JP4434184B2 - 電気モータのフィードバック制御方法および装置 - Google Patents

Description

本発明は、多相電気モータのフィードバック制御方法および装置に関し、特に、これに限定する意図ではないが、車両上において車輪を回転駆動するための車両上多相電気モータ、例えば３相又は５相の電気モータ、の駆動制御に関する。本発明は例えば、電気自動車あるいは、内燃機関と電気モータで車輪を駆動するハイブリッド車両に搭載された車輪駆動用多相電気モータの駆動制御に用いることができる。

特開２００５−１９２３４１号公報 特開２００６− １４５３９号公報 例えば車輪駆動用電気モータは、車両駆動（力行：traction）を行いまた車両制動（回生：regeneration）を行う。ベクトル制御技術の発展により多様な電気モータ制御を精密にかつ円滑に行えるようになった。そこで最近は、多相誘導電動機，永久磁石形同期電動機等の多相交流電動機を車輪駆動に用いて、ベクトル制御を用いてモータ制御を行っている。特許文献１は、ハイブリッド車に搭載する一形態の永久磁石形同期電動機を開示し、特許文献２は、この種の電動機のベクトル制御の1態様を開示している。

例えば３相の永久磁石形同期電動機は、永久磁石を装着したロータ、および、Ｕ相，Ｖ相及びＷ相のステータコイルを装着したステータを備える。該電動機に、駆動モータのトルクである駆動モータトルク、又は発電機のトルクである発電機トルクを発生させるための駆動制御装置が、特許文献２に記載されている。該制御装置は、Ｕ相，Ｖ相及びＷ相のパルス幅変調信号（ＰＷＭパルス）をインバータに送る。該インバータが相電流、すなわち、Ｕ相，Ｖ相及びＷ相の電流を、各ステータコイルに供給することによって、前記駆動モータトルクを発生させたり、発電機トルクを発生させたりする。

該駆動制御装置は、ロータにおける磁極対の方向にｄ軸を、該ｄ軸と直角の方向にｑ軸をそれぞれ採ったｄ−ｑ軸（回転座標）モデル上でベクトル制御演算によるフィードバック制御を行なう。より具体的には、各ステータコイルに供給される電流すなわち固定座標の相電流，ロータの磁極位置，インバータの入口の直流電圧（電源電圧）等を検出し、検出した３相の電流すなわち固定座標の３相電流を、磁極位置に基づいてｄ軸電流及びｑ軸電流すなわち回転座標の電流に、３相／２相変換し、すなわち固定／回転座標変換し、一方、回転座標のトルク／電流変換テーブルを参照して、目標トルクに対応するｄ軸目標電流及びｑ軸目標電流すなわち回転座標の目標電流を読出して、ｄ軸目標電流に対するｄ軸変換電流の偏差、および、ｑ軸目標電流に対するｑ軸変換電流の偏差、を算出して、各偏差を零とするためのｄ軸目標電圧およびｑ軸目標電圧を算出し、それらを２相／３相変換して、すなわち回転／固定座標変換して、Ｕ相，Ｖ相及びＷ相の電圧指令とする。各電圧指令に基づいてＰＷＭパルスを発生する。

例えば３相電気モータを、ベクトル制御理論に従ってフィードバック制御する場合、Ｕ相，Ｖ相及びＷ相コイルに流れる、固定座標の３相の電流を電流センサで検出し、３相（固定座標）／２相（回転座標）変換によって回転座標例えばｄ，ｑ軸の電流値すなわち回転座標の検出電流に変換し、一方、与えられる目標トルクを回転座標の目標電流に変換し、回転座標の検出電流と回転座標の目標電流とを用いて、前者を後者に合致させるためのモータ駆動指令値を生成して、該指令値にもとづいてＵ相，Ｖ相及びＷ相コイルに流す電流あるいは該電流を流すためのコイル印加電圧を制御する。スター結線のステータコイルを用いる３相電気モータの、同一時点の各相電流瞬時値の合計は零であるので、この場合は、１相の電流検出を省略してＵ相，Ｖ相及びＷ相の中の２相の電流を検出して、両検出値を用いて３相／２相変換の回転座標例えばｄ，ｑ軸の電流値を算出できる。しかし、固定座標の３相の中の最小限２相の電流検出が必要である。

固定座標の相電流を検出する電流センサの検出信号はアナログ電圧（又はアナログ電流）であるので、Ａ／Ｄ変換手段、例えばＡ／Ｄコンバータ（単一機能デバイス），ＣＰＵ，ＭＰＵ或いはＡＳＩＣ(Application Specific IC)、を用いてデジタル変換（Ａ／Ｄ変換）する。複数のサンプルホールド回路を用いて３相全部又はその中の２相のみの検出信号を、同時にサンプルホールドして、複数のホールド信号を１つのＡ／Ｄ変換手段で順次にデジタル変換することにより、同一時点の複数の検出信号のデジタルデータｉＵ，ｉＶ，ｉＷが次のように得られる。

この場合にはデータｉＵ，ｉＶ，ｉＷ（固定座標の３相電流データ）を用いて、従来公知の下記３相／２相変換（固定／回転座標変換）に従って回転座標変換出力ｉｄ，ｉｑを得ることができる。

回転座標の３相の中の２相のみの電流例えばｉＵ，ｉＶを検出する場合には、従来公知の下記３相／２相変換に従って回転座標変換出力ｉｄ，ｉｑを得ることができる。

しかし、１つのＡ／Ｄ変換手段を備えればよい反面、複数のサンプルホールド回路が必要となり、その分コスト高となる。複数のＡ／Ｄ変換手段を備える場合には、Ａ／Ｄ変換手段の数が多い分、コスト高となる。固定座標の複数相の検出信号を１つのＡ／Ｄ変換手段で時間ピッチΔｔｐで順次にデジタル変換することにより安価に検出データを得ることができる。しかしその場合には、３相／２相変換の入力である３相の電流検出データｉＵ，ｉＶ，ｉＷが、同一時点（同一磁極位置θ）のものではなくなるので、次のように、時間ピッチΔｔｐ相当の磁極位置差Δθｐがあるものとなる。

その結果、同一磁極位置θの３相電流ｉＵ，ｉＶ，ｉＷを入力値とする従来公知の３相／２相変換、例えば上記（２）式又は（３）式、を用いると、磁極位置差Δθｐが大きい場合には、回転座標変換出力ｉｄ，ｉｑの算出誤差が大きく、該出力ｉｄ，ｉｑをフィードバック値とするモータ駆動制御の精度が低い。

また、電流センサにおいて検出遅れがあり、更には、デジタル変換の前のフィルタ回路又はフィルタ処理によって、電流検出データｉＵ，ｉＶ，ｉＷが磁極位置θに遅れる。これらによっても、電流検出データｉＵ，ｉＶ，ｉＷが磁極位置θに対してタイミング（位相）がずれたものとなるので、モータ駆動制御精度が低下する。

本発明は、多相電気モータのフィードバック制御精度を向上することを第１の目的とし、これを低コストで実現することを第２の目的とする。

（１）多相電気モータ(10)の固定座標の３相以上の相電流(iU,iV,iW)を電流センサ(14〜16)で検出して固定／回転座標変換(31)により回転座標の検出電流(id,iq)に変換し、該回転座標の検出電流(id,iq)および回転座標の目標電流(id*,iq*)に基づいて前記多相電気モータ(10)の各相通電電流(iU,iV,iW)を制御する電気モータのフィードバック制御において、
前記電流センサ(14〜16)が出力する奇数相の相電流検出信号(iU,iV,iW)を時間間隔Δｔｐで順次に相電流データにデジタル変換し、該デジタル変換の順番で中央のデジタル変換(iV)を基準時点として、該基準時点よりデジタル変換が進んでいる相の相電流データ(iU)の磁極位置θは進んでいる分(Δθp)を加算した値に補正し、前記基準時点よりデジタル変換が遅れている相の相電流データ(iW)の磁極位置θは遅れている分(Δθp)を減算した値に補正して（数５，図５）、補正した値を用いて前記固定／回転座標変換(数5)をする、ことを特徴とする、電気モータのフィードバック制御方法。

（２）３相電気モータ(10)の固定座標の３相の相電流(iU,iV,iW)を電流センサ(14〜16)で検出して固定／回転座標変換(31)により回転座標の検出電流(id,iq)に変換し、該回転座標の検出電流(id,iq)および回転座標の目標電流(id*,iq*)に基づいて前記多相電気モータ(10)の各相通電電流(iU,iV,iW)を制御する電気モータのフィードバック制御において、
前記電流センサ(14〜16)が出力する３相の相電流検出信号(iU,iV,iW)を時間間隔Δｔｐで順次に相電流データにデジタル変換し、該デジタル変換の順番で中央のデジタル変換(iV)を基準時点として、該基準時点よりデジタル変換が進んでいる相の相電流データ(iU)の磁極位置θは進んでいる分(Δθp)を加算した値に補正し、前記基準時点よりデジタル変換が遅れている相の相電流データ(iW)の磁極位置θは遅れている分(Δθp)を減算した値に補正して、補正した値を用いて前記固定／回転座標変換(数5)をする、ことを特徴とする、電気モータのフィードバック制御方法。

