JP2010154598A - センサレス電動機制御装置および駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 低トルク（低電流）から高トルク（高電流）にわたって位置角算出の精度を高くし低トルク（低電流）での電力損失は抑制する。
【解決手段】 突極性を有する回転子を有する電動機１０の磁極位置を検出するセンサを用いずに、前記電動機に高調波電圧を重畳して、前記電動機の回転子の磁極位置を推定する磁極位置推定手段４５；を備えるセンサレス電動機制御装置において、前記電動機１０のトルクまたは電流の大きさに基づいて、前記高調波電圧の大きさを変更する高調波電圧制御手段３３；を備えることを特徴とする。電動機電流の特定周波数成分の特定高調波電流が、目標の高調波電流となるように前記高調波電圧の大きさを制御し、電動機のトルクまたは電流の大きさが大きいほど該目標の高調波電流を大きくし、電動機のトルクまたは電流の大きさが小さいほど該目標の高調波電流を小さくする。
【選択図】 図２

Description

本発明は、電動機の駆動制御装置に関し、特に、電動機に流れる高調波電流に基づいて回転子の位置角を算出してベクトル制御演算の位置角に用いるセンサレスベクトル制御装置に関する。本発明のセンサレス電動機制御装置は例えば、電動機で車輪を駆動する電気自動車（ＥＶ）、および、更にエンジンで駆動されてバッテリを充電する電動機を備える電気自動車（ＨＥＶ）に使用することができる。

特許文献１は、高調波電流発生器１０が発生する高調波電流を、電動機ベクトル制御の２軸目標電流ｉｄ，ｉｑの一方ｉｄに重畳（加算）し、電動機電圧を検出して該電圧からｑ軸電圧を算出し、それを微分して位置差検出器１５で位置差を算出する、ギャップ磁束に着目した位置角の算出を記載している。特許文献２は、電動機ベクトル制御のｄ軸電圧指令，電動機のｄ軸電流およびｑ軸電流に基づいて電動機の誘起電圧を算出し、該誘起電圧に基づいて位置角θを算出する位置演算が記載されている。
特開平１１−２９９２９９号公報 特開２００７−２３６０１５号公報

ベクトル制御による電動機のセンサレス駆動制御における位置角算出技術には、これらのほかに、電動機に高周波電流を通電し、あるいは電動機電流の高周波（高調波）成分に着目して、高周波電流又は高周波電流と電圧に基づいて、直交２軸のインダクタンスＬｄ，Ｌｑを推定し、Ｌｄ，Ｌｑをパラメータとして位置角を算出する、高周波利用の位置角算出もある。

高周波利用の位置角算出では、直交２軸のインダクタンスＬｄ，Ｌｑに着目するが、電動機に注入する高調波電流、あるいは電動機電流の高調波成分、によって電動機に電力損失を生じ、ノイズが発生するため、高調波電流又は高調波電流は小さくするのが好ましいが、小さくするとＬｄ，Ｌｑ算出のＳ／Ｎ比が低下し、位置角算出の誤差が大きくなる。

また、車載用モータに多い小型高出力モータにおいては、高トルク（高電流）駆動になるほど磁気飽和がおこり、突極比（Ｌｑ／Ｌｄ）が小さくなる（１に近くなる）ため、位置角算出の精度が低下する。すなわち、高調波電流又は高調波電流に対する直交２軸インダクタンスＬｄ，Ｌｑは、図５に示す、ステータのＩ／φカーブの接線角度となるダイナミックインダクタンスであるが、Ｉ／φカーブの飽和域近くでは、すなわち高トルク（高電流）領域では、Ｌｄ，Ｌｑともに０近くになり、電流Ｉの高低変化に対してＬｄ，Ｌｑの変化量が小さく、高調波電流又は高調波電流と電圧に基くＬｄ，Ｌｑ算出値のＳ／Ｎ比が低下し、Ｌｄ，Ｌｑをパラメータとする位置角算出の精度が低下する。

