飽和領域において電圧ベクトル角を調整することにより、モータの回転速度を制御する、弱め磁束制御のトルク制御を行う。

図１Ａは、モータに印加される電圧ベクトルの概略を示す図である。図２を参照して図１Ａを説明すると、平均電圧ベクトル角指令値（目標値）δ₀ ^*に補正ベクトル角（トルク制御量）Δδを加算して電圧ベクトル角を調整してトルク制御を行う。補正ベクトル角Δδは、周期的トルク変動による機械角推定角速度変動（略して、速度変動という）Δω_mと同期して周期的に変動する（図１Ｂ参照）。平均電圧ベクトル角指令値（目標値）δ₀ ^*は、補正電圧ベクトル角Δδで補正した補正後電圧ベクトル角指令値（目標値）δ^*からｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*を生成する。生成されたこれら指令値をもとにモータを制御することにより、機械角推定角速度変動Δω_mの振幅（速度変動振幅|Δω_m|）が抑制され、モータのピーク電流を低減する。

この実現のため、まず、機械角指令角速度（目標値）ω_m ^*と現在の角速度を推定した機械角推定角速度ω_mとの偏差から、ｄ軸電流指令値（目標値）Ｉ_d ^*を生成する。そして、ｄ軸電流指令値（目標値）Ｉ_d ^*とｄ軸電流値Ｉ_dの偏差から、平均電圧ベクトル角指令値δ₀ ^*を生成する。平均電圧ベクトル角指令値δ₀ ^*と補正電圧ベクトル角（トルク制御量）Δδを加算し、補正後電圧ベクトル角指令値（目標値）δ^*を生成する。

そして、補正後電圧ベクトル角指令値（目標値）δ^*と、出力電圧振幅限界値Ｖ_{dq_limit}から、ｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*を生成する。出力電圧振幅限界値Ｖ_{dq_limit}は、ＩＰＭ（Intelligent Power Module）２０に外部（例えば、図示しない電源コンバータ）から供給される直流電圧Ｖ_dcを制御系であるｄｑ回転座標軸系における電圧値に変換し、直流電圧Ｖ_dcに重畳しているリップルの影響のない最大値（リップル電圧のボトム値）に設定する。そして、２相（ｄｑ回転座標系）から３相（３相静止座標系）への変換及びＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調を経て交流電圧がモータに印加された際に、機械角推定角速度ω_mが一定に保たれるように平均電圧ベクトル角指令値δ₀ ^*が調整される。

次に、周期的なトルク変動によって生じる機械角推定角速度変動Δω_mを補正電圧ベクトル角（トルク制御量）Δδを重畳することにより抑制する手法について述べる。先ず、機械角推定角速度変動Δω_mの基本波成分の振幅及び位相をフーリエ変換等により抽出する。

図１Ｂは、機械角推定角速度変動Δω_m及び補正電圧ベクトル角（トルク制御量）Δδの時系列変化の概略を示す図である。図１Ｂに示す機械角推定角速度ω_mは、機械角指令角速度（目標値）ω_m ^*を中心に機械角推定角速度変動Δω_m分脈動していることを示している。速度変動修正位相φ_ωiは、機械角周期毎に取得される速度変動成分の位相を修正する。電圧ベクトル角（トルク制御量）δは、平均電圧ベクトル角指令値（目標値）δ₀ ^*を中心に補正電圧ベクトル角（トルク制御量）Δδ分脈動していることを示し、補正電圧ベクトル角（トルク制御量）Δδは機械角推定角速度変動Δω_mと同期し、機械角推定角速度変動Δω_mよりもシフト位相θ_shiftだけ進み又は遅れ位相で補正電圧ベクトル角Δδを周期的に変動させることで生成する。なお、シフト位相θ_shiftが０である場合、補正電圧ベクトル角Δδは、機械角推定角速度変動Δω_mと同位相である。補正電圧ベクトル角Δδは、機械角推定角速度変動Δω_mと同期して機械角周期毎に変動させるものであり、その際シフト位相θ_shiftを設けることで制振効果が向上する。

補正電圧ベクトル角Δδの変動振幅は、図１Ｂで示すと平均電圧ベクトル角指令値（目標値）δ₀ ^*を中心に補正電圧ベクトル角（トルク制御量）Δδの脈動する振幅であり、図１Ａでは、平均電圧ベクトル角指令値（目標値）δ₀ ^*を中心に補正電圧ベクトル角（トルク制御量）Δδの振れ角をいう。この補正電圧ベクトル角Δδの変動振幅は、フーリエ変換等により得られた機械角推定角速度変動Δω_mの基本波振幅（速度変動振幅|Δω_m|）と振動が許容される機械角推定角速度変動Δω_mの範囲を示す速度変動許容値|Δω_m|^*との偏差の積分制御により生成される。これにより、速度変動振幅|Δω_m|の帰還ループが形成されるため、補正電圧ベクトル角Δδの変動振幅を固定値として設定せずとも、機械角推定角速度変動Δω_mと同期して変動し、負荷の状態に応じた適切な値となる。

また、補正電圧ベクトル角Δδを調整する際に、速度変動振幅|Δω_m|をフィードバックする方法の他に、ｑ軸電流の変動位相をフィードバックすることで補正電圧ベクトル角Δδの変動振幅を生成する方法がある。ｑ軸電流の変動位相をフィードバックする方法でも、速度変動振幅|Δω_m|をフィードバックする方法と同様に、制振効果及びモータのピーク電流低減効果を得ることができる。

すなわち、ｑ軸電流の変動位相をフィードバックする方法では、速度変動位相から負荷トルク変動位相を推定し、負荷トルク変動位相とｑ軸電流の変動位相が同位相となるように補正電圧ベクトル角Δδを調整する。ｑ軸電流の変動はマグネットトルクの変動と同位相であるため、負荷トルク変動位相とマグネットトルクの変動位相を一致させることでモータのピーク電流低減効果と制振効果を得ることができる。

