JPH0866042A - 静止形周波数変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 負荷側で発生した不平衡電流の影響を除去す
ることのできる静止形周波数変換装置を提供する。 【構成】 本発明は、３相交流電源系統から入力される
交流を順変換器ＣＯＮ（１）及び逆変換器ＣＯＮ（２）
を介して３相交流電源系統の交流とは異なる周波数の３
相交流に変換し、この３相交流を２相変換器により２相
交流に変換して、異なる２つの負荷に交流電力を供給す
る静止形周波数変換装置において、順変換器の出力側に
接続され順変換器と逆変換器の間に生ずる高調波を除去
するためのフィルタコンデンサＡＣＦと、フィルタコン
デンサに並列に接続され導通制御端子を有する複数の半
導体素子からなり直流を交流に変換するインバータを用
いたアクティブフィルタと、負荷側で発生した不平衡電
流を吸収するように、アクティブフィルタの半導体素子
を制御する制御手段と、を備えたことを特徴とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えば、新幹線に電力
を供給する際に用いられる静止形周波数変換装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】東海道新幹線には、５０Ｈｚ地域と６０
Ｈｚ地域の両側から電力が供給されるが、き電線は６０
Ｈｚに統一されているため、５０Ｈｚ地域から電力を供
給するときは、５０／６０Ｈｚ周波数変換装置を使用し
て５０Ｈｚの電力を６０Ｈｚの電力に変換している。

【０００３】５０／６０Ｈｚ周波数変換装置によって、
６０Ｈｚに変換された電力は、さらに変電所において３
相電力から２相電力に変換された後に、き電線に乗せら
れ、交流電車である新幹線に供給される。

【０００４】従来より、新幹線等に用いられている５０
／６０Ｈｚ周波数変換装置には、同期電動機と同期発電
機の組み合わせによる回転形の周波数変換装置が用いら
れている。

【０００５】図８に、従来の新幹線に用いられている回
転形の周波数変換装置の構成を示す。同図に示すよう
に、５０Ｈｚの電源系統Ｒ、Ｓ、Ｔに同期電動機１を接
続し、この同期電動機１に、６０Ｈｚの電力を出力する
同期発電機２を直結する。

【０００６】同期発電機２の３相出力端子には、３相／
２相変換を行うスコット結線変圧器３を接続する。スコ
ット結線変圧器３の二つの出力は、例えば、図９に示す
ように、一方を上り線用、他方を下り線用として使用す
る。

【０００７】上記回転形の周波数変換装置は、送電容量
に応じて複数台並列に運転される。また、スコット結線
変圧器３にて行なわれる３相／２相変換は、変電所ごと
に個別に行なわれている。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】図９に示すように、回
転形の周波数変換装置の負荷は、上り線に存在する上り
線電車と、下り線に存在する下り線電車という全く違っ
たものとなっている。また、電車が、上り線及び下り線
に常に存在するとは限らないし、上り線又は下り線のど
ちらか一方のみしか存在しない場合もある。更に、電車
が線路上に全く存在しない場合もある。

【０００９】上り線又は下り線のどちらか一方にしか電
車が存在しない場合には、３相同期発電機２の負荷は不
平衡負荷をとることになり、発電機２は、発熱を見込ん
だ設計をしなければならない。

【００１０】また、この場合、３相同期発電機２の負荷
は、実質的に、単相負荷をとることになり、その結果、
５０Ｈｚ系統側へ高調波障害を引き起こすことになる。
一方、負荷が変化したり、不平衡になる等の状態変化に
対応して、発電機２側では励磁の速応制御が行なわれて
いるが、この速応制御には、一層の速応性が要求されて
いる。

【００１１】本発明の第１の目的は、発熱の心配がなく
速応性に優れた静止形周波数変換装置を提供することを
目的とする。また、本発明の第２の目的は、電源の系統
側へ高調波障害を引き起こすことのない静止形周波数変
換装置を提供することを目的とする。

【００１２】

【課題を解決するための手段】従って、まず、上記目的
を達成するために、請求項１の静止形周波数変換装置に
よれば、３相交流電源系統から入力される交流を順変換
器及び逆変換器を介して前記３相交流電源系統の交流と
は異なる周波数の３相交流に変換し、この３相交流を２
相変換器により２相交流に変換して、異なる２つの負荷
に交流電力を供給する静止形周波数変換装置において、
前記順変換器の出力側に接続され順変換器と逆変換器の
間に生ずる高調波を除去するためのフィルタコンデンサ
と、前記フィルタコンデンサに並列に接続され導通制御
端子を有する複数の半導体素子からなり直流を交流に変
換するインバータを用いたアクティブフィルタと、前記
負荷側で発生した不平衡電流を吸収するように、前記ア
クティブフィルタの半導体素子を制御する制御手段と、
を備えたことを特徴とする。