本発明は、低トルク（低電流）から高トルク（高電流）にわたって位置角算出の精度を高くし低トルク（低電流）での電力損失は抑制することを目的とする。

（１）突極性を有する回転子を有する電動機(10)の磁極位置を検出するセンサを用いずに、前記電動機に高調波電圧を重畳して、前記電動機の回転子の磁極位置を推定する磁極位置推定手段(45)；を備えるセンサレス電動機制御装置において、
前記電動機(10)のトルクまたは電流の大きさに基づいて、前記高調波電圧の大きさを変更する高調波電圧制御手段(33)；を備えることを特徴とする、センサレス電動機制御装置。

なお、理解を容易にするためにカッコ内には、図面に示し後述する実施例の対応又は相当要素又は事項の符号を、例示として参考までに付記した。以下も同様である。

これにより、電動機の電流値が大きい高トルクでは、磁気飽和によって突極比（Ｌｑ／Ｌｄ）が小さくなるため位置角の検出精度が悪化し、逆に電動機の電流値が小さい低トルクでは、突極比（Ｌｑ／Ｌｄ）が大きいため位置角の検出精度を確保できる。このため、電動機のトルクまたは電流の大きさに基づいて、高調波電圧（Vdh^*,Vqh^*）の大きさを変更することによって、位置角算出精度を向上の向上と、電力損失およびノイズの抑制を両立させることができる。

（２）前記高調波電圧制御手段(33)は、前記電動機の電流の特定周波数成分の特定高調波電流が、目標の高調波電流となるように前記高調波電圧の大きさを制御し、前記電動機のトルクまたは電流の大きさが大きいほど該目標の高調波電流を大きくし、前記電動機のトルクまたは電流の大きさが小さいほど該目標の高調波電流を小さくし；
前記磁極位置推定手段(45)は、該特定高調波電流に基づいて磁極位置を推定する；
上記（１）に記載のセンサレス電動機制御装置。

すなわち、位置角算出に用いる、電動機が発生する高調波電流のレベルを目標値に制御する高調波電流レベル制御システムを構成し、該目標値を操作することにより、電動機の電流値が大きい高トルクでは目標値を大きくして高調波電流レベルを高くして位置角算出の誤差を小さくし、電動機の電流値が小さい低トルクでは、位置角算出精度が高いので、目標値を小さく高調波電流レベルを低くして高調波電流による電力損失およびノイズを低減する。

（３）前記高調波電圧制御手段(33)は、前記電動機の電流の特定周波数成分の特定高調波電流が、目標の高調波電流となるように前記高調波電圧の大きさを制御し、前記電動機のトルクまたは電流に対応した前記目標の高調波電流の振幅データ(35)、ならびに、前記特定高調波電流の振幅が該目標の高調波電流の振幅データから求めた目標振幅になるように前記特定高調波電圧を制御する手段(34,36〜39)、を含む；請求項２に記載のセンサレス電動機制御装置。

これによれば、振幅データを容易に得ることが出来、特定高調波電流を容易に制御することができる。

（４）前記センサレス電動機制御装置は、更に、第１電動機の３相電流を直交２軸電流に変換し、該直交２軸電流を直交２軸目標電流と合わせるための２軸電圧指令値(Vd^*,Vq^*)を算出し、該２軸電圧指令値を３相電圧指令値に変換して前記第１電動機を制御するベクトル制御部(31,32,41〜49)を含み；
前記高調波電圧制御手段(33)は、前記２軸電圧指令値(Vd^*,Vq^*)に前記高調波電圧を重畳し、前記特定高調波電流は、前記直交２軸電流の特定周波数成分である；上記（１）乃至（３）のいずれか１つに記載のセンサレス電動機制御装置。

本発明の他の目的および特徴は、図面を参照した以下の実施例の説明より明らかになろう。

図１に、本発明の第１実施例の概要を示す。制御対象電動機である電気モータ１０は、この実施例では、車両に搭載されており車輪を回転駆動するための永久磁石埋込み形同期電動機であって、ロータに永久磁石を内蔵したものであり、ステータにはＵ相，Ｖ相及びＷ相の３相コイル１１〜１３がある。電気モータ１０には、電圧型インバータ１６が、車両上のバッテリ１７の電力を供給する。