［実施形態１］
実施形態１では、弱め磁束制御領域等の出力電圧が飽和して電圧を上げることができない電圧飽和領域において、速度変動振幅をフィードバックする。そして、実施形態１では、振動が許容される速度変動振幅となり、速度変動と同期して変動するように補正電圧ベクトル角の振幅及び位相を機械角周期毎に調整する。

（実施形態１に係るモータ制御装置）
図２は、実施形態１に係るモータ制御装置１００を示すブロック図である。実施形態１は、弱め磁束制御領域等の出力電圧が制限される電圧飽和領域において、速度変動振幅|Δω_m|をフィードバックして、振動が実用上問題とならない速度変動許容値|Δω_m|^*となるように補正電圧ベクトル角Δδを機械角周期毎に調整する。

実施形態１に係るモータ制御装置１００は、例えば永久磁石同期電動機（ＰＭＳＭ：Permanent Magnet Synchronous Motor）であるモータ１０を制御する。モータ制御装置１００は、減算器１１，１３、速度制御部１２、電流制御部１４、補正電圧ベクトル角生成部１５、加算器１６、ｄ軸ｑ軸電圧生成部１７を有する。また、モータ制御装置１００は、ｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換部１８、ＰＷＭ変調部１９、ＩＰＭ（Intelligent Power Module）２０を有する。また、モータ制御装置１００は、電流センサ２１，２２、３φ電流算出部２３、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換部２４、軸誤差演算処理部２５、ＰＬＬ（Phase Lock Loop）制御部２６、位置推定部２７、１／Ｐ_ｎ処理部２８を有する。

減算器１１は、モータ制御装置１００へ入力された機械角指令角速度ω_m ^*から、１／Ｐ_ｎ処理部２８により出力された推定された現在の角速度である機械角推定角速度ω_mを減算した角速度偏差Δωを、速度制御部１２へ出力する。

速度制御部１２は、減算器１１から入力された角速度偏差Δωが小さくなるようなｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*を出力する。減算器１３は、速度制御部１２により出力されたｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*から、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換部２４により出力されたｄ軸電流値Ｉ_dを減算したｄ軸電流偏差ΔＩ_dを、電流制御部１４へ出力する。電流制御部１４は、減算器１３から入力されたｄ軸電流偏差ΔＩ_dを小さくするような平均電圧ベクトル角指令値δ₀ ^*を出力する。

補正電圧ベクトル角生成部１５は、１／Ｐ_n処理部２８により出力された機械角推定角速度ω_m、位置推定部２７により出力された機械角位相θ_m、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換部２４により出力されたｑ軸電流値Ｉ_q等から、補正電圧ベクトル角Δδを生成する。補正電圧ベクトル角生成部１５の処理の詳細は、後述する。

加算器１６は、電流制御部１４により出力された平均電圧ベクトル角指令値δ₀ ^*と、補正電圧ベクトル角生成部１５により出力された補正電圧ベクトル角Δδを加算した補正後電圧ベクトル角指令値δ^*を、ｄ軸ｑ軸電圧生成部１７へ出力する。ｄ軸ｑ軸電圧生成部１７は、補正後電圧ベクトル角指令値δ^*と、出力電圧振幅限界値Ｖ_{dq_limit}から、ｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*を生成して、ｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換部１８及び軸誤差演算処理部２５へ出力する。

ｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換部１８は、位置推定部２７により出力された現在のロータの位置である電気角位相θ_eから、ｄ軸ｑ軸電圧生成部１７により出力された２相のｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*を３相のＵ相出力電圧指令値Ｖ_u ^*，Ｖ相出力電圧指令値Ｖ_V ^*，Ｗ相出力電圧指令値Ｖ_W ^*へ変換する。そして、ｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換部１８は、Ｕ相出力電圧指令値Ｖ_u ^*，Ｖ相出力電圧指令値Ｖ_V ^*，Ｗ相出力電圧指令値Ｖ_W ^*をＰＷＭ変調部１９へ出力する。ＰＷＭ変調部１９は、Ｕ相出力電圧指令値Ｖ_u ^*，Ｖ相出力電圧指令値Ｖ_V ^*，Ｗ相出力電圧指令値Ｖ_W ^*と、ＰＷＭキャリア信号から、６相のＰＷＭ信号を生成して、ＩＰＭ２０へ出力する。

ＩＰＭ２０は、ＰＷＭ変調部１９により出力された６相のＰＷＭ信号をもとに、モータ１０のＵ相，Ｖ相，Ｗ相それぞれへ印可する交流電圧を外部から供給される直流電圧Ｖ_dcから変換して生成し、それぞれの交流電圧をモータ１０のＵ相，Ｖ相，Ｗ相へ印加する。

電流を計測する方式は、母線電流を計測する１シャント（shunt）方式に限らず、２つのＣＴ（Current Transformer）で、例えば、電流センサ２１でモータ１０のＵ相の電流を、電流センサ２２でモータ１０のＶ相の電流を計測してもよい。３φ電流算出部２３は、１シャント方式で母線電流を計測した場合、ＰＷＭ変調部１９から出力された６相ＰＷＭスイッチング情報と、計測された母線電流から、モータ１０のＵ相電流値Ｉ_u，Ｖ相電流値Ｉ_v，Ｗ相電流値Ｉ_wを算出する。または、２つのＣＴで相電流を計測した場合、残りのＷ相電流値Ｉ_wは、Ｉ_u＋Ｉ_v＋Ｉ_w＝０の関係より算出する。算出した各相の相電流値Ｉ_u，Ｉ_v，Ｉ_wをｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換部２４へ出力する。

ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換部２４は、位置推定部２７により出力された電気角位相θ_eをもとに、３φ電流算出部２３により出力された３相のＵ相電流値Ｉ_u，Ｖ相電流値Ｉ_v，Ｗ相電流値Ｉ_wを、２相のｄ軸電流値Ｉ_d及びｑ軸電流値Ｉ_qへ変換する。そして、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換部２４は、ｄ軸電流値Ｉ_dを減算器１３へ、ｑ軸電流値Ｉ_qを補正電圧ベクトル角生成部１５へ、ｄ軸電流値Ｉ_d及びｑ軸電流値Ｉ_qを軸誤差演算処理部２５へそれぞれ出力する。