（３）多相電気モータ(10)の固定座標の２相以上の相電流(iU,iV,iW)を電流センサ(14〜16)で検出して固定／回転座標変換(31)により回転座標の検出電流(id,iq)に変換し、該回転座標の検出電流(id,iq)および回転座標の目標電流(id*,iq*)に基づいて前記多相電気モータ(10)の各相通電電流(iU,iV,iW)を制御する電気モータのフィードバック制御において、
前記電流センサ(14〜16)が出力する偶数相の相電流検出信号(iU,iV,iW)を時間間隔Δｔｐで順次に相電流データにデジタル変換し、該デジタル変換の順番で中間点の直前又は直後のデジタル変換を基準時点として、該中間点の直後を該基準時点とした場合は前記直前のデジタル変換(iU)と対比して、該中間点の直前を該基準時点とした場合は前記直後のデジタル変換と対比して、デジタル変換が進んでいる相の相電流データの磁極位置θは進んでいる分を加算した値に補正し、デジタル変換が遅れている相の相電流データ(iV)の磁極位置θは遅れている分を減算した値に補正して(数６，図９)、補正した値を用いて前記固定／回転座標変換（数６）をする、ことを特徴とする、電気モータのフィードバック制御方法。

（４）３相電気モータ(10)の固定座標の２相の相電流(iU,iV,iW)を電流センサ(14〜16)で検出して固定／回転座標変換(31)により回転座標の検出電流(id,iq)に変換し、該回転座標の検出電流(id,iq)および回転座標の目標電流(id*,iq*)に基づいて前記多相電気モータ(10)の各相通電電流(iU,iV,iW)を制御する電気モータのフィードバック制御において、
前記電流センサ(14〜16)が出力する２相の相電流検出信号(iU,iV)を時間間隔Δｔｐで相電流データにデジタル変換し、該デジタル変換の順番で中間点の直前又は直後のデジタル変換を基準時点として、該中間点の直後(iV)を該基準時点とした場合は該基準時点のデジタル変換の相電流データ(iV)の磁極位置θは前記時間間隔Δｔｐ相当量を減算した値に補正し、該中間点の直前を該基準時点とした場合は該基準時点のデジタル変換の相電流データの磁極位置θは前記時間間隔Δｔｐ相当量を加算した値に補正して(数６，図９)、補正した値を用いて前記固定／回転座標変換（数６）をする、ことを特徴とする、電気モータのフィードバック制御方法。

なお、理解を容易にするために括弧内には、図面に示し後述する実施例の対応要素の符号もしくは対応事項の符号を、例示として参考までに付記した。以下も同様である。

上記（１）は、３相，５相などの多相電気モータに適用するものであり、上記（２）は３相電気モータに適用するものである。例えば３相電気モータに適用する場合、下記（５）式に示すように、３相／２相変換(31)に用いる３相電流(iU,iV,iW)宛ての磁極位置θを、前記時間間隔Δｔｐの間の磁極位置変化量Δθｐの分、補正する。（５）式は、Ｕ相，Ｖ相およびＷ相の検出電流をこの順にΔｔｐピッチでデジタル変換して読取り、Ｖ相の読取りタイミングを基準にして、Ｕ相の検出電流データｉＵをＶ相データｉＶの読取りタイミングの値に補正し、Ｗ相の検出電流データｉＷもＶ相データの読取りタイミングの値に補正するものである。すなわちΔθｐ分の読取りタイミング差があるＵ相，Ｖ相およびＷ相の検出電流データを、同一タイミングの値に補正して、固定／回転座標変換である３相／２相変換をする（５）式を用いる。

したがって、上記（１）および（２）によれば、Ｕ相，Ｖ相およびＷ相又はその中の２相の検出電流の、デジタル変換による読取りタイミングに差Δｔｐがあっても、同一時点に読取った場合と同様な２相変換値(id,iq)が得られ、これをフィードバック値とする３相電気モータのフィードバック制御精度が損なわれない。１つのＡ／Ｄ変換手段を用いることができるので、コストアップを避けることができる。なお、５相電気モータに適用する場合には、５相の電流を検出して、５相／２相変換する。

上記（３）は、３相，５相などの多相電気モータに適用するものであり、上記（４）は３相電気モータに適用するものである。例えば３相電気モータに適用する場合、下記（６）式に示すように、３相／２相変換(31)に用いる２相電流(iU,iV)宛ての磁極位置θを、前記時間間隔Δｔｐの間の磁極位置変化量Δθｐの分、補正する。（６）式は、Ｕ相およびＶ相の検出電流をこの順にΔｔｐピッチでデジタル変換して読取り、Ｕ相の読取りタイミングを基準にして、Ｖ相の検出電流データｉＶをＵ相データｉＵの読取りタイミングの値に補正するものである。すなわちΔθｐ分の読取りタイミング差があるＵ相およびＶ相の検出電流データを、同一タイミングの値に補正して固定／回転座標変換する（６）式を用いる。

したがって、上記（３）および（４）によれば、Ｕ相およびＶ相の検出電流の、デジタル変換による読取りタイミングに差Δｔｐがあっても、同一時点に読取った場合と同様な回転座標変換値(id,iq)が得られ、これをフィードバック値とする３相電気モータのフィードバック制御精度が損なわれない。１つのＡ／Ｄ変換手段を用いることができるので、コストアップを避けることができる。なお、５相電気モータに適用する場合には、４相の電流を検出して、５相／２相変換する。

（５）前記固定／回転座標変換(31)によって得る回転座標の検出電流(id,iq)の、多相電気モータの固定座標の相電流(iU,iV,iW)に対する遅れを低減する方向に、前記固定／回転座標変換(31)に用いる固定座標の３相電流(iU,iV,iW)宛ての磁極位置θを、多相電気モータの固定座標の相電流(iU,iV,iW)の変化に対する前記電流センサ(14〜16)の相電流検出信号(iU,iV,iW)の変化の遅れ時間Δｔｓの間の磁極位置変化量Δθｓの分、補正する、上記（１）乃至（４）のいずれか１つに記載の電気モータのフィードバック制御方法。

これによれば、電流センサにおいて検出遅れがあっても、その分の、磁極位置θに対する電流検出データｉＵ，ｉＶ，ｉＷのタイミングずれが補正されるので、多相電気モータのフィードバック制御精度が向上する。

（６）前記固定／回転座標変換(31)によって得る回転座標の検出電流(id,iq)の、多相電気モータの相電流(iU,iV,iW)に対する遅れを低減する方向に、前記固定／回転座標変換(31)に用いる固定座標の３相電流(iU,iV,iW)宛ての磁極位置θを、前記デジタル変換の前に前記相電流検出信号(iU,iV,iW)に適用するフィルタ処理による遅れ時間Δｔｆの間の磁極位置変化量Δθｆの分、補正する、上記（１）乃至（５）のいずれか１つに記載の電気モータのフィードバック制御方法。

これによれば、フィルタ処理によりA／Ｄ変換する検出電流に遅延を生じても、その分の、磁極位置θに対する電流検出データｉＵ，ｉＶ，ｉＷのタイミングずれが補正されるので、多相電気モータのフィードバック制御精度が向上する。

（７）前記３相電流(iU,iV,iW)宛ての磁極位置θの補正量（Δθｐ，Δθｓ，Δθｆ）に対応して、前記固定／回転座標変換(31)の回転座標の検出電流(id,iq)の振幅（√(2/3)，√2）を補正（Ｋａ，Ｋｂ）する、上記（１）乃至（６）のいずれか１つに記載の電気モータのフィードバック制御方法。

（８）多相電気モータ(10)の、回転座標の目標電流(id*,iq*)を生成する手段(33〜36,40〜42)；
前記多相電気モータ(10)の、固定座標の３相以上の相電流(iU,iV,iW)を検出する電流センサ(14〜16)；
該電流センサ(14〜16)が出力する奇数相の相電流検出信号(iU,iV,iW)を、時間間隔Δｔｐで順次に相電流データにデジタル変換する手段(MPU：図４の32〜34)；
前記多相電気モータ(10)の磁極位置θを検出する手段(17,32)；
前記デジタル変換の順番で中央のデジタル変換(iV)を基準時点として、該基準時点よりデジタル変換が進んでいる相の相電流データ(iU)の磁極位置θは進んでいる分(Δθp)を加算した値に補正し、前記基準時点よりデジタル変換が遅れている相の相電流データ(iW)の磁極位置θは遅れている分(Δθp)を減算した値に補正して、補正した値を用いて固定／回転座標変換により固定座標の相電流データ(iU,iV,iW)を回転座標の検出電流(id,iq)に変換する手段(31)；および、
該回転座標の検出電流(id,iq)および前記目標電流(id*,iq*)に基づいて前記多相電気モータの各相通電電流(iU,iV,iW)を制御する手段(37,38,50,20,19)；
を備える電気モータのフィードバック制御装置。

（９）３相電気モータ(10)の、回転座標の目標電流(id*,iq*)を生成する手段(33〜36,40〜42)；
前記３相電気モータ(10)の、固定座標の３相の相電流(iU,iV,iW)を検出する電流センサ(14〜16)；
該電流センサ(14〜16)が出力する３相の相電流検出信号(iU,iV,iW)を、時間間隔Δｔｐで順次に相電流データにデジタル変換する手段(MPU：図４の32〜34)；
前記３相電気モータ(10)の磁極位置θを検出する手段(17,32)；
前記デジタル変換の順番で中央のデジタル変換(iV)を基準時点として、該基準時点よりデジタル変換が進んでいる相の相電流データ(iU)の磁極位置θは進んでいる分(Δθp)を加算した値に補正し、前記基準時点よりデジタル変換が遅れている相の相電流データ(iW)の磁極位置θは遅れている分(Δθp)を減算した値に補正して、補正した値を用いて固定／回転座標変換により固定座標の相電流データ(iU,iV,iW)を回転座標の検出電流(id,iq)に変換する手段(31)；および、
該回転座標の検出電流(id,iq)および前記目標電流(id*,iq*)に基づいて前記３相電気モータの各相通電電流(iU,iV,iW)を制御する手段(37,38,50,20,19)；
を備える電気モータのフィードバック制御装置。