車両上の蓄電池であるバッテリ１７には、車両上の電装部が電源オンのときには、１次側コンデンサ１８が接続されて、バッテリ１７と共に１次側直流電源を構成する。電圧センサ１９が、１次側コンデンサ１８の電圧（車両上バッテリ１７の電圧）を表わす電圧検出信号Ｖｄｃをモータ制御装置３０に与える。この実施例では、電圧センサ１９に、分圧抵抗を用いた。１次側直流電源の正極（＋ライン）には、コンバータ２０のリアクトル２１の一端が接続されている。

コンバータ２０には更に、該リアクトル２１の他端と１次側直流電源の負極（−ライン）の間をオン，オフする昇圧用スイッチング素子である昇圧用半導体スイッチ２２，２次側コンデンサ２７の正極と前記他端との間をオン，オフする回生用スイッチング素子である回生用半導体スイッチ２３、および、各半導体スイッチ２２，２３に並列に接続された各ダイオード２４，２５がある。

昇圧用半導体スイッチ２２をオン（導通）にすると１次側直流電源（１７，１８）からリアクトル２１を介してスイッチ２２に電流が流れ、これによりリアクトル２１が蓄電し、スイッチ２２がオフ（非導通）に切換るとリアクトル２１がダイオード２５を通して２次側コンデンサ２７に高圧放電する。すなわち１次側直流電源の電圧よりも高い電圧を誘起して２次側コンデンサ２７を充電する。スイッチ２２のオン，オフを繰り返すことにより、２次側コンデンサ２７の高圧充電が継続する。すなわち、高い電圧で２次側コンデンサ２７が充電される。一定周期でこのオン，オフを繰り返すと、オン期間の長さに応じてリアクトル２１が蓄積する電力が上昇するので、該一定周期の間のオン時間（オンデューティ：該一定周期に対するオン時間比）を調整することによって、すなわちＰＷＭ制御によって、１次側直流電源１７，１８からコンバータ２０を介して２次側コンデンサ２７に給電する速度（力行用の給電速度）を調整することが出来る。

回生用半導体スイッチ２３をオン（導通）にすると、２次側コンデンサ２７の蓄積電力が、スイッチ２３およびリアクトル２１を通して、１次側直流電源１７，１８に与えられる（逆給電：回生）。この場合も、一定周期の間のスイッチ２３のオン時間を調整することによって、すなわちＰＷＭ制御によって、２次側コンデンサ２７からコンバータ２０を介して１次側直流電源１７，１８に逆給電する速度（回生用の給電速度）を調整することができる。

電圧型インバータ１６は、６個のスイッチングトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６を備え、ドライブ回路２９が並行して発生する６連の駆動信号の各連によってトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６をオン（導通）駆動して、２次側コンデンサ２７の直流電圧（コンバータ２０の出力電圧すなわち２次電圧）を３連の、位相差が２π／３の交流電圧、すなわち３相交流電圧に変換して、電気モータ１０の３相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）のステータコイル１１〜１３のそれぞれに印加する。これにより電気モータ１０のステータコイル１１〜１３のそれぞれに各相電流ｉＵ，ｉＶ，ｉＷが流れ、電気モータ１０のロータが回転する。ＰＷＭパルスによるトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６のオン／オフ駆動（スイッチング）に対する電力供給能力を高くしかつ電圧サージを抑制するために、インバータ１６の入力ラインである、コンバータ２０の２次側出力ラインには、大容量の２次側コンデンサ２７が接続されている。これに対して１次側直流電源を構成する１次側コンデンサ１８は、小型かつ低コストの小容量のものであり、１次側コンデンサ１８の容量は、２次側コンデンサ２７の容量よりもかなり小さい。電圧センサ２８が、コンバータ２０の２次電圧Ｖｕｃを検出してモータ制御装置３０に与える。電気モータ１０のステータコイル１１，１２に接続した給電線には、ホールＩＣを用いた電流センサ１４，１５が装着されており、それぞれ、相電流ｉＶ，ｉＷを検出し電流検出信号（アナログ電圧）を発生し、モータ制御装置３０に与える。