【００１３】また、請求項２の静止形周波数変換装置に
よれば、３相交流電源系統から入力される交流を順変換
器及び逆変換器を介して前記３相交流電源系統の交流と
は異なる周波数の３相交流に変換し、この３相交流を２
相変換器により２相交流に変換して、異なる２つの負荷
に交流電力を供給する静止形周波数変換装置において、
前記順変換器の出力側に接続され順変換器と逆変換器の
間に生ずる高調波を除去するためのフィルタコンデンサ
と、前記フィルタコンデンサに並列に接続され導通制御
端子を有する複数の半導体素子からなり直流を交流に変
換するインバータを用いたアクティブフィルタと、前記
負荷側で発生した不平衡電流を逆相電流を算出すること
により求める逆相電流算出手段と、前記逆相電流算出手
段によって算出された逆相電流が零になる方向に前記ア
クティブフィルタの半導体素子を制御する制御手段と、
を備えたことを特徴とする。

【００１４】さらに、請求項３の静止形周波数変換装置
によれば、３相交流電源系統から入力される交流を順変
換器及び逆変換器を介して前記３相交流電源系統の交流
とは異なる周波数の３相交流に変換し、この３相交流を
２相変換器により２相交流に変換して、異なる２つの負
荷に交流電力を供給する静止形周波数変換装置におい
て、前記順変換器の出力側に接続され順変換器と逆変換
器の間に生ずる高調波を除去するためのフィルタコンデ
ンサと、前記フィルタコンデンサに並列に接続され導通
制御端子を有する複数の半導体素子からなり直流を交流
に変換するインバータを用いたアクティブフィルタと、
前記順変換器および逆変換器の間の直流回路の電圧の変
動を検出する電圧変動検出手段と、前記電圧変動検出手
段によって検出された電圧変動が零になる方向に前記ア
クティブフィルタの半導体素子を制御する制御手段と、
を備えたことを特徴とする。

【００１５】さらに、請求項４の静止形周波数変換装置
によれば、３相交流電源系統から入力される交流を順変
換器及び逆変換器を介して前記３相交流電源系統の交流
とは異なる周波数の３相交流に変換し、この３相交流を
２相変換器により２相交流に変換して、異なる２つの負
荷に交流電力を供給する静止形周波数変換装置におい
て、前記順変換器の出力側に接続され順変換器と逆変換
器の間に生ずる高調波を除去するためのフィルタコンデ
ンサと、前記フィルタコンデンサに並列に接続され導通
制御端子を有する複数の半導体素子からなり直流を交流
に変換するインバータを用いたアクティブフィルタと、
前記負荷側で発生した不平衡電流を吸収するように、前
記アクティブフィルタの半導体素子を制御する制御手段
と、前記３相交流電源系統に対して接続され、前記３相
交流電源系統から入力される交流を前記３相交流電源系
統の交流とは異なる周波数の交流に変換して前記２つの
負荷に供給する回転形周波数変換装置と、を備えたこと
を特徴とする。

【００１６】

【作用】従って、まず、請求項１の静止形周波数変換装
置によれば、制御手段によって、負荷側で発生した不平
衡電流を吸収するように、アクティブフィルタの半導体
素子を制御するので、電源系統に不平衡電流の影響が及
ぶのを防止することができる。

【００１７】また、請求項２の静止形周波数変換装置に
よれば、逆相電流算出手段によって算出された逆相電流
が零になるように、制御手段によって、アクティブフィ
ルタを制御するので、電源系統に不平衡電流の影響が及
ぶのを防止することができる。

【００１８】さらに、請求項３の静止形周波数変換装置
によれば、電圧変動検出手段によって検出された直流回
路の電圧変動を制御手段によって、アクティブフィルタ
を制御することにより、電圧変動を零にする方向に制御
するので、電源系統に不平衡電流の影響が及ぶのを防止
することができる。

【００１９】さらに、請求項４の静止形周波数変換装置
によれば、静止形周波数変換装置と回転形周波数変換装
置とを並列に運転することによって、回転形周波数変換
装置につけ加える形での増設や、回転形を静止形に置き
換えるなどのシステム変更にも柔軟に対応し得る。

【００２０】

【実施例】以下、図面を参照して、本発明の実施例にか
かる静止形周波数変換装置について説明する。 ＜第１の実施例＞図１に、本発明の第１の実施例にかか
る鉄道車両の静止形周波数変換装置の構成を示す。

【００２１】同図に示すように、５０Ｈｚ側の３相交流
電源系統Ｒ，Ｓ，Ｔには、リアクトルＬｓを介して、５
０Ｈｚの３相交流電力を直流電力に変換するコンバータ
ＣＯＮ（１）の入力側が接続される。

