CN101351959B - 电动马达的反馈控制方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电动马达的反馈控制方法及装置。其按间隔Δtp依次将多相电动马达的相电流检测传感器输出的奇数相的检测信号数字变换为相电流数据，在该变换顺序中以中间数字变换为基准时间点，将数字变换比其超前的相的相电流数据的磁极位置(θ)校正为加上超前量之后的值，将滞后于基准时间点的相的相电流数据的磁极位置(θ)校正为减去滞后量之后的值，并进行固定/旋转坐标变换。或者，依次对电流传感器输出的偶数相的检测信号进行数字变换，在该变换顺序中以中间点之后的数字变换为基准时间点，和上述之前的数字变换进行比较，将数字变换超前的相的相电流数据的磁极位置(θ)校正为加上超前量后的值，将滞后的相的相电流数据的磁极位置(θ)校正为减去滞后量后的的值，并进行固定/旋转坐标变换。

Description

电动马达的反馈控制方法及装置

技术领域

本发明涉及多相电动马达的反馈控制方法及装置，并不是限定于此，特别是涉及在车辆上旋转驱动车轮用的车辆用多相电动马达，例如，3相或5相的电动马达的驱动控制。本发明，例如可以使用于在电动汽车或、利用内燃机和电动马达来驱动车轮的混合动力车辆中搭载的车轮驱动用多相电动马达的驱动控制中。

背景技术

专利文献1：日本特开2005-192341号公报

专利文献2：日本特开2006-14539号公报

例如，车轮驱动用电动马达进行车辆驱动(牵引：traction)或车辆制动(再生：regeneration)。随着矢量控制技术的发展已实现可以精密且平滑地进行多种电动马达控制。因此，最近将多相感应电动机、永磁型同步电动机等多相交流电动机使用于车轮驱动中，并使用矢量控制来进行马达控制。专利文献1公开了搭载在混合动力车上的一种类型的永磁型同步电动机，专利文献2中公开有这种电动机的矢量控制的1个方式。

例如，3相永磁型同步电动机，具有安装了永久磁体的转子和安装了U相、V相和W相定子线圈的定子。专利文献2中记载有用于使该发电机产生驱动马达的转矩即驱动马达转矩，或发电机的转矩即发电机转矩的驱动控制装置。该驱动装置向逆变器(inverter)发送U相、V相和W相的脉冲调制信号(PWM脉冲)。通过该逆变器向各定子线圈供给相电流，即供给U相、V相和W相的电流，来产生上述驱动马达转矩，或者来产生发电机转矩。

该驱动控制装置，在分别以转子中的磁极对的方向为d轴、以与该d轴成直角的方向为q轴的d-q轴模型上，基于矢量控制运算进行反馈控制。更具体而言，检测向各定子线圈供给的电流，即检测固定坐标的相电流、转子磁极位置和逆变器入口的直流电压(电源电压)等，并基于磁极位置进行3相/2相变换，即将所检测到的3相电流即固定坐标的3相电流变换为d轴电流和q轴电流，即进行固定/旋转坐标变换，另一方面，参照旋转坐标的转矩/电流变换表格而读出与目标转矩对应的d轴目标电流和q轴目标电流，即读出旋转坐标的目标电流，并计算d轴变换电流对于d轴目标电流的偏差，以及q轴变换电流对于q轴目标电流的偏差，进而计算用于使各偏差置为0的d轴目标电压和q轴目标电压，并对其进行2相/3相变换，即进行旋转/固定坐标变换，设为U相、V相和W相的电压指令。基于各电压指令来产生PWM脉冲。

例如，当按照矢量控制理论，对3相电动马达进行反馈控制的情况下，由电流传感器检测流过U相、V相和W相线圈的固定坐标的3相电流，并通过3相(固定坐标)/2相(旋转坐标)变换而变换成旋转坐标，例如变换成d、q轴电流值即旋转坐标的检测电流，另一方面，将提供的目标转矩变换成旋转坐标的目标电流，并使用旋转坐标的检测电流和旋转坐标的目标电流，来生成使前者和后者一致的马达驱动指令值，并根据该指令值，来控制用来控制在U相、V相和W相线圈上流过的电流，或来控制用于流过该电流的线圈施加电压。使用星型连接的定子线圈的3相电动马达在同一时刻的各相电流瞬时值合计为零，所以在此情况下，省略1相电流检测，而检测U相、V相和W相中的2相电流，利用两个检测值可以计算3相/2相变换的旋转坐标，例如d、q轴的电流值。但是，固定坐标的3相之中最少需要检测2相电流。

因为对固定坐标的相电流进行检测的电流传感器的检测信号为模拟电压(或者模拟电流)，所以使用A/D变换单元，例如使用A/D变换器(单一功能设备)、CPU、MPU或ASIC(Application Specific IC)来进行数字变换(A/D变换)。使用多个采样保持电路来同时对3相中的全部或仅其中2相检测信号进行采样保持，用一个A/D变换单元依次对多个保持信号进行数字变换，由此，如下所述取得同一时刻的多个检测信号的数字数据iU、iV、iW。

(式1)3相电流的相间相位差

$\left.\begin{array}{c}\mathrm{iU}=\cos \mathrm{\θ}\\ \mathrm{iV}=\cos (\mathrm{\θ}-2\mathrm{\π}/3)\\ \mathrm{iW}=\cos (\mathrm{\θ}+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right\}\·\·\·\left(1\right)$

在这种情况下，可以使用数据iU、iV、iW(固定坐标的3相电流数据)，按照以往公知的下述3相/2相变换(固定/旋转坐标变换)来取得旋转坐标变换输出id、iq。

(式2)-计算以往的2相电流id、iq  1-

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{id}\\ \mathrm{iq}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\θ}& \cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& \cos (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ -\sin \mathrm{\θ}& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{iU}\\ \mathrm{iV}\\ \mathrm{iW}\end{array}\right]\·\·\·\left(2\right)$

当仅检测出旋转坐标3相之中的2相电流例如iU、iV的情况下，可以按照公知的下述3相/2相变换来取得旋转坐标变换输出id、iq。

(式3)-计算以往的2相电流id、iq  2-

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{id}\\ \mathrm{iq}\end{array}\right]=\sqrt{2}\left[\begin{array}{cc}\sin (\mathrm{\θ}+\frac{\mathrm{\π}}{3})& \sin \mathrm{\θ}\\ \cos (\mathrm{\θ}+\frac{\mathrm{\π}}{3})& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{iU}\\ \mathrm{iV}\end{array}\right]\·\·\·\left(3\right)$

设置1个A/D变换单元即可，但是需要多个采样保持电路，因而成本相应地增加。而当设置多个A/D变换单元的情况下，随着A/D变换单元数量的增多成本也相应地增加。用一个A/D变换单元按时间间隔Δtp依次对固定坐标的多相的检测信号进行数字变换，由此可以廉价地取得检测数据。可是在该情况下，由于作为3相/2相变换的输入的3相电流检测数据iU、iV、iW并非同一时刻(同一磁极位置θ)的数据，所以，如下所示，产生相当于时间间隔Δtp的磁极位置差Δθp。

(式4)-以Δθp间隔依次读取3相电流时的读取值-

$\left.\begin{array}{c}\mathrm{iU}=\cos (\mathrm{\θ}-\mathrm{\Δ\θp})\\ \mathrm{iV}=\cos (\mathrm{\θ}-2\mathrm{\π}/3)\\ \mathrm{iW}=\cos (\mathrm{\θ}+2\mathrm{\π}/3+\mathrm{\Δ\θp})\end{array}\right\}\·\·\·\left(4\right)$

其结果是，以同一磁极位置θ的3相电流iU、iV、iW为输入值的以往公知的3相/2相变换，例如，若使用上述式(2)或(3)，则当磁极位置差Δθp大的情况下，旋转坐标变换输出id、iq的计算误差增大，以该输出id、iq为反馈值的马达控制装置的精度降低。

此外，在电流传感器中产生检测延迟，详细而言，即由于数字变换之前的滤波电路或滤波处理，电流检测数据iU、iV、iW将滞后于磁极位置θ。由于上述情况，电流检测数据iU、iV、iW相对于磁极位置θ错开一段时间(相位)，因此，马达驱动控制精度下降。

发明内容

本发明第1目在于，提高多相电动马达的反馈控制精度，本发明第2目在于以低成本实现上述控制。

(1)一种电动马达的反馈控制方法，用电流传感器(14～16)来检测出多相电动马达(10)的固定坐标的3相以上的相电流(iU，iV，iW)，通过固定/旋转坐标变换(31)变换成旋转坐标的检测电流(id，iq)，基于该旋转坐标的检测电流(id，iq)和旋转坐标的目标电流(id^*，iq^*)来控制上述多相电动马达(10)的各相通电电流(iU，iV，iW)，其特征在于，

按时间间隔Δtp依次将上述电流传感器(14～16)输出的奇数相的相电流检测信号(iU，iV，iW)数字变换为相电流数据，在该数字变换顺序中以中间的数字变换(iV)作为基准时间点，将数字变换比该基准时间点超前的相的相电流数据(iU)的磁极位置θ校正为加上超前量(Δθp)后的值，而数字变换比上述基准时间点滞后的相的相电流数据(iW)的磁极位置θ校正为减去滞后量(Δθp)后的值(式5，图5)，并利用校正后的值进行上述固定/旋转坐标变换(式5)。