図２に、モータ制御装置３０の機能構成を示す。モータ制御装置３０は、本実施例では、ＤＳＰ(Digital Signal Processer)を主体とする電子制御装置であり、ドライブ回路２９，電流センサ１４，１５，１次電圧センサ１９および２次電圧センサ２８との間の、図示しないインターフェイス（信号処理回路）を含み、さらに、前記車両上の図示しない車両走行制御システムのメインコントローラとの間の、図示しないインターフェイス（通信回路）も含む。

図２を参照すると、位置演算４５が、電気モータ１０のロータの回転角度（磁極位置）θを算出し、速度演算４６が回転角度θに基づいて回転速度（角速度）ωを算出する。なお、正確にいうと、電気モータ１０のロータの回転角度と磁極位置とは同一ではないが、両者は比例関係にあり比例係数が電気モータ１０の磁極数ｐによって定まる。また、回転速度と角速度とは同一ではないが、両者も比例関係にあり比例係数が電気モータ１０の磁極数ｐによって定まる。本書においては、回転角度θは磁極位置を意味する。回転速度ωは角速度を意味するが、回転速度を意味する場合もある。

図示しない車両走行制御システムのメインコントローラが、モータ目標トルクＴＭ^*をモータ制御装置３０の制御装置３０に与える。なお、該メインコントローラは、前記車両の車速及びアクセル開度に基づいて車両要求トルクＴＯ^*を算出し、該車両要求トルクＴＯ^*に対応してモータ目標トルクＴＭ^*を発生して、制御装置３０に与える。制御装置３０は、電気モータ１０の回転速度ωrpmをメインコントローラに出力する。

モータ制御装置３０は、トルク指令制限３１によって、コンバータ２０の出力電圧（２次電圧）の上限値Ｖmaxおよび回転速度ωに対応する制限トルクＴＭ^*maxを制限トルクテーブル（ルックアップテーブル）から読み出して、目標トルクＴＭ＊がＴＭ＊maxを超えていると、ＴＭ^*maxを目標トルクＴ^*に定める。ＴＭ＊max以下のときには、モータ目標トルクＴＭ^*を目標トルクＴ^*に定める。このような制限を加えて生成したモータ目標トルクＴ^*が、出力演算３２に与えられ、また、２次目標電圧算出に用いられる。

なお、制限トルクテーブルは、２次電圧の上限値Ｖmaxおよび回転速度範囲内の電圧の各値をアドレスとし、該各値で電気モータ１０に生起させることができる最大トルクを制限トルクＴＭ^*maxとして書込んだメモリ領域であり、本実施例では制御装置３０内の図示しないＲＡＭの１メモリ領域を意味する。制限トルクＴＭ^*maxは、２次電圧の上限値Ｖmaxが高いほど大きく、低いほど小さい。また、回転速度ωが低いほど大きく、高いほど小さい。

モータ制御装置３０内には、該制限トルクテーブルのデータＴＭ^*maxを書込んだ不揮発性メモリがあり、制御装置３０に動作電圧が印加されて制御装置３０が、自身および図１に示すモータ駆動システムを初期化する過程で、不揮発性メモリから読み出してＲＡＭに書き込む。制御装置３０にはその他の同様なルックアップテーブルが複数あり後に言及するが、これらも、制限トルクテーブルと同様に、不揮発性メモリにあった参照データが書き込まれた、ＲＡＭ上のメモリ領域を意味する。

モータ制御装置３０は、目標トルクＴ^*と回転速度ωに基づいて「力行」か「回生」かを判定して、「力行」であると「力行」グループ内の、「回生」であると「回生」グループ内の、目標トルクＴ^*に割り当てられた２次目標電圧テーブルから、電動機１０ｍの回転速度ωに割り当てられた２次目標電圧Ｖｕｃ^*を読み出し、センサ２８が検出する２次電圧が目標電圧Ｖｕｃ^*に合致するように、ドライブ回路２６を解してコンバータ２０を制御する。