【００２２】コンバータＣＯＮ（１）の出力側と、コン
バータＣＯＮ（２）の入力側は直流母線ＰＮで結ばれて
おり、この直流母線ＰＮ間には、コンデンサＣおよびア
クティブフィルタＡＣＦが接続されている。

【００２３】ＣＯＮ（２）は、直流電力を６０Ｈｚの３
相交流電力に変換するためのインバータである。コンバ
ータＣＯＮ（１）、コンバータＣＯＮ（２）は、自己消
弧素子ＧＴＯ（例えば、ゲートターンオフサイリスタ）
及びダイオードで構成されており、いずれもＰＷＭ（パ
ルス幅変調）制御によって電圧電流の制御を行なうもの
である。

【００２４】コンバータＣＯＮ（２）の出力側には、ス
コット結線変圧器Ｔｒ．が接続されるとともに、コンバ
ータＣＯＮ（２）から出力される負荷電流Ｉu ，Ｉv ，
Ｉwを検出するための電流検出器ＣＴＵ、ＣＴＶ、ＣＴ
Ｗが設けられている。

【００２５】スコット結線変圧器Ｔｒ．は、６０Ｈｚの
３相交流を６０Ｈｚの２相交流に変換するものであり、
その出力は、２つのき電線ＦｅｅｄｅｒＡ，Ｆｅｅｄｅ
ｒＢに供給される。

【００２６】図２に、アクティブフィルタＡＣＦの構成
を示す。このアクティブフィルタＡＣＦは、直流電源Ｅ
a と、トランジスタＳ1 〜Ｓ4、ダイオードＤ1 〜Ｄ4
で構成される電圧形ＰＷＭインバータＶＳＩと、トラン
スＴＲと、電流検出器ＣＴＦと、コンデンサＣF で構成
されている。

【００２７】トランジスタＳ1 のエミッタとトランジス
タＳ2 のコレクタ、トランジスタＳ3 のエミッタとトラ
ンジスタＳ4 のコレクタの接続点間には、トランスＴＲ
の１次巻線が接続される。

【００２８】トランスＴＲの２次巻線は、フィルタＡＣ
Ｆの出力電流を検出する電流検出器ＣＴF 及びコンデン
サＣF と共に直列に接続されて直列回路を構成し、この
直列回路は直流母線ＰＮに接続される。

【００２９】図３（ａ）、（ｂ）に、図２のコンデンサ
ＣF の充電電流ＩF の制御を行なう制御回路の制御ブロ
ック図を示す。この制御回路は、コンバータＣＯＮ
（２）の負荷側で不平衡が生じたとき、生ずる逆相電流
の増加を零にするように制御を行なうものである。

【００３０】図３（ａ）に示す制御ブロック図は、電流
検出器ＣＴＵ、ＣＴＶ、ＣＴＷによって検出されたコン
バータＣＯＮ（２）から出力される負荷電流Ｉu ，Ｉv
，Ｉw から逆相電流Ｉ2 を算出するためのもので、比
例演算器１１、比例演算器１２、移相器１３、比較器１
４、比例演算器１５、乗算器１６、比較器１７で構成さ
れている。

【００３１】図３（ｂ）に示す制御ブロック図は、図３
（ａ）に示す制御ブロック図で算出された逆相電流Ｉ2
からアクティブフィルタＡＣＦの制御信号を出力するも
ので、比較器Ｃ１、電流制御器Ｇ1 （ｓ）、比較器Ｃ
２、電流制御器Ｇ2 （ｓ）、ＰＷＭ制御器ＰＷＭＣ1 で
構成されている。

【００３２】図３（ａ）に示す制御ブロック図のうち、
比例演算器１１は、コンバータＣＯＮ（２）から出力さ
れる負荷電流Ｉu を１／２倍して出力するものである。
比例演算器１２は、負荷電流Ｉu を１／｜Ｉu ｜倍して
出力するものである。

【００３３】移相器１３は、比例演算器１２から入力さ
れる信号の位相を９０度ずらして出力するものである。
比較器１４は、コンバータＣＯＮ（２）から出力される
負荷電流Ｉv と負荷電流Ｉw の偏差を出力するものであ
る。

【００３４】比例演算器１５は、比較器１４から出力さ
れる負荷電流Ｉv と負荷電流Ｉw の偏差である差分信号
を（√３）／６倍して出力するものである。乗算器１６
は、移相器１３から出力される信号と、比例演算器１５
から出力される差分信号を掛け合わせて比較器１７に出
力するものである。

