DE2540867C2

DE2540867C2 - Temperaturkompensierte emittergekoppelte Multivibratorschaltung

Info

Publication number: DE2540867C2
Application number: DE2540867A
Authority: DE
Inventors: Robert Roger New Shrewsbury N.J. Cordell
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1974-09-19
Filing date: 1975-09-13
Publication date: 1985-01-24
Also published as: CA1023442A; JPS5157154A; FR2285748A1; JPS5812764B2; FR2285748B1; GB1500085A; US3904989A; NL7510986A; DE2540867A1

Description

Die Erfindung betrifft eine temperaturkompensierte emittergekoppelte Multlvlbratorschaltung mit einem ersten und zweiten Transistor, die je eine Emitter-, eine Kollektor- und eine Basiselektrode besitzen, einem ZeItsteuerungskondensaior, der zwischen die Emitterelektrode des ersten und zweiten Transistors geschaltet Ist, einer ersten und zweiten Stromquelle, die zwischen die Emitterelektrode des ersten Transistors und einen Anschluß festen Potentials bzw. die Emitterelektrode des zweiten Transistors und den Anschluß festen Potentials geschaltet sind, wobei der von der ersten und zweiten Stromquelle gelieferte Strom durch eine Bezugsspannung gesteuert wird.

Eine derartige Multlvlbratorschaltung Ist aus der DE-OS 22 00 883 bekannt. Die Oszillatorfrequenz des Multivibrators wird bestimmt durch die Zeit, die zur Aufladung des zwischen die Emitterkreise geschalteten Zeitsteuerungskondensators auf eine erste Schwellenwertspannung erforderlich Ist, sowie die Zeit, die zur Entladung dieses Kondensators auf eine zweite Schwellenwertspannung benötigt wird. Die Lade- und Entiadezelt lassen sich durch die Größe des Kondensators, die Differenz zwischen den beiden Schwellenwertspannungen sowie durch den Wert des Lade- und Entladestroms steuern. Damit läßt sich der Multivibrator als Oszillator mit variabler Frequenz ausgestalten.

Da der Multivibrator für hohe Frequenzen ausgelegt werden kann und sich für eine lineare Spannungs-Frequenzumwandlung einsetzen läßt, wird er als spannungsgesteuerter Oszillator In phasenstarren gekoppelten Systemen eingesetzt. Hierbei Ist auch von Bedeutung, daß der Multivibrator sich als Integrierte Schaltung realisieren läßt. Der spannungsgesteuerte Oszillator stellt ein kritisches Bauelement der phasenstarren Schleife dar, da beispielsweise die minimale Fllterbandbrelte und die Linearität bei der FM-Demodulation durch die Stabilität und Linearität des spannungsgesteuerten Oszillators begrenzt sind. Die Betriebsgrenzen werden ferner durch die temperaturbedingten Änderungen der freilaufenden Frequenz des Oszillators In unerwünschter Welse eingeschränkt.

Bei bekannten phasenstarren Schleifen sind zur Verringerung von Temperatureinflüssen oder einer Temperaturdrift zusätzliche Schaltungen verwendet worden, deren einzige Funktion eine Kompensation von Temperatureinflüssen Ist. Ein Beispiel eines solchen Lösungsversuchs wird In einem Aufsatz von A. M. Grebene »The Monolithic Phase Locked Loop a Versatile Bullding Block«, IEEE Spectrum, März 1971, Selten 38 bis 49, beschrieben. Bei der dort erläuterten Schaltung wird ein getrenntes Temperaturkompensatlons-Vorspannungsnetzwerk verwendet, um die Emitter-

ströme der MulUvibratorstufe zu ändern und dadurch eine verhältnismäßig stabile freilaufende Frequenz zu erhalten. Eine solche Schaltung kann zwar das Betriebsverhalten wesentlich verbessern, aber die Temperaturkompensation dieser Art hat prinzipielle Nachtelle.

Einerseits besteht die Notwendigkeit, zusätzliche Schaltungen zur Temperaturkompensation einzusetzen. Zum anderen !««ssen sich die bekannten Kompensationsnetzwerke nur so auslegen, daß eine Temperaturkompensation für einen theoretischen Mittelwert oder die typischen Temperatur-Frequenzkennwerte erzielbar ist. Damit ist keine Temperaturkompensation in den Grenzen möglich, die durch eine Massenfertigung vorgegeben sind.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine emittergekoppelte Mulllvlbratorschaltung verfügbar zu machen, bei der eine genaue Temperaturkompensation innerhalb der durch eine Massenfertigung bedingten Grenzen erfolgt und kein gesondertes Netzwerk zur Temperaturkompensation erforderlich ist.

Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß eine Einrichtung zur Steuerung der Kollektorströme des ersten und zweiten Transistors derart, daß der Multivibrator kippt, wenn die Spannung über dem Zeltsteuerungskondensator im wesentlichen gleich der Sperrschichtspannung eines Halbleiterübergangs bei einem Flußstrom Ist, der gleich einem vorbestimmten Vielfachen des von der ersten und zweiten Stromquelle gelieferten Stroms ist, und eine Einrichtung zur Erzeugung der Bezugsspannung für die erste und zweite Stromquelle derart, daß die Bezugsspannung Irn wesentlichen gleich dieser Sperrschichtspannung des Halbleiterübergangs Ist.