モータ制御装置３０は、出力演算３２，モータ電流制御４２および電圧変換４３によって、電気モータ１０のロータにおける磁極対の方向にｄ軸を、該ｄ軸と直角の方向にｑ軸をそれぞれ採った、公知のｄ−ｑ軸モデル上のベクトル制御演算、による、モータ電流のフィードバック制御を行う。そこで制御装置３０は、電流センサ１４，１５の電流検出信号ｉＶ，ｉＷをデジタル変換して読込み、電流帰還演算４９にて、公知の固定／回転座標変換である３相／２相変換を用いて、固定座標上の３相電流値ｉＵ，ｉＶ，ｉＷを、回転座標上のｄ軸およびｑ軸の２相電流値ｉｄ，ｉｑに変換する。なお、ｉＵ＋ｉＶ＋ｉＷ＝０であるので、これに基づいてｉＵは算出される。

１つのルックアップテーブルである第１高効率トルク曲線テーブルＡが出力演算３２にあり、この第１高効率トルク曲線テーブルＡには、モータ速度ωおよびモータ目標トルクＴ^*に対応付けられた、各モータ速度で各目標トルクＴ＊を発生するための各ｄ軸電流値ｉｄが書き込まれている。

ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑの各値に対応して電気モータの出力トルクが定まるが、１つの回転速度値に対して、すなわち同一のモータ回転速度において、同一トルクを出力するためのｉｄ，ｉｑの組合せが無数にあり、定トルクカーブ上にある。定トルクカーブ上に、最も電力使用効率が高い（最低電力消費の）ｉｄ，ｉｑの組合せがあり、そこが高効率トルク点である。複数のトルクカーブ上の高効率トルク点を連ねる曲線が、高効率トルク曲線であって各回転速度に対して存在する。モータの回転速度宛ての高効率トルク曲線上の、与えられたモータ目標トルクＴ^*の位置のｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを目標電流値として電気モータ１０の付勢を行うことにより、目標トルクＴ^*を電気モータ１０が出力し、しかもモータ付勢の電力使用効率が高い。

本実施例では、高効率トルク曲線を、ｄ軸の値を表す第１高効率トルク曲線Ａと、ｑ軸の値を表わす第２高効率トルク曲線Ｂの、２系統に分け、しかも、第１高効率トルク曲線Ａは、力行領域に適用するものと回生領域に適用するものを対にしたものとし、いずれもモータ回転速度と目標トルクに対するｄ軸目標電流を表すものである。

第１高効率トルク曲線テーブルＡは、目標トルクＴ＊に宛てられた、最低電力消費で目標トルクを発生するためのｄ軸目標電流を書込んだメモリ領域であり、力行用の力行テーブルＡ１と、回生用の回生テーブルＡ２をあわせた１対で構成されている。力行用と回生用のいずれのテーブルを用いるかは、電気モータの回転速度ωと与えられる目標トルクＴ^*に基づいて、力行か回生かを判定し、判定結果に従って決定する。

制御装置３０は、「出力演算」３２の中のｄ軸電流指令の算出では、トルク指令制限によって決定した目標トルクＴ^*に対応して第１高効率トルク曲線テーブルＡから読出したｄ軸電流値ｉｄから、ｄ軸弱め界磁電流Δｉｄを減算して、ｄ軸目標電流ｉｄ^*を、ｉｄ^*＝−ｉｄ−Δｉｄ、と算出する。

ｑ軸電流指令の算出では、出力演算３２にある第２高効率トルク曲線テーブルＢを用いる。第２高効率トルク曲線テーブルＢは、高効率トルク曲線の、ｑ軸の値を表わす第２高効率トルク曲線Ｂを更に、ｄ軸弱め界磁電流Δｉｄと対のｑ軸弱め界磁電流Δｉｑを減算したｑ軸目標電流を表わす曲線に補正し、補正後の第２高効率トルク曲線Ｂのデータ、を格納したものである。第２高効率トルク曲線テーブルＢは、目標トルクＴ＊およびｄ軸弱め界磁電流Δｉｄに宛てられた、最低電力消費で目標トルクを発生するためのｄ軸目標電流、すなわち、補正後の第２高効率トルク曲線Ｂの目標電流値、を書込んだメモリ領域であり、これも、力行用の力行テーブルＢ１と、回生用の回生テーブルＢ２をあわせた１対で構成されている。力行用と回生用のいずれを用いるかは、電気モータの回転速度ωと目標トルクＴ＊に基づいて、力行か回生かを判定し、判定結果にしたがって決定する。

