JPH09154203A - 交流電気車の制御装置 - Google Patents
交流電気車の制御装置Info
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- JPH09154203A JPH09154203A JP7311062A JP31106295A JPH09154203A JP H09154203 A JPH09154203 A JP H09154203A JP 7311062 A JP7311062 A JP 7311062A JP 31106295 A JP31106295 A JP 31106295A JP H09154203 A JPH09154203 A JP H09154203A
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- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
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- Power Conversion In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 この発明は、パルス幅変調コンバータによっ
て装置の電源系統に発生した高調波成分を、装置を大型
化することなく抑制する。 【解決手段】 架線電圧をパンタグラフ１を介して印加
した主変圧器３の各二次巻線３Ｓに接続された第１のパ
ルス幅変調コンバータ４ａ，４ｂと、第１のパルス幅変
調コンバータ４ａ，４ｂの出力を交流変換して誘導電動
機６に供給するＶＶＶＦインバータ５と、変調周波数
を、第１のパルス幅変調コンバータ４ａ，４ｂの変調周
波数より高くして主変圧器３の三次巻線７に接続された
第２のパルス幅変調コンバータ８とを備えている。
て装置の電源系統に発生した高調波成分を、装置を大型
化することなく抑制する。 【解決手段】 架線電圧をパンタグラフ１を介して印加
した主変圧器３の各二次巻線３Ｓに接続された第１のパ
ルス幅変調コンバータ４ａ，４ｂと、第１のパルス幅変
調コンバータ４ａ，４ｂの出力を交流変換して誘導電動
機６に供給するＶＶＶＦインバータ５と、変調周波数
を、第１のパルス幅変調コンバータ４ａ，４ｂの変調周
波数より高くして主変圧器３の三次巻線７に接続された
第２のパルス幅変調コンバータ８とを備えている。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、交流電気車にお
いて架線電圧を直流電圧に変換するパルス幅変調コンバ
ータより電力系統に発生する高調波成分を打ち消す機能
を備えた交流電気車の制御装置に関するものである。
いて架線電圧を直流電圧に変換するパルス幅変調コンバ
ータより電力系統に発生する高調波成分を打ち消す機能
を備えた交流電気車の制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図４は、例えば「車両技術 １９１号
（１９９０年６月）、ｐ１２〜１３に掲載された論文
『ＪＲ東海３０Ｄ系新幹線電車の概要』」に開示された
従来の交流電気車の制御装置の構成図である。図におい
て、１は交流架線、２は電車の屋根に設置され交流架線
１と接触し、交流架線１から車中に電力を引き込むパン
タグラフ、３は車中に設置され、パンタグラフ２と一次
巻線３Ｐが電気的に接続されて一次巻線３Ｐに印加され
た交流電圧（例えば、ＡＣ２０ＫＶ）を降圧する主変圧
器、４ａ，４ｂは主変圧器３の各二次巻線３Ｓに接続さ
れ、交流電圧を例えばＤＣ１５００Ｖの直流に変換する
パルス幅変調制御コンバータ（以下、ＰＷＭコンバータ
と記載する）、５はＰＷＭコンバータ４の出力に接続さ
れ、直流電圧を可変電圧可変周波数の交流に変換し車両
駆動用の誘導電動機６に供給する可変電圧可変周波数イ