（１０）多相電気モータ(10)の、回転座標の目標電流(id*,iq*)を生成する手段(33〜36,40〜42)；
前記多相電気モータ(10)の、固定座標の３相以上の相電流(iU,iV,iW)を検出する電流センサ(14〜16)；
該電流センサ(14〜16)が出力する偶数相の相電流検出信号(iU,iV,iW)を、時間間隔Δｔｐで順次に相電流データにデジタル変換する手段(MPU：図４の32〜34)；
前記多相電気モータ(10)の磁極位置θを検出する手段(17,32)；
前記デジタル変換の順番で中間点の直前又は直後のデジタル変換を基準時点として、該中間点の直後を該基準時点とした場合は前記直前のデジタル変換(iU)と対比して、該中間点の直前を該基準時点とした場合は前記直後のデジタル変換と対比して、デジタル変換が進んでいる相の相電流データの磁極位置θは進んでいる分を加算した値に補正し、デジタル変換が遅れている相の相電流データ(iV)の磁極位置θは遅れている分を減算した値に補正して(数６，図９)、補正した値を用いて固定／回転座標変換により固定座標の相電流データ(iU,iV)を回転座標の検出電流(id,iq)に変換する手段(31)；および、
該回転座標の検出電流(id,iq)および前記目標電流(id*,iq*)に基づいて前記多相電気モータの各相通電電流(iU,iV,iW)を制御する手段(37,38,50,20,19)；
を備える電気モータのフィードバック制御装置。

（１１）３相電気モータ(10)の、回転座標の目標電流(id*,iq*)を生成する手段(33〜36,40〜42)；
前記３相電気モータ(10)の、固定座標の２相の相電流(iU,iV,iW)を検出する電流センサ(14〜16)；
該電流センサ(14〜16)が出力する２相の相電流検出信号(iU,iV,iW)を、時間間隔Δｔｐで順次に相電流データにデジタル変換する手段(MPU：図４の32〜34)；
前記３相電気モータ(10)の磁極位置θを検出する手段(17,32)；
前記デジタル変換の順番で中間点の直前又は直後のデジタル変換を基準時点として、該中間点の直後(iV)を該基準時点とした場合は該基準時点のデジタル変換の相電流データ(iV)の磁極位置θは前記時間間隔Δｔｐ相当量を減算した値に補正し、該中間点の直前を該基準時点とした場合は該基準時点のデジタル変換の相電流データの磁極位置θは前記時間間隔Δｔｐ相当量を加算した値に補正して(数６，図９)、補正した値を用いて固定／回転座標変換により固定座標の相電流データ(iU,iV)を回転座標の検出電流(id,iq)に変換する手段(31)；および、
該回転座標の検出電流(id,iq)および前記目標電流(id*,iq*)に基づいて前記３相電気モータの各相通電電流(iU,iV,iW)を制御する手段(37,38,50,20,19)；
を備える電気モータのフィードバック制御装置。

（１２）前記目標電流を生成する手段(33〜36,40〜42)は、前記電気モータの各回転速度で各目標トルクを最低電力消費で発生する各目標電流を保持する高効率トルク曲線テーブル(A,B)を含み、該高効率トルク曲線テーブル(A,B)から、与えられる目標トルク宛ての目標電流(id*,iq*)を読出す、上記（８）乃至（１１）のいずれか１つに記載の電気モータのフィードバック制御装置。

同一トルクを発生するモータ電流(id,iq)は多様である（例えば図６上の１本の点線曲線：等トルク曲線）。そこでその中の最低電力消費となる電流値（最低電流値）を選択して電気モータに通電すると、モータ駆動効率が高い。すなわち、電力使用効率が高い。各目標トルクの等トルク曲線上の最低電流値の点（最高効率点）を連ねた曲線が、「高効率トルク曲線」である。該高効率トルク曲線上の、与えられた目標トルク(T*)の位置（点）の電流値(id,iq)を目標電流値としてモータを付勢すると、モータ駆動の電力使用効率が高い。本実施態様では、該「高効率トルク曲線」に基づいて目標電流(id*,iq*)を定めるので、モータ駆動の電力使用効率が高い。

（１３）前記目標電流を生成する手段(33〜36,40〜42)は、前記電気モータ(10)に給電する電源電圧(Vdc)と、目標電流(id*,iq*)対応の目標電圧(vd*vq*)に基づいて弱め界磁電流(Δｉｄ)を導出する手段(40〜42)を含み、該弱め界磁電流相当を、前記高効率トルク曲線テーブル(A,B)から読出した目標電流(id*)から削減した値に、目標電流(id*)を補正する、上記（１２）に記載の電気モータのフィードバック制御装置。

これによれば、ロータの永久磁石の磁界が弱め界磁電流(Δid)によって弱められるので、ロータの回転による逆誘起電圧が低下し、高速度での出力トルク低下が抑制され電気モータの高速駆動が可能となる。

（１４）前記変換する手段(31)は、前記固定／回転座標変換(31)によって得る回転座標の検出電流(id,iq)の、固定座標の相電流(iU,iV,iW)に対する遅れを低減する方向に、前記固定／回転座標変換(31)に用いる固定座標の３相電流(iU,iV,iW)宛ての磁極位置θを、固定座標の相電流(iU,iV,iW)の変化に対する前記電流センサ(14〜16)の相電流検出信号(iU,iV,iW)の変化の遅れ時間Δｔｓの間の磁極位置変化量Δθｓの分、補正する、上記（８）乃至（１３）のいずれか１つに記載の電気モータのフィードバック制御装置。

（１５）前記変換する手段(31)は、前記固定／回転座標変換(31)によって得る回転座標の検出電流(id,iq)の、固定座標の相電流(iU,iV,iW)に対する遅れを低減する方向に、前記固定／回転座標変換(31)に用いる固定座標の３相電流(iU,iV,iW)宛ての磁極位置θを、前記デジタル変換の前に前記相電流検出信号(iU,iV,iW)に適用するフィルタ処理による遅れ時間Δｔｆの間の磁極位置変化量Δθｆの分、補正する、上記（８）乃至（１５）のいずれか１つに記載の電気モータのフィードバック制御装置。

（１６）前記変換する手段(31)は、固定座標の相電流(iU,iV,iW)宛ての磁極位置θの補正量（Δθｐ，Δθｓ，Δθｆ）に対応して、前記固定／回転座標変換(31)の回転座標の検出電流(id,iq)の振幅（√(2/3)，√2）を補正（Ｋａ，Ｋｂ）する、上記（８）乃至（１５）のいずれか１つに記載の電気モータのフィードバック制御装置。

（１７）前記電気モータは、車両に装備されて該車両の車輪を回転駆動する車上電気モータである、上記（８）乃至（１６）のいずれか１つに記載の電気モータのフィードバック制御装置。

本発明の他の目的および特徴は、図面を参照した以下の実施例の説明より明らかになろう。

図１に、本発明の１実施例の概要を示す。制御対象である電気モータ１０は、この実施例では、車両に搭載されており車両を走行駆動するための永久磁石形同期電動機であって、ロータに永久磁石を内蔵したものであり、ステータにはＵ相，Ｖ相及びＷ相の３相コイル１１〜１３がある。電気モータ１０には、電圧型インバータ１９が、車両上のバッテリ１８の電力を供給する。電気モータ１０のロータに、ロータの磁極位置を検出するためのレゾルバ１７のロータが連結されている。レゾルバ１７は、そのロータの回転角を表すアナログ電圧（回転角信号）ＳＧθを発生し、モータ制御装置３０に与える。

電圧型インバータ１９は、６個のスイッチングトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６を備え、ドライブ回路２０が並行して発生する６連の駆動信号の各連によってトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６をオン（導通）駆動して、バッテリ１８の直流電圧を３連の、位相差が２π／３の交流電圧、すなわち３相交流電圧に変換して、電気モータ１０の３相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）のステータコイル１１〜１３のそれぞれに印加する。これにより電気モータ１０のステータコイル１１〜１３のそれぞれに各相電流ｉＵ，ｉＶ，ｉＷが流れ、電気モータ１０のロータが回転する。ＰＷＭパルスによるトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６のオン／オフ駆動（スイッチング）に対する電力供給能力を高くしかつ電圧サージを抑制するために、電圧型インバータ１９には、電源であるバッテリ１８に並列接続される大容量のコンデンサ１７がある。

電気モータ１０のステータコイル１１〜１３に接続した給電線には、ホールＩＣを用いた電流センサ１４〜１６が装着されており、それぞれ、各相電流ｉＵ，ｉＶ，ｉＷを検出し電流検出信号（アナログ電圧）を発生し、モータ制御装置３０に与える。電圧センサ２１が、モータ駆動電源である車両上バッテリ１８の電圧を表わす電圧検出信号Ｖｄｃをモータ制御装置３０に与える。この実施例では、電圧センサ２１に、分圧抵抗を用いた。