ｑ軸電流指令の算出では、目標トルクＴ＊およびｄ軸弱め界磁電流Δｉｄに宛てられたｑ軸目標電流ｉｑ^*を、第２高効率トルク曲線テーブルＢから読み出してｑ軸電流指令とする。

モータ制御装置３０は、減算４１ｄ，４１ｑおよびモータ電流制御４２にて、ｄ軸目標電流ｉｄ^*とｄ軸電流ｉｄとの電流偏差δｉｄ、及びｑ軸目標電流ｉｑ^*とｑ軸電流ｉｑとの電流偏差δｉｑを算出し、各電流偏差δｉｄ，δｉｑに基づいて、比例制御及び積分制御（フィードバック制御のＰＩ演算）を行い、その出力に基づいて、電圧変換４３にて、出力電圧としてのｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を算出する。

次に、回転／固定座標変換である２相／３相変換４７にて、回転座標上の目標電圧ｖｄ^*及びｖｑ^*を、２相／３相変換に従って固定座標上の３相目標電圧ＶＵ^*，ＶＶ^*，ＶＷ^*に変換して、ＰＷＭパルス発生器４８に送る。電圧制御モードが２相変調であるときには、２相目標電圧に変調してＰＷＭパルス発生器４８に送る。ＰＷＭパルス発生器４８は、各相目標電圧が与えられると、それら各値の電圧を出力するための、ＰＷＭパルスＭＵ，ＭＶ，ＭＷに変換して、図１に示されるドライブ回路２９に出力する。ドライブ回路２９は、ＰＷＭパルスＭＵ，ＭＶ，ＭＷに基づいて６連の駆動信号を並行して発生し、各連の駆動信号で、電圧型インバータ１６のトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６のそれぞれをオン／オフする。これにより、電気モータ１０のステータコイル１１〜１３のそれぞれに、各相目標電圧が印加され、相電流ｉＵ，ｉＶおよびＩＷが流れる。２相変調モードの各相目標電圧が与えられると、ＰＷＭパルス発生器は、２相はＰＷＭパルスを発生し残りの１相はオン又はオフ（定電圧出力）信号とする。１pulse変調モードの各相目標電圧が与えられると、各相を矩形波通電とする通電区間信号を出力する。

なお、弱め界磁電流演算では、弱め界磁制御のためのパラメータである電圧飽和指標ｍを算出する。すなわち、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*に基づいて、電圧飽和の程度を表す値として、電圧飽和算定値ΔＶを算出し、界磁調整代を算出する。界磁調整代の算出では、ΔＶを積算し、積算値ΣΔＶが正の値を採る場合、積算値ΣΔＶに比例定数を乗算して弱め界磁制御を行うためのｄ軸弱め界磁電流Δｉｄを算出し、正の値に設定し、電圧飽和算定値ΔＶ又は積算値ΣΔＶが零以下の値を採る場合、前記調整値Δｉｄおよび積算値ΣΔＶを零にする。調整値Δｉｄは、ｄ軸電流指令の算出およびｑ軸電流指令の算出において使用する。

回転子の位置角であるロータの回転角度（磁極位置）θは、位置演算４５が、モータ１０の３相電流に含まれる特定周波数の高調波電流（特定高調波電流）とその電圧に基く、高調波対応の直交２軸インダクタンスＬｄ，Ｌｑを介する位置角演算によって算出する。算出された位置角θは、速度演算４６においてモータ回転速度ωの算出に用いられ、また、２相／３相変換４７および３相／２相変換においても相変換に用いられる。