軸誤差演算処理部２５は、ｄ軸ｑ軸電圧生成部１７により出力されたｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換部２４により出力されたｄ軸電流値Ｉ_d及びｑ軸電流値Ｉ_qから、軸誤差Δθを算出して、ＰＬＬ制御部２６へ出力する。

ＰＬＬ制御部２６は、軸誤差演算処理部２５により出力された軸誤差Δθから、推定された現在の角速度である電気角推定角速度ω_eを算出して、位置推定部２７及び１／Ｐ_n処理部２８それぞれへ出力する。位置推定部２７は、ＰＬＬ制御部２６により出力された電気角推定角速度ω_eから、電気角位相（ｄｑ軸位相）θ_e及び機械角位相θ_mを算出する。そして、位置推定部２７は、機械角位相θ_mを補正ベクトル角生成部１５へ、電気角位相θ_eをｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換部１８及びｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換部２４へそれぞれ出力する。

１／Ｐ_n処理部２８は、ＰＬＬ制御部２６により出力された電気角推定角速度ω_eをモータ１０の極対数Ｐ_nで除算して機械角推定角速度ω_mを算出し、機械角推定角速度ω_mを減算器１１及び補正電圧ベクトル角生成部１５へ出力する。

（実施形態１に係る補正電圧ベクトル角生成部）
図３は、実施形態１に係る補正電圧ベクトル角生成部１５を示すブロック図である。実施形態１に係る補正電圧ベクトル角生成部１５は、速度変動成分分離部１５ａ、速度変動振幅算出部１５ｂ、減算器１５ｃ、補正電圧ベクトル角振幅算出部１５ｄ、速度変動位相修正部１５ｅ、補正電圧ベクトル角算出部１５ｆを有する。

速度変動成分分離部１５ａは、下記（１−１）式及び（１−２）式により、機械角周期毎に、機械角推定角速度変動Δω_mの基本波成分を、直交成分である２つのフーリエ係数ω_sin（速度変動のsin成分）及びω_cos（速度変動のcos成分）に分離する。基本波成分のフーリエ係数を機械角周期毎に算出することで、速度変動の高調波成分を排除した速度変動基本波成分を、精度よく抽出することができる。

速度変動振幅算出部１５ｂは、下記（２）式により、速度変動成分分離部１５ａにより算出されたフーリエ係数ω_sin（速度変動のsin成分）及びω_cos（速度変動のcos成分）から、機械角推定角速度変動Δω_mの基本波成分の振幅（速度変動振幅|Δω_m|）を算出する。なお、フーリエ係数ω_sin（速度変動のsin成分）及びω_cos（速度変動のcos成分）は機械角周期毎に更新される値であるため、速度変動振幅|Δω_m|も機械角周期毎に更新される。

減算器１５ｃは、速度変動振幅算出部１５ｂにより算出された速度変動振幅|Δω_m|から速度変動許容値|Δω_m|^*を減算した偏差を、補正電圧ベクトル角振幅算出部１５ｄへ出力する。補正電圧ベクトル角振幅算出部１５ｄは、例えば下記（３）式を用いて補正電圧ベクトル角振幅|Δδ|を累積する積分制御により、速度変動振幅|Δω_m|と速度変動許容値|Δω_m|^*の偏差に応じて、補正電圧ベクトル角振幅|Δδ|を機械角周期毎に算出する。なお、速度変動許容値|Δω_m|^*は、振動が許容できる範囲での速度変動振幅を規定する。

なお、上記（３）式における“ｋ”は、補正電圧ベクトル角振幅|Δδ|の変化量を決める補正ゲインである。この値“ｋ”を適切に設定することで、速度変動が速度変動許容値境界でハンチングする問題や、急激な負荷トルク変化によって速度変動が速度変動許容値よりも大きくなり振動や騒音が発生するという問題を抑制することができる。

速度変動位相修正部１５ｅは、機械角周期毎に取得される速度変動成分の位相を修正する。修正方法は、例えば、速度変動のsin成分（ω_sin）及びcos成分（ω_cos）をそれぞれ補正ゲイン“ｋ”を適用した下記（４−１）式〜（４−２）式を用いて速度変動成分のsin成分（ω_sin）及びcos成分（ω_cos）をそれぞれ累積する積分制御する。そして、速度変動位相修正部１５ｅは、下記（４−３）式により、下記（４−１）式〜（４−２）式により算出した速度変動のsin成分（ω_sin）及びcos成分（ω_cos）の積分結果であるω_{sin_i}及びω_{cos_i}からω_{cos_i}／ω_{sin_i}の逆正接を演算する。速度変動位相修正部１５ｅは、ω_{cos_i}／ω_{sin_i}の逆正接から、速度変動修正位相φ_ωiを得る。

なお、速度変動位相修正部１５ｅは、速度変動位相算出後において積分演算後の直交成分ω_{sin_i}及びω_{cos_i}により形成されるベクトルの位相が変化しないように、下記（５−１）式及び（５−２）式により、振幅を丸めこむ（以下、位相フィルタ処理とする）。この処理によって、それぞれの直交成分ω_{sin_i}及びω_{cos_i}の積分値が発散しないようにする。ここで、下記（５−１）式及び（５−２）式における“Ａ”は、位相の修正速度や安定性を決定するためのベクトルの振幅であり、いわば位相フィルタである。

補正電圧ベクトル角算出部１５ｆは、下記（６）式により、補正電圧ベクトル角Δδを算出する。補正電圧ベクトル角Δδは、機械角位相θ_mにおける補正電圧ベクトル角Δδを、速度変動修正位相φ_ωiと、速度変動修正位相φ_ωiに対して補正電圧ベクトル角Δδの変動位相差を設定するシフト位相θ_shiftだけ進ませた又は遅れさせた位相における瞬時値となる。なお、ここで、下記（６）式におけるシフト位相θ_shiftは、制振効果やモータ１０の電流ピーク値の低減度合いから調整されるものであり、０として機械角推定角速度変動Δω_mと同位相で補正電圧ベクトル角Δδを生成しても効果を得ることができる。また、シフト位相θ_shiftが、補正電圧ベクトル角Δδの位相を進ませるものである場合は、平均電圧ベクトル角指令値δ₀ ^*に対して先行して電圧ベクトル角の補正を行うことができ、補正の応答性能が向上する場合がある。