(2)一种电动马达的反馈控制方法，用电流传感器(14～16)来检测出3相电动马达(10)的固定坐标的3相相电流(iU，iV，iW)，通过固定/旋转坐标变换(31)变换成旋转坐标的检测电流(id，iq)，基于该旋转坐标的检测电流(id，iq)和旋转坐标的目标电流(id^*，iq^*)来控制上述多相电动马达(10)的各相通电电流(iU，iV，iW)，其特征在于，

按时间间隔Δtp依次将上述电流传感器(14～16)输出的3相的相电流检测信号(iU，iV，iW)数字变换为相电流数据，在该数字变换顺序中以中间的数字变换(iV)为基准时间点，数字变换比该基准时间点超前的相的相电流数据(iU)的磁极位置θ校正为加上超前量(Δθp)后的值，而数字变换比上述基准时间点滞后的相的相电流数据(iW)的磁极位置θ校正为减去滞后量(Δθp)后的值，并利用校正后的值进行上述固定/旋转坐标变换(式5)。

(3)一种电动马达的反馈控制方法，用电流传感器(14～16)来检测出多相电动马达(10)的固定坐标的2相以上的相电流(iU，iV，iW)，通过固定/旋转坐标变换(31)变换成旋转坐标的检测电流(id，iq)，基于该旋转坐标的检测电流(id，iq)和旋转坐标的目标电流(id^*，iq^*)来控制上述多相电动马达(10)的各相通电电流(iU，iV，iW)，其特征在于，

按时间间隔Δtp依次将上述电流传感器(14～16)输出的偶数相的相电流检测信号(iU，iV，iW)数字变换为相电流数据，在该数字变换顺序中以中间点的之前或之后的数字变换为基准时间点，当以该中间点之后为该基准时间点的情况下，和上述之前的数字变换(iU)进行对比，当以该中间点之前为该基准时间点的情况下，和上述之后的数字变换进行对比，将数字变换超前的相的相电流数据的磁极位置θ校正为加上超前的量后的值，而数字变换滞后的相的相电流数据(iV)的磁极位置θ校正为减去滞后的量(Δθp)后的值(式6，图9)，并利用校正后的值进行上述固定/旋转坐标变换。

(4)一种电动马达的反馈控制方法，用电流传感器(14～16)来检测出3相电动马达(10)的固定坐标的2相的相电流(iU，iV，iW)，通过固定/旋转坐标变换(31)变换成旋转坐标的检测电流(id，iq)，基于该旋转坐标的检测电流(id，iq)和旋转坐标的目标电流(id^*，iq^*)来控制上述多相电动马达(10)的各相通电电流(iU，iV，iW)，其特征在于，

按时间间隔Δtp将上述电流传感器(14～16)输出的2相的相电流检测信号(iU，iV)数字变换为相电流数据，并以该数字变换顺序中的中间点之前或之后的数字变换为基准时间点，当以该中间点(iV)之后为该基准时间点的情况下，将该基准时间点的数字变换的相电流数据(iV)的磁极位置θ校正为减去相当于上述时间间隔Δtp的量之后的值，当以该中间点之前为该基准时间点的情况下，将该基准时间点的数字变换的相电流数据的磁极位置θ校正为加上相当于上述时间间隔Δtp的量之后的值(式6，图9)，并利用校正后的值进行上述固定/旋转坐标变换。

此外，为了便于理解，而在括号内附加标记附图所示的后述的实施例的对应要素的符号或对应事项的符号，作为例示来进行参考。以下也一样。

发明效果

上述(1)应用于3相、5相等多相电动马达，上述(2)应用于3相电动马达。例如，当应用于3相电动马达的情况下，如下述式(5)所示，对3相/2相变换(31)所使用的3相电流(iU，iV，iW)所对应的磁极位置θ校正了上述时间间隔Δtp期间的磁极位置变化量Δθp。式(5)，按时间间隔Δtp，以U相、V相及W相的顺序对检测电流进行数字变换并进行读取，以V相的读取时间为基准，并将U相的检测电流数据iU校正为V相数据iV的读取时间的值，将W相的检测电流数据iW也校正为V相数据iV的读取时间的值。即，使用进行固定/旋转坐标变换即3相/2相变换的式(5)，将具有Δθp的读取时间差的U相、V相和W相的检测电流数据校正为同一时间的值。

式(5)-计算本发明的实施方式1的2相电流id，iq-

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{id}\\ \mathrm{iq}\end{array}\right]=\frac{\sqrt{6}}{1+2\cos 2\mathrm{\Δ\θp}}\left[\begin{array}{ccc}\cos (\mathrm{\θ}+\mathrm{\Δ\θp})& \cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& \cos (\mathrm{\θ}-\mathrm{\Δ\θp}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ -\sin (\mathrm{\θ}+\mathrm{\Δ\θp})& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}-\mathrm{\Δ\θp}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{iU}\\ \mathrm{iV}\\ \mathrm{iW}\end{array}\right]\·\·\·\left(5\right)$

因此，根据上述(1)和(2)，即使U相、V相和W相或其中的2相检测电流因数字变换而在读取时间上产生差值Δtp，也能得到和同一时间读取的情况相同的2相变换值(id，iq)，因而不会有损以此为反馈值的3相电动马达的反馈控制精度。因为可以使用1个A/D变换单元，所以可以避免成本的增加。并且，当应用于5相电动马达的情况下，检测5相电流，并进行5相/2相变换。

上述(3)应用于3相、5相等多相电动马达，上述(4)应用于3相电动马达。例如，当应用于3相电动马达的情况下，如下述式(6)所示，对3相/2相变换(31)所使用的2相电流(iU，iW)所对应的磁极位置θ校正了上述时间间隔Δtp期间的磁极位置变化量Δθp。式(6)，按时间间隔Δtp，以U相及V相的顺序对检测电流进行数字变换并进行读取，以U相的读取时间为基准，并将V相的检测电流数据iV校正为U相数据iU的读取时间的值，将W相的家测电流数据iW也校正为V相数据iV的读取时间的值。即，使用进行固定/旋转坐标变换的式(6)将具有Δθp的读取时间差的U相和V相的检测电流数据校正为同一时间的值。

式(6)-计算本发明的实施方式2的2相电流id，iq-

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{id}\\ \mathrm{iq}\end{array}\right]=\frac{\sqrt{6}}{2\sin (\frac{2\mathrm{\π}}{3}-\mathrm{\Δ\θp})}\left[\begin{array}{cc}\sin (\mathrm{\θ}+\frac{\mathrm{\π}}{3})& \sin (\mathrm{\θ}-\mathrm{\Δ\θp})\\ \cos (\mathrm{\θ}+\frac{\mathrm{\π}}{3})& \cos (\mathrm{\θ}-\mathrm{\Δ\θp})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{iU}\\ \mathrm{iV}\end{array}\right]\·\·\·\left(6\right)$

因此，根据上述(3)和(4)，即使U相和V相检测电流因数字变换而在读取时间上产生差值Δtp，也能得到和同一时间读取的情况相同的旋转坐标变换值(id，iq)，因而不会有损以此为反馈值的3相电动马达的反馈控制精度。因为可以使用1个A/D变换单元，所以可以避免成本的增加。并且，当适用于5相电动马达的情况下，检测4相电流，并进行5相/2相变换。

(5)一种(1)至(4)任意一项所述的电动马达的反馈控制方法，其在减少利用上述固定/旋转坐标变换(31)而取得的旋转坐标的检测电流(id，iq)相对于多相电动马达的固定坐标的相电流(iU，iV，iW)的延迟的方向上，对上述固定/旋转坐标变换(31)所使用的固定坐标的3相电流(iU，iV，iW)所对应的磁极位置θ校正磁极位置变化量Δθs大小，该磁极位置变化量为上述电流检测传感器(14～16)的相电流检测信号(iU，iV，iW)的变化相对于多相电动马达的固定坐标的相电流(iU，iV，iW)的变化的延迟的时间Δts期间的磁极位置变化量。

根据上述控制方法，即使在电流传感器中产生检测延迟，也能对电流检测数据iU、iV、iW相对于磁极位置θ的时间偏差，校正相应的检测延迟量，因此，可以提高多相电动马达的反馈控制精度。

(6)一种(1)至(5)任意一项所述的电动马达的反馈控制方法，其在减少利用上述固定/旋转坐标变换(31)而取得的旋转坐标的检测电流(id，iq)相对于多相电动马达的相电流(iU，iV，iW)的延迟的方向上，对上述固定/旋转坐标变换(31)使用的固定坐标的3相电流(iU，iV，iW)所对应的磁极位置θ校正磁极位置变化量Δθf的大小，该正磁极位置变化量Δθf为在上述数字变换之前应用于上述相电流检测信号(iU，iV，iW)的反馈处理所引起的延迟时间Δtf期间的磁极位置变化量。

根据上述控制方法，即使由于反馈处理而在进行A/D变换的检测电流上产生延迟，也能对电流检测数据iU、iV、iW相对于磁极位置θ的时间偏差校正相应的延迟量，因此，可以提高多相电动马达的反馈控制精度。

(7)和上述3相电流(iU，iV，iW)所对应的磁极位置θ的校正量(Δθp，Δθs，Δθf)相对应，对上述固定/旋转坐标变换(31)的旋转坐标的检测电流(id，iq)的振幅(