【００３５】比較器１７は、比例演算器１１から入力さ
れる出力信号と、乗算器１６から入力される差分信号の
偏差をとって、逆相電流Ｉ2 として出力するものであ
る。図３（ｂ）に示す制御ブロック図のうち、比較器Ｃ
１は、逆相電流指令Ｉ2 ′と、逆相電流Ｉ2 の偏差を求
め、この偏差信号を出力するものである。

【００３６】電流制御器Ｇ1 （ｓ）は、入力された偏差
信号からアクティブフィルタＡＣＦの出力電流指令値信
号ＩF ′を出力するものである。比較器Ｃ２は、電流制
御器Ｇ1 （ｓ）から入力される指令値信号ＩF ′と、ア
クティブフィルタＡＣＦの出力電流ＩF との偏差を求
め、この偏差信号を出力するものである。

【００３７】電流制御器Ｇ2 （ｓ）は、比較器Ｃ２から
入力される偏差信号に基づいて電流制御を行ない、電流
制御信号を出力するものである。ＰＷＭ（パルス幅変
調）制御器ＰＷＭＣ1 は、電流制御器Ｇ2 （ｓ）から入
力される電流制御信号に基づいて、アクティブフィルタ
ＡＣＦの電圧形インバータＶＳＩのＰＷＭ制御信号を出
力するものである。

【００３８】次に、本発明の第１の実施例にかかる鉄道
車両の静止形周波数変換装置の動作について説明する。
まず、コンバータＣＯＮ（１）、コンバータＣＯＮ
（２）の動作について説明する。コンバータＣＯＮ
（１）により３相交流が直流に変換され、コンバータＣ
ＯＮ（２）により直流が３相交流に変換される。

【００３９】図４に、コンバータＣＯＮ（１）の基本動
作を説明するための図を示す。同図は、１相分に対する
ベクトル図を示している。同図に示すように、コンバー
タＣＯＮ（２）は、力行モード（ａ）、回生モード
（ｂ）のいずれの場合も、系統電圧Ｖs に対する線電流
ｉs の位相が常に同相になるように制御が行なわれる。

【００４０】そのために、力行モード（ａ）では、系統
電圧Ｖs に対してリアクトルＬs による電圧降下が９０
度進み位相になるように、コンバータＣＯＮ（１）によ
って、系統電圧Ｖs に対して遅れ位相θのＶc なる電圧
を発生させる。

【００４１】回生モード（ｂ）では、相電圧に対して線
電流ｉs は、１８０度の位相を持つことが必要であり、
リアクトルＬs による電圧降下が線電流ｉs に対して９
０度進み位相になるように、コンバータＣＯＮ（１）に
よって、系統電圧Ｖs に対して進み位相θのＶc なる電
圧を発生させる。

【００４２】このような制御を実現することにより、力
行モード、回生モードともに、電源力率１で運転が行な
われる。また、コンバータＣＯＮ（２）は、一般に誘導
性負荷であり、Ｖ（電圧）／ｆ（周波数）比が一定にな
るように制御される。

【００４３】き電線Ａ，Ｂに共に電車がある時、あるい
は共に電車がいないときはコンバータＣＯＮ（２）の出
力側からみた負荷は、供給電力の大小はあるもののバラ
ンスした３相負荷になっている。このような場合、直流
回路を通って電源系統へ及ぼす影響は比均的小さい。

【００４４】き電線Ａ，Ｂのいずれか一方のみに電車が
あると、コンバータＣＯＮ（２）の出力側からみた負荷
は、実質的に単相負荷をとることになり、直流回路には
１２０Ｈｚ成分の電圧変動が現れ、これが５０Ｈｚ側系
統に高調波となって現れる。

【００４５】これを抑えるためには直流コンデンサを大
きくする必要があるが、外形寸法大きくなるばかりでな
く、大容量コンデンサシステムはシステム保護の上から
も問題が多い。本発明は、この直流回路に制御能力の優
れたアクティブフィルタＡＣＦを挿入し、コンデンサの
容量を大きくすることなく、変動負荷の影響を電源系統
に伝えないようにするものである。

【００４６】次に、この変動負荷の影響を５０Ｈｚ側系
統に与えないようなアクティブフィルタＡＣＦの制御方
法について説明する。図２に示すアクティブフィルタＡ
ＣＦの電圧形インバータを構成するトランジスタＳ1 と
Ｓ2 は制御信号に基づいて交互に導通し、Ｓ3 とＳ4 も
同様の制御信号で交互に導通し、Ｓ1 とＳ2 、Ｓ3 とＳ
4 の接続点間の電圧、即ち、インバータ出力電圧がトラ
ンスＴＲの１次巻線に印加され、２次巻線の電流ＩF を
調整する。

【００４７】そして、２次巻線に流れる電流ＩF の積分
値である電荷が、コンデンサＣF に充電される。すなわ
ち、アクティブフィルタＡＣＦは、パッシブフィルタで
あるコンデンサの容量を小さくしたことにより増大する
直流電圧変動を打ち消すように、コンデンサＣF の充電
電流ＩF を制御する。