（実施形態１に係る補正電圧ベクトル角生成処理）
図４は、実施形態１に係る補正電圧ベクトル角生成処理を示すフローチャートである。実施形態１に係る補正電圧ベクトル角生成処理は、弱め磁束制御領域等の出力電圧が制限される電圧飽和領域において、機械角周期毎に実行される。先ず、補正電圧ベクトル角生成部１５の速度変動成分分離部１５ａは、上記（１−１）式及び（１−２）式により、機械角推定角速度変動Δω_mの基本波成分を、直交成分である２つのフーリエ係数ω_sin（速度変動のsin成分）及びω_cos（速度変動のcos成分）に分離する（ステップＳ１１）。

次に、速度変動振幅算出部１５ｂは、上記（２）式により、速度変動成分分離部１５ａにより算出されたフーリエ係数ω_sin（速度変動のsin成分）及びω_cos（速度変動のcos成分）から、機械角推定角速度変動Δω_mの速度変動振幅|Δω_m|を算出する（ステップＳ１２）。

次に、補正電圧ベクトル角振幅算出部１５ｄは、上記（３）式により、速度変動振幅|Δω_m|から速度変動許容値|Δω_m|^*を減算した偏差を積分制御することにより、補正電圧ベクトル角振幅|Δδ|を算出する（ステップＳ１３）。

次に、速度変動位相修正部１５ｅは、上記（４−１）式〜（４−２）式により、速度変動のsin成分（ω_sin）及びcos成分（ω_cos）を算出する。そして、速度変動位相修正部１５ｅは、上記（４−３）式により、速度変動のsin成分（ω_sin）及びcos成分（ω_cos）の積分結果であるω_{sin_i}及びω_{cos_i}からω_{cos_i}／ω_{sin_i}の逆正接、すなわち速度変動修正位相φ_ωiを算出する（ステップＳ１４）。

次に、速度変動位相修正部１５ｅは、上記（５−１）式及び（５−２）式による位相フィルタ処理を行う（ステップＳ１５）。次に、補正電圧ベクトル角算出部１５ｆは、上記（６）式により、補正電圧ベクトル角Δδを算出する（ステップＳ１６）。補正電圧ベクトル角生成部１５は、ステップＳ１６で算出した補正電圧ベクトル角Δδを出力する。

実施形態１は、速度変動振幅|Δω_m|をフィードバックして、予め記憶されている振動が実使用上問題とならない範囲の速度変動許容値|Δω_m|^*となるように補正電圧ベクトル角Δδの振幅及び位相を機械角周期毎に調整する。よって、実施形態１によれば、補正電圧ベクトル角Δδを、電流制御部１４により出力された平均電圧ベクトル角指令値δ₀ ^*で補正することで、モータ１０の制振効果及びピーク電流の低減効果を得ることができる。

実施形態１は、周期的なトルク変動を有する圧縮機等の負荷を駆動するに際し、出力電圧振幅に制限のある弱め磁束制御領域での振動抑制を目的としたトルク制御技術を提供する。実施形態１は、振動抑制だけでなくモータのピーク電流抑制にも効果を発揮するため、過電流保護停止等に至ることなく安定してモータを駆動でき、モータ効率も向上させることができる。

［実施形態２］
実施形態２では、弱め磁束制御領域等の出力電圧が制限される電圧飽和領域において、ｑ軸電流の変動位相をフィードバックする。そして、実施形態２では、マグネットトルク（ｑ軸電流によるトルク）の位相が負荷トルク変動位相と同位相となるように補正電圧ベクトル角の振幅及び位相を機械角周期毎に調整する。

（実施形態２に係る補正電圧ベクトル角生成部）
図５は、実施形態２に係る補正電圧ベクトル角生成部１５−２を示すブロック図である。実施形態２に係るモータ制御装置１００−２は、補正電圧ベクトル角生成部１５−２を有する（図２参照）。実施形態２に係る補正電圧ベクトル角生成部１５−２は、速度変動成分分離部１５ａ−２、速度変動位相修正部１５ｂ−２、ｑ軸電流目標変動位相算出部１５ｃ−２、ｑ軸電流成分分離部１５ｄ−２、ｑ軸電流変動位相算出部１５ｅ−２、減算器１５ｆ−２を有する。また、補正電圧ベクトル角生成部１５−２は、位相偏差正規化処理部１５ｇ−２、補正電圧ベクトル角振幅算出部１５ｈ−２、補正電圧ベクトル角算出部１５ｉ−２を有する。

速度変動成分分離部１５ａ−２は、実施形態１の速度変動成分分離部１５ａと同様に、上記（１−１）式及び（１−２）式により、機械角周期毎に、機械角推定角速度変動Δω_mの基本波成分を直交成分である２つのフーリエ係数ω_sin（速度変動のsin成分）及びω_cos（速度変動のcos成分）に分離する。

速度変動位相修正部１５ｂ−２は、実施形態１に係る速度変動位相修正部１５ｅと同様に、上記（４−１）式〜（４−３）式により、速度変動修正位相φ_ωiを算出する。また、速度変動位相修正部１５ｂ−２は、実施形態１に係る速度変動位相修正部１５ｅと同様に、上記（５−１）式〜（５−２）式により、位相フィルタ処理を行う。

ｑ軸電流目標変動位相算出部１５ｃ−２は、下記（７）式により、ｑ軸電流の目標変動位相θ_Iq ^*を算出する。ここで、速度変動を抑制するためのｑ軸電流の変動位相（マグネットトルクの変動位相）は、速度変動位相に対してπ／２だけ遅れた位相となる。