)进行校正(Ka，Kb)。

一种电动马达的反馈控制装置，其具有：

生成多相电动马达(10)的旋转坐标的目标电流(id^*，iq^*)的单元(33～36，40～42)；

对上述多相电动马达(10)的固定坐标的3相以上的相电流(iU，iV，iW)进行检测的电流传感器(14～16)；

按时间间隔Δtp依次将该电流传感器(14～16)输出相电流检测信号(iU，iV，iW)数字变换为相电流数据的单元(MPU：图4的32～34)；

对上述多相电动马达(10)的磁极位置θ进行检测的单元(17，32)；

在上述数字变换顺序中以中间的数字变换(iV)为基准时间点，将数字变换比该基准时间点超前的相的相电流数据(iU)的磁极位置θ校正为加上超前的量(Δθp)后的值，而数字变换比上述基准时间点滞后的相的相电流数据(iW)的磁极位置θ校正为减去滞后的量(Δθp)后的值，并利用校正后的值，通过固定/旋转坐标变换而将固定坐标的相电流数据(iU，iV，iW)变换为旋转坐标的检测电流(id，iq)的单元(31)；以及

基于上述旋转坐标的检测电流(id，iq)和上述目标电流(id^*，iq^*)，对上述多相电动马达的各相通电电流(iU，iV，iW)进行控制的单元(37，38，50，20，19)。

(9)一种电动马达的反馈控制装置，其具有：

生成3相电动马达(10)的旋转坐标的目标电流(id^*，iq^*)的单元(33～36，40～42)；

对上述3相电动马达(10)的固定坐标的3相的相电流(iU，iV，iW)进行检测的电流传感器(14～16)；

按时间间隔Δtp依次将上述电流传感器(14～16)输出的3相的相电流检测信号(iU，iV，iW)数字变换为相电流数据的单元(MPU：图4的32～34)；

对上述3相电动马达(10)的磁极位置θ进行检测的单元(17，32)；

在上述数字变换顺序中以中间的数字变换(iV)为基准时间点，将数字变换比该基准时间点超前的相的相电流数据(iU)的磁极位置θ校正为加上超前的量(Δθp)后的值，而数字变换比上述基准时间点滞后的相的相电流数据(iW)的磁极位置θ校正为减去滞后的量(Δθp)后的值，并利用校正后的值，通过固定/旋转坐标变换而将固定坐标的相电流数据(iU，iV，iW)变换为旋转坐标的检测电流(id，iq)的单元(31)；以及

基于上述旋转坐标的检测电流(id，iq)和上述目标电流(id^*，iq^*)，对上述3相电动马达的各相通电电流(iU，iV，iW)进行控制的单元(37，38，50，20，19)。

(10)一种电动马达的反馈控制装置，其具有：

生成多相电动马达(10)的旋转坐标的目标电流(id^*，iq^*)的单元(33～36，40～42)；

对上述多相以上电动马达(10)的固定坐标的3相以上的相电流(iU，iV，iW)进行检测的电流传感器(14～16)；

按时间间隔Δtp依次将上述电流传感器(14～16)输出的偶数相的相电流检测信号(iU，iV，iW)数字变换为相电流数据的单元(MPU：图4的32～34)；

对上述多相电动马达(10)的磁极位置θ进行检测的单元(17，32)，

在上述数字变换顺序中以中间点之前或之后的数字变换(iU)为基准时间点，当以该中间点之后为该基准时间点的情况下，和上述之前的数字变换(iU)进行对比，当以该中间点之前为该基准时间点的情况下，和上述之后的数字变换进行对比，将数字变换超前的相的相电流数据的磁极位置θ校正为加上超前的量后的值，而数字变换滞后的相的相电流数据(iV)的磁极位置θ校正为减去滞后的量(Δθp)后的值(式6，图9)，利用校正后的值，通过固定/旋转坐标变换而将固定坐标的相电流数据(iU，iV)变换为旋转坐标的检测电流(id，iq)的单元(31)；以及

基于上述旋转坐标的检测电流(id，iq)和上述目标电流(id^*，iq^*)，对上述多相电动马达的各相通电电流(iU，iV，iW)进行控制的单元(37，38，50，20，19)。

(11)一种电动马达的反馈控制装置，其具有：

生成3相电动马达(10)的旋转坐标的目标电流(id^*，iq^*)的单元(33～36，40～42)；

对上述3相电动马达(10)的固定坐标的2相的相电流(iU，iV，iW)进行检测的电流传感器(14～16)；

按时间间隔Δtp依次将上述电流传感器(14～16)输出的2相的相电流检测信号(iU，iV，iW)数字变换为相电流数据的单元(MPU：图4的32～34)；

对上述3相电动马达(10)的磁极位置θ进行检测的单元(17，32)；

在上述数字变换顺序中以中间点之前或之后的数字变换为基准时间点，当以该中间点之后(iV)为该基准时间点的情况下，将该基准时间点的数字变换的相电流数据(iV)的磁极位置θ校正为减去相当于上述时间间隔Δtp的量之后的值，当以该中间点之前为该基准时间点的情况下，将该基准时间点的数字变换的相电流数据的磁极位置θ校正为加上相当于上述时间间隔Δtp的量之后的值(式6，图9)，利用校正后的值，通过固定/旋转坐标变换而将固定坐标的相电流数据(iU，iV)变换为旋转坐标的检测电流(id，iq)的单元(31)；以及

基于上述旋转坐标的检测电流(id，iq)和上述目标电流(id^*，iq^*)，对上述3相电动马达的各相通电电流(iU，iV，iW)进行控制的单元(37，38，50，20，19)。

(12)在上述(8)至(11)任意一项所述的电动马达的控制装置的基础上，生成上述目标电流的单元(33～36，40～42)，包括高效率转矩曲线表格(A，B)，该高效率转矩曲线表格保存有在上述电动马达的各旋转速度下，以最低功率消耗来产生各目标转矩的各目标电流，从该高效率转矩曲线表格(A，B)中读出施加的目标转矩所对应的目标电流(id^*，iq^*)。

产生同一转矩的马达电流(id，iq)是多样的(例如，图6上的1条虚线曲线：等转矩曲线)。因此，若选择其中的最低功率消耗的电流值(最低电流值)使电动马达通电，则马达驱动效率高。即，功率使用效率高。连接各目标转矩的等转矩曲线上的最低电流值的点(最高效率点)的曲线为“高效率转矩曲线”。以该高效率转矩曲线上的、被提供的目标转矩(T^*)的位置(点)的电流值(id，iq)作为目标电流值来对马达进行励磁，则马达驱动的功率使用效率高。

(13)在上述(12)所述的电动马达反馈控制装置的基础上，生成上述目标电流的单元(33～36，40～42)包括单元(40～42)，其基于向上述电动马达(10)供电的电源电压(Vdc)和与目标电流(id^*，iq^*)对应的目标电压(vd^*，vq^*)来导出弱磁场电流(Δid)，通过该单元将目标电流(id^*)校正为从由上述高效率转矩曲线表格(A，B)读出的目标电流中(id^*)减去相当于该弱磁场电流之后的值。

根据上述电动马达反馈控制装置，因为转子的永久磁体的磁场因弱磁场电流(Δid)而减弱，所以由转子的旋转所产生的反向感应电压下降，从而可以高速驱动电动马达并可以抑制在高速度下输出转矩的下降。

(14)在上述(8)至(13)任意一项所述的电动马达反馈控制装置的基础上，上述变换单元(31)，在减少通过上述固定/旋转坐标变换(31)而取得的旋转坐标的检测电流(id，iq)对于固定坐标的相电流(iU，iV，iW)的延迟的方向上，对上述固定/旋转坐标变换(31)中使用的固定坐标的3相电流(iU，iV，iW)所对应的磁极位置θ校正磁极位置变化量Δθs的大小，该磁极位置变化量为在上述电流检测传感器(14～16)的相电流检测信号(iU，iV，iW)的变化相对于固定坐标的相电流(iU，iV，iW)的变化所延迟的时间Δts期间的磁极位置变化量。

(15)在上述(8)至(15)任意一项所述的电动马达反馈控制装置的基础上，上述变换单元(31)，在减少通过上述固定/旋转坐标变换(31)而取得的旋转坐标的检测电流(id，iq)相对于固定坐标的相电流(iU，iV，iW)的延迟的方向上，对上述固定/旋转坐标变换(31)所使用的固定坐标的3相电流(iU，iV，iW)所对应的磁极位置θ，校正了磁极位置变化量Δθf的大小，该磁极位置变化量Δθf是在上述数字变换之前，在对上述相电流检测信号(iU，iV，iW)应用的反馈处理所引起的延迟时间Δtf期间的磁极位置变化量。

(16)在上述(8)至(15)任意一项所述的电动马达反馈控制装置的基础上，上述变换单元(31)，和固定坐标的相电流(iU，iV，iW)所对应的磁极位置θ的校正量(Δθp，Δθs，Δθf)相对应，对上述固定/旋转坐标变换(31)的旋转坐标的检测电流(id，iq)的振幅(