【００４８】次に、図３（ａ）及び図３（ｂ）を参照し
て、アクティブフィルタＡＣＦの制御方法について説明
する。まず、コンバータＣＯＮ（２）の出力側に取り付
けられた電流検出器ＣＴＵ、ＣＴＶ、ＣＴＷによって負
荷電流Ｉu ，Ｉv ，Ｉw が検出され、この値から逆相電
流Ｉ2 を計算により求める。即ち、対称座標法の考え方
から零相電流Ｉ0 、正相電流Ｉ1 、逆相電流Ｉ2 は次の
式で表される。

【００４９】

【数１】

【００５０】一般に、不平衡率は正相電流Ｉ1 に対する
逆相電流Ｉ2 の割合即ちＩ2 ／Ｉ1で表わされる。従っ
て、逆相電流Ｉ2 が零になると不平衡はないことにな
る。逆相電流Ｉ2 の計算は、上記（２）式によって算出
される。

【００５１】以下、この逆相電流Ｉ2 の算出を図３
（ａ）に示す制御ブロック図を参照して説明する。ま
ず、比例演算器１１が、コンバータＣＯＮ（２）から出
力される負荷電流Ｉu を１／２倍して出力する。

【００５２】比例演算器１２は、負荷電流Ｉu を１／｜
Ｉu ｜倍して出力する。移相器１３は、比例演算器１２
から入力される信号の位相を９０度ずらして出力する。

【００５３】比較器１４は、コンバータＣＯＮ（２）か
ら出力される負荷電流Ｉv と負荷電流Ｉw の偏差を出力
する。比例演算器１５は、比較器１４から出力される負
荷電流Ｉv と負荷電流Ｉw の偏差である差分信号を（√
３）／６倍して出力する。

【００５４】乗算器１６は、移相器１３から出力される
信号と、比例演算器１５から出力される差分信号を掛け
合わせて比較器１７に出力する。比較器１７は、比例演
算器１１から入力される出力信号と、乗算器１６から入
力される差分信号の偏差をとって、逆相電流Ｉ2 として
出力する。

【００５５】次に、図３（ａ）に示す制御回路で検出さ
れた逆相電流Ｉ2 からアクティブフィルタＡＣＦの制御
信号を出力するまでの動作について説明する。まず、比
較器Ｃ１が、逆相電流指令Ｉ2 ′と、逆相電流Ｉ2 の偏
差である偏差信号を出力する。この逆相電流指令Ｉ2 ′
としては、「零」が与えられている。

【００５６】電流制御器Ｇ1 （ｓ）は、入力された偏差
信号からアクティブフィルタＡＣＦの出力電流指令値Ｉ
F ′を出力する。比較器Ｃ２は、電流制御器Ｇ1 （ｓ）
から入力される出力電流指令値ＩF ′と、アクティブフ
ィルタＡＣＦの出力電流ＩF との偏差を求め、偏差信号
として出力する。

【００５７】フィルタの出力電流は、図２に示す電流検
出器ＣＴＦによって検出され、この検出器ＣＴＦによっ
て検出されたフィルタの出力電流ＩF が出力電流指令Ｉ
F ′に一致するように制御が行なわれる。

【００５８】すなわち、電流制御器Ｇ2 （ｓ）は、比較
器Ｃ２から入力される偏差信号に基づいて電流制御を行
ない、電流制御信号を出力し、ＰＷＭ（パルス幅変調）
制御器ＰＷＭＣ1 が、電流制御器Ｇ2 （ｓ）から入力さ
れる電流制御信号に基づいて、アクティブフィルタＡＣ
Ｆの電圧形インバータＶＳＩのＰＷＭ制御信号を出力し
て、逆相電流が零になるようにアクティブフィルタＡＣ
Ｆの制御が行なわれる。

【００５９】従って、二つのき電線に電車が存在するか
否か等の条件により静止形変換装置の負荷側で発生する
不平衡、あるいは電力変換の過程で生じる高調波成分が
直流部分で遮断され、電源系統側へ伝達されない。ま
た、その結果として、系統側の高調波の含有量を増やす
ことがない。

【００６０】さらに、電車側で電力回生を行なう場合で
あっても、このような対策を施したシステムでは、たと
え電力回生が行なわれても系統側の質的低下をもたらす
ことはない。 ＜第２の実施例＞上述の第１の実施例においては、逆相
電流を零にする方向にアクティブフィルタＡＣＦを制御
していた。