ｑ軸電流成分分離部１５ｄ−２は、下記（８−１）式及び（８−２）式により、機械角周期毎に、ｑ軸電流値Ｉ_qの基本波成分を直交成分である２つのフーリエ係数Ｉ_{q_sin}（ｑ軸電流のsin成分）及びＩ_{q_cos}（ｑ軸電流のcos成分）に分離する。基本波成分のフーリエ係数を機械角周期毎に算出することで、ｑ軸電流変動の高調波成分を排除したq軸電流基本波成分を、精度よく抽出することができる。

ｑ軸電流変動位相算出部１５ｅ−２は、下記（９）式により、機械角周期毎に取得されるｑ軸電流変動成分の位相θ_Iqを算出する。

減算器１５ｆ−２は、下記（１０）式により、ｑ軸電流の目標変動位相θ_Iq ^*からｑ軸電流変動成分の位相θ_Iqを減算した位相偏差θ_{Iq_err’}を算出する。

位相偏差正規化処理部１５ｇ−２は、例えば、下記（１１）式により、位相偏差θ_{Iq_err’}を所定の位相範囲に正規化処理した位相偏差θ_{Iq_err}を算出する。正規化処理は、位相に対して積分制御を適用する際に発生する次の不都合を回避するためのものである。例えば、位相偏差が＋π／２［rad］と−３π／２［rad］では、ベクトルとしては同位相であるが、積分制御を実施する場合、増加方向への変化と減少方向への変化といった具合に、調整対象の変化方向と大きさが異なる。この不都合を回避するために、下記（１１）式のように、例えば、−３π／２［rad］を＋π／２［rad］とするように、位相を−π［rad］〜＋π［rad］の範囲に正規化する。

補正電圧ベクトル角振幅算出部１５ｈ−２は、例えば、下記（１２）式により、位相偏差θ_{Iq_err}に応じて補正電圧ベクトル角振幅|Δδ|を機械角周期毎に調整する。補正電圧ベクトル角振幅算出部１５ｈ−２は、例えば、下記（１２）式による積分制御を行う。なお、下記（１２）式における“ｋ”は、上記（３）式における“ｋ”と同様である。

補正電圧ベクトル角算出部１５ｉ−２は、実施形態１に係る補正電圧ベクトル角算出部１５ｆと同様に、上記（６）式により、補正電圧ベクトル角Δδを算出する。

（実施形態２に係る補正電圧ベクトル角生成処理）
図６は、実施形態２に係る補正電圧ベクトル角生成処理を示すフローチャートである。実施形態２に係る補正電圧ベクトル角生成処理は、弱め磁束制御領域等の出力電圧が飽和した電圧飽和領域において、機械角周期毎に実行される。先ず、補正電圧ベクトル角生成部１５−２の速度変動成分分離部１５ａ−２は、上記（１−１）式及び（１−２）式により、機械角推定角速度変動Δω_mの基本波成分を、直交成分である２つのフーリエ係数ω_sin（速度変動のsin成分）及びω_cos（速度変動のcos成分）に分離する（ステップＳ２１）。

次に、速度変動位相修正部１５ｂ−２は、上記（４−１）式〜（４−３）式により、速度変動修正位相φ_ωiを算出する（ステップＳ２２）。次に、速度変動位相修正部１５ｂ−２は、上記（５−１）式及び（５−２）式による位相フィルタ処理を行う（ステップＳ２３）。次に、ｑ軸電流目標変動位相算出部１５ｃ−２は、上記（７）式により、ｑ軸電流の目標変動位相θ_Iq ^*を算出する（ステップＳ２４）。

次に、ｑ軸電流成分分離部１５ｄ−２は、上記（８−１）式及び（８−２）式により、機械角周期毎に、ｑ軸電流値Ｉ_qの基本波成分を直交成分である２つのフーリエ係数Ｉ_{q_sin}（ｑ軸電流のsin成分）及びＩ_{q_cos}（ｑ軸電流のcos成分）に分離する（ステップＳ２５）。次に、ｑ軸電流変動位相算出部１５ｅ−２は、上記（９）式により、機械角周期毎に取得されるｑ軸電流変動成分の位相θ_Iqを算出する（ステップＳ２６）。

次に、減算器１５ｆ−２は、上記（１０）式により、ｑ軸電流の目標変動位相θ_Iq ^*からｑ軸電流変動成分の位相θ_Iqを減算した位相偏差θ_{Iq_err’}を算出する（ステップＳ２７）。次に、位相偏差正規化処理部１５ｇ−２は、上記（１１）式により、位相偏差θ_{Iq_err’}を所定の位相範囲に正規化処理した位相偏差θ_{Iq_err}を算出する（ステップＳ２８）。

次に、補正電圧ベクトル角振幅算出部１５ｈ−２は、上記（１２）式により、位相偏差θ_{Iq_err}に応じて補正電圧ベクトル角振幅|Δδ|を機械角周期毎に算出する（ステップＳ２９）。次に、補正電圧ベクトル角算出部１５ｉ−２は、上記（６）式により、補正電圧ベクトル角Δδを算出する（ステップＳ３０）。補正電圧ベクトル角生成部１５−２は、ステップＳ３０で算出した補正電圧ベクトル角Δδを出力する。

実施形態２は、ｑ軸電流の変動位相をフィードバックして、マグネットトルク（ｑ軸電流によるトルク）の位相が負荷トルク変動位相と同位相となるように補正電圧ベクトル角の振幅及び位相を機械角周期毎に調整する。よって、実施形態２によれば、マグネットトルクの位相が最適化されるため、速度変動振幅及びモータのピーク電流が抑制される。

［実施形態３］
実施形態２では、ピーク電流の低減効果が得られるように、ｑ軸電流変動位相が速度変動に対してπ／２だけ遅れた位相となるように補正電圧ベクトル角を制御している。

そこで、実施形態３では、弱め磁束制御領域等の出力電圧が飽和した電圧飽和領域において、速度変動振幅|Δω_m|をフィードバックする実施形態１と、ｑ軸電流変動位相をフィードバックする実施形態２を切り替えて用いる。そして、実施形態３では、実施形態２の制御方式を実行中に速度変動振幅|Δω_m|が速度変動許容値|Δω_m|^*を上回るときに、実施形態１の制御方式に切り替えて動作させることで、制振効果を優先させることができる。