Aus IBM Techn. Discl. Bull., Vol. 16, No. 8, Januar 1974, 2520 bis 2523, ist ein Multivibrator bekannt, bei dem eine Einrichtung zum Steuern des Kollektorstroms eines der Transistoren vorgesehen Ist, der eine aktive Last in Form einer Stromquelle erhält.

Weiterbildungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.

Das Wesen der Erfindung wird anham der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

Flg. 1 A und 1 B die Schaltung eines bekannten emittergekoppelten Multivibrators bzw. ein Kurvendiagramm zur Erläuterung der bekanntem Schaltung;

Flg. 2 das Schaltbild eines grundlegenden Ausführungsbeispiels der Erfindung;

Flg. 3 ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung mit der Möglichkeil einer Spannungssteuerung für die Frequenz und Schaltungen zur weiteren Verringerung der temperaturbedlngten Frequenzabwanderung.

Es wird eine Multlvlbratorschaltung verfügbar gemacht, bei der der Lade- und Entladestrom für den Zeitsteuerungskondensator eine Temperaturabhängigkeit zeigt, die scheinbar Identisch mit der Temperaturabhängigkeit Ist, die der Spannungsänderungsberelch des Zeltsteuerungskondensators besitzt. Es wird eine scheinbar konstante Multlvlbrator-Frellauffrequenz über einen großen Temperaturbereich erhalten, und zwar durch

(1) Festlegen der Multlvlbrator-Schwellenwertspannungen derart, daß die Spannungsänderung über dem Zeltsteuerungskondensator In direkter Beziehung zum Spannungsabfall über einem Halblelterübergang steht, der elutn Bezugsstrom führt, welcher ein vorbestimmtes Vielfaches des Ladungsstroms für den Zeltsteuerungskondensator Ist;

(2) Festlegen des Multivibrator-Ladestrom.3 derart, daß er tatsächlich durch den Spannungsabfall eines Halbleiter-Übergangs in Durchlaßrichtung erzeugt wird, der den vorbestimmten Bezugsstrom führt.

Die Spannungsänderung über dem Zeiltsteuerungskondensator wird durch Verwendung einer nicht gesättigten aktiven Belastungsschaltung im Kollektorstromkreis jedes Multivlbrator-Schalttransistors und durch

ίο eine Kreuzkopplung der Kollektoren der Schalttransistoren durch entgegengesetzt gepolte Dioden erzielt. Der Multlvlbrator-Ladestrom wird durch eine temperaturabhängige Stromquellenschaltung erzeugt, die sicherstellt, daß jeder Multlvibrator-Vorspannungsstrom und demgemäß die Kondensator-Lade- und Entladeströme direkt von der Spannung über einem Halbleiterübergang abhängen, der den vorgeschriebenen Strom führt. Diese temperaturabhängige Stromquelle enthält eine Rückkopplungsiianslstorstufe, die die Spannung über einem Zeitsteuerungswiderstand gleich dci Spannung über dem Basis-Emitterübergang eines Tn-nsistors hält, dessen Kollektorstrom gleich dem vorgeschriebenen Bezugsstromwert gehalten wird, und weiterhin sogenannte Stromspiegelschaltungen aufweist, die durch den sich erbebenden Strom über den Zeitsteuerungswiderstand vorgespannt werden und den erforderlichen temperaturabhängigen Vorstrom für die Multlvlbrator-Emltterkreise liefern.
In Flg. IA Ist ein bekannter emittergekoppelter Multivibrator desjenigen Typs dargestellt, der allgemein als spannungsgesteuerter Oszillator In einer Integrierten phasenstarren Schleifenschaltung verwendet wird. Der Multivibrator enthält Schalttransistoren 11, 12 und kreuzgekoppelte Pegelschiebetransistoren 13, 14, die mit den Transistoren 12 bzw. 11 verbunden sind. Die Emitterelektroden der Transistoren 11 und 12 werden durch den Zeltsteuerungskondensator 16 verbunden, der zwischen den Anschlüssen 17, 18 Hegt und normalerweise ein diskreter Kondensator außerhalb der restllchcn Schaltung Ist, die Im allgemeinen eine Integrierte Schaltung auf der Basis von Silizium ist. Zwischen dem Emitter des Transistors 11 und dem Betriebsspannungsanschluß 23 liegt eine Stromquelle mit einem Transistor 19 und einem Widerstand 20. Entsprechend ist eine Stromquelle mit einem Transistor 21 und einem Widerstand 22 zwischen den Emitter des Transistors 12 und dem Anschluß 23 geschaltet. Diese Stromquellen bestimmen die Frequenz des Multlvibrator-Ausgangsslgnals, und bei spannungsgesteuerten Oszillatoren werden In Flg. 1 A nicht dargestellte zusätzliche Schaltungen benutzt, um die den Emitterkreisen der Transistoren 11 und 12 zugeführten Ströme und damit die Oszillatorfrequenz In Abhängigkeit von einer zugeführten Steuerspannun« zu beeinflussen. Stromquellen mit einem Transistor 29 und einem Widerstand 30 bzw. einem T ranslstor 31 und einem Widerstand 32 liegen zwischen dem Emitter der Transistoren 14 bzw. 13 und dem Anschluß 23. Diese Stromquellen liefern die Ruheström; für die kreuzgekoppelten Transistoren 13