)进行校正(Ka，Kb)。

(17)在上述(8)至(16)任意一项所述的电动马达反馈控制装置的基础上，上述电动马达为装备在车辆上对该车辆的车轮进行旋转驱动的车用电动马达。

附图说明

图1是表示本发明的实施例1的构成的概略的框图。

图2是表示图1所示的马达控制装置30的功能构成的概要的框图。

图3是图3所示的微型计算机MPU的马达驱动控制的概要的流程图。

图4(a)表示图3所示的“读入输入”(2)的内容的流程图，(b)是表示图3所示的“电流反馈值计算”(4)的内容的流程图。

图5(a)是表示实施例1的以3相电流iU，iV，iW的顺序依次进行数字变换所引起的电流读入时间偏差，和用于校正由该时间偏差所引起的检测电流之间的相位偏差的移相量之间的关系的图表。(b)是表示读入5相电动马达的5相电流时的电流读入时间偏差，和用于校正由该时间偏差所引起的检测电流之间的相位偏差的移相量之间的关系的图表。

图6是表示图1所示的电动马达10的高效率转矩曲线的概要的曲线图，横轴为d轴电流值，纵轴为q轴电流值。

图7是表示3相电流波形的时间图。

图8(a)是表示实施例2的微型计算机MPU的“读入输入”(2)的内容的流程图，(b)是表示“电流反馈值计算”(4)的内容的流程图。

图9(a)是表示实施例2中的依次对3相电流iU，iV，iW中的2相U，V电流进行数字变换所引起的电流读入时间偏差，和用于校正由该时间偏差所引起的检测电流间的相位偏差的移相量之间的关系的图表。(b)是表示读入5相电动马达的5相电流时的电流读入时间偏差，和用于校正由该时间偏差所引起的检测电流间的相位偏差的移相量之间的关系的图表。

图10(a)是表示实施例3的微型计算机MPU′的“读入输入”(2)的内容的流程图，(b)是表示“电流反馈值计算”(4)的内容的流程图。

图11(a)是表示实施例4的微型计算机MPU的“读入输入”(2)的内容的流程图，(b)是表示“电流反馈值计算”(4)的内容的流程图。

图中符号说明：

10：电动马达，11～13：3相的定子线圈，14～16：电流传感器，17：旋转变压器，18：车辆用电池，21：电压传感器，42：磁场调整值计算，id：d轴电流值，iq：q轴电流值，T：转矩，ω：旋转速度，θ：旋转角度，Vdc：电池电压。

具体实施方式

本发明的其它目的和特征，参照附图，通过下述说明加以明确。

(实施例1)

图1中表示本发明的实施例1的概要。作为控制对象的电动马达10，在本实施方式中是搭载在车辆中用于对车辆进行行驶控制的永磁型同步电动机，在转子中内置有永久磁体，在定子上有U相、V相和W相的3相线圈11～13。电压型逆变器19向电动马达10供给车辆用的电池18的功率。在电动马达10的转子连接有用于检测转子的磁极位置的旋转旋转变压器17的转子，旋转变压器17，产生表示该转子的旋转角度的模拟电压(旋转角度信号)SGθ，并提供给马达控制装置30。

电压型逆变器19，具有6个开关晶体管Tr1～Tr6，由驱动电路20并行产生的6路驱动信号的各路驱动驱动晶体管Tr1～Tr6导通(ON)，将电池18的直流电压变换为3路相位差为2π/3的交流电压，即变换为3相交流电压，并分别施加到电动马达10的3相(U相，V相，W相)的定子线圈11～13上。由此，电动马达10的定子线圈11～13分别流过各相电流iU，iV，iW，电动马达10的转子进行旋转。为了提高针对由PWM脉冲进行的晶体管Tr1～Tr6导通/截止驱动(整流)的功率供给能力并抑制浪涌电压，在电压型逆变器19中，有和作为电源的电池18并联连接的大容量电容器17。

在与电动马达10的定子线圈11～13连接的供电线上，安装有使用霍尔IC的电流传感器14～16，分别检测各相电流iU，iV，iW，产生电流检测信号(模拟电压)，并提供给马达控制装置30。电压传感器21向马达控制装置30提供表示马达驱动电源即车辆用电池18的电压的电压检测信号Vdc。在本实施例中，电压传感器21中使用了分压电阻。

马达控制装置30，在本实施例中，为以微型计算机(以下称为微型计算机)MPU为主体的电子控制装置，包括微型计算机MPU和驱动电路20、电流传感器14～16、旋转变压器17以及电压传感器21之间的未图示的接口(信号处理电路)，此外，还包括微型计算机MPU和上述车辆上的未图示的车辆行驶系统的主控制器之间的未图示的接口(通信电路)。

图2中表示马达控制装置30的功能构成的概要。微型计算机MPU的角度、速度运算32基于图1所示的旋转变压器17发出的旋转角度信号SGθ，来计算电动马达10的旋转角度(磁极位置)θ和旋转速度(角速度)ω。

并且，确切地说，电动马达10转子的旋转角度和磁极位置并不相同，两者由电动马达10的磁极数p来决定比例关系中的比例系数。此外，旋转速度和角速度并不相同，两者也是由电动马达10的磁极数p来决定比例关系中的比例系数。在本文中，旋转角度θ表示磁极位置，而旋转速度ω表示角速度，表述为rpm的旋转速度ω表示转子的旋转速度(rpm)。

本实施例的微型计算机MPU，分别以电动马达10的转子中的磁极对的方向为d轴，而以和该d轴成直角的方向为q轴，基于公知的d-q轴模型(旋转坐标)上的矢量控制运算进行反馈控制。因此，微型计算机MPU，对电流传感器14～16的电流检测信号iU，iV，iW进行数字变换，并将其读入，利用电流反馈31，使用公知的固定/旋转坐标变换即3相/2相变换，来将固定坐标上的3相电流iU，iV，iW，变换为旋转坐标上的d轴和q轴的2相电流值id，iq。

未图示的车辆行驶系统的主控制器，向马达控制装置30的微型计算机MPU提供马达目标转矩TM^*。并且，该主控制器，基于上述车辆的车速和加速踏板的开度来计算车辆要求转矩TO^*，对应于该车辆要求转矩TO^*来产生马达目标转矩TM^*，并提供给微型计算机MPU。微型计算机MPU，向主控制器输出电动马达10的旋转速度ωrpm。

微型计算机MPU的转矩指令限制33，从限制转矩表格(查询表格)读出和上述直流电压Vdc及旋转速度ω相对应的限制转矩TM^*max，若主控制器提供的马达目标转矩TM^*超过TM^*max，则将TM^*max确定为目标转矩T^*。当为TM^*max以下时，将主控制器提供的马达目标转矩TM^*确定为目标转矩T^*。将增加这种限制而生成的马达目标转矩T^*提供给第1高效率转矩曲线表格A 34。

并且，限制转矩表格为以上述直流电压Vdc的变动范围和旋转速度ω范围内的电压Vdc及速度ω的各个值为地址，作为限制转矩TM^*max而写入用该各个值使电动马达10可发生的最大转矩的存储区域，在本实施例中表示微型计算机MPU内未图示的RAM的一个存储区域。限制转矩TM^*max随直流电压Vdc的升高而增大，随直流电压Vdc的降低而减小。并且，限制转矩TM^*max随旋转速度ω的降低而增大，随旋转速度ω的升高而减小。

在微型计算机MPU内，存在写入了该限制转矩表格的数据TM^*max的非易失性存储器，向微型计算机MPU施加动作电压，微型计算机MPU在对自身和图1所示的马达驱动系统进行初始化的过程中，从非易失性存储器中读出并写入RAM中。后面说到微型计算机MPU中有多个其它同样的查询表格，这些表格也和限制转矩表格一样，表示写入非易失性存储器中的参照数据的RAM上的存储区域。

在作为一个查询表格的第1高效率转矩曲线表格A 34中，写入和马达目标转矩T^*相对应的用于产生各目标转矩T^*的各d轴电流值id。

在这里，参照表示高效率转矩曲线的图6。对应于d轴电流id和q轴电流iq的各值来确定电动马达的输出转矩，不过，如图6上以虚线表示的那样，相对于一个旋转速度值，即在同一马达旋转速度中，有多个用于输出同一转矩的id，iq的组合。虚线曲线为定转矩曲线。在定转矩曲线上，有功率使用效率最高(最低功率消耗的)的id，iq的组合，此处为高效率转矩点。连接多个高效率转矩曲线上的高效率转矩点的曲线(图6上的粗实线曲线)为高效率转矩曲线，对于各旋转速度而存在。马达的旋转速度所对应的高效率转矩曲线上的、被施加的马达目标转矩T^*的位置的d轴电流id和q轴电流iq作为目标电流值来进行电动马达10的励磁，由此电动马达10输出目标转矩T^*，并且，马达励磁的功率使用效率高。

在本实施例中，将高效率转矩曲线划分为表示d轴值的第1高效率转矩曲线A，和表示q轴值的第2高效率转矩曲线B这两个系统，并且，第1高效率转矩曲线A为应用于牵引区域的和应用于再生区域的成对的曲线，均体现出针对马达旋转速度和目标转矩的d轴目标电流。

第1高效率转矩曲线表格A 34，为写入对应于目标转矩T^*的、用于以最低功率消耗来产生目标转矩的d轴目标电流的存储区域，并以牵引用的牵引表格A1和再生用的再生表格A2配成一对的方式构成。基于电动马达的旋转速度ω和目标转矩T^*来判定是牵引还是再生(图12)，并按照判定结果来决定使用牵引用的或再生用表格中的一个表格：