また、実施形態３では、実施形態１の制御方式を実行中にｑ軸電流変動位相θ_Iqがｑ軸電流目標変動位相θ_Iq ^*より遅れた場合に、実施形態２の制御方式に切り替えて動作する。

（実施形態３に係る補正電圧ベクトル角生成部）
図７は、実施形態３に係る補正電圧ベクトル角生成部１５−３を示すブロック図である。実施形態３に係るモータ制御装置１００−３は、補正電圧ベクトル角生成部１５−３を有する（図２参照）。補正電圧ベクトル角生成部１５−３は、速度変動成分分離部１５ａ−３、速度変動振幅算出部１５ｂ−３、減算器１５ｃ−３、速度変動位相修正部１５ｄ−３、ｑ軸電流目標変動位相算出部１５ｅ−３、ｑ軸電流成分分離部１５ｆ−３を有する。また、補正電圧ベクトル角生成部１５−３は、ｑ軸電流変動位相算出部１５ｇ−３、減算器１５ｈ−３、位相偏差正規化処理部１５ｉ−３を有する。また、補正電圧ベクトル角生成部１５−３は、補正電圧ベクトル角制御方式切替処理部１５ｊ−３、補正電圧ベクトル角振幅算出部１５ｋ−３、補正電圧ベクトル角算出部１５ｌ−３を有する。

速度変動成分分離部１５ａ−３、速度変動振幅算出部１５ｂ−３、減算器１５ｃ−３、補正電圧ベクトル角振幅算出部１５ｋ−３、補正電圧ベクトル角算出部１５ｌ−３を含む構成は、実施形態１に係る補正電圧ベクトル角生成部１５（図３参照）と同様の機能を有する。速度変動成分分離部１５ａ−３、速度変動位相修正部１５ｄ−３、ｑ軸電流目標変動位相算出部１５ｅ−３、ｑ軸電流成分分離部１５ｆ−３、ｑ軸電流変動位相算出部１５ｇ−３、減算器１５ｈ−３、位相偏差正規化処理部１５ｉ−３、補正電圧ベクトル角振幅算出部１５ｋ−３、補正電圧ベクトル角算出部１５ｌ−３を含む構成は、実施形態２に係る補正電圧ベクトル角生成部１５−２（図５参照）と同様の機能を有する。

補正電圧ベクトル角制御方式切替処理部１５ｊ−３は、機械角周期毎に、下記（１３）式により、減算器１５ｃ−３が算出した、速度変動振幅|Δω_m|から速度変動許容値|Δω_m|^*を減算した偏差|Δω_m|_{_err}が入力される。

また、補正電圧ベクトル角制御方式切替処理部１５ｊ−３は、機械角周期毎に、上記（１０）式及び（１１）式により算出された位相偏差θ_{Iq_err}が入力される。

そして、補正電圧ベクトル角制御方式切替処理部１５ｊ−３は、現在の補正電圧ベクトル角制御方式がｑ軸電流変動位相フィードバック方式の時、下記（１４−１）式が成立する、つまり速度変動振幅|Δω_m|が速度変動許容値|Δω_m|^*よりも大きい場合に、補正電圧ベクトル角制御方式を速度変動振幅フィードバック方式へ切り換える。なお、補正電圧ベクトル角制御方式切替処理部１５ｊ−３は、現在の補正電圧ベクトル角制御方式がｑ軸電流変動位相フィードバック方式の時、下記（１４−１）式が成立しない場合には、現在の補正電圧ベクトル角制御方式であるｑ軸電流変動位相フィードバック方式を継続する。

また、補正電圧ベクトル角制御方式切替処理部１５ｊ−３は、現在の補正電圧ベクトル角制御方式が速度変動振幅フィードバック方式の時、下記（１４−２）式が成立する、つまりｑ軸電流変動成分の位相θ_Iqがｑ軸電流の目標変動位相θ_Iq ^*よりも遅れている場合に、補正電圧ベクトル角制御方式をｑ軸電流変動位相フィードバック方式へ切り換える。なお、補正電圧ベクトル角制御方式切替処理部１５ｊ−３は、現在の補正電圧ベクトル角制御方式が速度変動振幅フィードバック方式の時、下記（１４−２）式が成立しない場合には、現在の補正電圧ベクトル角制御方式である速度変動振幅フィードバック方式を継続する。

そして、補正電圧ベクトル角制御方式切替処理部１５ｊ−３は、決定したフィードバック方式をCONTROL_TYPE信号で補正電圧ベクトル角振幅算出部１５ｋ−３へ通知する。補正電圧ベクトル角振幅算出部１５ｋ−３は、通知されたCONTROL_TYPE信号がｑ軸電流変動位相フィードバック方式を示す場合には、下記（１５−１）式により、位相偏差θ_{Iq_err}の比例積分制御を行って、補正電圧ベクトル角振幅|Δδ|を機械角周期毎に調整する。

また、補正電圧ベクトル角振幅算出部１５ｋ−３は、通知されたCONTROL_TYPE信号が速度変動振幅フィードバック方式を示す場合には、下記（１５−２）式により、偏差|Δω_m|_{_err}の比例積分制御を行って、補正電圧ベクトル角振幅|Δδ|を機械角周期毎に調整する。

そして、補正電圧ベクトル角算出部１５ｌ−３は、機械角位相θ_m、シフト位相θ_shift、補正電圧ベクトル角振幅算出部１５ｋ−３により算出された補正電圧ベクトル角振幅|Δδ|、速度変動位相修正部１５ｄ−３により算出された速度変動修正位相φ_ωiから、上記（６）式により、補正電圧ベクトル角Δδを算出する。なお、シフト位相θ_shiftは、速度変動修正位相φ_ωiに対する補正電圧ベクトル角Δδの位相である。