6n und 14. Die Basiselektroden der Stromquellentransistoren 19, 21, 29 und 31 liegen gemeinsam an der Anode der Diode 34. Da diese Diode In Reihe mil der weiteren Diode 35 und der Stromquelle 33 zwischen dem Betrlebsspannungsacirchluß 28 und dem Erdanschluß

f>5 23 liegt, werden die Basiselektroden der Stromquellentransistoren 19, 21, 29 und 31 auf einer Spannung gehalten, die im wesentlichen gleich dem doppelten Spannungsabfall an einer Diode oberhalb des Bezugspotenti-

zu

als liegt, das an den Anschluß 23 angelegt Ist. Demge- oder, da maß ergibt sich, daß der Stromfluß über jede Stromquelle Im wesentlichen gleich dem Spannungsabfall einer einzelnen Diode dividiert durch den Wert des bei dieser speziellen Stromquelle verwendeten Widerstandes Ist. Entsprechend der nachfolgenden Schaltungsbe-Schreibung wird ein symmetrisches Multlvlbrator-Ausgangsslgnal zwischen den Anschlüssen 36 und 37 durch F.lnslellunii gleicher Ströme über die Transistoren IV uritl 21 cr/iRlt. i'<

Der Kollektorkreis des Transistors 11 enthalt eine Parallelschaltung aus einer Diode 24 und einer Diode 25. Entsprechend enthalt der Kollektorkreis des Transistors 12 eine Parallelschaltung mit einer Diode 27 und einem Widerstand 26. Die Dioden 24 und 27 stellen In "' Verbindung mit den angeschalteten Transistoren 13 und 14 sicher, daß die Schalttransistoren U und 12 nicht in die Sättigung geraten und bestimmen außerdem die Grüße der Ausgangsspannung.

Die Betriebswelse der bekannten Schaltung läßt sich ™ gut unter Bezugnahme auf das Kurvendiagramm In Fig. 1 B verstehen, wobei davon ausgegangen wird, daß einer der Schalttransistoren, beispielsweise der Transistor 11, im leitenden oder eingeschalteten Zustand Ist (kurz nach dem Zeltpunkt t_a). Wenn der Transistor eingeschaltet Ist, so Ist der Transistor 12 notwendigerweise im nicht-leitenden oder ausgeschalteten Zustand, da die Basis des Transistors 12 Im wesentlichen auf der Spannung V_ix-2v> Hegt und der Emitter des Transistors 12 eine Spannung mehr als l'_cc-3φ hat, wobei V_cc die 3" an den Anschluß 28 angelegte Betriebsspannung 1st und φ den Diodenspannungsabfall Irgendeiner in Frage kommenden Diode oder eines Basls-Emitterubergangs bedeutet, beispielsweise Im vorliegenden Fall den Spannungsabfall an der Diode 24 und am Basls-EmltterUbergang des Transistors 13. Zur Vereinfachung sind die übereinstimmenden Ströme, die die an die Transistoren 11 und 12 angeschalteten Stromquellen liefern, willkürlich mit /, bezeichnet worden. Es ergibt sich dann, daß der Emitterstrom des Transistors 11 gleich 2/, 1st und daß notwendigerweise ein Strom gleich /, über den Zeitsteuerungskondensator 16 In Richtung des In Fig. IA dargestellten Pfeiles fließen muß. Dieser konstante Strom bewirkt, daß die In Fig. IB als V_c dargestellte Spannung über dem Kondensator 16 linear abfällt, wodurch die Spannung am Emitter des Transistors 12 (Kurve V_B In Flg. 1 B) abnimmt. Zum Zeltpunkt f| erreicht die Spannung V_B den Wert V_cc-3p und der Transistor 12 kommt dann in einen nicht gesättigten leitenden Zustand, der wiederum bewirkt, daß das Potential an der Basis des Transistors 14 auf Vcc-y abnimmt. Dadurch wird gleichzeitig der Transistor II ausgeschaltet, da das Potential sowohl am Emitter als auch an der Basis des Transistors 11 im wesentlichen gleich V_Cc~'<P ^|st- Es ergibt sich, daß zu diesem Zeitpunkt der Emiiterstrom des Transistors 12 gleich 2/, wird und der Kondensator 16 sich linear über den Stromquellentransistor 19 aufzuladen beginnt. Zum Zeitpunkt t₂ erreicht die Spannung am Emitter des Transistors 11 den Wert V_C(— 3φ, und die Schaltung kehrt In den Zustand zurück, bei dem der Transistor 11 leitet und der Transistor 12 ausgeschaltet ist.