モータ制御装置３０は、本実施例では、マイクロコンピュータ（以下マイコンと言う）ＭＰＵを主体とする電子制御装置であり、マイコンＭＰＵと、ドライブ回路２０，電流センサ１４〜１６，レゾルバ１７および電圧センサ２１との間の、図示しないインターフェイス（信号処理回路）を含み、さらに、マイコンＭＰＵと、前記車両上の図示しない車両走行制御システムのメインコントローラとの間の、図示しないインターフェイス（通信回路）も含む。

図２に、モータ制御装置３０の機能構成の概要を示す。図１に示すレゾルバ１７が与える回転角信号ＳＧθに基づいて、マイコンＭＰＵの角度，速度演算３２が、電気モータ１０のロータの回転角度（磁極位置）θおよび回転速度（角速度）ωを算出する。

なお、正確にいうと、電気モータ１０のロータの回転角度と磁極位置とは同一ではないが、両者は比例関係にあり比例係数が電気モータ１０の磁極数ｐによって定まる。また、回転速度と角速度とは同一ではないが、両者も比例関係にあり比例係数が電気モータ１０の磁極数ｐによって定まる。本書においては、回転角度θは磁極位置を意味する。回転速度ωは角速度を意味するが、ｒｐｍを表記した回転速度ωは、ロータの回転速度（ｒｐｍ）を意味する。

本実施例のマイコンＭＰＵは、電気モータ１０のロータにおける磁極対の方向にｄ軸を、該ｄ軸と直角の方向にｑ軸をそれぞれ採った、公知のｄ−ｑ軸モデル（回転座標）上のベクトル制御演算、によるフィードバック制御を行う。そこでマイコンＭＰＵは、電流センサ１４〜１６の電流検出信号ｉＵ，ｉＶ，ｉＷをデジタル変換して読込み、電流帰還３１にて、公知の固定／回転座標変換である３相／２相変換を用いて、３相電流値ｉＵ，ｉＶ，ｉＷを、ｄ軸およびｑ軸の２相電流値ｉｄ，ｉｑに変換する。

図示しない車両走行制御システムのメインコントローラが、モータ目標トルクＴＭ^*をモータ制御装置３０のマイコンＭＰＵに与える。なお、該メインコントローラは、前記車両の車速及びアクセル開度に基づいて車両要求トルクＴＯ^*を算出し、該車両要求トルクＴＯ^*に対応してモータ目標トルクＴＭ^*を発生して、マイコンＭＰＵに与える。マイコンＭＰＵは、電気モータ１０の回転速度ωrpmをメインコントローラに出力する。

マイコンＭＰＵのトルク指令制限３３は、前記直流電圧Ｖｄｃおよび回転速度ωに対応する制限トルクＴＭ^*maxを制限トルクテーブル（ルックアップテーブル）から読み出して、メインコントローラが与えたモータ目標トルクＴＭ^*がＴＭ^*maxを超えていると、ＴＭ^*maxを目標トルクＴ^*に定める。ＴＭ^*max以下のときには、メインコントローラが与えたモータ目標トルクＴＭ^*を目標トルクＴ^*に定める。このような制限を加えて生成したモータ目標トルクＴ^*が第１高効率トルク曲線テーブルＡ ３４に与えられる。

なお、制限トルクテーブルは、前記直流電圧Ｖｄｃの変動範囲および回転速度ω範囲内の電圧Ｖｄｃと速度ωの各値をアドレスとし、該各値で電気モータ１０に生起させることができる最大トルクを制限トルクＴＭ^*maxとして書込んだメモリ領域であり、本実施例ではマイコンＭＰＵ内の図示しないＲＡＭの１メモリ領域を意味する。制限トルクＴＭ^*maxは、直流電圧Ｖｄｃが高いほど大きく、直流電圧Ｖｄｃが低いほど小さい。また、回転速度ωが低いほど大きく、高いほど小さい。

マイコンＭＰＵ内には、該制限トルクテーブルのデータＴＭ^*maxを書込んだ不揮発性メモリがあり、マイコンＭＰＵに動作電圧が印加されてマイコンＭＰＵが、自身および図１に示すモータ駆動システムを初期化する過程で、不揮発性メモリから読み出してＲＡＭに書き込む。マイコンＭＰＵにはその他の同様なルックアップテーブルが複数あり後に言及するが、これらも、制限トルクテーブルと同様に、不揮発性メモリにあった参照データが書き込まれた、ＲＡＭ上のメモリ領域を意味する。

１つのルックアップテーブルである第１高効率トルク曲線テーブルＡ ３４には、目標トルクＴ^*に対応付けられた、各目標トルクＴ^*を発生するための各ｄ軸電流値ｉｄが書き込まれている。

ここで、高効率トルク曲線を示す図６を参照する。ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑの各値に対応して電気モータの出力トルクが定まるが、図６上に点線曲線で示すように、１つの回転速度値に対して、すなわち同一のモータ回転速度において、同一トルクを出力するためのｉｄ，ｉｑの組合せが無数にある。点線曲線は定トルクカーブである。定トルクカーブ上に、最も電力使用効率が高い（最低電力消費の）ｉｄ，ｉｑの組合せがあり、そこが高効率トルク点である。複数のトルクカーブ上の高効率トルク点を連ねる曲線（図６上の太い実線曲線）が、高効率トルク曲線であって各回転速度に対して存在する。モータの回転速度宛ての高効率トルク曲線上の、与えられたモータ目標トルクＴ^*の位置のｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを目標電流値として電気モータ１０の付勢を行うことにより、目標トルクＴ^*を電気モータ１０が出力し、しかもモータ付勢の電力使用効率が高い。

本実施例では、高効率トルク曲線を、ｄ軸の値を現す第１高効率トルク曲線Ａと、ｑ軸の値を表わす第２高効率トルク曲線Ｂの、２系統に分け、しかも、第１高効率トルク曲線Ａは、力行領域に適用するものと回生領域に適用するものを対にしたものとし、いずれもモータ回転速度と目標トルクに対するｄ軸目標電流を現すものである。

第１高効率トルク曲線テーブルＡ ３４は、目標トルクＴ^*に宛てられた、最低電力消費で目標トルクを発生するためのｄ軸目標電流を書込んだメモリ領域であり、力行用の力行テーブルＡ１と、回生用の回生テーブルＡ２をあわせた１対で構成されている。力行用と回生用のいずれのテーブルを用いるかは、電気モータの回転速度ωと目標トルクＴ^*に基づいて、力行か回生かを判定し、判定結果にしたがって決定する：
回転速度ωが正値，目標トルクＴ^*が正値の第１象限が力行領域、
回転速度ωが負値，目標トルクＴ^*が正値の第２象限が回生領域、
回転速度ωが負値，目標トルクＴ^*が負値の第３象限が力行領域、また、
回転速度ωが正値，目標トルクＴ^*が負値の第４象限が回生領域、
である。

ただし、電気モータ１０の回転速度ωが上昇するのに伴ってステータコイル１１〜１３に発生する逆起電力が上昇し、コイル１１〜１３の端子電圧が上昇する。これにともなってインバータ１９からコイル１１〜１３への目標電流の供給が難しくなり、目標とするトルク出力が得られなくなる。この場合、与えられたモータ目標トルクＴ^*の定トルク曲線（例えば図６上の＋Ｔ１の点線カーブ）上で、曲線に沿ってΔｉｄ，Δｉｑ分、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを下げることにより、電力使用効率は低下するが、目標トルクＴ^*を出力することができる。これが弱め界磁制御といわれている。ｄ軸弱め界磁電流Δｉｄは、界磁調整代算出４２が生成してｄ軸電流指令算出３５およびｑ軸電流指令算出３６に与える。ｄ軸弱め界磁電流Δｉｄの算出は、後に説明する。

そこで、図２上のｄ軸電流指令算出３５は、トルク指令制限３３が出力する目標トルクＴ^*に対応して第１高効率トルク曲線テーブルＡ ３４から読出したｄ軸電流値ｉｄから、ｄ軸弱め界磁電流Δｉｄを減算して、ｄ軸目標電流ｉｄ^*を算出して、出力演算３７に与える：
ｉｄ^*＝−ｉｄ−Δｉｄ ・・・（２０）。

図２上のｑ軸電流指令算出３６には、第２高効率トルク曲線テーブルＢが備わっている。これは、高効率トルク曲線（例えば図６）の、ｑ軸の値を表わす第２高効率トルク曲線Ｂを更に、ｄ軸弱め界磁電流Δｉｄと対のｑ軸弱め界磁電流Δｉｑを減算したｑ軸目標電流を表わす曲線に補正し、補正後の第２高効率トルク曲線Ｂのデータ、を格納したものである。

第２高効率トルク曲線テーブルＢは、目標トルクＴ^*およびｄ軸弱め界磁電流Δｉｄに宛てられた、最低電力消費で目標トルクを発生するためのｄ軸目標電流、すなわち、補正後の第２高効率トルク曲線Ｂの目標電流値、を書込んだメモリ領域であり、これも、力行用の力行テーブルＢ１と、回生用の回生テーブルＢ２をあわせた１対で構成されている。力行用と回生用のいずれを用いるかは、電気モータの回転速度ωと目標トルクＴ^*に基づいて、力行か回生かを判定し、判定結果にしたがって決定する。

ｑ軸電流指令算出３６は、目標トルクＴ^*およびｄ軸弱め界磁電流Δｉｄに宛てられたｑ軸目標電流ｉｑ^*を、第２高効率トルク曲線テーブルＢから読み出して出力演算３７に与える。