（実施形態３に係る補正電圧ベクトル角生成処理）
図８は、実施形態３に係る補正電圧ベクトル角生成処理を示すフローチャートである。実施形態３に係る補正電圧ベクトル角生成処理は、弱め磁束制御領域等の出力電圧が飽和した電圧飽和領域において、機械角周期毎に実行される。先ず、補正電圧ベクトル角生成部１５−３の速度変動成分分離部１５ａ−３は、上記（１−１）式及び（１−２）式により、機械角周期毎に、機械角推定角速度変動Δω_mの基本波成分を、機械角周期毎に、直交成分である２つのフーリエ係数ω_sin（変動成分のsin成分）及びω_cos（変動成分のcos成分）に分離する（ステップＳ３１）。

次に、速度変動振幅算出部１５ｂ−３は、上記（２）式により、速度変動成分分離部１５ａ−３により算出されたフーリエ係数ω_sin及びω_cosから、機械角推定角速度変動Δω_mの基本波成分の振幅（速度変動振幅|Δω_m|）を算出する（ステップＳ３２）。

次に、速度変動位相修正部１５ｄ−３は、上記（４−１）式〜（４−２）式により、速度変動のsin成分（ω_sin）及びcos成分（ω_cos）を算出し、上記（４−３）式により、sin成分（ω_sin）及びcos成分（ω_cos）の積分結果であるω_{sin_i}及ω_{cos_i}からω_{cos_i}／ω_{sin_i}の逆正接を演算することにより、速度変動修正位相φ_ωiを算出する（ステップＳ３３）。

次に、速度変動位相修正部１５ｄ−３は、上記（５−１）式及び（５−２）式による位相フィルタ処理を行う（ステップＳ３４）。

次に、ｑ軸電流目標変動位相算出部１５ｅ−３は、上記（７）式により、ｑ軸電流の目標変動位相θ_Iq ^*を算出する（ステップＳ３５）。次に、ｑ軸電流成分分離部１５ｆ−３は、上記（８−１）式及び（８−２）式により、機械角周期毎に、ｑ軸電流値Ｉ_qの基本波成分を直交成分である２つのフーリエ係数Ｉ_{q_sin}（ｑ軸電流のsin成分）及びＩ_{q_cos}（ｑ軸電流のcos成分）に分離する（ステップＳ３６）。次に、ｑ軸電流変動位相算出部１５ｇ−３は、上記（９）式により、機械角周期毎に取得されるｑ軸電流変動成分の位相θ_Iqを算出する（ステップＳ３７）。

次に、減算器１５ｃ−３は、上記（１３）式により、速度変動偏差|Δω_m|_{_err}を算出する（ステップＳ３８）。次に、減算器１５ｈ−３は、上記（１０）式により、ｑ軸電流の目標変動位相θ_Iq ^*からｑ軸電流変動成分の位相θ_Iqを減算した位相偏差θ_{Iq_err’}を算出する（ステップＳ３９）。次に、位相偏差正規化処理部１５ｉ−３は、上記（１１）式により、位相偏差θ_{Iq_err’}を所定の位相範囲に正規化処理した位相偏差θ_{Iq_err}を算出する（ステップＳ４０）。

次に、補正電圧ベクトル角制御方式切替処理部１５ｊ−３は、現在の補正電圧ベクトル角制御方式がｑ軸電流変動位相フィードバック方式であるか否かを判定する（ステップＳ４１）。補正電圧ベクトル角制御方式切替処理部１５ｊ−３は、現在の補正電圧ベクトル角制御方式がｑ軸電流変動位相フィードバック方式である場合（ステップＳ４１：Ｙｅｓ）、ステップＳ４２へ処理を移す。一方、補正電圧ベクトル角制御方式切替処理部１５ｊ−３は、現在の補正電圧ベクトル角制御方式が速度変動振幅フィードバック方式である場合（ステップＳ４１：Ｎｏ）、ステップＳ４４へ処理を移す。

ステップＳ４２では、補正電圧ベクトル角制御方式切替処理部１５ｊ−３は、速度変動偏差|Δω_m|_{_err}＞０であるか否かを判定する。補正電圧ベクトル角制御方式切替処理部１５ｊ−３は、速度変動偏差|Δω_m|_{_err}＞０である場合（ステップＳ４２：Ｙｅｓ）、ステップＳ４３へ処理を移す。一方、補正電圧ベクトル角制御方式切替処理部１５ｊ−３は、速度変動偏差|Δω_m|_{_err}≦０である場合（ステップＳ４２：Ｎｏ）、ステップＳ４６へ処理を移す。ステップＳ４３では、補正電圧ベクトル角制御方式切替処理部１５ｊ−３は、ｑ軸電流変動位相フィードバック方式から速度変動振幅フィードバック方式へ、補正電圧ベクトル角制御方式を切り替え、CONTROL_TYPE信号で補正電圧ベクトル角振幅算出部１５ｋ−３へ通知する。

他方、ステップＳ４４では、補正電圧ベクトル角制御方式切替処理部１５ｊ−３は、ｑ軸電流変動位相偏差θ_{Iq_err}＞０であるか否かを判定する。補正電圧ベクトル角制御方式切替処理部１５ｊ−３は、ｑ軸電流変動位相偏差θ_{Iq_err}＞０である場合（ステップＳ４４：Ｙｅｓ）、ステップＳ４５へ処理を移す。一方、補正電圧ベクトル角制御方式切替処理部１５ｊ−３は、ｑ軸電流変動位相偏差θ_{Iq_err}≦０である場合（ステップＳ４４：Ｎｏ）、ステップＳ４６へ処理を移す。ステップＳ４５では、補正電圧ベクトル角制御方式切替処理部１５ｊ−３は、速度変動振幅フィードバック方式からｑ軸電流変動位相フィードバック方式へ、補正電圧ベクトル角制御方式を切り替え、CONTROL_TYPE信号で補正電圧ベクトル角振幅算出部１５ｋ−３へ通知する。