Die Oszillatorfrequenz der bekannten Schaltung nach FI g. 1 wird häufig ausgedrückt zu

A = ψ/Rin

Λι =

aber man erkennt leicht, dall \erschleUeno
abhänglge Ausdrücke vernachlässigt worden sind, die zu einer Frequenzabwanderung führen. Beispielsweise wird bei der Ableitung des vorstehenden Ausdrucks wie bei der obigen Beschreibung der bekannten Schaltung angenommen, daß der Spannungsabfall an allen Dioden und Basls-Emltterübergängen gleich einer konstanten Spannung φ ist. Es Ist jedoch bekannt, daß der Spannungsabfall an einem Halbleiterübergang, der einen Strom /, fahrt, temperaturabhängig Ist und der Beziehung

65

Zo =

(1) entspricht, wobei k die Boltzmann-Konstante Ist, T der Sperrsfhlchttemperatur In ° Kelvin entspricht, q die elektrische Ladungseinheit Ist und /, dem Sättigungsstrom des Diodenübergangs entspricht. Da die Halbleiterübergänge Innerhalb der Multlvibratorschaltung zum Zeltpunkt der Umschaltung nlriit den gleichen Strom führen, ergibt sich, daß Änderungen des Spannungsabfalls an den Übergängen allein zu einer wesentlichen temperaturabhängigen Drift der freilaufenden Frequenz des bekannten Multivibrators führen. Tatsächlich stellt man fest, daß der Ausdruck φ Im Nenner der Gleichung (1) nicht der Spannungsabfall an einem bestimmten Käibicüefubergang !n der Schaltung nach Flg. 1 1st, sondern das Ergebnis einer mathematischen Summterung entlang einem geschlossenen Stromkreis darstellt, der eine Vielzahl von Halbleiter-Übergängen enthält. Weiterhin zeigt Flg. 1, daß der Strom, der über die Diode während derjenigen Zeit fließt, in welcher der Transistor 11 leitet, im wesentlichen durch den Wert des Widerstandes 25 bestimmt wird. Da diffundierte Slllzlumwlderstände, die Üblicherwelse bei Integrierten Schaltungen verwendet werden, eine hohe Anfangstoleranz, gewöhnlich ±20%, sowie einen verhältnismäßig hohen Temperaturkoeffizienten besitzen, der typisch 2000 ppm/° C übersteigt, kann weder der anfängliche Diodenstrom noch seine genaue Änderung in Abhängigkeit von der Temperatur festgestellt werden. Auf entsprechende Welse führen die Anfangstoleranzen und die Temperaturkoeffizienten der Widerstände 20 und 22 zu einer unvorhersehbaren Temperaturabhängigkeit des Ruhestromes Z₁ . Man erkennt also, daß die bekannte Schaltung eine beträchtliche und ziemlich komplizierte Temperaturdrift

besitzt.

F i g. 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Erfindung, das praktisch die Temperatureinschränkungen nach dem Stand der Technik überwindet, ohne daß ein getrenntes Temperaturkompensationswerk erforderlich ist. Entsprechend der nachfolgenden Erläuterung ist der mathematische Ausdruck für die freilaufende Frequenz der Schaltungsanordnung nach FI g. 2 identisch mit dem für die bekannte Schaltung nach F i g. 1 A. Bei der Schaltung nach Fig. 2 werden jedoch identische Temperaturkennwerte für den Stromausdruck im Zähler und den Diodenspannungsausdruck im Nenner der

7 8

Gleichung (1) hergestellt, wodurch eine praktisch drift- Stromsplegcl, der die aktiven Lastschaltungen des freie oder temperaturunabhängige Beirlebswelse sicher- Multivibrators sowie drei Stromquellen mit den Trangestellt Ist. slstoren 56, 64, 66 und den Widerständen 57, 65 und 60

In Fig. 2 sind diejenigen Bauteile, die mit denen In enthält. Die Stromquelle mit dem Transistor 56 und

Flg. 1 A Identisch sind, gleich bezeichnet. Wie Im Fall 5 dem Widerstand 57 Ist In Reihe mit dem als Diode

der Flg. 1 sind die Schaltmittel für eine Spannungs- geschalteten Transistor 53 und dem Widerstand 54

steueii'ig der Multivibratorfrequenz nicht dargestellt. geschaltei. Demgemäß sind der PNP- und der NPN-

Geelgnete Schaltungsanordnungen sind dem Fachmann Stromspiegel wirksam miteinander verkettet. Das heißt,

bekannt, und eine spezielle Schaltung, die für die prak- jede Stromänderung des PNP-Stromspiegels wird

tische Verwlikllchung der Erfindung geeignet Ist, in wiedergegeben durch eine entsprechende Stromände-

enthält das In Flg. 3 dargestellte Ausführungsbeispiel. rung des NPN-Stromsplegels. Demgemäß ergibt sich.