【００６１】本発明の第２の実施例に係る静止形周波数
変換装置は、直流回路の電圧Ｖdcの変動をなくすように
アクティブフィルタＡＣＦを制御するものである。図５
に、アクティブフィルタＡＣＦの制御ブロック図を示
す。

【００６２】比較器Ｃ３は、直流電圧Vdc と、指令値Vd
c ′の偏差である偏差信号を出力するものである。電圧
制御器Ｇ3 （ｓ）は、入力された偏差信号から電圧制御
を行ない、電圧制御信号を出力するものである。

【００６３】ＰＷＭ制御器ＰＷＭＣ4 は、電圧制御器Ｇ
3 （ｓ）から入力される電圧制御信号に基づいて、アク
ティブフィルタＡＣＦの電圧形インバータＶＳＩのＰＷ
Ｍ制御信号を出力するものである。

【００６４】次に、本発明の第２の実施例にかかる鉄道
車両の静止形周波数変換装置の動作について説明する。
まず、直流電圧Ｖdcと指令値Ｖdc′が比較器Ｃ２におい
て比較されて、直流電圧Vdc と、指令値Vdc ′の偏差で
ある偏差信号が出力される。

【００６５】電圧制御器Ｇ3 （ｓ）は、入力された偏差
信号から電圧制御を行ない、電圧制御信号を出力する。
ＰＷＭ制御器ＰＷＭＣ4 は、電圧制御器Ｇ3 （ｓ）から
入力される電圧制御信号に基づいて、アクティブフィル
タＡＣＦに対してＰＷＭ制御信号を出力して、電圧の変
動が零になるようにアクティブフィルタＡＣＦの制御を
行なう。

【００６６】すなわち、直流電圧Ｖdcの変動分をコンデ
ンサＣF の充電電圧で補なうと考えれば良い。このよう
なアクティブフィルタＡＣＦの制御方法を採用しても、
上述の第１の実施例と同様の効果をる得ることができ
る。 ＜第３の実施例＞上述の第１の実施例においては、電圧
形のアクティブフィルタＡＣＦを使用したが、本発明の
第３の実施例に係る静止形周波数変換装置は、電流形の
アクティブフィルタＡＣＦを使用する。

【００６７】図６（ａ）に、電流形アクティブフィルタ
ＡＣＦの構成を示す。同図に示すように、この電流形ア
クティブフィルタＡＣＦは、チョッパＣＨＯ、ダイオー
ドＤCH、電流変成器ＣＴA 、リアクトルＬA で構成され
る定電流源をつくるチョッパ回路と、スイッチング素子
Ｓ11〜Ｓ14で構成される電流形インバータ部と、を主体
に構成される。

【００６８】スイッチング素子Ｓ11とスイッチング素子
Ｓ13、スイッチング素子Ｓ12とスイッチング素子Ｓ14の
接続点間には、トランスＴＲの１次巻線及びコンデンサ
ＣＨが並列に接続されている。

【００６９】トランスＴＲの２次巻線は、フィルタの出
力電流を検出する電流検出器ＣＴＦ及びコンデンサＣF
と直列に接続されて直列回路を構成し、この直列回路は
直流回路ＰＮに接続される。

【００７０】図６（ｂ）に、チョッパＣＨＯの制御ブロ
ック図を示す。電流制御器Ｈ0 （ｓ）は、電流指令値Ｉ
o ′と実際の電流Ｉo との偏差信号に基づいて、電圧制
御信号ｅo ′を出力するものである。

【００７１】ＰＷＭ制御器ＰＷＭＣ2 は、電流制御器Ｈ
o （ｓ）から入力される電圧制御信号ｅo ′に基づい
て、チョッパ回路のチョッパＣＨＯを制御するＰＷＭ制
御信号を出力するものである。

【００７２】図６（ｃ）に、電流形インバータの制御ブ
ロック図を示す。制御器２１は、負荷電流Ｉu 、Ｉv 、
Ｉw から逆相電流Ｉ2 を演算により求めて、この逆相電
流Ｉ2 を零にするようなフィルタ電流指令ＩF ′を出力
するものである。

【００７３】除算器ＤＩＶは、フィルタ電流指令ＩF ′
と実際の電流Ｉo の乗算を行ない、制御信号ｋF ′を出
力するものである。ＰＷＭ制御器ＰＷＭＣ3 は、除算器
ＤＩＶから入力される制御信号に基づいて、電流形イン
バータのＰＷＭ制御信号を出力するものである。

【００７４】次に、本発明の第３の実施例にかかる鉄道
車両の静止形周波数変換装置の動作について説明する。
まず、図６（ｂ）のチョッパＣＨＯの制御ブロック図に
示すように、指令値Ｉo ′の指令値を受けて、比較器Ｃ
４にて実際の電流Ｉo と比較され、偏差信号として出力
される。