ンバータ（以下、ＶＶＶＦインバータと記載する）であ
る。
（１９９０年６月）、ｐ１２〜１３に掲載された論文
『ＪＲ東海３０Ｄ系新幹線電車の概要』」に開示された
従来の交流電気車の制御装置の構成図である。図におい
て、１は交流架線、２は電車の屋根に設置され交流架線
１と接触し、交流架線１から車中に電力を引き込むパン
タグラフ、３は車中に設置され、パンタグラフ２と一次
巻線３Ｐが電気的に接続されて一次巻線３Ｐに印加され
た交流電圧（例えば、ＡＣ２０ＫＶ）を降圧する主変圧
器、４ａ，４ｂは主変圧器３の各二次巻線３Ｓに接続さ
れ、交流電圧を例えばＤＣ１５００Ｖの直流に変換する
パルス幅変調制御コンバータ（以下、ＰＷＭコンバータ
と記載する）、５はＰＷＭコンバータ４の出力に接続さ
れ、直流電圧を可変電圧可変周波数の交流に変換し車両
駆動用の誘導電動機６に供給する可変電圧可変周波数イ
ンバータ（以下、ＶＶＶＦインバータと記載する）であ
る。
【０００３】次に、従来装置の動作について説明する。
従来の交流電気車の制御装置は以上のように構成されて
おり、交流架線１からパンタグラフ２を介して主変圧器
３の一次巻線３Ｐに交流電圧が印加されると、この交流
電圧は降圧されて二次巻線３Ｓより各ＰＷＭコンバータ
４ａ，４ｂに入力される。各ＰＷＭコンバータ４ａ，４
ｂはパルス幅変調制御を行うことによって、力率をほぼ
１に保ちながら交流電圧を一定の直流出力電圧に制御す
る。
従来の交流電気車の制御装置は以上のように構成されて
おり、交流架線１からパンタグラフ２を介して主変圧器
３の一次巻線３Ｐに交流電圧が印加されると、この交流
電圧は降圧されて二次巻線３Ｓより各ＰＷＭコンバータ
４ａ，４ｂに入力される。各ＰＷＭコンバータ４ａ，４
ｂはパルス幅変調制御を行うことによって、力率をほぼ
１に保ちながら交流電圧を一定の直流出力電圧に制御す
る。
【０００４】各ＰＷＭコンバータ４ａ，４ｂから出力さ
れた直流出力電圧は、ＶＶＶＦインバータ５に入力さ
れ、そこで可変電圧可変周波数の交流電圧に変換されて
誘導電動機６に出力される。
れた直流出力電圧は、ＶＶＶＦインバータ５に入力さ
れ、そこで可変電圧可変周波数の交流電圧に変換されて
誘導電動機６に出力される。
【０００５】ＰＷＭコンバータ４ａ，４ｂに使用される
主回路スイッチング素子は、大電力半導体を用いる必要
があり、一般にはＧＴＯサイリスタが使用される。この
ＧＴＯサイリスタは高耐圧、大電流素子ではあるが、ス
イッチグ時間が比較的大きかったり、スイッチング時の
発生損失が大きいため、動作周波数は通常５００Ｈｚ以
下で使用される。
主回路スイッチング素子は、大電力半導体を用いる必要
があり、一般にはＧＴＯサイリスタが使用される。この
ＧＴＯサイリスタは高耐圧、大電流素子ではあるが、ス
イッチグ時間が比較的大きかったり、スイッチング時の
発生損失が大きいため、動作周波数は通常５００Ｈｚ以
下で使用される。
【０００６】よって、電源周波数が５０Ｈｚの場合に
は、ＰＷＭコンバータ４ａ，４ｂでは９パルス変調制御
を行うので、主変圧器３の入力電流には、９Ｐ×５０Ｈ
ｚ×２＝９００Ｈｚの高調波成分が発生することにな
る。この入力電流高調波成分は地上電源設備や他の信号
設備に悪影響を及ぼすことがある。
は、ＰＷＭコンバータ４ａ，４ｂでは９パルス変調制御
を行うので、主変圧器３の入力電流には、９Ｐ×５０Ｈ
ｚ×２＝９００Ｈｚの高調波成分が発生することにな
る。この入力電流高調波成分は地上電源設備や他の信号
設備に悪影響を及ぼすことがある。
【０００７】従って、高調波成分をなるべく低減するこ
とが望ましい、そして、従来、高調波抑制策として、Ｐ
ＷＭコンバータ４ａ，４ｂを複数個もうけ、各々ＰＷＭ
コンバータ４ａ，４ｂの変調制御に位相差を設けて多重
運転を行ったり、特定の高調波成分を抑制するために、
特殊な変調制御位相差を設定していた。
とが望ましい、そして、従来、高調波抑制策として、Ｐ