旋转速度ω为正值，目标转矩T^*为正值的第1象限为牵引区域；

旋转速度ω为负值，目标转矩T^*为正值的第2象限为再生区域；

旋转速度ω为负值，目标转矩T^*为负值的第3象限为牵引区域；以及旋转速度ω为正值，目标转矩T^*为负值的第4象限为再生区域。

这里，随着电动马达10的旋转速度ω的上升，定子线圈11～13所产生的反电动势上升，线圈11～13的端子电压上升。从逆变器19向线圈11～13供给目标电流也随之变得困难，从而不能得到目标的转矩输出。在此情况下，在被提供的马达目标转矩T^*的定转矩曲线(例如，图6上的+T1的虚线曲线)上，沿着曲线，将d轴电流id和q轴电流iq下降Δid，Δiq，由此，电力使用效率下降，但是可以输出目标转矩T^*。将此称为弱磁场控制。磁场调整值计算42生成d轴弱磁场电流Δid，并发给d轴电流指令计算35和q轴电流指令计算36。d轴弱磁场电流的Δid的计算在后进行说明。

因此，图2上的d轴电流指令计算35，对应于转矩指令限制33输出的目标转矩T^*，从第1高效率转矩曲线表格A 34所读出的d轴电流值id中减去d轴弱磁场电流Δid，从而计算出d轴目标电流id^*，并提供给输出运算37。

id^*＝-id-Δid          …(20)。

在图2上的q轴电流指令计算36中具有第2高效率转矩曲线表格B。进一步将高效率转矩曲线(例如，图6)的、表示q轴值的第2高效率转矩曲线B，校正为表示减去和d轴弱磁场电流Δid成对的q轴弱磁场电流Δiq后的q轴目标电流的曲线，第2高效率转矩曲线表格B是对校正后的第2高效率转矩曲线B的数据进行存储的区域。

第2高效率转矩曲线表格B是写入了对应于目标转矩T^*和d轴弱磁场电流Δid的、用于以最低功率消耗来产生目标转矩的d轴目标电流，即写入校正后的第2高效率转矩曲线B的目标电流值的存储区域，其也以牵引用的牵引表格B1和再生用的再生表格B2成对的方式构成。基于电动马达的旋转速度ω和目标转矩T^*来判定是牵引还是再生(图12)，并按照判定结果来决定使用牵引用和再生用的表格中哪一个表格。

q轴电流指令计算36，从第2高效率转矩曲线表格B读出对应于目标转矩T^*和d轴弱磁场电流Δid的q轴目标电流iq^*，并提供给输出运算37。

向图2所示的输出运算部37提供上述d轴和q轴目标电流id^*、iq^*。输出运算部37，计算d轴目标电流id^*和d轴电流id之间的电流偏差δid，以及q轴目标电流iq^*和q轴电流iq之间的电流偏差δiq，并基于各电流偏差δid、δiq来进行比例控制和积分控制(反馈控制的PI运算)。即，基于电流偏差δid来计算表示比例成分的电压指令值的电压降Vzdp、以及表示积分成分的电压指令值的电压降Vzdi，并将电压降Vzdp和Vzdi相加，计算电压降Vzd。

Vzd＝Vzdp+Vzdi       …(21)

此外，输出运算37，读入旋转速度ω和q轴电流iq，基于旋转速度ω、q轴电流iq以及q轴的电感Lq，来计算由q轴电流iq所感应出的感应电压ed，

ed＝ω·Lq·iq     …(22)

并从上述电压降Vzd中减去感应电压ed，从而计算出作为输出电压的d轴电压指令值vd^*。

vd^*＝Vzd-ed

＝Vzd-ω·Lq·iq    …(23)

此外，输出运算37，基于电流偏差δiq来计算表示比例成分的电压指令值的电压降Vzqp、以及表示积分成分的电压指令值的电压降Vzqi，并将电压降Vzqp和Vzqi相加，来计算电压降Vzq。

Vzq＝Vzqp+Vzqi

此外，输出运算37，基于旋转速度ω、感应电压常数MIf，d轴电流id，d轴的电感Ld，来计算由d轴电流id所感应出的感应电压eq，

eq＝ω(MIf+Ld·id)    …(24)

并在上述电压降Vzq上加上感应电压eq，从而计算出作为输出电压的q轴电压指令值vq^*。

q^*＝Vzq+eq

＝Vzq+ω(MIf+Ld·id)    …(25)

输出变换38的2相/3相变换39，按照公知的2相/3相变换而将输出运算37输出的2相目标电压vd^*和vq^*，变换为3相目标电压VU^*、VV^*、VW^*，并发送给PWM脉冲发生器50。PWM脉冲发生器50，将3相目标电压VU^*、VV^*、VW^*变换为用于输出其各值的电压的PWM脉冲MU、MV、MW，并输出到图1所示的驱动电路20。驱动电路20，基于PWM脉冲MU、MV、MW而并行产生6路驱动信号，利用各路驱动信号来分别使电压型逆变器19的晶体管Tr1～Tr6导通/截止。由此，分别对电动马达10的定子线圈11～13上施加VU^*、VV^*以及VW^*，流过相电流iU、iV以及iW。

再次参照附图2，输出变换38，利用其内部的功能模块40，计算用于弱磁场控制的参数即电压饱和指标m。即，基于d轴电压指令值vd^*和q轴电压指令值vq^*，表示电压饱和的程度的值而计算电压饱和判定指标m，并发送给减法器58。

m＝

(vd^*2+vq^*2)/Vdc    …(26)

减法器58，从电压饱和判定指标m中，减去表示以逆变器19的最大输出电压的阈值作为比较值Vmax时的常数kv(在本实施方式中为0.78)，计算电压饱和计算值ΔV，并发送给磁场调整值计算42。

Vmax＝k·Vdc    …(27)

ΔV＝m-kv       …(28)

磁场调整值计算42，对ΔV做累积求和运算，当累加值∑ΔV为正值的时候，对累加值∑ΔV乘以比例常数，计算用于进行弱磁场控制的d轴弱磁场电流Δid，并设定为正值，当电压饱和计算值ΔV或累加值∑ΔV为零以下时，设上述调整值Δid和累加值∑ΔV为零。向d轴电流指令计算35和q轴电流指令计算36提供调整值Δid。

图2所示的微型计算机MPU中，除CPU之外，还具有：用于记录数据或记录各种程序的RAM、ROM以及闪存存储器，将ROM或闪存存储器中所存储的程序、参照数据和查询表格写入RAM，基于该程序来进行图2中以2点划线方框包围并表示的输入处理、运算和输出处理。

图3中表示微型计算机MPU(的CPU)基于该程序而执行的马达驱动控制MDC的概要。被施加动作电压后，微型计算机MPU进行本身和图1所示的马达驱动系统的初始化，并设定为静止待机状态。然后，等待来自未图示的车辆行驶控制系统的主控制器的马达驱动开始指示。一旦提供马达驱动开始指示，微型计算机MPU，通过“开始处理“(步骤1)，将马达驱动系统设定成能够执行马达驱动控制MDC的状态，利用“读入输入”(步骤2)来读入输入信号或数据。

并且，以下，在括号内省略“步骤”一词，仅标记步骤编号。

图4的(a)中.表示“读入输入”(2)的内容。在“读入输入”(2)中，微型计算机MPU读入主控制器提供的马达目标转矩TM^*(31)，对电流检测信号iU，iV，iW按时间间隔Δtp以该顺序分别进行数字变换并读入(32，33，34)，此外，通过数字变换读入旋转角度信号SGθ和电源电压Vdc(35，36)。按时间间隔Δtp依次分别通过数字变换读入电流检测信号iU，iV，iW，由此读入各相的电流检测信号iU，iV，iW的数字变换的时间，如图7所示，为时刻t1，t2和t3，并且有t3-t2＝t2-t1＝Δtp的时间差，若使用此时的旋转速度ω，则该时间差的磁极位置差Δθp为，

Δθp＝ω·Δtp        …(29)

再次参照图3。结束了“读入输入”(2)之后，微型计算机MPU基于所读入的旋转角度信号SGθ(旋转角度数据SGθ)来计算旋转角度θ和旋转速度ω(3)。在图2中将该功能表示为角度、速度运算32。接下来，微型计算机MPU通过3相/2相变换而将所读入的3相电流检测信号iU，iV，iW变换为2相的d轴电流值id和q轴电流值iq(4)。在图2上，将该功能表示为电流反馈31。

图4的(b)中表示“计算电流反馈值”(4)的内容。在这里，微型计算机MPU使用通过数字变换而读入电流检测信号iU，iV，iW的时间间隔Δtp和在步骤3中计算出的旋转速度ω，来计算相当于间隔Δtp的磁极位置变化量Δθp＝ω×Δtp(37)。然后，通过将各相的检测电流数据iU、iV、iW、在步骤3中计算的磁极位置θ和磁极位置变化量Δθp带入式(5)，即通过3相/2相变换运算，来计算2相电流即d轴电流id和q轴电流iq(38)。

利用式(5)计算的旋转坐标的电流id，iq的振幅Ka，为了提高3相/2相变换的精度而如式(5)所示，为对应于磁极位置变化量Δθp的量。

Ka＝(

6)/(1+2cos2Δθp)    …(12)