図２に示す出力演算３７に、上述のｄ軸およびｑ軸目標電流ｉｄ^*，ｉｑ^*が与えられる。出力演算３７は、ｄ軸目標電流ｉｄ^*とｄ軸電流ｉｄとの電流偏差δｉｄ、及びｑ軸目標電流ｉｑ^*とｑ軸電流ｉｑとの電流偏差δｉｑを算出し、各電流偏差δｉｄ，δｉｑに基づいて、比例制御及び積分制御（フィードバック制御のＰＩ演算）を行う。すなわち、電流偏差δｉｄに基づいて比例成分の電圧指令値を表す電圧降下Ｖｚｄｐ、及び積分成分の電圧指令値を表す電圧降下Ｖｚｄｉを算出し、電圧降下Ｖｚｄｐ，Ｖｚｄｉを加算して、電圧降下Ｖｚｄ
Ｖｚｄ＝Ｖｚｄｐ＋Ｖｚｄｉ ・・・（２１）
を算出する。また、出力演算３７は、回転速度ω及びｑ軸電流ｉｑを読み込み、回転速度ω、ｑ軸電流ｉｑ及びｑ軸インダクタンスＬｑに基づいて、ｑ軸電流ｉｑによって誘起される誘起電圧ｅｄ
ｅｄ＝ω・Ｌｑ・ｉｑ ・・・（２２）
を算出するとともに、前記電圧降下Ｖｚｄから誘起電圧ｅｄを減算し、出力電圧としてのｄ軸電圧指令値ｖｄ^*
ｖｄ^*＝Ｖｚｄ−ｅｄ
＝Ｖｚｄ−ω・Ｌｑ・ｉｑ ・・・（２３）
を算出する。さらに出力演算３７は、電流偏差δｉｑに基づいて比例成分の電圧指令値を表す電圧降下Ｖｚｑｐ、及び積分項分の電圧指令値を表す電圧降下Ｖｚｑｉを算出し、電圧降下Ｖｚｑｐ，Ｖｚｑｉを加算して、電圧降下Ｖｚｑ
Ｖｚｑ＝Ｖｚｑｐ＋Ｖｚｑｉ
を算出する。さらに出力演算３７は、回転速度ω，逆起電圧定数ＭＩｆ，ｄ軸電流ｉｄおよびｄ軸上のインダクタンスＬｄに基づいて、ｄ軸電流ｉｄによって誘起される誘起電圧ｅｑ
ｅｑ＝ω（ＭＩｆ＋Ｌｄ・ｉｄ） ・・・（２４）
を算出とともに、電圧降下Ｖｚｑに誘起電圧ｅｑを加算し、出力電圧としてのｑ軸電圧指令値ｖｑ^*
ｑ^*＝Ｖｚｑ＋ｅｑ
＝Ｖｚｑ＋ω（ＭＩｆ＋Ｌｄ・ｉｄ） ・・・（２５）
を算出する。

出力変換３８の２相／３相変換３９は、出力演算３７が出力する２相目標電圧ｖｄ^*及びｖｑ^*を、公知の２相／３相変換に従って３相目標電圧ＶＵ^*，ＶＶ^*，ＶＷ^*に変換してＰＷＭパルス発生器５０に送る。ＰＷＭパルス発生器５０は、３相目標電圧ＶＵ^*，ＶＶ^*，ＶＷ^*を、それら各値の電圧を出力するためのＰＷＭパルスＭＵ，ＭＶ，ＭＷに変換して、図１に示されるドライブ回路２０に出力する。ドライブ回路２０は、ＰＷＭパルスＭＵ，ＭＶ，ＭＷに基づいて６連の駆動信号を並行して発生し、各連の駆動信号で、電圧型インバータ１９のトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６のそれぞれをオン／オフする。これにより、電気モータ１０のステータコイル１１〜１３のそれぞれに、ＶＵ^*，ＶＶ^*およびＶＷ^*が印加され、相電流ｉＵ，ｉＶおよびＩＷが流れる。

再度図２を参照すると、出力変換３８は、その内部の機能ブロック４０によって、弱め界磁制御のためのパラメータである電圧飽和指標ｍを算出する。すなわち、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*に基づいて、電圧飽和の程度を表す値として、電圧飽和判定指標ｍ
ｍ＝√(ｖｄ^*2＋ｖｑ^*2）／Ｖｄｃ ・・・（２６）
を算出し、減算器５８に送る。減算器５８は、電圧飽和判定指標ｍから、インバータ１９の最大出力電圧を表す閾値を比較値Ｖmax
Ｖmax＝ｋ・Ｖｄｃ ・・・（２７）
としたときの定数ｋｖ（本実施の形態においては、０．７８）を減算して電圧飽和算定値ΔＶ
ΔＶ＝ｍ−ｋｖ ・・・（２８）
を算出し、界磁調整代算出４２に送る。

界磁調整代算出４２は、ΔＶを積算し、積算値ΣΔＶが正の値を採る場合、積算値ΣΔＶに比例定数を乗算して弱め界磁制御を行うためのｄ軸弱め界磁電流Δｉｄを算出し、正の値に設定し、電圧飽和算定値ΔＶ又は積算値ΣΔＶが零以下の値を採る場合、前記調整値Δｉｄおよび積算値ΣΔＶを零にする。調整値Δｉｄは、ｄ軸電流指令算出３５およびｑ軸電流指令算出３６に与えられる。

図２に示すマイコンＭＰＵには、ＣＰＵのほかに、データを記録したり、各種のプログラムを記録したりするためのＲＡＭ，ＲＯＭおよびフラッシュメモリが備わっており、ＲＯＭ又はフラッシュメモリに格納されたプログラム，参照データおよびルックアップテーブルをＲＡＭに書き込んで、該プログラムに基づいて、図２に２点鎖線ブロツクで囲んで示す入力処理，演算および出力処理を行う。

図３に、該プログラムに基づいてマイコンＭＰＵ（のＣＰＵ）が実行するモータ駆動制御ＭＤＣの概要を示す。動作電圧が印加されるとマイコンＭＰＵは、自身および図１に示すモータ駆動システムの初期化をおこなって、静止待機状態に設定する。そして図示しない車両走行制御システムのメインコントローラからのモータ駆動スタート指示を待つ。モータ駆動スタート指示が与えられると、マイコンＭＰＵは、「開始処理」（ステップ１）によって、モータ駆動システムをモータ駆動制御ＭＤＣを実行できる状態に設定して、「入力読込み」（ステップ２）で、入力信号またはデータを読み込む。

なお、以下においては、括弧内には、ステップという語を省略して、ステップ番号のみを記す。

図４の（ａ）に、「入力読込み」（２）の内容を示す。「入力読込み」（２）でマイコンＭＰＵは、メインコントローラが与えるモータ目標トルクＴＭ^*を読込み（３１）、電流検出信号ｉＵ，ＩＶ，ｉＷを、この順に時間ピッチΔｔｐで、それぞれデジタル変換により読込み（３２，３３，３４）、また、回転角信号ＳＧθおよび電源電圧信号Ｖｄｃをデジタル変換により読込む（３５，３６）。電流検出信号ｉＵ，ＩＶ，ｉＷを、この順に時間ピッチΔｔｐで、それぞれデジタル変換により読込むことにより、各相の電流検出信号ｉＵ，ＩＶ，ｉＷを読込むデジタル変換のタイミングは、例えば図７に示すように、時刻ｔ１，ｔ２およびｔ３となり、ｔ３−ｔ２＝ｔ２−ｔ１＝Δｔｐの時間差がある。このときの回転速度ωを用いると、該時間差の磁極位置差Δθｐは、
Δθｐ＝ω・Δｔｐ ・・・（２９）
である。

図３を再度参照する。「入力読込み」（２）を終えるとマイコンＭＰＵは、読込んだ回転角信号ＳＧθ（回転角データＳＧθ）に基づいて回転角度θおよび回転速度ωを算出する（３）。この機能を図２上には、角度，速度演算３２として示した。次にマイコンＭＰＵは、読込んだ３相の電流検出信号ｉＵ，ＩＶ，ｉＷを、３相／２相変換により、２相のｄ軸電流値ｉｄおよびｑ軸電流値に変換する（４）。この機能を図２上には、電流帰還３１として示した。

図４の（ｂ）に、「電流帰還値算出」（４）の内容を示す。ここでマイコンＭＰＵは、電流検出信号ｉＵ，ＩＶ，ｉＷのデジタル変換による読込みピッチΔｔｐと、ステップ３で算出した回転速度ωを用いて、ピッチΔｔｐ相当の磁極位置変化量Δθｐ＝ω・Δｔｐを算出する（３７）。そして、各相の検出電流データｉＵ，ＩＶ，ｉＷ，ステップ３で算出した磁極位置θおよび磁極位置変化量Δθｐを（５）式に代入する３相／２相変換演算により、２相電流すなわちｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを算出する（３８）。

（５）式で算出する回転座標の電流ｉｄ，ｉｑの振幅Ｋａは、３相／２相変換の精度を高くするために、（５）式に示すように、
Ｋａ＝（√６）／（１＋２ｃｏｓ２Δθｐ） ・・・（１２）
と、磁極位置変化量Δθｐに対応する値とする。この理由を説明する。磁極位置変化量Δθｐが０の場合の回転座標の電流がｉｄ，ｉｑが（７）式に示すように（√２／３），０のとき、固定座標の３相電流ｉＵ，ＩＶ，ｉＷは、（８）式に示すものとなる。