ＷＭコンバータ４ａ，４ｂを複数個もうけ、各々ＰＷＭ
コンバータ４ａ，４ｂの変調制御に位相差を設けて多重
運転を行ったり、特定の高調波成分を抑制するために、
特殊な変調制御位相差を設定していた。
【０００８】その一例として、各ＰＷＭコンバータ４
ａ，４ｂはＶＶＶＦインバータ５側からみた場合、９０
°の位相差を持った二重運転をしている。また、主変圧
器３の一次側からみた場合、各ＰＷＭコンバータ４ａ，
４ｂは０°、９０°、２２，５°、１１２．５°の位相
差を持たせてスイッチングを行わせ、交流架線１側への
４ＫＨｚ付近の高調波電流を抑制している。
ａ，４ｂはＶＶＶＦインバータ５側からみた場合、９０
°の位相差を持った二重運転をしている。また、主変圧
器３の一次側からみた場合、各ＰＷＭコンバータ４ａ，
４ｂは０°、９０°、２２，５°、１１２．５°の位相
差を持たせてスイッチングを行わせ、交流架線１側への
４ＫＨｚ付近の高調波電流を抑制している。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】従来の交流電気車の制
御装置は以上のように構成されているので、入力電流高
調波の低減のためには、複数個のＰＷＭコンバータを用
いて多重運転をしなければならず、そのＰＷＭコンバー
タの変調制御位相差についても特定の高調波成分を抑制
するために事前にシミュレーション等で十分検討する必
要があった。また、高速スイッチング素子を主回路素子
に適用する場合、高速スイッチング素子は比較的低耐
圧、小電流容量の素子であるため、使用素子の並列接続
数や直列接続数が増加して装置の大型化、制御の複雑化
を招くという問題点があった。
御装置は以上のように構成されているので、入力電流高
調波の低減のためには、複数個のＰＷＭコンバータを用
いて多重運転をしなければならず、そのＰＷＭコンバー
タの変調制御位相差についても特定の高調波成分を抑制
するために事前にシミュレーション等で十分検討する必
要があった。また、高速スイッチング素子を主回路素子
に適用する場合、高速スイッチング素子は比較的低耐
圧、小電流容量の素子であるため、使用素子の並列接続
数や直列接続数が増加して装置の大型化、制御の複雑化
を招くという問題点があった。
【００１０】この発明は上記のような問題点を解決する
ためになされたもので、装置を大型化することなく、装
置の電源系統に発生した高調波成分の低減を図ることが
できる交流電気車の制御装置を得ることを目的とする。
ためになされたもので、装置を大型化することなく、装
置の電源系統に発生した高調波成分の低減を図ることが
できる交流電気車の制御装置を得ることを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明にかかる
交流電気車の制御装置は、架線電圧をパンタグラフを介
して印加した変圧器の各二次巻線に接続された第１のパ
ルス幅変調コンバータと、これら第１のパルス幅変調コ
ンバータの出力を交流変換して電動機に供給するインバ
ータと、変調周波数を、前記第１のパルス幅変調コンバ
ータの変調周波数より高くして前記変圧器の三次巻線に
接続した第２のパルス幅変調コンバータとを備え、前記
第１のパルス幅変調コンバータによって電源系統中に発
生した高調波成分を前記第２のパルス幅変調コンバータ
にて打ち消すようにしたものである。
交流電気車の制御装置は、架線電圧をパンタグラフを介
して印加した変圧器の各二次巻線に接続された第１のパ
ルス幅変調コンバータと、これら第１のパルス幅変調コ
ンバータの出力を交流変換して電動機に供給するインバ
ータと、変調周波数を、前記第１のパルス幅変調コンバ
ータの変調周波数より高くして前記変圧器の三次巻線に
接続した第２のパルス幅変調コンバータとを備え、前記
第１のパルス幅変調コンバータによって電源系統中に発
生した高調波成分を前記第２のパルス幅変調コンバータ
にて打ち消すようにしたものである。