对上述理由进行说明。当磁极位置变化量Δθp为0且旋转坐标的电流id、iq如式(7)所示为(

0)时，固定坐标的3相电流iU，iV，iW如式(8)所示。

(式7)

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{id}\\ \mathrm{iq}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\sqrt{-\frac{2}{3}}\\ 0\end{array}\right]\·\·\·\left(7\right)$

(式8)

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{iU}\\ \mathrm{iV}\\ \mathrm{iW}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\cos \mathrm{\θ}\\ \cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ \cos (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\·\·\·\left(8\right)$

当存在上述磁极位置变化量Δθp的情况下，3相电流iU，iV，iW如式(9)所示。

(式9)

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{iU}\\ \mathrm{iV}\\ \mathrm{iW}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\cos (\mathrm{\θ}-\mathrm{\Δ\θp})\\ \cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ \cos (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3}+\mathrm{\Δ\θp})\end{array}\right]\·\·\·\left(9\right)$

此时的3相/2相变换式，若设旋转坐标的电流id、iq的振幅为Ka，则变成式(10)。

(式10)

计算该式(10)，设计算值和磁极位置变化量Δθp为0的情况相同且等于式(7)的值，从而式(11)成立。根据式(11)计算振幅Ka，为式(12)。

(式11)

(式12)

$\mathrm{Ka}=\frac{\sqrt{6}}{1+2\cos 2\mathrm{\Δ\θp}}\·\·\·\left(12\right)$

即，振幅Ka，必须为 $\left(\sqrt{6}\right)/(1+2\cos 2\mathrm{\Δ\θp}).$ 通过这么设置，即使存在磁极位置变化量Δθp，也能正确地取得旋转坐标的电流值id，iq。

再次参照图3。计算出d轴电流id和q轴电流iq后，微型计算机MPU参照累加值∑ΔV，在累加值∑ΔV上乘以比例常数，计算用于弱磁场控制的调整值Δid(5)。在图2上将该功能表示为磁场调整值计算42。然后，微型计算机MPU从限制转矩表格中读出对应于所读入的马达目标转矩TM^*、读入的直流电压Vdc以及所计算的旋转速度ω的限制转矩TM^*max，若读入的马达目标转矩TM^*超过TM^*max，则将TM^*max设定为目标转矩T^*。当为TM^*max以下的情况下，将所读入的马达目标转矩TM^*设定为目标转矩T^*(6)。在图2上将该功能表示为转矩限制33。

在接下来的“计算电流目标值”(7)中，微型计算机MPU从第1高效率转矩曲线表格A读出和上述目标转矩T^*相对应的d轴电流id。然后，使用通过“磁场弱化运算”所计算出的Δid和读出的d轴电流id，来计算d轴目标电流id^*。

id^*＝-id-Δid    …(20)

接下来，从第2高效率转矩曲线表格B中读出和上述目标转矩T^*及d轴弱磁场电流Δid相对应的q轴电流值iq。然后，进入接下来的图3所示的“输出运算”(8)。在图2上，将上述的“计算电流目标值”(7)的处理功能表示为d轴电流指令计算35和q轴电流指令计算36。

再次参照图3。在“计算电流目标值”(7)之后，微型计算机MPU将在步骤4中计算的反馈电流id，iq相对于d轴、q轴目标电流id^*、iq^*的偏差δid、δiq，变换为d轴、q轴目标电压Vd^*、Vq^*(8)。然后将d轴、q轴目标电压Vd^*、Vq^*变换成3相电压VU^*、VV^*、VW^*，并更新输出到PWM脉冲发送器5。在更新输出后，基于本次得到的d轴、q轴目标电流id^*、iq^*和电源电压Vdc，来计算弱磁场控制所使用的电压饱和指标m，计算电压饱和计算值ΔV，对ΔV进行累加求和计算出累加值∑ΔV，基于所得到的累加值∑ΔV来计算用于进行下一次弱磁场控制的d轴弱磁场电流Δid。将计算出的d轴弱磁场电流Δid用于下一次的“计算电流目标值”(7)。在图2上，将“输出运算”(8)和“输出变换和输出更新”(9)的处理功能表示为输出运算37、输出变换38、减法器41以及磁场调整值计算42。

再次参照图3，微型计算机MPU在向PWM脉冲发生器50更新输出本次所计算出的3相电压VU^*、VV^*、VW^*后，等待到达下一次重复处理的时间(10)，之后再次进入“读入输入”(2)。并且执行上述“读入输入”(2)以下的处理。在等待下一次重复处理时间到来的期间内，一旦有来自系统控制器的停止指示，则微型计算机MPU就因此而停止用于马达旋转励磁的输出(12)。

上述实施例1，按Δtp间隔，依次将作为多相电动马达之一的3相电动马达的固定坐标的3相(奇数相)电流数字变换为相电流数据，然后通过式(5)所示的固定/旋转坐标变换而变换为旋转坐标的检测电流id、iq。该依次数字变换的顺序是U、V、W相的顺序，如图5(a)所示，在数字变换顺序中以处于中间位置的V相的数字变换为基准时间(所需移相量为0)，将数字变换比该基准时间点超前的相U的相电流数据的磁极位置θ校正为加上超前量Δθp后的值θ+Δθp，而将数字变换比基准时间点滞后的相W的相电流数据的磁极位置θ校正为减去滞后量后的值θ-Δθp，进行固定/旋转坐标变换。

在作为多相马达的之一的5相电动马达的情况下，按Δtp间隔，依次将该电动马达的固定坐标的5相(奇数相)电流数字变换为相电流数据，然后通过5相电动马达情况下的固定/旋转坐标变换即5相/2相变换，而变换为旋转坐标的检测电流id，iq。该依次数字变换的顺序为5相的相序，如图5(b)所示，即在数字变换顺序中以处于中间位置的V相的数字变换为基准时间点(所需移相量为0)，将数字变换比该基准时间点超前的相t的相电流数据的磁极位置θ校正为加上超前量2Δθp后的值θ+2Δθp，将次相u的相电流数据的磁极位置θ校正为加上超前量Δθp后的值θ+Δθp，下一相v的相电流数据为基准相所以移相量为0，将下一相w的相电流数据的磁极位置θ校正为减去滞后量Δθp后的值θ+Δθp，将再下一个相x的相电流数据的磁极位置θ校正为减去滞后量2Δθp后的值θ-2Δθp，并进行5相/2相变换即固定/旋转坐标变换。

(实施例2)

实施例2省略3相电动马达10的3相电流检测传感器14～16之一的16，仅检测2相(U相和V相)的电流，利用上述式(6)的3相/2相变换即固定/旋转坐标变换，来计算d轴和q轴的反馈电流id、iq。即，实施例2的微型计算机MPU在“读入输入”(2)中，如图8(a)所示，在“读入U相电流iU”，(32)中对电流检测传感器14的检测电流信号进行A/D变换，并将其读入，接下来在Δtp之后在“读入V相电流iV”，(33)中对电流传感器15的检测电流信号进行A/D变换，并将其读入，但是不读入W相电流。与此相对应，在“计算电流反馈值”(4)中，如图8(b)所示，使用3相电流内的2相检测电流，通过上式(6)的3相/2相变换，来计算d轴和q轴的反馈电流id，iq(38a)。为了提高3相/2相变换的精度，利用式(6)计算出的旋转坐标的电流id、iq的振幅Kb如式(17)所示。

Kb＝(

6)/〔2sin(2π/3-Δθp)〕    …(17)

对上述理由进行说明，当磁极位置变化量Δθp为0情况下的旋转坐标的电流id、iq，如式(7)所示为

0时，固定坐标的3相电流iU、iV、iW的2相iU、iV，如式(13)所示。

(式13)

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{iU}\\ \mathrm{iV}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\cos \mathrm{\θ}\\ \cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\·\·\·\left(13\right)$

当产生上述的磁极位置变化量Δθp的情况下，3相电流iU、iV、iW的2相iU、iV如式(14)所示。

(式14)

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{iU}\\ \mathrm{iV}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\cos (\mathrm{\θ}-\mathrm{\Δ\θp})\\ \cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\·\·\·\left(14\right)$

若设旋转坐标的电流id、iq的振幅为Kb，则此情况下的3相/2相变换式如式(15)所示。

(式15)

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{id}\\ \mathrm{iq}\end{array}\right]=\mathrm{Kb}\·\left[\begin{array}{cc}\sin (\mathrm{\θ}+\frac{\mathrm{\π}}{3})& \sin (\mathrm{\θ}-\mathrm{\Δ\θp})\\ \cos (\mathrm{\θ}+\frac{\mathrm{\π}}{3})& \cos (\mathrm{\θ}-\mathrm{\Δ\θp})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\cos (\mathrm{\θ}-\mathrm{\Δ\θp})\\ \cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\·\·\·\left(15\right)$

计算上式(15)，通过设计算值和磁极位置变化量Δθp为0的情况相同且等于式(7)的值，则式(16)成立。根据式(16)计算振幅Ka则有式(17)成立。

(式16)

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{iU}\\ \mathrm{iV}\end{array}\right]=\mathrm{Kb}\·\left[\begin{array}{c}\cos (\frac{2\mathrm{\π}}{3}-\mathrm{\Δ\θp})\\ 0\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\sqrt{\frac{3}{3}}\\ 0\end{array}\right]\·\·\·\left(16\right)$