モータ１０の高調波電流のレベルを制御する本実施例では、高調波電圧制御３３Ａで、モータ１０に流れる特定高調波電流を、低目標トルク（低電流値）では低レベルに、目標トルクが高くなるに連れて高レベルに制御するための特定高調波電圧指令Ｖｄｈ^*，Ｖｑｈ^*を生成して、加減算４４ｄ，４４ｑによって直交２軸の目標電圧値Ｖｄ^*，Ｖｑ^*に加算する。これにより、２相／３相変換４７には、特定高調波電圧指令Ｖｄｈ^*，Ｖｑｈ^*が重畳した電圧指令が与えられる。高調波電圧制御３３Ａが発生する特定高調波電圧指令Ｖｄｈ^*，Ｖｑｈ^*（瞬時値）、および、電流帰還演算４９が算出した２相電流値ｉｄ，ｉｑからバンドパスフィルタ５０が抽出した特定高調波（本例では５次又は６次高調波）の電流ｉｄｈ，ｉｑｈが位置演算４５に与えられ、これらの値に対応する位置角θを位置演算４５が算出し、出力する。

本実施例の高調波電圧制御３３Ａには、特定高調波電流ｉｄｈ，ｉｑｈの振幅を算出する振幅計算３４、ならびに、目標トルク各値をアドレスとし各目標トルクに対応付けた特定高調波振幅データを格納した高調波振幅テーブル（ＲＡＭの一領域のデータ群）３５ａがある。テーブル３５ａからは、目標トルクＴ^*に対応付けられている特定高調波振幅（特定高調波電流の目標振幅）が読み出される。一方、モータ１０に流れている特定高調波電流ｉｄｈ，ｉｑｈ（バンドパスフィルタ５０が抽出）のベクトル合成値の振幅Ａｉ（フィードバック値）を振幅計算３４が算出する。テーブル３５ａから読み出した目標振幅に対するフィードバック振幅の差分が、ＰＩ（比例・積分）３７，３７に与えられ、ＰＩ演算値にリミッタ３８で上，下制限をかけ、そして電圧変換３９で特定高調波電圧指令Ｖｄｈ^*，Ｖｄｑｈ^*に変換されて、加算４４ｄ，４４ｑおよび位置演算４５に出力される。つまり、第１実施例の高調波電圧制御３３Ａは、モータ１０の特定高調波電流ｉｄｈ，ｉｑｈを目標振幅に制御するフィードバック制御を行う。

高調波振幅テーブル３５ａには、目標トルク各値に対応して、それが高いほど高レベル、低いほど低レベルの特定高調波振幅を書き込んでいるので、高トルク（高電流）での位置角算出の精度が高くなり、低トルク（低電流）での電力損失が小さくなる。

図３に、第２実施例のモータ制御装置３０の機能構成を示す。この第２実施例では、モータの３相電流を３相／２相変換で直交２軸値に変換したｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流のベクトル合成値すなわち直交２軸座標での目標電流値ｉｏを、ベクトル演算４０で算出する。テーブル３５ｂには、目標トルクＴ^*対応の目標電流値ｉｏの各値をアドレスとして、特定高調波振幅（目標振幅）が格納されている。テーブル３５ｂから読み出した、現在の目標電流値ｉｏに対応付けられている特定高調波振幅（目標振幅）に対する、振幅計算３４が算出した、特定高調波電流ｉｄｈ，ｉｑｈ（バンドパスフィルタ５０が抽出）のベクトル合成値の振幅Ａｉ（フィードバック値）の差分を、ＰＩ（比例・積分）３７，３７に与え、ＰＩ演算値にリミッタ３８で上，下制限をかけ、そして電圧変換３９で特定高調波電圧指令Ｖｄｈ^*，Ｖｄｑｈ^*に変換して、加算４４ｄ，４４ｑおよび位置演算４５に出力する。つまり、第２実施例の高調波電圧制御３３Ｂも、モータ１０の特定高調波電流ｉｄｈ，ｉｑｈを目標振幅に制御するフィードバック制御を行う。第２実施例のその他の構成および機能は、上述の第１実施例と同じである。