【００１２】請求項２の発明にかかる交流電気車の制御
装置は、請求項１において第２のパルス幅変調コンバー
タは、変圧器の一次巻線に設置された電流検出器より入
力された一次側電流中の高調波成分に基づいてパルス幅
変調周波数を設定するものである。
装置は、請求項１において第２のパルス幅変調コンバー
タは、変圧器の一次巻線に設置された電流検出器より入
力された一次側電流中の高調波成分に基づいてパルス幅
変調周波数を設定するものである。
【００１３】請求項３の発明にかかる交流電気車の制御
装置は、請求項１において第２のパルス幅変調コンバー
タは、変圧器の二次巻線に設置された電流検出器より入
力された二次側電流中の高調波成分に基づいてパルス幅
変調周波数を設定するものである。
装置は、請求項１において第２のパルス幅変調コンバー
タは、変圧器の二次巻線に設置された電流検出器より入
力された二次側電流中の高調波成分に基づいてパルス幅
変調周波数を設定するものである。
【００１４】請求項４の発明にかかる交流電気車の制御
装置は、請求項１において各第１のパルス幅変調コンバ
ータに低速スイッチング素子を用い、第２のパルス幅変
調コンバータに高速スイッチング素子を用いたものであ
る。
装置は、請求項１において各第１のパルス幅変調コンバ
ータに低速スイッチング素子を用い、第２のパルス幅変
調コンバータに高速スイッチング素子を用いたものであ
る。
【００１５】請求項５の発明にかかる交流電気車の制御
装置は、請求項１ないし４のいずれかにおいて第２のパ
ルス幅変調コンバータは第１のパルス幅変調コンバータ
によって発生した一次側入力電流高調波成分より逆位相
で高い周波数の高調波電流を一次巻線に出力するもので
ある。
装置は、請求項１ないし４のいずれかにおいて第２のパ
ルス幅変調コンバータは第１のパルス幅変調コンバータ
によって発生した一次側入力電流高調波成分より逆位相
で高い周波数の高調波電流を一次巻線に出力するもので
ある。
【００１６】
実施の形態１．以下、この発明の実施の形態を図につい
て説明する。図１はこの発明の実施の形態１による交流
電気車の制御装置の構成図である。尚、図中、図４と同
一符号は同一または相当部分を示す。図において、７は
主変圧器３に設けられた三次巻線であり、この三次巻線
７には第２のＰＷＭコンバータ８が接続されている。９
は主変圧器３の一次側電流を検出する一次側電流検出器
であり、この一次側電流検出器９による検出電流は第２
のＰＷＭコンバータ８に入力される。
て説明する。図１はこの発明の実施の形態１による交流
電気車の制御装置の構成図である。尚、図中、図４と同
一符号は同一または相当部分を示す。図において、７は
主変圧器３に設けられた三次巻線であり、この三次巻線
７には第２のＰＷＭコンバータ８が接続されている。９
は主変圧器３の一次側電流を検出する一次側電流検出器
であり、この一次側電流検出器９による検出電流は第２
のＰＷＭコンバータ８に入力される。
【００１７】次に、図１に示した実施の形態１の動作に
ついて説明する。第１のＰＷＭコンバータ４ａ，４ｂ
は、大電力低速スイッチング素子、例えばＧＴＯサイリ
スタで構成されている。よって、前述の通り、９パルス
変調制御を実施して第１のＰＷＭコンバータ４ａ，４ｂ
を２台多重運転した場合に、９Ｐ×５０Ｈｚ×２＝９０
０Ｈｚの高調波成分が発生することになる。
ついて説明する。第１のＰＷＭコンバータ４ａ，４ｂ
は、大電力低速スイッチング素子、例えばＧＴＯサイリ
スタで構成されている。よって、前述の通り、９パルス
変調制御を実施して第１のＰＷＭコンバータ４ａ，４ｂ
を２台多重運転した場合に、９Ｐ×５０Ｈｚ×２＝９０
０Ｈｚの高調波成分が発生することになる。
【００１８】この結果、主変圧器３の一次側には９００
Ｈｚの高調波成分が現れる。この９００Ｈｚの高調波成
分を打ち消すように制御するには、少なくとも発生した