ステップＳ４６では、補正電圧ベクトル角振幅算出部１５ｋ−３は、CONTROL_TYPE信号で通知された補正電圧ベクトル角制御方式に応じた補正電圧ベクトル角振幅|Δδ|を、上記（１５−１）式又は（１５−２）式により算出する。そして、補正電圧ベクトル角算出部１５ｌ−３は、機械角位相θ_m、シフト位相θ_shift、補正電圧ベクトル角振幅算出部１５ｋ−３により算出された補正電圧ベクトル角振幅|Δδ|、速度変動位相修正部１５ｄ−３により算出された速度変動修正位相φ_ωiから、上記（６）式により、補正電圧ベクトル角Δδを算出する（ステップＳ４７）。補正電圧ベクトル角生成部１５−３は、ステップＳ４７で算出した補正電圧ベクトル角Δδを出力する。

実施形態３は、補正電圧ベクトル角振幅|Δδ|を、ｑ軸電流変動位相フィードバック方式で生成しているとき速度変動振幅|Δω_m|に応じて速度変動振幅フィードバック方式に切り替え、速度変動振幅フィードバック方式で生成しているときｑ軸電流変動位相θ_Iqに応じてｑ軸電流変動位相フィードバック方式に切り替えて選択することで、速度変動振幅及びモータのピーク電流をより適切に抑制することができる。

上記の実施形態では、シングルロータリーコンプレッサやツインロータリーコンプレッサ等の圧縮機に用いるＩＰＭモータを制御対象とし、モータに流れる電流から角速度及び回転角度をセンサレス方式で推定する構成とする。しかし、開示の技術は、ロータの回転位置をセンサ（エンコーダ）で直接検出する構成において、実施形態において説明した制振制御を行うことにより、周期的な回転速度変動を抑制することができる。

上記の実施形態における各処理の一部を公知の方法で行うことができる場合がある。また、上記の実施形態における各処理を示すフローチャートにおいて、最終結果へ影響を与えない（つまり最終結果が同一である）限りにおいて処理途中のステップの実行順序を入れ替える、もしくは、ステップを並行して実行することができる。この他、上記及び図示の具体的名称、処理手順、制御手順、各種のデータやパラメータを含む情報については、一例を示すに過ぎず、特記する場合を除いて適宜変更することができる。

開示の技術のより広範な態様は、上記のように表しかつ記述した特定の詳細及び代表的な実施形態に限定されるものではない。したがって、添付の特許請求の範囲及びその均等物によって定義される総括的な発明の概念の精神または範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。

１００，１００−２，１００−３ モータ制御装置
１１，１３ 減算器
１２ 速度制御部
１４ 電流制御部
１５，１５−２，１５−３ 補正電圧ベクトル角生成部
１５ａ 速度変動成分分離部
１５ｂ 速度変動振幅算出部
１５ｃ 減算器
１５ｄ 補正電圧ベクトル角振幅算出部
１５ｅ 速度変動位相修正部
１５ｆ 補正電圧ベクトル角算出部
１５ａ−２ 速度変動成分分離部
１５ｂ−２ 速度変動位相修正部
１５ｃ−２ ｑ軸電流目標変動位相算出部
１５ｄ−２ ｑ軸電流成分分離部
１５ｅ−２ ｑ軸電流変動位相算出部
１５ｆ−２ 減算器
１５ｇ−２ 位相偏差正規化処理部
１５ｈ−２ 補正電圧ベクトル角振幅算出部
１５ｉ−２ 補正電圧ベクトル角算出部
１５ａ−３ 速度変動成分分離部
１５ｂ−３ 速度変動振幅算出部
１５ｃ−３ 減算器
１５ｄ−３ 速度変動位相修正部
１５ｅ−３ ｑ軸電流目標変動位相算出部
１５ｆ−３ ｑ軸電流成分分離部
１５ｇ−３ ｑ軸電流変動位相算出部
１５ｈ−３ 減算器
１５ｉ−３ 位相偏差正規化処理部
１５ｊ−３ 補正電圧ベクトル角制御方式切替処理部
１５ｋ−３ 補正電圧ベクトル角振幅算出部
１５ｌ−３ 補正電圧ベクトル角算出部
１６ 加算器
１７ ｄ軸ｑ軸電圧生成部
１８ ｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換部
１９ ＰＷＭ変調部
２０ ＩＰＭ
２１，２２ 電流センサ
２３ ３φ電流算出部
２４ ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換部
２５ 軸誤差演算処理部
２６ ＰＬＬ制御部
２７ 位置推定部
２８ １／Ｐ_n処理部

Claims (5)

1. 電圧ベクトル角指令値を生成する電流制御部と、
   周期的に変動するモータの速度変動に同期し、前記モータの負荷トルクに応じて振幅が変動する補正電圧ベクトル角を生成する補正電圧ベクトル角生成部と、
   前記電圧ベクトル角指令値に前記補正電圧ベクトル角を加算した補正後電圧ベクトル角指令値をもとに、前記モータを駆動する電圧指令値を生成する電圧生成部と、を備え、
   前記補正電圧ベクトル角生成部は、前記速度変動と、予め定められた該速度変動許容値との偏差である速度変動偏差から前記補正電圧ベクトル角を生成する、
   ことを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記補正電圧ベクトル角と前記速度変動は、所定量の位相差を有す
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記補正電圧ベクトル角生成部は、前記モータのｑ軸電流変動位相と前記速度変動の位相から求まる該ｑ軸電流目標変動位相との偏差であるｑ軸電流変動位相偏差から前記補正電圧ベクトル角を生成する
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載のモータ制御装置。
4. 前記補正電圧ベクトル角生成部は、前記速度変動と該速度変動許容値との偏差である速度変動偏差、並びに、前記モータのｑ軸電流変動位相と前記速度変動の位相から求まる該ｑ軸電流目標変動位相との偏差であるｑ軸電流変動位相偏差に基づいて、前記速度変動が該速度変動許容値より大きい場合、前記速度変動偏差を用い、前記ｑ軸電流変動位相が該ｑ軸電流目標変動位相より大きい場合、前記ｑ軸電流変動位相偏差を用いて前記補正電圧ベクトル角を生成する
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載のモータ制御装置。
5. 前記補正電圧ベクトル角生成部は、前記偏差に対して積分制御を適用して前記補正電圧ベクトル角を生成する
   ことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１つに記載のモータ制御装置。

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