In Flg. 2 sind die Parallelschaltungen aus Diode und daß der Strom, der über den als Diode geschalteten Widerstand im Kollektorkreis der Schalttransistoren 11, Transistor 58 und die Kollektor-Emltter-Strecke des 12 durch aktive Lastschaltungen mit dem Transistor 41 Transistors 61 fließt, Im Effekt ein Steuerstrom Ist, der und dem Widerstand 42 bzw. dem Transistor 43 und is den Stromwert für jede Stromquelle sowohl des NPN-dem Widerstand 44 ersetzt worden. Jede dieser aktiven als auch des PNP-Stromsplegels bestimmt. In der Schal-Lastschaltungen stellt eine Stromquelle dar, die einen lung nach Flg. 2 wird dieser Steuerstrom durch eine Strom gleich dem iiäiben Wert von /, liefert, '.vcbei wie '.eriipersturabhingige Stromquelle erzeugt, die die In Flg. 1 /| einer, beliebigen, zweckmäßigen Ruhestrom Transistoren 61, 63, 64 und die Widerstände 59, 62 und bedeutet. Antiparallel geschaltete Dioden 46 und 47 20 65 enthält. Der Transistor 64 und der Widerstand 65 liegen zwischen den Kollektoren der Transistoren U bilden eine Stromquelle, die Teil des oben beschrlebe- und 12. Diese Dioden begrenzen die Ausgangsspannung nen PNP-Stromsplegels Ist und zwischen dem Betriebsauf einen Änderungswert von Im wesentlichen einem Spannungsanschluß 28 und dem Kollektor des Tran-Dlödenspannungsabfall und stellen außerdem Strom- slstors 63 liegt. Die Transistoren 63 und 61 liegen In wege für die aktiven Lastschaltungen der Schalttran- 25 einer parallelen Rückkopplungsanordnung, wobei der sistoren bereit, derart, daß der aktive Laststrom des Kollektor des Transistors 63 mit der Basis des Tran-Schalttranslstors Im Auszustand über den eingeschalte- slstors 61 und die Basis des Transistors 63 mit dem ten Schalttransistor geleitet wird. Die Dioden 48, 49 und Emitter des Transistors 61 verbunden sind. Da der 52 liegen In Reihe zwischen dem Kollektor des Tran- Emitter des Transistors 63 mit dem Betrlebsspannungsslsto.s 12 und dem Betriebsspannunganschluß 28, und JO anschluß 23 und der Emitter des Transistors 61 ebendle Diode 51 1st zwischen den Verbindungspunkt der falls mit dem Anschluß 23, aber über den Widerstand Dioden 49, 52 und den Kollektor des Transistors 11 62 verbunden 1st, der normalerweise ein diskreter geschaltet. Die Dioden 48 und 49 stellen eine für die Widerstand Ist, der mit der Integrierten Schaltung über richtige Betriebsweise der aktiven Lastschaltungen die Anschlüsse 38 und 39 verbunden wird. Ist der Spanausreichende Kollektor-Emittervorspannung sicher, 35 nungsabfall am Widerstand 62 im wesentlichen gleich während die Dioder. 51 und 52 die KoHe-ktorspannungs- dem Spannungsabfall am Basls-Emltterübergang des ausschlage der Transistoren 11, 12 begrenzen und Transistors 63. Demgemäß Ist der Kollektorstrom des außerdem einen Stromweg zu den Kollektoren der Transistors 61, der ein Steuerstrom sowohl für den Schalttransistoren 11, 12 bereitstellen. NPN- als auch den PNP-Stromsplegel ist, gleich

Die Basiselektroden der Stromquelientransistoren 19, 40 p₆₃//?₆₂, wobei φ^ der Spannungsabfall am Basls-Emlt-

21, 29 und 31 sind mit der Anode c ^s als Diode terübergang des Transistors Ist, wenn dieser einen geschalteten Transistors 53 verbunden. Dieser liegt In Strom gleich al_% führt, und α ein skalarer Faktor 1st, der Reihe mit dem Widerstand 54, der Kollektor-Emitter- entsprechend der nachfolgenden Erläuterung der Strecke des Transistors 56 und dem Widerstand 57 Betriebswelse so gewählt Ist, daß eine driftfreie Multlzwischen den Betriebsspannungsanschlüssen 28 und 23. 45 vlbratorfrequenz sichergestellt Ist.

Die Kombination der Transistoren !9, 21, 29, 31, des als Die Transistoren 66 und 67, die Diode 68 und die

Diode geschalteten Transistors 53 und der zugeordneten Widerstände 60, 69 stellen eine Startschaltung dar, die

Widerstände 20, 22, 30, 32 und 54 bildet eine Vielzahl sicherstellt, daß die Transistoren 63 und 61 den rlchtl-

von Stromquellen, die allgemein als »Stromspiegel« gen Vorspannungszustand beim erstmaligen Anlegen

bekannt sind. Dieser Ausdruck beschreibt funktionell so der Betriebsspannung an die Oszillatorschaltung errei-

dle Betriebswelse der Stromquellen, da sich zeigen läßt, chen. Beim Einschalten der Betriebsspannung fließt ein

daß der Spannungsabfall an jedem der Stromquellen- Strom in die Basis des Transistors 61, und zwar über

Emitterwiderstände, beispielsweise der Widerstände 20, den Widerstand 69 und die Diode 68, die in Reihe