高調波周波数の５倍から１０倍の高周波による制御が必
要となる。
Ｈｚの高調波成分が現れる。この９００Ｈｚの高調波成
分を打ち消すように制御するには、少なくとも発生した
高調波周波数の５倍から１０倍の高周波による制御が必
要となる。
【００１９】従って、第２のＰＷＭコンバータ８には５
ＫＨｚ〜１０ＫＨｚ程度の高速スイッチング動作が可能
なスイッチング素子を用いて、高周波変調動作を行う必
要がある。
ＫＨｚ〜１０ＫＨｚ程度の高速スイッチング動作が可能
なスイッチング素子を用いて、高周波変調動作を行う必
要がある。
【００２０】そこで、第２のＰＷＭコンバータ８は、一
次側電流検出器９より主変圧器３の一次側電流を入力
し、図示しないバンドパスフィルタを通して打ち消した
い高調波成分（付近の信号機や通信設備に障害を与える
恐れがある周波数帯、例えば１ＫＨｚ）を検出する。
次側電流検出器９より主変圧器３の一次側電流を入力
し、図示しないバンドパスフィルタを通して打ち消した
い高調波成分（付近の信号機や通信設備に障害を与える
恐れがある周波数帯、例えば１ＫＨｚ）を検出する。
【００２１】次に、第２のＰＷＭコンバータ８は、検出
成分の逆位相の成分（プラスとマイナスを逆にしたも
の）を図示しない制御回路に入力して、第２のＰＷＭコ
ンバータ８の入力電流制御パターンとする。この結果、
第２のＰＷＭコンバータ８は、第１のＰＷＭコンバータ
４ａ，４ｂによって発生した打ち消したい高調波成分と
同周波数成分で逆位相の高周波を主変圧器３の一次側に
発生し、その高調波成分を打ち消す。
成分の逆位相の成分（プラスとマイナスを逆にしたも
の）を図示しない制御回路に入力して、第２のＰＷＭコ
ンバータ８の入力電流制御パターンとする。この結果、
第２のＰＷＭコンバータ８は、第１のＰＷＭコンバータ
４ａ，４ｂによって発生した打ち消したい高調波成分と
同周波数成分で逆位相の高周波を主変圧器３の一次側に
発生し、その高調波成分を打ち消す。
【００２２】従って、一次側電流検出器９の出力をフィ
ードバック制御することによって第２のＰＷＭコンバー
タ８は、高調波成分を打ち消す制御を行い、入力電流高
調波の大幅な低減を行うことが可能となる。
ードバック制御することによって第２のＰＷＭコンバー
タ８は、高調波成分を打ち消す制御を行い、入力電流高
調波の大幅な低減を行うことが可能となる。
【００２３】即ち、第２のＰＷＭコンバータ８は交流電
気車を駆動するための大電力をＶＶＶＦインバータ５に
供給するのではなく、第１のＰＷＭコンバータ４ａ，４
ｂが動作することによって発生する高調波成分のみ打ち
消すように制御すれば良いため、高速スイッチング動作
が可能な比較的小電力タイプの半導体素子を用いること
が可能となる。
気車を駆動するための大電力をＶＶＶＦインバータ５に
供給するのではなく、第１のＰＷＭコンバータ４ａ，４
ｂが動作することによって発生する高調波成分のみ打ち
消すように制御すれば良いため、高速スイッチング動作
が可能な比較的小電力タイプの半導体素子を用いること
が可能となる。
【００２４】実施の形態２．上記、実施の形態１では、
一次側電流検出器９を主変圧器３の一次側に設けて一次
電流検出値を第２のＰＷＭコンバータ８へフィードバッ
クしたが、各第１のＰＷＭコンバータ４，４ａの交流入
力側に接続される主変圧器３の二次側に電流検出器を設
け、検出した二次側電流を第２のＰＷＭコンバータ８へ
入力しても良い。
一次側電流検出器９を主変圧器３の一次側に設けて一次
電流検出値を第２のＰＷＭコンバータ８へフィードバッ
クしたが、各第１のＰＷＭコンバータ４，４ａの交流入
力側に接続される主変圧器３の二次側に電流検出器を設
け、検出した二次側電流を第２のＰＷＭコンバータ８へ
入力しても良い。
【００２５】図２は本実施の形態による交流電気車の制
御装置の構成図である。尚、図中、図１と同一符号は同
一または相当部分を示す。図において、１０は主変圧器