(式17)

$\mathrm{Kb}=\frac{\sqrt{6}}{2\sin (\frac{2\mathrm{\π}}{3}-\mathrm{\Δ\θp})}\·\·\·\left(17\right)$

即，振幅Kb必须为 $\left(\sqrt{6}\right)/\left[2\sin (2\mathrm{\π}/3-\mathrm{\Δ\θp})\right].$ 由此，即使产生磁极位置变化量Δθp的情况下，也能正确地得到旋转坐标的电流值id、iq。

实施例2，按时间间隔Δtp将电流传感器输出的2相的相电流检测信号iU、iV数字变换为相电流数据，如图9(a)所示，在该数字变换顺序中以中间点之后的V相数字变换为基准时间点，将该基准时间点的数字变换的相电流数据iV的磁极位置θ校正为减去相当于上述时间间隔Δtp的磁极变化量之后的值，并使用校正后的值根据式(6)来进行3相/2相变换。也可以在数字变换顺序中以中间点之前的U相的数字变换为基准时间点，将该基准时间点的数字变换的相电流数据iU的磁极位置θ校正为加上相当于上述时间间隔Δtp的磁极变化量之后的值，并使用校正后的值进行3相/2相变换。

在作为多相马达的之一的5相电动马达的情况下，按时间间隔Δtp依次将电流传感器输出的4相相电流检测数据信号变换为相电流数据，如图9(b)所示，在该数字变换顺序中以中间点之后的数字变换(iV)为基准时间点，并和该中间点之前的数字变换(iU)进行对比，将数字变换超前的t相的相电流数据it的磁极位置θ校正为加上超前量Δθp之后的值，将数字变换滞后的v相、w相的相电流数据iv、iw的磁极位置θ校正为减去滞后量Δθp、2Δθp之后的值，并使用校正之后的值来进行5相/2相即固定/旋转坐标变换。

当以中间点之前的数字变换(iu)为基准时间点的情况下，和上述之后的数字变换(iv)进行对比，将数字变换超前的t、u相的相电流数据的磁极位置θ校正为加上超前量2Δθp、Δθp之后的值，而将数字变换滞后的w相的相电流数据iw的磁极位置θ校正为减去滞后量Δθp之后的值，并利用校正后的值来进行5相/2相即固定/旋转坐标变换。

实施例2的其它硬件和功能和上述实施例1相同。

(实施例3)

实施例3的硬件和实施例1相同，用电流传感器14～16来检测电动马达10的U相、V相和W相的电流iU、iV、iW。在实施例3中对电流检测数据iU、iV、iW的磁极位置θ校正了下述值：相当于由电流检测传感器14～16的检测延迟Δts和电流检测信号的数字变换之前的滤波电路(CR滤波器)的延迟时间(时间常数)Δtf所导致的电流检测信号的延迟，即相当于实际对相电流的A/D变换的延迟Δtd＝Δts+Δtf的磁极位置变化量Δθd＝ω×Δtd＝ω×Δts+ω×Δtf的大小，使用下述式(18)的3相/2相变换式来将电流检测数据iU、iV、iW变换成2相电流id、iq。

式(18)-计算本发明方式3的2相电流id、iq-

实施例3的微型计算机MPU和实施例1相同，在“读入输入”(2)中，如图10(a)所示，在“读入U相电流iU”(32)中对电流传感器14的检测电流信号进行A/D变换并将其读入，然后在Δtp后的“读入V相电流iV”(33)中对电流传感器15的检测电流信号进行A/D变换并将其读入，再在Δtp后的“读入W相电流iW”(34)中对电流传感器16的检测电流信号进行A/D变换并将其读入(34)。在“计算电流反馈”(4)中，如图10(b)所示，将电流检测信号A/D变换时间的相间偏差Δtp和所有相共同的电流检测信号的延迟Δtd＝Δts+Δtf，变换为相应时间的磁极位置变化量Δθp和Δθd(37a)。然后，通过使用上述式(18)的3相/2相变换，将电流检测数据iU、iV、iW变换成2相电流id、iq(38b)。实施例3的其它的功能和上述实施例1相同。

(实施例4)

实施例4省略了电动马达10的3相电流传感器14～16之一的16，仅检测2相(U相和V相)电流，对磁极位置θ校正了相当于电流传感器14、15的检测延迟Δts和滤波电路的延迟时间Δtf大小，并利用下述式(19)的3相/2相变换式，将电流检测数据iU、iV、iW变换成2相电流id、iq。

式(19)-计算本发明的方式4的2相电流id、iq-

因此，实施例4的微型计算机MPU，在“读入输入”(2)中，如图11(a)所示，在“读入U相电流iU”(32)中对电流传感器14的检测电流信号进行A/D变换并将其读入，然后在Δtp后的“读入V相电流iU”(33)中对电流传感器15的检测电流信号进行A/D变换并将其读入，却不读入W相电流。在“计算电流反馈”(4)中，如图11(b)所示，将电流检测信号A/D变换时间的相间偏差Δtp和所有相共同的电流检测信号的延迟Δtd＝Δts+Δtf，变换为相应时间的磁极位置变化量Δθp和Δθd(37a)。然后，通过使用3相电流内的2相检测电流，通过上述式(21)的3相/2相变换，来计算d轴和q轴的反馈电流id、iq(38c)。实施例4的其它硬件和功能与上述实施例1相同。

Claims (23)

1.一种电动马达的反馈控制方法，用电流传感器检测多相电动马达的固定坐标的3相以上的相电流，通过固定/旋转坐标变换而变换为旋转坐标的检测电流，并基于该旋转坐标的检测电流和旋转坐标的目标电流来控制上述多相电动马达的各相通电电流，其特征在于，

按时间间隔Δtp依次将上述电流传感器输出的奇数相的相电流检测信号数字变换为相电流数据，在该数字变换顺序中以中间数字变换为基准时间点，将数字变换比该基准时间点超前的相的相电流数据的磁极位置θ校正为加上超前量之后的值，将数字变换滞后于上述基准时间点的相的相电流数据的磁极位置θ校正为减去滞后量之后的值，并使用校正后的值进行上述固定/旋转坐标变换。

2.一种电动马达的反馈控制方法，用电流传感器检测3相电动马达的固定坐标的3相相电流，通过固定/旋转坐标变换而变换为旋转坐标的检测电流，并基于该旋转坐标的检测电流和旋转坐标的目标电流来控制上述3相电动马达的各相通电电流，其特征在于，

按时间间隔Δtp依次将上述电流传感器输出的3相的相电流检测信号数字变换为相电流数据，在该数字变换顺序中以中间数字变换为基准时间点，将数字变换比该基准时间点超前的相的相电流数据的磁极位置θ校正为加上超前量之后的值，将数字变换滞后于上述基准时间点的相的相电流数据的磁极位置θ校正为减去滞后量之后的值，并使用校正后的值进行上述固定/旋转坐标变换。

3.一种电动马达的反馈控制方法，用电流传感器检测多相电动马达的固定坐标的2相以上的相电流，通过固定/旋转坐标变换而变换为旋转坐标的检测电流，并基于该旋转坐标的检测电流和旋转坐标的目标电流来控制上述多相电动马达的各相通电电流，其特征在于，

按时间间隔Δtp依次将上述电流传感器输出的偶数相的相电流检测信号数字变换为相电流数据，在该数字变换顺序中以中间点之前或之后的数字变换为基准时间点，在以该中间点之后为上述基准时间点的情况下，和上述之前的数字变换进行对比，当以该中间点之前为上述基准时间点的情况下，和上述之后的数字变换进行对比，将数字变换超前的相的相电流数据的磁极位置θ校正为加上超前量之后的值，将数字变换滞后的相的相电流数据的磁极位置θ校正为减去滞后量之后的值，并使用校正后的值进行上述固定/旋转坐标变换。

4.一种电动马达的反馈控制方法，用电流传感器检测3相电动马达的固定坐标的2相相电流，通过固定/旋转坐标变换而变换为旋转坐标的检测电流，并基于该旋转坐标的检测电流和旋转坐标的目标电流来控制上述3相电动马达的各相通电电流，其特征在于，

按时间间隔Δtp将上述电流传感器输出的2相的相电流检测信号数字变换为相电流数据，在该数字变换顺序中以中间点之前或之后的数字变换为基准时间点，当以该中间点之后为基准时间点的情况下，将该基准时间点的数字变换的相电流数据的磁极位置θ校正为减去相当于上述时间间隔Δtp的量之后的值，当以该中间点之前为基准时间点的情况下，将该基准时间点的数字变换的相电流数据的磁极位置θ校正为加上相当于上述时间间隔Δtp的量之后的值，并使用校正后的值进行上述固定/旋转坐标变换。

5.根据权利要求1至4任意一项所述的电动马达的反馈控制方法，其特征在于，

在减少通过上述固定/旋转坐标变换而得到的旋转坐标的检测电流相对于固定坐标的相电流的延迟的方向上，将上述固定/旋转坐标变换所使用的固定坐标的相电流所对应的磁极位置θ校正磁极位置变化量Δθs的大小，上述磁极位置变化量Δθs是在上述电流传感器的相电流检测信号的变化相对于固定坐标的相电流变化的延迟时间Δts期间的磁极位置变化量。