【００７５】この偏差信号は、制御器Ｈo （ｓ）を通し
て電圧制御信号ｅo ′として出力される。ＰＷＭ制御器
ＰＷＭＣ2 は、電流制御器Ｈo （ｓ）から入力される電
圧制御信号ｅo ′に基づいて、チョッパ回路のチョッパ
ＣＨＯを制御するＰＷＭ制御信号を出力して、チョッパ
ＣＨＯを制御する。

【００７６】制御器２１は、負荷電流Ｉu 、Ｉv 、Ｉw
から逆相電流Ｉ2 を演算により求めて、この逆相電流Ｉ
2 を零にするようなフィルタ電流指令ＩF ′を出力す
る。除算器ＤＩＶは、フィルタ電流指令ＩF ′と実際の
電流Ｉo の乗算を行ない、制御信号ｋF ′を出力する。

【００７７】ＰＷＭ制御器ＰＷＭＣ3 は、除算器ＤＩＶ
から入力される制御信号ｋF ′に基づいて、電流形イン
バータのＰＷＭ制御信号を出力して、電流形インバータ
の制御を行なう。

【００７８】すなわち、定電流源の大きさＩo との大小
関係によって、電流形インバータの制御が行なわれる。
従って、電流形アクティブフィルタＡＣＦを使用しても
上述の第１の実施例と同様の効果を得ることができる。

【００７９】また、上述の第２の実施例と同様に、直流
回路の電圧Ｖdcの変動成分を取り出し、それを零にする
方向に電流形のアクティブフィルタＡＣＦを制御するこ
とも可能である。 ＜第４の実施例＞本発明の第４の実施例では、本発明に
係る周波数変換装置を、従来の回転形周波数変換装置と
並列に運転する。

【００８０】図７に、本発明の周波数変換装置を従来の
回転形周波数変換装置と並列運転する方式を示す。同図
に示すように、３相交流電源系統Ｒ、Ｓ、Ｔに対して静
止形周波数変換装置３１と回転形周波数変換装置３２と
が並列に接続されている。

【００８１】この場合の静止形周波数変換装置３１の制
御は、スコット結線変圧器Ｔｒ．の入力側で、電流変成
器ＣＴu 、ＣＴv 、ＣＴw により各相の電流を検出し、
逆相電流を演算し所定の制御を行なえば良い。

【００８２】従って、制御性能の良い静止形変換器３１
を並列に接続することにより、回転形周波数変換器３２
の不平衡成分や高調波成分による熱的な負担が軽くな
り、周波数変換装置の小型化を達成することが出来る。

【００８３】また、回転形周波数変換装置３２との並列
運転においてもその特性は維持されるので、従来の回転
形周波数変換装置３２につけ加える形での増設や、回転
形を静止形に置き換えるなどのシステム変更にも柔軟に
対応し得る。

【００８４】

【発明の効果】従って、請求項１乃至請求項３に対応す
る発明によれば、不平衡電流を低減するようにアクティ
ブフィルタＡＣＦを制御するので、静止形変換装置の負
荷側で発生する不平衡、あるいは電力変換の過程で生じ
る高調波成分が直流回路で遮断され、電源系統側へ伝達
されず、その結果として、系統側の高調波の含有量を増
やすことがない。

【００８５】また、請求項４に対応する発明によれば、
回転形周波数変換装置との並列運転においてもその特性
は維持されるので、従来の回転形周波数変換装置につけ
加える形での増設や、回転形を静止形に置き換えるなど
のシステム変更にも柔軟に対応し得る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例にかかる鉄道車両の静止
形周波数変換装置の構成を示す図。