３の二次巻線３Ｓに設置された二次側電流検出器であ
り、この二次側電流検出器１０は検出した二次側電流を
第２のＰＷＭコンバータ８に入力する。
御装置の構成図である。尚、図中、図１と同一符号は同
一または相当部分を示す。図において、１０は主変圧器
３の二次巻線３Ｓに設置された二次側電流検出器であ
り、この二次側電流検出器１０は検出した二次側電流を
第２のＰＷＭコンバータ８に入力する。
【００２６】次に、本実施の形態の動作について説明す
る。第２のＰＷＭコンバータ８は、二次側電流検出器１
０より主変圧器３の二次側電流を入力し、図示しないバ
ンドパスフィルタを通して打ち消したい高調波成分（付
近の信号機や通信設備に障害を与える恐れがある周波数
帯、例えば１ＫＨｚ）を検出する。
る。第２のＰＷＭコンバータ８は、二次側電流検出器１
０より主変圧器３の二次側電流を入力し、図示しないバ
ンドパスフィルタを通して打ち消したい高調波成分（付
近の信号機や通信設備に障害を与える恐れがある周波数
帯、例えば１ＫＨｚ）を検出する。
【００２７】次に、第２のＰＷＭコンバータ８は、検出
成分の逆位相の成分（プラスとマイナスを逆にしたも
の）を図示しない制御回路に入力して、第２のＰＷＭコ
ンバータ８の入力電流制御パターンとする。この結果、
第２のＰＷＭコンバータ８は、第１のＰＷＭコンバータ
４ａ，４ｂによって発生した打ち消したい高調波成分と
同周波数成分で逆位相の高周波を主変圧器２に発生さ
せ、その高調波成分を打ち消す。
成分の逆位相の成分（プラスとマイナスを逆にしたも
の）を図示しない制御回路に入力して、第２のＰＷＭコ
ンバータ８の入力電流制御パターンとする。この結果、
第２のＰＷＭコンバータ８は、第１のＰＷＭコンバータ
４ａ，４ｂによって発生した打ち消したい高調波成分と
同周波数成分で逆位相の高周波を主変圧器２に発生さ
せ、その高調波成分を打ち消す。
【００２８】この結果、第２のＰＷＭコンバータ８は、
二次側電流検出器９の出力により高調波を発生元より検
出する。そのため、第２のＰＷＭコンバータ８は高調波
成分の打ち消しをフィードフォワード的な制御にて行う
ことで効果的な高調波成の打ち消しが行える。
二次側電流検出器９の出力により高調波を発生元より検
出する。そのため、第２のＰＷＭコンバータ８は高調波
成分の打ち消しをフィードフォワード的な制御にて行う
ことで効果的な高調波成の打ち消しが行える。
【００２９】実施の形態３．上記、実施の形態１、２で
は二重運転用の第１のＰＷＭコンバータ４ａ，４ｂに加
えて高調波成分打ち消し用の第２のＰＷＭコンバータ８
を三次巻線７に接続したが、既存の多重運転用の複数の
ＰＷＭコンバータの内、１台を高速スイッチング素子の
ＰＷＭコンバータに置き換え高調波成分打ち消し用に用
いて良い。
は二重運転用の第１のＰＷＭコンバータ４ａ，４ｂに加
えて高調波成分打ち消し用の第２のＰＷＭコンバータ８
を三次巻線７に接続したが、既存の多重運転用の複数の
ＰＷＭコンバータの内、１台を高速スイッチング素子の
ＰＷＭコンバータに置き換え高調波成分打ち消し用に用
いて良い。
【００３０】図３（ａ），（ｂ）は本実施の形態による
交流電気車の制御装置の構成図である。尚、図中、図１
と同一符号は同一または相当部分を示す。同図の（ａ）
において、８ａは高調波成分打ち消し用のアクティブフ
ィルタを兼ねたＰＷＭコンバータである。動作として
は、他のＰＷＭコンバータ４ａ，４ｂと共に多重運転を
行ってＶＶＶＦインバータ５に直流電力を供給すると共
に、ＰＷＭコンバータ４ａ，４ｂが発する高調波成分よ
り高い周波数でスイッチング動作を行う。
交流電気車の制御装置の構成図である。尚、図中、図１
と同一符号は同一または相当部分を示す。同図の（ａ）
において、８ａは高調波成分打ち消し用のアクティブフ
ィルタを兼ねたＰＷＭコンバータである。動作として
は、他のＰＷＭコンバータ４ａ，４ｂと共に多重運転を
行ってＶＶＶＦインバータ５に直流電力を供給すると共