22, 30 und 32 im wesentlichen gleich der Spannung zwischen den Betriebsspannungsanschluß 28 und die über dem Widerstand 54 ist. Demgemäß wird der 55 mit dem Kollektor des Transistors 63 verbundene Basis Strom über den als Diode geschalteten Transistor 53 des Transistors 61 gelegt sind. Die Stromquelle mit dem durch diejenigen Stromquellen-Transistoren »gespiegelt« Transistor 66 und dem Widerstand 60 ist Bestandteil oder wiederholt, die einen Widerstand mit dem glei- des PNP-Stromsplegels und an die Basis des Transistors chen Wert wie der Widerstand 54 benutzt. In der Schal- 67 gelegt. Da dessen Emitter am Betriebsspannungsantung nach F i g. 2 werden die Widerstände 20 und 22 6O schluß 23 Hegt und der Wert des Widerstandes 60 so normalerweise gleich dem Widerstand 54 gemacht und gewählt Ist, daß der sich ergebende Strom den Transidie Widerstände 30 und 32 sind im allgemeinen unter- stör 67 sättigt, wird die Diode 68 schnell gesperrt und einander gleich, haben aber einen höheren Wert als der der Startstrom fließt nicht mehr in das Vorspannungs-Widerstand 54. netzwerk. Es ist zwar jede Schaltung, die einen ausrei-

Eine Betrachtung von Fig. 2 zeigt, daß die Schal- 65 chend großen Strom an die Basis des Transistors 61 und

tungsanordnung zwei Stromspiegel besitzt, nämlich den den damit verbundenen Kollektor des Transistors 63

oben beschriebenen NPN-Stromsplegel, der die Multi- liefert, brauchbar, aber eine Startschaltung der In F1 g. 2

vlbrator-Emltterströme bestimmt und einen PNP- gezeigten Art ist deswegen vorteilhaft, weil sie einen

Strom nur während der kurzen Zeltspanne unmittelbar nach dem anfänglichen Einschalten der Oszillatorschaltung liefert. Es wird also ein zusätzlicher Strom, der eine Temperaturdrift bewirken könnte, vermieden.

Die Art und Welse, wie die Schaltung nach Flg. 2 das Temperatu.drlftproblem der bekannten Ausführungen vermeldet, läßt sich unter Bezugnahme auf Flg. 2 und einen Vergleich der Betriebswelse mit der der bekannten Schaltung nach Flg. 1 verstehen. Da die an die Emitter der Schalttranslstoren 11 und 12 angeschalteten Stromquellen je einen Strom /, liefern, ergibt sich, daß der Multivibrator nach Fig. 2 der bekannten Schaltung dahingehend ähnelt, daß der Kondensator 16 durch einen Strom /, linear entladen und geladen wird. >Ü Bei der Schaltung nach Flg. 2 zeigt sich aber, daß der

über den leitenden Schalttransistor fließende Strom sehr genau gesteuert wird. Nimmt man an, daß der Transistor 11 leitet und der Transistor 12 ausgeschaltet Ist, so SciZi sich ucf Efi'iiUcfsiiüul des Trunsisturs il aus der Summe der Ströme, die In den aktiven Lastschaltungen fließen, und dem Strom zusammen, der über die In Reihe geschalteten Dioden 48, 49 und Sl fließt. Bei der Schaltung nach Flg. 2 sind die Werte der Widerstände 42 und 44 so gewählt, daß ein Strom I_XI2 vom Transistor 41 direkt In die Kollektorelektrode des Transistors 41 und ein Strom I_xH vom Transistor 43 über die Klemmdiode 47 In die Kollektorelektrode des Transistors 11 fließt. Der restliche Strom /,, der zur Erzielung eines Gesamtkollektorstroms von 2/, erforderlich Ist, fließt demgemäß über die Dioden 48, 49 und 51.

Bei Überprüfung der nachfolgenden Gleichungen, die mathematisch die Betriebswelse der Schaltung nach Fig. 2 beschreiben, läßt sich erkennen, daß von I_xIl abweichende aktive Lastströme eingestellt werden können, ohne vom Grundgedanken der Erfindung abzuweichen. Es läßt sich ferner aus den nachfolgenden Gleichungen erkennen, daß der vepAcndctc aktive Laststrom die Spannungsänderung über dem Zeitsteuerungskondensator 16 bestimmt und demgemäß den temperaturabhängigen Bezugsstromwert bildet, der erforderlich Ist, um eine driftfreie Freilauffrequenz zu erhalten.

Unter Verwendung des Laststromwertes I_xH entsprechend Fig. 2 ergibt sich, daß während des Zeltlntervalls. In welchem die Schaltung von dem Zustand. In welchem der Transistor 11 eingeschaltet Ist, in den Zustand übergeht, in welchem der Transistor 12 leitet, die folgenden Beziehungen bestehen:

/12 =

-- (2- VT)/,

Im Umschaltaugenblick gilt also:

/12 ~ 0,27/,

/47 =

In"

= 0,23/,

= 1,73/,

Da Im Umschaltaugenblick ale Spannung über dem Zeltsteuerungskondensator 16 gleich

1st, läßt sich unter Verwendung der oben angegebenen Strombeziehungen und der Beziehung für die Dloc!°nspannung entsprechend Gleichung (2) zeigen, claß