【図２】同第１の実施例に係るアクティブフィルタＡＣ
Ｆの構成を示す図。

【図３】同第１の実施例におけるアクティブフィルタＡ
ＣＦの制御ブロック図。

【図４】同第１の実施例におけるコンバータＣＯＮ
（２）の基本動作を説明するための図。

【図５】本発明の第２の実施例にかかるアクティブフィ
ルタＡＣＦの制御ブロック図。

【図６】本発明の第３の実施例にかかる電流形アクティ
ブフィルタ及びその制御回路の構成を示す図。

【図７】本発明の第４の実施例にかかる静止形周波数変
換装置と回転形周波数変換装置とを並列に接続した場合
の構成を示す図。

【図８】従来の新幹線に用いられている回転形の周波数
変換装置の構成を示す図。

【図９】従来の回転形周波数変換装置の負荷を示す図。

【符号の説明】

１…同期電動機、２…同期発電機、３…スコット結線変
圧器、１１…比例演算器、１２…比例演算器、１３…移
相器、１４…比較器、１５…比例演算器、１６…除算
器、１７…比較器、２１…制御器、Ｃ1 〜Ｃ4 …比較
器、ＣＯＮ（１），ＣＯＮ（２）…コンバータ、Ｔｒ．
…スコット結線変圧器、Ｃ，ＣF …コンデンサ、ＡＣＦ
…アクティブフィルタ、Ｐ，Ｎ…電源母線、ＬS ，ＬA
…リアクトル、ＥA …直流電源、ＶＳＩ…電圧形インバ
ータ、Ｓ1 〜Ｓ4 ，Ｓ11〜Ｓ14…スイッチング素子、Ｄ
1 〜Ｄ4 ，ＤCH…ダイオード、ＴＲ…単相トランス、Ｃ
ＴA ，ＣＴF ，ＣＴu ，ＣＴv ，ＣＴw …電流検出器、
ＣＨＯ…チョッパ、ＣＳＩ…電流形インバータ、ＧＴＯ
…自己消弧素子。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ３相交流電源系統から入力される交流を
   順変換器及び逆変換器を介して前記３相交流電源系統の
   交流とは異なる周波数の３相交流に変換し、この３相交
   流を２相変換器により２相交流に変換して、異なる２つ
   の負荷に交流電力を供給する静止形周波数変換装置にお
   いて、 前記順変換器の出力側に接続され順変換器と逆変換器の
   間に生ずる高調波を除去するためのフィルタコンデンサ
   と、 前記フィルタコンデンサに並列に接続され導通制御端子
   を有する複数の半導体素子からなり直流を交流に変換す
   るインバータを用いたアクティブフィルタと、 前記負荷側で発生した不平衡電流を吸収するように、前
   記アクティブフィルタの半導体素子を制御する制御手段
   と、 を備えたことを特徴とする静止形周波数変換装置。
2. 【請求項２】 ３相交流電源系統から入力される交流を
   順変換器及び逆変換器を介して前記３相交流電源系統の
   交流とは異なる周波数の３相交流に変換し、この３相交
   流を２相変換器により２相交流に変換して、異なる２つ
   の負荷に交流電力を供給する静止形周波数変換装置にお
   いて、 前記順変換器の出力側に接続され順変換器と逆変換器の
   間に生ずる高調波を除去するためのフィルタコンデンサ
   と、 前記フィルタコンデンサに並列に接続され導通制御端子
   を有する複数の半導体素子からなり直流を交流に変換す
   るインバータを用いたアクティブフィルタと、 前記負荷側で発生した不平衡電流を逆相電流を算出する
   ことにより求める逆相電流算出手段と、 前記逆相電流算出手段によって算出された逆相電流が零
   になる方向に前記アクティブフィルタの半導体素子を制
   御する制御手段と、 を備えたことを特徴とする静止形周波数変換装置。
3. 【請求項３】 ３相交流電源系統から入力される交流を
   順変換器及び逆変換器を介して前記３相交流電源系統の
   交流とは異なる周波数の３相交流に変換し、この３相交
   流を２相変換器により２相交流に変換して、異なる２つ
   の負荷に交流電力を供給する静止形周波数変換装置にお
   いて、 前記順変換器の出力側に接続され順変換器と逆変換器の
   間に生ずる高調波を除去するためのフィルタコンデンサ
   と、 前記フィルタコンデンサに並列に接続され導通制御端子
   を有する複数の半導体素子からなり直流を交流に変換す
   るインバータを用いたアクティブフィルタと、 前記順変換器および逆変換器の間の直流回路の電圧の変
   動を検出する電圧変動検出手段と、 前記電圧変動検出手段によって検出された電圧変動が零
   になる方向に前記アクティブフィルタの半導体素子を制
   御する制御手段と、 を備えたことを特徴とする静止形周波数変換装置。
4. 【請求項４】 ３相交流電源系統から入力される交流を
   順変換器及び逆変換器を介して前記３相交流電源系統の
   交流とは異なる周波数の３相交流に変換し、この３相交
   流を２相変換器により２相交流に変換して、異なる２つ
   の負荷に交流電力を供給する静止形周波数変換装置にお
   いて、 前記順変換器の出力側に接続され順変換器と逆変換器の
   間に生ずる高調波を除去するためのフィルタコンデンサ
   と、 前記フィルタコンデンサに並列に接続され導通制御端子
   を有する複数の半導体素子からなり直流を交流に変換す
   るインバータを用いたアクティブフィルタと、 前記負荷側で発生した不平衡電流を吸収するように、前
   記アクティブフィルタの半導体素子を制御する制御手段
   と、 前記３相交流電源系統に対して接続され、前記３相交流
   電源系統から入力される交流を前記３相交流電源系統の
   交流とは異なる周波数の交流に変換して前記２つの負荷
   に供給する回転形周波数変換装置と、 を備えたことを特徴とする静止形周波数変換装置。