に、ＰＷＭコンバータ４ａ，４ｂが発する高調波成分よ
り高い周波数でスイッチング動作を行う。
【００３１】この結果、ＰＷＭコンバータ８ａは打ち消
したい高調波成分と同周波数成分で、且つ、逆位相の高
周波を主変圧器３に発生し、第１のＰＷＭコンバータ４
によって発生した高調波成分を打ち消す。尚、ＰＷＭコ
ンバータ８ａは、実施の形態１と同様に一次側電流検出
器９より主変圧器３の一次側電流を入力し、打ち消した
い高調波成分を検出する。
したい高調波成分と同周波数成分で、且つ、逆位相の高
周波を主変圧器３に発生し、第１のＰＷＭコンバータ４
によって発生した高調波成分を打ち消す。尚、ＰＷＭコ
ンバータ８ａは、実施の形態１と同様に一次側電流検出
器９より主変圧器３の一次側電流を入力し、打ち消した
い高調波成分を検出する。
【００３２】或いは、同図の（ｂ）に示すように、主変
圧器３の二次側に設けられた二次側電流検出器１０より
主変圧器３の二次側電流をＰＷＭコンバータ８ａに入力
させ、打ち消したい高調波成分を検出させるようにして
も良い。
圧器３の二次側に設けられた二次側電流検出器１０より
主変圧器３の二次側電流をＰＷＭコンバータ８ａに入力
させ、打ち消したい高調波成分を検出させるようにして
も良い。
【００３３】尚、主変圧器２の二次巻線３Ｓに接続され
る既存のＰＷＭコンバータでも高速スイッチング動作が
可能であれば、接続される直流負荷の種類に拘わらず高
調波成分打ち消し用のアクティブフィルタとして用いる
ことができる。この結果、車両の電力システムの変更を
することなく有害高調波成分を抑制することができる。
る既存のＰＷＭコンバータでも高速スイッチング動作が
可能であれば、接続される直流負荷の種類に拘わらず高
調波成分打ち消し用のアクティブフィルタとして用いる
ことができる。この結果、車両の電力システムの変更を
することなく有害高調波成分を抑制することができる。
【図１】 この発明の実施の形態１における交流電気車
の制御装置の構成図である。
の制御装置の構成図である。
【図２】 この発明の実施の形態２における交流電気車
の制御装置の構成図である。
の制御装置の構成図である。
【図３】 この発明の実施の形態３における交流電気車
の制御装置の構成図である。
の制御装置の構成図である。
【図４】 従来の交流電気車の制御装置の構成図であ
る。
る。
１ 交流架線、２ パンタグラフ、３ 主変圧器、３Ｐ
一次巻線、３Ｓ 二次巻き線、４ａ，４ｂ 第１のＰ
ＷＭコンバータ、５ ＶＶＶＦインバータ、６誘導電動
機、７ 三次巻線、８，８ａ 第２のＰＷＭコンバー
タ、９ 一次側電流検出器、１０ 二次側電流検出器。
一次巻線、３Ｓ 二次巻き線、４ａ，４ｂ 第１のＰ
ＷＭコンバータ、５ ＶＶＶＦインバータ、６誘導電動
機、７ 三次巻線、８，８ａ 第２のＰＷＭコンバー
タ、９ 一次側電流検出器、１０ 二次側電流検出器。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０２Ｐ 7/63 ３０２ Ｈ０２Ｐ 7/63 ３０２Ｒ
Claims (5)
- 【請求項１】 架線電圧をパンタグラフを介して印加し
た変圧器の各二次巻線に接続された第１のパルス幅変調
コンバータと、これら第１のパルス幅変調コンバータの
出力を交流変換して電動機に供給するインバータと、変
調周波数を、前記第１のパルス幅変調コンバータの変調
周波数より高くして前記変圧器の三次巻線に接続した第
２のパルス幅変調コンバータとを備え、前記第１のパル
ス幅変調コンバータによって電源系統中に発生した高調
波成分を前記第２のパルス幅変調コンバータにて打ち消
すようにしたことを特徴とする交流電気車の制御装置。 - 【請求項２】 第２のパルス幅変調コンバータは、変圧
器の一次巻線に設置された電流検出器より入力された一
次側電流中の高調波成分に基づいてパルス幅変調周波数
を設定することを特徴とする請求項１に記載の交流電気