Γ Ί

kT 0,0359 I_x K_Ci6 = —In Q

1st. Dies Ist Identisch gleich dem Spannungsabfall an einer Diode, die einen Strom von 0,0359 /, führt. Wenn man also feststellt, daß V_cxt äquivalent dem φ-Ausdruck Im Nenner der Gleichung (1) Ist, ergibt sich, daß die Frellauffrequenz der Schaltung nach Flg. 2 praktisch temperaturunabhängig Ist, wenn der Multiplikationsfaktor α für Flg. 2 gleich 0,0359 Ist. Das heißt, die Frellauffrequenz/o für die Schaltung nach Flg. 2 lautet

/47 = \ /l - /,2

/11 = 2 /1 - Z₁₃

wobei jeder Index ein Bauteil gemäß Fig. 2 angibt. Beispielswelse bedeutet Z₄₇ den Strom über die Diode 47.

Da die Schaltung Ihren Zustand ändert, wenn die Multlvlbrator-Schlelfenverstärkung Im wesentlichen gleich Eins ist, läßt sich zeigen, daß Im Umschaltau- «> genblick gilt

/t7(/n + /12) =/11 /12

/0 =

kT

— In 1

0,0359 I_x

Is

,= [- In V

0,0359 I_x I,

und wenn die entsprechenden Sättigungsströme für die Übergänge gleich sind, erhält man für alle Temperaturen

/0 =

4 R₆₂Q₆

Kombiniert man die Strombeziehungen der Gielchungen (3) und (4), so erhält man eine quadratische Gleichung mit der Lösung

Bei der Schaltungsanordnung nach der Erfindung 1st demgemäß die Temperaturdrift In erster Linie nur von den Temperaturkoeffizienten des Widerstandes 62 und des Kondensators 16 abhängig. Es ist demgemäß zweckmäßig, diese externen Bauteile so zu wählen, daß der Temperaturkoeffizient des Widerstandes und des Kondensators gleich groß ist, aber entgegengesetzte Polarität besitzt. Es zeigt sich demgemäß, daß der Widerstand 62 und der Kondensator 16 so gewählt werden können, daß sie die gewünschte Frellauffrequenz genau einstellen und gleichzeitig eine niedrige Frequenzdrift aufrechterhalten.

Fig. 3 zeigt das Schaltbild für ein Ausführungsbeispiel der Erfindung, das eine Spannungssteuerung zur linearen Änderung der Frequenz des Multivibrators In Abhängigkeit von einer angelegten Spannung sowie weiterhin gewisse Schaltungsverfclncrungcn zur Verbesserung des Temperaturverhaltens aufweist. In Flg. 3 sind Bauteile, die identisch mit Bauteilen In FI g. 1 und 2 sind, mit den gleichen Bezugszeichen versehen.

!m Prinzip sind die Schaltungsverfeinerungen gemäß Flg. 3 auf e^ne Verringerung der temperaturbedingten Jaslssiromänderungen gerichtet, die aufgrund von temperaturbedingten Änderungen der Transistor-Stromverstärkungen auftreten.

Im Prinzip we.rden zwei Verfahren verwendet, namllch die Verringerung des Translstor-Baslsstromes durch Verwendung von Darlington-Transistoren und die Hinzufügung von Schaltungen zum Abziehen oder Zuführen eines temperaturabhängigen Stromes, der im wesentlichen gleich einem nachteiligen Basisstrom 1st.

In der Schaltung nach Flg. 3 werden In verschiedenen Fällen Darlington-Schaltungen benutzt. Beispielsweise wurden die Transistoren 101 bzw. 102 den

lü

Der Transistor 108 wird In Basisschaltung betrieben. Sein Emitter Hegt am Kollektor des Transistors 63, seine Basis Ist mit der Basis der Transistoren 101, 103 verbunden und sein Kollektor liegt an der Basis des Transistors 106. Der Transistor 108 kompensiert den durch den Basisstrom des Transistors 63 eingeführten Vorstromfehler, Indem ein Basisstrom, der im wesentlichen gleich dem Basisstrom des Transistors 63 Ist, vom Eingangsstrom des NPN-Stromsplegels, d. h., von der Basis des Transistors 101, abgezogen wird.

Die Diode 109, die zwischen dem Kollektor des Transistors 56 und den zusammengeschalteten Basis-Elektroden der Transistoren 101, 103 liegt, wirkt In Richtung eines Ausgleichs der Kollektor-Basls-Span-

Elngangsschaltungen des NPN- und PNP-Stromsplegels 15 nungen für die Transistoren 55, 58 Im PNP-Stromsptezur Bildung einer Darlington-Schaltung hinzugefügt, gel und die Transistoren 19, 21, 53 Im NPN-Stromsple-

UiTi den Strom zu verringern, der von dem jeweiligen Bezugs oder Ruhestrom des Stromsplegels ahgezoeen wird. Im Fall des NPN-Stromsplegels Ist der Emitter des Translslc.-s 101 mit den zusammengischalteten Basis-Elektroden der Stromquellentransistoren, beispielsweise der Transistoren 19, 21, 29 und 31 verbunden. Der Kollektor Hegt am positiven Betriebsspannungsanschluß und die Basis am Kollektor des Tran-

25

gel. Gleiche Kollektor-Basls-Spannungen verbessern die Betriebsweise der Stromspiegel dadurch, daß Im wesentlichen gleiche Stromverstärkungen für jeden der Transistoren aufrechterhalten werden, deren Ströme direkt die Freilauffrequenz des Multivibrators beeinfiußen.