上述の磁極位置変化量Δθｐがある場合には、３相電流ｉＵ，ＩＶ，ｉＷは、（９）式に示すものとなる。

この場合の３相／２相変換式は、回転座標の電流ｉｄ，ｉｑの振幅をＫａとすると、（１０）式となる。

この（１０）式を計算し、算出値を、磁極位置変化量Δθｐが０の場合と同じく（７）式の値と等しいとすることにより、（１１）式が成立する。（１１）式から振幅Ｋａを算出すると、（１２）式となる。

すなわち、振幅Ｋａは、（√６）／（１＋２ｃｏｓ２Δθｐ）としなければならない。こうすることにより、磁極位置変化量Δθｐがある場合でも、正確に回転座標の電流値ｉｄ，ｉｑを得ることができる。

図３を再度参照する。ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを算出すると、マイコンＭＰＵは、積算値ΣΔＶを参照して、積算値ΣΔＶに比例定数を乗算して弱め界磁制御を行うための調整値Δｉｄを算出する（５）。この機能を図２上には、界磁調整代算出４２として示した。次にマイコンＭＰＵは、読み込んだモータ目標トルクＴＭ^*，読込んだ直流電圧Ｖｄｃおよび算出した回転速度ωに対応する制限トルクＴＭ^*maxを制限トルクテーブルから読み出して、読み込んだモータ目標トルクＴＭ^*がＴＭ^*maxを超えていると、ＴＭ^*maxを目標トルクＴ^*に定める。ＴＭ^*max以下のときには、読み込んだモータ目標トルクＴＭ^*を目標トルクＴ^*に定める（６）。この機能を図２上には、トルク指令制限３３として示した。

次の「電流目標値算出」（７）においてマイコンＭＰＵは、第１高効率トルク曲線テーブルＡから、上記目標トルクＴ^*およびモータ回転速度ωに対応付けられている、ｄ軸電流値ｉｄを読出す。そして、「界磁弱め演算」（５）で算出したΔｉｄおよび読出したｄ軸電流値ｉｄ用いて、ｄ軸目標電流ｉｄ^*を
ｉｄ^*＝−ｉｄ−Δｉｄ ・・・（２０）
と算出する。つぎに、第２高効率トルク曲線テーブルＢから上記目標トルクＴ^*およびｄ軸弱め界磁電流Δｉｄに対応付けられている、ｑ軸電流値ｉｑを読出す。そして次の、図３に示す「出力演算」（８）に進む。上述の「電流目標値算出」（７）の処理機能を、図２上には、ｄ軸電流指令算出３５およびｑ軸電流指令算出３６として示した。

図３を再度参照する。「電流目標値算出」（７）の次にマイコンＭＰＵは、ｄ軸，ｑ軸目標電流ｉｄ^*，ｉｑ^*に対するステップ４で算出した帰還電流ｉｄ，ｉｑの偏差δｉｄ，δｉｑを、ｄ軸，ｑ軸目標電圧Ｖｄ^*，Ｖｑ^*に変換する（８）。次にｄ軸，ｑ軸目標電圧Ｖｄ^*，Ｖｑ^*を３相電圧ＶＵ^*，ＶＶ^*，ＶＷ^*に変換してＰＷＭパルス発生器５０に更新出力する。更新出力すると、今回得たｄ軸，ｑ軸目標電流ｉｄ^*，ｉｑ^*と電源電圧Ｖdcに基づいて、弱め界磁制御に用いる電圧飽和指標ｍを算出し、電圧飽和算定値ΔＶを算出し、ΔＶを積算値ΣΔＶに積算し、得た積算値ΣΔＶに基づいて、次回に弱め界磁制御を行うためのｄ軸弱め界磁電流Δｉｄを算出する。算出したｄ軸弱め界磁電流Δｉｄは次回の「電流目標値算出」（７）に用いられる。これら「出力演算」（８）および「出力変換＆出力更新」（９）の処理機能を、図２上には、出力演算３７，出力変換３８，減算器４１および界磁調整代算出４２として示した。

図３をさらに参照すると、マイコンＭＰＵは、今回算出した３相電圧ＶＵ^*，ＶＶ^*，ＶＷ^*をＰＷＭパルス発生器５０に更新出力すると、次の繰返し処理タイミングになるのを待ってから（１０）、再度「入力読込み」（２）に進む。そして上述の「入力読込み」（２）以下の処理を実行する。次の繰返し処理タイミングになるのを待っている間に、システムコントローラから停止指示があると、マイコンＭＰＵはそこでモータ回転付勢のための出力を停止する（１２）。

上述の第１実施例は、多相電気モータの１つである３相電気モータの固定座標の３相（奇数相）の電流をΔｔｐピッチで、順次に相電流データにデジタル変換し、そして（５）式で表される固定／回転座標変換によって、回転座標の検出電流ｉｄ，ｉｑに変換する。この順次デジタル変換の順番は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の順番であり、図５の（ａ）に示すように、デジタル変換の順番で中央となるＶ相のデジタル変換を基準時点（所要移相量０）として、該基準時点よりデジタル変換が進んでいる相Ｕの相電流データの磁極位置θは進んでいる分Δθｐを加算した値θ＋Δθｐに補正し、前記基準時点よりデジタル変換が遅れている相Ｗの相電流データの磁極位置θは遅れている分を減算した値θ−Δθｐに補正して、固定／回転座標変換を行う。

多相電気モータのもう１つである５相電気モータの場合には、該電気モータの固定座標の５相（奇数相）の電流をΔｔｐピッチで、順次に相電流データにデジタル変換し、そして５相電気モータの場合の固定／回転座標変換である５相／２相変換によって、回転座標の検出電流ｉｄ，ｉｑに変換する。この順次デジタル変換の順番は、５相の相順であり、図５の（ｂ）に示すように、デジタル変換の順番で中央となるｖ相のデジタル変換を基準時点（所要移相量０）として、該基準時点よりデジタル変換が進んでいる相ｔの相電流データの磁極位置θは進んでいる分２Δθｐを加算した値θ＋２Δθｐに補正し、次の相ｕの相電流データは磁極位置θは進んでいる分Δθｐを加算した値θ＋Δθｐに補正し、次の相ｖの相電流データは基準相であるので移相量は０とし、次の相ｗの相電流データの磁極位置θは遅れている分Δθｐを減算した値θ＋Δθｐに補正し、次の相ｘの相電流データの磁極位置θは遅れている分２Δθｐを減算した値θ−２Δθｐに補正して、５相／２相変換すなわち固定／回転座標変換を行う。

第２実施例は、３相電気モータ１０の３相電流検出センサ１４〜１６の１つ１６を省略して２相（Ｕ相＆Ｖ相）の電流のみを検出して、上記（６）式の３相／２相変換すなわち固定／回転座標変換により、ｄ軸およびｑ軸の帰還電流ｉｄ，ｉｑを算出する。すなわち第２実施例のマイコンＭＰＵは、「入力読込み」（２）においては、図８の（ａ）に示すように、「Ｕ相電流ｉＵ読込み」（３２）で電流センサ１４の検出電流信号をＡ／Ｄ変換して読込み、続いてΔｔｐ後に「Ｖ相電流ｉＵ読込み」（３３）で電流センサ１５の検出電流信号をＡ／Ｄ変換して読込むが、Ｗ相電流の読込みはしない。これに対応して、「電流帰還値算出」（４）では、図８の（ｂ）に示すように、３相電流の内の２相の検出電流を用いて、上記（６）式の３相／２相変換により、ｄ軸およびｑ軸の帰還電流ｉｄ，ｉｑを算出する（３８ａ）。（６）式で算出する回転座標の電流ｉｄ，ｉｑの振幅Ｋｂは、３相／２相変換の精度を高くするために、（１７）式に示すように、
Ｋｂ＝（√６）／〔２ｓｉｎ（２π／３−Δθｐ）〕 ・・・（１７）
とする。この理由を説明する。磁極位置変化量Δθｐが０の場合の回転座標の電流ｉｄ，ｉｑが（７）式に示すように（√２／３），０のとき、固定座標の３相電流ｉＵ，ＩＶ，ｉＷの２相ｉＵ，ＩＶは、（１３）式に示すものとなる。

上述の磁極位置変化量Δθｐがある場合には、３相電流ｉＵ，ＩＶ，ｉＷの２相ｉＵ，ＩＶは、（１４）式に示すものとなる。

この場合の３相／２相変換式は、回転座標の電流ｉｄ，ｉｑの振幅をＫｂとすると、（１５）式となる。

この（１５）式を計算し、算出値を、磁極位置変化量Δθｐが０の場合と同じく（７）式の値と等しいとすることにより、（１６）式が成立する。（１６）式から振幅Ｋａを算出すると、（１７）式となる。

すなわち、振幅Ｋｂは、（√６）／〔２ｓｉｎ（２π／３−Δθｐ）〕としなければならない。こうすることにより、磁極位置変化量Δθｐがある場合でも、正確に回転座標の電流値ｉｄ，ｉｑを得ることができる。

第２実施例は、電流センサが出力する２相の相電流検出信号ｉＵ，ｉＶを時間間隔Δｔｐで相電流データにデジタル変換し、図９の（ａ）に示すように、該デジタル変換の順番で中間点の直後のＶ相のデジタル変換を基準時点として、該基準時点のデジタル変換の相電流データｉＶの磁極位置θは前記時間間隔Δｔｐ相当量を減算した値に補正して、補正した値を用いて（６）式によって３相／２相変換をする。デジタル変換の順番で中間点の直前のＵ相のデジタル変換を基準時点として、該基準時点のデジタル変換の相電流データｉＵの磁極位置θは前記時間間隔Δｔｐ相当量を加算した値に補正して、補正した値を用いて３相／２相変換をしてもよい。