車の制御装置。 - 【請求項３】 第２のパルス幅変調コンバータは、変圧
器の二次巻線に設置された電流検出器より入力された二
次側電流中の高調波成分に基づいてパルス幅変調周波数
を設定することを特徴とする請求項１に記載の交流電気
車の制御装置。 - 【請求項４】 各第１のパルス幅変調コンバータに低速
スイッチング素子を用い、第２のパルス幅変調コンバー
タに高速スイッチング素子を用いたことを特徴とする請
求項１に記載の交流電気車の制御装置。 - 【請求項５】 第２のパルス幅変調コンバータは第１の
パルス幅変調コンバータによって発生した一次側入力電
流高調波成分より逆位相で、且つ、高い周波数の高調波
電流を一次巻線に出力することを特徴とする請求項１な
いし４のいずれかに記載の交流電気車の制御装置
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7311062A JPH09154203A (ja) | 1995-11-29 | 1995-11-29 | 交流電気車の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7311062A JPH09154203A (ja) | 1995-11-29 | 1995-11-29 | 交流電気車の制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09154203A true JPH09154203A (ja) | 1997-06-10 |
Family
ID=18012663
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7311062A Pending JPH09154203A (ja) | 1995-11-29 | 1995-11-29 | 交流電気車の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09154203A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008136265A (ja) * | 2006-11-27 | 2008-06-12 | Mitsubishi Electric Corp | 交流電気車の制御装置 |
| JP2017121141A (ja) * | 2015-12-28 | 2017-07-06 | 株式会社東芝 | 電気車制御装置 |
| WO2019146091A1 (ja) * | 2018-01-26 | 2019-08-01 | 三菱電機株式会社 | 交流電気車の制御装置 |
-
1995
- 1995-11-29 JP JP7311062A patent/JPH09154203A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008136265A (ja) * | 2006-11-27 | 2008-06-12 | Mitsubishi Electric Corp | 交流電気車の制御装置 |
| JP4711939B2 (ja) * | 2006-11-27 | 2011-06-29 | 三菱電機株式会社 | 交流電気車の制御装置 |
| JP2017121141A (ja) * | 2015-12-28 | 2017-07-06 | 株式会社東芝 | 電気車制御装置 |
| WO2019146091A1 (ja) * | 2018-01-26 | 2019-08-01 | 三菱電機株式会社 | 交流電気車の制御装置 |
| JPWO2019146091A1 (ja) * | 2018-01-26 | 2021-01-28 | 三菱電機株式会社 | 交流電気車の制御装置 |
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