6.根据权利要求1至4任意一项所述的电动马达的反馈控制方法，其特征在于，

在减少通过上述固定/旋转坐标变换而得到的旋转坐标的检测电流相对于固定坐标的相电流的延迟的方向上，将上述固定/旋转坐标变换所使用的固定坐标的相电流所对应的磁极位置θ校正磁极位置变化量Δθf的大小，上述磁极位置变化量Δθf是在上述数字变换之前由于对上述相电流检测信号应用滤波处理所引起的延迟时间Δtf期间的磁极位置变化量。

7.根据权利要求5所述的电动马达的反馈控制方法，其特征在于，

在减少通过上述固定/旋转坐标变换而得到的旋转坐标的检测电流相对于固定坐标的相电流的延迟的方向上，将上述固定/旋转坐标变换所使用的固定坐标的相电流所对应的磁极位置θ校正磁极位置变化量Δθf的大小，上述磁极位置变化量Δθf是在上述数字变换之前由于对上述相电流检测信号应用滤波处理所引起的延迟时间Δtf期间的磁极位置变化量。

8.根据权利要求1至4任意一项所述的电动马达的反馈控制方法，其特征在于，

与上述固定坐标的相电流所对应的磁极位置θ的校正量相对应，对上述固定/旋转坐标变换的旋转坐标的检测电流的振幅进行校正。

9.根据权利要求5所述的电动马达的反馈控制方法，其特征在于，

与上述固定坐标的相电流所对应的磁极位置θ的校正量相对应，对上述固定/旋转坐标变换的旋转坐标的检测电流的振幅进行校正。

10.一种电动马达的反馈控制装置，其特征在于，

具有：

生成多相电动马达的旋转坐标的目标电流的单元；

对上述多相电动马达的固定坐标的3相以上的相电流进行检测的电流传感器；

按时间间隔Δtp依次将上述电流传感器输出的奇数相的相电流检测信号数字变换为相电流数据的单元；

对上述多相电动马达的磁极位置θ进行检测的单元；

在上述数字变换顺序中以中间数字变换为基准时间点，将数字变换比该基准时间点超前的相的相电流数据的磁极位置θ校正为加上超前量之后的值，将数字变换滞后于上述基准时间点的相的相电流数据的磁极位置θ校正为减去滞后量之后的值，并使用校正后的值，通过固定/旋转坐标变换将固定坐标的相电流数据变换为旋转坐标的检测电流的单元；以及

基于上述旋转坐标的检测电流和上述目标电流来控制上述多相电动马达的各相通电电流的单元。

11.一种电动马达的反馈控制装置，其特征在于，

具有：

生成3相电动马达的旋转坐标的目标电流的单元；

对上述3相电动马达的固定坐标的3相的相电流进行检测的电流传感器；

按时间间隔Δtp依次将上述电流传感器输出的3相的相电流检测信号数字变换为相电流数据的单元；

对上述多相电动马达的磁极位置θ进行检测的单元；

在上述数字变换顺序中以中间的数字变换为基准时间点，将数字变换比该基准时间点超前的相的相电流数据的磁极位置θ校正为加上超前量之后的值，将数字变换滞后于上述基准时间点的相的相电流数据的磁极位置θ校正为减去滞后量之后的值，并使用校正后的值，通过固定/旋转坐标变换将固定坐标的相电流数据变换为旋转坐标的检测电流的单元；以及

基于上述旋转坐标的检测电流和上述目标电流来控制上述多相电动马达的各相通电电流的单元。

12.一种电动马达的反馈控制装置，其特征在于，

具有：

生成多相电动马达的旋转坐标的目标电流的单元；

对上述多相电动马达的固定坐标的2相以上的相电流进行检测的电流传感器；

按时间间隔Δtp依次将上述电流传感器输出的偶数相的相电流检测信号数字变换为相电流数据的单元；

对上述多相电动马达的磁极位置θ进行检测的单元；

在上述数字变换顺序中以中间点之前或之后的数字变换为基准时间点，当以该中间点之后为上述基准时间点的情况下，和上述之前的数字变换进行对比，当以该中间点之前为上述基准时间点的情况下，和上述之后的数字变换进行对比，将数字变换超前的相的相电流数据的磁极位置θ校正为加上超前量之后的值，将数字变换滞后的相的相电流数据的磁极位置θ校正为减去滞后量之后的值，并使用校正后的值，通过固定/旋转坐标变换将固定坐标的相电流数据变换为旋转坐标的检测电流的单元；以及

基于上述旋转坐标的检测电流和上述目标电流来控制上述多相电动马达的各相通电电流的单元。

13.一种电动马达的反馈控制装置，其特征在于，

具有：

生成3相电动马达的旋转坐标的目标电流的单元；

对上述多相电动马达的固定坐标的2相的相电流进行检测的电流传感器；

按时间间隔Δtp依次将上述电流传感器输出的2相的相电流检测信号数字变换为相电流数据的单元；

对上述多相电动马达的磁极位置θ进行检测的单元；

在该数字变换顺序中以中间点之前或之前后的数字变换为基准时间点，当以该中间点之后为基准时间点的情况下，将该基准时间点的数字变换的相电流数据的磁极位置θ校正为减去相当于上述时间间隔Δtp的量之后的值，当以该中间点之前为基准时间点的情况下，将该基准时间点的数字变换的相电流数据的磁极位置θ校正为加上相当于上述时间间隔Δtp的量之后的值，并使用校正后的值，通过固定/旋转坐标变换将固定坐标的相电流数据转换为旋转坐标的检测电流的单元；以及

基于上述旋转坐标的检测电流和上述目标电流来控制上述3相电动马达的各相通电电流的单元。

14.根据权利要求10至13任意一项所述的电动马达的反馈控制装置，其特征在于，

上述生成目标电流的单元包括高效率转矩曲线表格，该高效率转矩曲线表格保存有在上述电动马达的各旋转速度下以最低功率消耗来产生各目标转矩的各目标电流，从该高效率转矩曲线表格中读出与被提供的目标转矩对应的目标电流。

15.根据权利要求14所述的电动马达的反馈控制装置，其特征在于，

上述生成目标电流的单元包括基于供给上述电动马达的电源电压和与目标电流对应的目标电压导出弱磁场电流的单元，通过该单元将目标电流校正为从上述高效率转矩曲线表格所读出的目标电流中减去相当于该弱磁场电流之后的值。

16.根据权利要求10至13任意一项所述的电动马达的反馈控制装置，其特征在于，

上述变换单元，在减少通过上述固定/旋转坐标变换而得到的旋转坐标的检测电流相对于固定坐标的相电流的延迟的方向上，将上述固定/旋转坐标变换所使用的固定坐标的相电流所对应的磁极位置θ校正磁极位置变化量Δθs的大小，该磁极位置变化量Δθs是在上述电流传感器的相电流检测信号的变化相对于固定坐标的相电流的变化的延迟时间Δts期间的磁极位置变化量。

17.根据权利要求15所述的电动马达的反馈控制装置，其特征在于，

上述变换单元，在减少通过上述固定/旋转坐标变换而得到的旋转坐标的检测电流相对于固定坐标的相电流的延迟的方向上，将上述固定/旋转坐标变换所使用的固定坐标的相电流所对应的磁极位置θ校正磁极位置变化量Δθs的大小，该磁极位置变化量Δθs是在上述电流传感器的相电流检测信号的变化相对于固定坐标的相电流的变化的延迟时间Δts期间的磁极位置变化量。

18.根据权利要求10至13任意一项所述的电动马达的反馈控制装置，其特征在于，

上述变换单元，在减少通过上述固定/旋转坐标变换而得到的旋转坐标的检测电流相对于固定坐标的相电流的延迟的方向上，将上述固定/旋转坐标所使用的固定坐标的相电流所对应的磁极位置θ校正磁极位置变化量Δθf大小，该磁极位置变化量Δθf是在上述数字变换之前由于对上述相电流检测信号应用滤波处理所导致的延迟时间Δtf期间的磁极位置变化量。

19.根据权利要求17所述的电动马达的反馈控制装置，其特征在于，

上述变换单元，在减少通过上述固定/旋转坐标变换而得到的旋转坐标的检测电流相对于固定坐标的相电流的延迟的方向上，将上述固定/旋转坐标所使用的固定坐标的相电流所对应的磁极位置θ校正磁极位置变化量Δθf大小，该磁极位置变化量Δθf是在上述数字变换之前由于对上述相电流检测信号应用滤波处理所导致的延迟时间Δtf期间的磁极位置变化量。

20.根据权利要求10至13任意一项所述的电动马达的反馈控制装置，其特征在于，

上述变换单元，与固定坐标的相电流所对应的磁极位置θ的上述校正量相对应，对上述固定/旋转坐标变换的旋转坐标的检测电流的振幅进行校正。

21.根据权利要求19所述的电动马达的反馈控制装置，其特征在于，

上述变换单元，与固定坐标的相电流所对应的磁极位置θ的上述校正量相对应，对上述固定/旋转坐标变换的旋转坐标的检测电流的振幅进行校正。

22.根据权利要求10至13任意一项所述的电动马达的反馈控制装置，其特征在于，

上述电动马达是装备在车辆上对该车辆的车轮进行旋转驱动的车用电动马达。

23.根据权利要求21所述的电动马达的反馈控制装置，其特征在于，

上述电动马达是装备在车辆上对该车辆的车轮进行旋转驱动的车用电动马达。

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