多相電気モータのもう１つである５相電気モータの場合には、電流センサが出力する４相の相電流検出信号を時間間隔Δｔｐで順次に相電流データにデジタル変換し、図９の（ｂ）に示すように、該デジタル変換の順番で中間点の直後のデジタル変換(ｉｖ)を基準時点として、該中間点の直前のデジタル変換(ｉｕ)と対比して、デジタル変換が進んでいるｔ相の相電流データｉｔの磁極位置θは進んでいる分Δθｐを加算した値に補正し、デジタル変換が遅れているｖ相，ｗ相の相電流データｉｖ，ｉｗの磁極位置θは遅れている分Δθｐ，２Δθｐを減算した値に補正して、補正した値を用いて５相／２相の固定／回転座標変換をする。

中間点の直前のデジタル変換(iu)を基準時点とした場合は、前記直後のデジタル変換(iv)と対比して、デジタル変換が進んでいるｔ，ｕ相の相電流データの磁極位置θは進んでいる分２Δθｐ，Δθｐを加算した値に補正し、デジタル変換が遅れているｗ相の相電流データｉｗの磁極位置θは遅れている分Δθｐを減算した値に補正して、補正した値を用いて５相／２相の固定／回転座標変換をする。

第２実施例のその他のハードウエアおよび機能は、上述の第１実施例のものと同様である。

第３実施例のハードウエアは第１実施例と同様であり、電流センサ１４〜１６で、電気モータ１０のＵ相，Ｖ相およびＷ相の電流ｉＵ，ｉＶ，ｉＷを検出する。第３実施例では、電流センサ１４〜１６の検出遅れΔｔｓおよび電流検出信号のデジタル変換の前のフィルタ回路（ＣＲフィルタ）の遅延時間（時定数）Δｔｆによる、電流検出信号の遅延、すなわち実際の相電流に対するＡ／Ｄ変換の遅れΔｔｄ＝Δｔｓ＋Δｔｆに相当する磁極位置変化量Δｔｄ＝ω・Δｔｄ＝ω・Δｔｓ＋ω・Δｔｆの分、電流検出データｉＵ，ｉＶ，ｉＷの磁極位置θを補正した、下記（１８）式の３相／２相変換式を用いて、電流検出データｉＵ，ｉＶ，ｉＷを２相電流ｉｄ，ｉｑに変換する。

第３実施例のマイコンＭＰＵは、第１実施例と同様に、「入力読込み」（２）においては、図１０の（ａ）に示すように、「Ｕ相電流ｉＵ読込み」（３２）で電流センサ１４の検出電流信号をＡ／Ｄ変換して読込み、続いてΔｔｐ後に「Ｖ相電流ｉＵ読込み」（３３）で電流センサ１５の検出電流信号をＡ／Ｄ変換して読込み、続いてΔｔｐ後に「Ｗ相電流ｉＷ読込み」（３４）で電流センサ１６の検出電流信号をＡ／Ｄ変換して読込む（３４）。「電流帰還値算出」（４）では、図１０の（ｂ）に示すように、電流検出信号のＡ／Ｄ変換タイミングの相間ずれΔｔｐ、および、全相に共通の、電流検出信号の遅延Δｔｄ＝Δｔｓ＋Δｔｆを、それらの時間の磁極位置変化量ΔθｐおよびΔθｄに変換する（３７ａ）。そして上記（１８）式を用いる３相／２相変換により、電流検出データｉＵ，ｉＶ，ｉＷを２相電流ｉｄ，ｉｑに変換する（３８ｂ）。第３実施例のその他の機能は、上述の第１実施例のものと同様である。

第４実施例は、電気モータ１０の３相電流検出センサ１４〜１６の１つ１６を省略して２相（Ｕ相＆Ｖ相）の電流のみを検出して、電流センサ１４，１５の検出遅れΔｔｓおよびフィルタ回路の遅延時間Δｔｆの分、磁極位置θを補正した、下記（１９）式の３相／２相変換式を用いて、電流検出データｉＵ，ｉＶ，ｉＷを２相電流ｉｄ，ｉｑに変換する。

従って第４実施例のマイコンＭＰＵは、「入力読込み」（２）においては、図１１の（ａ）に示すように、「Ｕ相電流ｉＵ読込み」（３２）で電流センサ１４の検出電流信号をＡ／Ｄ変換して読込み、続いてΔｔｐ後に「Ｖ相電流ｉＵ読込み」（３３）で電流センサ１５の検出電流信号をＡ／Ｄ変換して読込むが、Ｗ相電流の読込みはしない。「電流帰還値算出」（４）では、図１１の（ｂ）に示すように、電流検出信号のＡ／Ｄ変換タイミングの相間ずれΔｔｐ、および、全相に共通の、電流検出信号の遅延Δｔｄ＝Δｔｓ＋Δｔｆを、それらの時間の磁極位置変化量ΔθｐおよびΔθｄに変換する（３７ａ）。そして３相電流の内の２相の検出電流を用いて、上記（２１）式の３相／２相変換により、ｄ軸およびｑ軸の帰還電流ｉｄ，ｉｑを算出する（３８ｃ）。第４実施例のその他のハードウエアおよび機能は、上述の第１実施例のものと同様である。

本発明の第１実施例の構成の概略を示すブロック図である。 図１に示すモータ制御装置３０の機能構成の概要を示すブロック図である。 図３に示すマイコンＭＰＵの、モータ駆動制御の概要を示すフローチャートである。 （ａ）は図３に示す「入力読込み」（２）の内容を示すフローチャートであり、（ｂ）は図３に示す「電流帰還値算出」（４）の内容を示すフローチャートである。 （ａ）は第１実施例の３相電流ｉＵ，ｉＶ，ｉＷのこの順の順次デジタル変換による、電流読込みタイミングずれと、該タイミングずれによる検出電流間の位相ずれを補正するための移相量との関係を示す図表である。（ｂ）は、５相電気モータの５相電流の読込みにおける、電流読込みタイミングずれと、該タイミングずれによる検出電流間の位相ずれを補正するための移相量との関係を示す図表である。 図１に示す電気モータ１０の高効率トルク曲線の概要を示すグラフであり、横軸はｄ軸電流値、縦軸はｑ軸電流値である。 ３相電流波形を示すタイムチャートである。 （ａ）は第２実施例のマイコンＭＰＵの、「入力読込み」（２）の内容を示すフローチャートであり、（ｂ）は「電流帰還値算出」（４）の内容を示すフローチャートである。 （ａ）は第２実施例の３相電流ｉＵ，ｉＶ，ｉＷの中の２相Ｕ，Ｖの電流の順次デジタル変換による、電流読込みタイミングずれと、該タイミングずれによる検出電流間の位相ずれを補正するための移相量との関係を示す図表である。（ｂ）は、５相電気モータの５相電流の読込みにおける、電流読込みタイミングずれと、該タイミングずれによる検出電流間の位相ずれを補正するための移相量との関係を示す図表である。 （ａ）は第３実施例のマイコンＭＰＵの、「入力読込み」（２）の内容を示すフローチャートであり、（ｂ）は「電流帰還値算出」（４）の内容を示すフローチャートである。 （ａ）は第４実施例のマイコンＭＰＵの、「入力読込み」（２）の内容を示すフローチャートであり、（ｂ）は「電流帰還値算出」（４）の内容を示すフローチャートである。

符号の説明

１０：電気モータ
１１〜１３：３相のステータコイル
１４〜１６：電流センサ
１７：レゾルバ
１８：車両上のバッテリ
２１：電圧センサ
４２：界磁調整代算出
ｉｄ：ｄ軸電流値
１ｑ：ｑ軸電流値
Ｔ：トルク
ω：回転速度
θ：回転角度
Ｖｄｃ：バッテリ電圧

Claims (17)