図４に、第３実施例のモータ制御装置３０の機能構成を示す。この第３実施例では、高周波電流制御３３Ｃのテーブル３５ｃには、モータ電流値（フィードバック値）の各値をアドレスとして、特定高調波振幅（目標振幅）が格納されている。モータの３相電流を３相／２相変換４９で直交２軸値に変換したｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流のベクトル合成値すなわち直交２軸座標でのモータ電流値（フィードバック電流値）ｉｆを、ベクトル演算５１で算出する。算出値（瞬時値）を低域フィルタ５２で平滑化（ＤＣ変換）して、テーブル３５ｃから算出値（モータ電流値）に対応する特定高調波振幅（目標振幅）を読み出して、該目標振幅に対する、振幅計算３４が算出した、特定高調波電流ｉｄｈ，ｉｑｈ（バンドパスフィルタ５０が抽出）のベクトル合成値の振幅Ａｉ（フィードバック値）の差分を、ＰＩ（比例・積分）３７，３７に与え、ＰＩ演算値にリミッタ３８で上，下制限をかけ、そして電圧変換３９で特定高調波電圧指令Ｖｄｈ^*，Ｖｄｑｈ^*に変換して、加算４４ｄ，４４ｑおよび位置演算４５に出力する。つまり、第３実施例の高調波電圧制御３３Ｃも、モータ１０の特定高調波電流ｉｄｈ，ｉｑｈを目標振幅に制御するフィードバック制御を行う。第３実施例のその他の構成および機能は、上述の第１実施例と同じである。

本発明の１実施例の車輪駆動装置の電気系統の構成を示すブロック図である。 図１に示すモータ制御装置３０の第１実施例の機能構成を示すブロック図である。 図１に示すモータ制御装置３０の第２実施例の機能構成を示すブロック図である。 図１に示すモータ制御装置３０の第３実施例の機能構成を示すブロック図である。 永久磁石埋込み形同期電動機のステータの通電電流値と磁束との関係の概略を示すグラフである。

符号の説明

１０：電気モータ
１１〜１３：３相のステータコイル
１４，１５：電流センサ
１７：車両上のバッテリ
１８：１次側コンデンサ
１９：１次電圧センサ
２１：リアクトル
２２：スイッチング素子（昇圧用）
２３：スイッチング素子（降圧用）
２４，２５：ダイオード
２７：２次側コンデンサ
２８：２次電圧センサ
Ｖｄｃ：１次電圧（バッテリ電圧）
Ｖｕｃ：２次電圧（昇圧電圧）

Claims (4)

1. 突極性を有する回転子を有する電動機の磁極位置を検出するセンサを用いずに、前記電動機に高調波電圧を重畳して、前記電動機の回転子の磁極位置を推定する磁極位置推定手段；を備えるセンサレス電動機制御装置において、
   前記電動機のトルクまたは電流の大きさに基づいて、前記高調波電圧の大きさを変更する高調波電圧制御手段；を備えることを特徴とする、センサレス電動機制御装置。
2. 前記高調波電圧制御手段は、前記電動機の電流の特定周波数成分の特定高調波電流が、目標の高調波電流となるように前記高調波電圧の大きさを制御し、前記電動機のトルクまたは電流の大きさが大きいほど該目標の高調波電流を大きくし、前記電動機のトルクまたは電流の大きさが小さいほど該目標の高調波電流を小さくし；
   前記磁極位置推定手段は、該特定高調波電流に基づいて磁極位置を推定する；
   請求項１に記載のセンサレス電動機制御装置。
3. 前記高調波電圧制御手段は、前記電動機の電流の特定周波数成分の特定高調波電流が、目標の高調波電流となるように前記高調波電圧の大きさを制御し、前記電動機のトルクまたは電流に対応した前記目標の高調波電流の振幅データ、ならびに、前記特定高調波電流の振幅が該目標の高調波電流の振幅データから求めた目標振幅になるように前記特定高調波電圧を制御する手段、を含む；請求項２に記載のセンサレス電動機制御装置。
4. 前記センサレス電動機制御装置は、更に、第１電動機の３相電流を直交２軸電流に変換し、該直交２軸電流を直交２軸目標電流と合わせるための２軸電圧指令値を算出し、該２軸電圧指令値を３相電圧指令値に変換して前記第１電動機を制御するベクトル制御部を含み；
   前記高調波電圧制御手段は、前記２軸電圧指令値に前記高調波電圧を重畳し、前記特定高調波電流は、前記直交２軸電流の特定周波数成分である；請求項１乃至３のいずれか１つに記載のセンサレス電動機制御装置。

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