1. 多相電気モータの固定座標の３相以上の相電流を電流センサで検出して固定／回転座標変換により回転座標の検出電流に変換し、該回転座標の検出電流および回転座標の目標電流に基づいて前記多相電気モータの各相通電電流を制御する電気モータのフィードバック制御において、
   前記電流センサが出力する奇数相の相電流検出信号を時間間隔Δｔｐで順次に相電流データにデジタル変換し、該デジタル変換の順番で中央のデジタル変換を基準時点として、該基準時点よりデジタル変換が進んでいる相の相電流データの磁極位置θは進んでいる分を加算した値に補正し、前記基準時点よりデジタル変換が遅れている相の相電流データの磁極位置θは遅れている分を減算した値に補正して、補正した値を用いて前記固定／回転座標変換をする、ことを特徴とする、電気モータのフィードバック制御方法。
2. ３相電気モータの固定座標の３相の相電流を電流センサで検出して固定／回転座標変換により回転座標の検出電流に変換し、該回転座標の検出電流および回転座標の目標電流に基づいて前記３相電気モータの各相通電電流を制御する電気モータのフィードバック制御において、
   前記電流センサが出力する３相の相電流検出信号を時間間隔Δｔｐで順次に相電流データにデジタル変換し、該デジタル変換の順番で中央のデジタル変換を基準時点として、該基準時点よりデジタル変換が進んでいる相の相電流データの磁極位置θは進んでいる分を加算した値に補正し、前記基準時点よりデジタル変換が遅れている相の相電流データの磁極位置θは遅れている分を減算した値に補正して、補正した値を用いて前記固定／回転座標変換をする、ことを特徴とする、電気モータのフィードバック制御方法。
3. 多相電気モータの固定座標の２相以上の相電流を電流センサで検出して固定／回転座標変換により回転座標の検出電流に変換し、該回転座標の検出電流および回転座標の目標電流に基づいて前記多相電気モータの各相通電電流を制御する電気モータのフィードバック制御において、
   前記電流センサが出力する偶数相の相電流検出信号を時間間隔Δｔｐで順次に相電流データにデジタル変換し、該デジタル変換の順番で中間点の直前又は直後のデジタル変換を基準時点として、該中間点の直後を該基準時点とした場合は前記直前のデジタル変換と対比して、該中間点の直前を該基準時点とした場合は前記直後のデジタル変換と対比して、デジタル変換が進んでいる相の相電流データの磁極位置θは進んでいる分を加算した値に補正し、デジタル変換が遅れている相の相電流データの磁極位置θは遅れている分を減算した値に補正して、補正した値を用いて前記固定／回転座標変換をする、ことを特徴とする、電気モータのフィードバック制御方法。
4. ３相電気モータの固定座標の２相の相電流を電流センサで検出して固定／回転座標変換により回転座標の検出電流に変換し、該回転座標の検出電流および回転座標の目標電流に基づいて前記３相電気モータの各相通電電流を制御する電気モータのフィードバック制御において、
   前記電流センサが出力する２相の相電流検出信号を時間間隔Δｔｐで相電流データにデジタル変換し、該デジタル変換の順番で中間点の直前又は直後のデジタル変換を基準時点として、該中間点の直後を該基準時点とした場合は該基準時点のデジタル変換の相電流データの磁極位置θは前記時間間隔Δｔｐ相当量を減算した値に補正し、該中間点の直前を該基準時点とした場合は該基準時点のデジタル変換の相電流データの磁極位置θは前記時間間隔Δｔｐ相当量を加算した値に補正して、補正した値を用いて前記固定／回転座標変換をする、ことを特徴とする、電気モータのフィードバック制御方法。
5. 前記固定／回転座標変換によって得る回転座標の検出電流の、固定座標の相電流に対する遅れを低減する方向に、前記固定／回転座標変換に用いる固定座標の相電流宛ての磁極位置θを、固定座標の相電流の変化に対する前記電流センサの相電流検出信号の変化の遅れ時間Δｔｓの間の磁極位置変化量Δθｓの分、補正する、請求項１乃至４のいずれか１つに記載の電気モータのフィードバック制御方法。
6. 前記固定／回転座標変換によって得る回転座標の検出電流の、固定座標の相電流に対する遅れを低減する方向に、前記固定／回転座標変換に用いる固定座標の相電流宛ての磁極位置θを、前記デジタル変換の前に前記相電流検出信号に適用するフィルタ処理による遅れ時間Δｔｆの間の磁極位置変化量Δθｆの分、補正する、請求項１乃至５のいずれか１つに記載の電気モータのフィードバック制御方法。
7. 前記固定座標の相電流宛ての磁極位置θの補正量に対応して、前記固定／回転座標変換の回転座標の検出電流の振幅を補正する、請求項１乃至６のいずれか１つに記載の電気モータのフィードバック制御方法。
8. 多相電気モータの、回転座標の目標電流を生成する手段；
   前記多相電気モータの、固定座標の３相以上の相電流を検出する電流センサ；
   該電流センサが出力する奇数相の相電流検出信号を時間間隔Δｔｐで順次に相電流データにデジタル変換する手段；
   前記多相電気モータの磁極位置θを検出する手段；
   前記デジタル変換の順番で中央のデジタル変換を基準時点として、該基準時点よりデジタル変換が進んでいる相の相電流データの磁極位置θは進んでいる分を加算した値に補正し、前記基準時点よりデジタル変換が遅れている相の相電流データの磁極位置θは遅れている分を減算した値に補正して、補正した値を用いて固定／回転座標変換により固定座標の相電流データを回転座標の検出電流に変換する手段；および、
   該回転座標の検出電流および前記目標電流に基づいて前記多相電気モータの各相通電電流を制御する手段；
   を備える電気モータのフィードバック制御装置。
9. ３相電気モータの、回転座標の目標電流を生成する手段；
   前記３相電気モータの、固定座標の３相の相電流を検出する電流センサ；
   該電流センサが出力する３相の相電流検出信号を時間間隔Δｔｐで順次に相電流データにデジタル変換する手段；
   前記多相電気モータの磁極位置θを検出する手段；
   前記デジタル変換の順番で中央のデジタル変換を基準時点として、該基準時点よりデジタル変換が進んでいる相の相電流データの磁極位置θは進んでいる分を加算した値に補正し、前記基準時点よりデジタル変換が遅れている相の相電流データの磁極位置θは遅れている分を減算した値に補正して、補正した値を用いて固定／回転座標変換により固定座標の相電流データを回転座標の検出電流に変換する手段；および、
   該回転座標の検出電流および前記目標電流に基づいて前記多相電気モータの各相通電電流を制御する手段；
   を備える電気モータのフィードバック制御装置。
10. 多相電気モータの、回転座標の目標電流を生成する手段；
    前記多相電気モータの、固定座標の２相以上の相電流を検出する電流センサ；
    該電流センサが出力する偶数相の相電流検出信号を時間間隔Δｔｐで順次に相電流データにデジタル変換する手段；
    前記多相電気モータの磁極位置θを検出する手段；
    前記デジタル変換の順番で中間点の直前又は直後のデジタル変換を基準時点として、該中間点の直後を該基準時点とした場合は前記直前のデジタル変換と対比して、該中間点の直前を該基準時点とした場合は前記直後のデジタル変換と対比して、デジタル変換が進んでいる相の相電流データの磁極位置θは進んでいる分を加算した値に補正し、デジタル変換が遅れている相の相電流データの磁極位置θは遅れている分を減算した値に補正して、補正した値を用いて固定／回転座標変換により固定座標の相電流データを回転座標の検出電流に変換する手段；および、
    該回転座標の検出電流および前記目標電流に基づいて前記多相電気モータの各相通電電流を制御する手段；
    を備える電気モータのフィードバック制御装置。
11. ３相電気モータの、回転座標の目標電流を生成する手段；
    前記多相電気モータの、固定座標の２相の相電流を検出する電流センサ；
    該電流センサが出力する２相の相電流検出信号を時間間隔Δｔｐで相電流データにデジタル変換する手段；
    前記多相電気モータの磁極位置θを検出する手段；
    前記デジタル変換の順番で中間点の直前又は直後のデジタル変換を基準時点として、該中間点の直後を該基準時点とした場合は該基準時点のデジタル変換の相電流データの磁極位置θは前記時間間隔Δｔｐ相当量を減算した値に補正し、該中間点の直前を該基準時点とした場合は該基準時点のデジタル変換の相電流データの磁極位置θは前記時間間隔Δｔｐ相当量を加算した値に補正して、補正した値を用いて固定／回転座標変換により固定座標の相電流データを回転座標の検出電流に変換する手段；および、
    該回転座標の検出電流および前記目標電流に基づいて前記３相電気モータの各相通電電流を制御する手段；
    を備える電気モータのフィードバック制御装置。
12. 前記目標電流を生成する手段は、前記電気モータの各回転速度で各目標トルクを最低電力消費で発生する各目標電流を保持する高効率トルク曲線テーブルを含み、該高効率トルク曲線テーブルから、与えられる目標トルク宛ての目標電流を読出す、請求項８乃至１１のいずれか１つに記載の電気モータのフィードバック制御装置。
13. 前記目標電流を生成する手段は、前記電気モータに給電する電源電圧と、目標電流対応の目標電圧に基づいて弱め界磁電流を導出する手段を含み、該弱め界磁電流相当を、前記高効率トルク曲線テーブルから読出した目標電流から減算した値に、目標電流を補正する、請求項１２に記載の電気モータのフィードバック制御装置。
14. 前記変換する手段は、前記固定／回転座標変換によって得る回転座標の検出電流の、固定座標の相電流に対する遅れを低減する方向に、前記固定／回転座標変換に用いる固定座標の相電流宛ての磁極位置θを、固定座標の相電流の変化に対する前記電流センサの相電流検出信号の変化の遅れ時間Δｔｓの間の磁極位置変化量Δθｓの分、補正する、請求項８乃至１３のいずれか１つに記載の電気モータのフィードバック制御装置。
15. 前記変換する手段は、前記固定／回転座標変換によって得る回転座標の検出電流の、固定座標の相電流に対する遅れを低減する方向に、前記固定／回転座標に用いる固定座標の相電流宛ての磁極位置θを、前記デジタル変換の前に前記相電流検出信号に適用するフィルタ処理による遅れ時間Δｔｆの間の磁極位置変化量Δθｆの分、補正する、請求項８乃至１４のいずれか１つに記載の電気モータのフィードバック制御装置。
16. 前記変換する手段は、固定座標の相電流宛ての磁極位置θの前記補正量に対応して、前記固定／回転座標変換の回転座標の検出電流の振幅を補正する、請求項８乃至１５のいずれか１つに記載の電気モータのフィードバック制御装置。
17. 前記電気モータは、車両に装備されて該車両の車輪を回転駆動する車上電気モータである、請求項８乃至１６のいずれか１つに記載の電気モータのフィードバック制御装置。
    
    

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