Bei der Schaltung nach Flg. 3 sind die aktiven Lasttransistoren 41, 43 des Multivibrators nicht als Teil des PNP-Stromsplegels wie bei der Schaltung nach Flg. 2 angeordnet. Es hat sich als zweckmäßig herausgestellt, die Transistoren 41 und 43 als zweiten PNP-Stromsplegel zu schalten, der durch den NPN-Stromspiegel vorgespannt wird. Bei der Überprüfung der Spannungs-Steuerschaltung wird sich zeigen, daß dadurch slcherge-

slstors 53. Der Transistor 53 ist nicht mehr als Diode
geschaltet, wie bei der Schaltung nach Fig. 2, sondern
arbeitet als Transistor mit einer Kollektor-Baslsspannung gleich der Basls-Emltter-Spinnung des Transistors
1(¹I. Dadurch wird die prinzipielle Betriebswelse des
Stromsplegels nicht geändert, da der Emitterstrom des 30 stellt wird, daß Stromänderungen, die bei einer Modula-Translstors 53 als Bezugs- oder Vorstrom des Strom- tion der MuHlvlbratorfrequenz auftreten, sich sowohl spiegeis dient. Der Transistor 102 1st mit dem PNP- bei den Kollektor- als auch bei den Emitterströmen des Stromsplegel auf analoge Welse verbunden. Seine Basis Multivibrators widerspiegeln. In Flg. 3 wird dieser Hegt am Kollektor des Transistors 58, sein Kollektor 1st zweite PNP-Stromsplegel durch Hinzufügen einer mit dem negativen Betriebsspannungsanschluß 23 über 35 Stromquelle mit dem Transistor 111 und dem Widerden !n Basisschaltung betriebenen Transistor 103 und stand 112 zum NPN-Siromsplegel verwirklicht, die Basis-Emltterübergänge der Darllngton-Translstoren
104 und 105 verbunden, und sein Emitter liegt an den
zusammengeschalteten Basis-Elektroden der Stromquellentransistoren 56, 64, 147 des PNP-Stromspiegels. 40

Der Transistor 103 1st besonders zw, .kmäßlg bei Ausführungsbelsplelen, bei denen die PNP-Transistoren In Form seitlich diffundierter Transistoren Integriert sind, die wesentlich kleinere Stromverstärkungen als

Diese Stromquelle liefert den Ruhestrom für den Eingang des aktiven Last-Stromsplegels, der die Transistoren 113, 114 und den Widerstand 115 enthält. Der Eingang des aktiven Last-Stromsplegels Ist auf die gleiche Welse wie der erste PNP-Stromsplegel geschaltet, wobei der Transistor 113 eine Darlington-Eingangsstufe bewirkt und der Transistor 114 sowie der WUjrstand 115 die Spannung bereitstellt, die als Betriebsspannung

übliche vertikal diffundierte Transistoren zeigen. Bei 45 für die aktiven Last-Stromquellen erforderlich Ist. kleineren Stromverstärkungen benötigt der PNP-Strom- Bei der praktischen Verwirklichung der Erfindung hat

spiegel einen verhältnismäßig hohen Gesamtbasisstrom, der dann zu einem größeren Fehler für die Ströme der Stromquellen im Stromspiegel führt. Der Transistor

es sich als zweckmäßig ergeben, eine Bemessung der Emitterströme und Emitterbereiche gewisser Transistoren vorzusehen. Beispielsweise wäre für die Schaltung kompensiert diesen höheren Basisstrom durch Zuführen so nach FI g. 3, wenn der Multlvlbratorstrom Z₁ 500 μΑ eines Stromes, der im wesentlichen gleich diesem sein soll, der Bezugsstrom, der über den Basls-Emitter-Elngangsfehlerstrom des PNP-Stromsplegels ist, d. h., übergang des Transistors 63 fließt, normalerweise des Basisstroms des Transistors 102 in den Ausgang des 17,95 μΑ. Ein solcher Strom läßt sich nur schwierig mit PNP-Stromsplegels an der Basis des Transistors 101. hoher Genauigkeit erzeugen. Unter Verwendung einer

Der Transistor 67 der Startschaltung in Fig. 2 ist 55 Mehrfach-Emitter-Anordnung, beispielsweise des Trandurch Darllngton-Translstoren 104, 105 ersetzt worden, slstors 63 In Flg. 3, mit einer Emitterfläche, die vier um den Strom möglichst klein zu halten, der erforder- Mal größer 1st als die normalerweise in der Schaltung lieh ist, um die Startschaltung in der Sättigung zu erzeugten Transistoren, wird der Bezugsstromwert um halten, nachdem die Stromsplegel die richtigen den Faktor 4 auf 71,8 μ Α erhöht, während die gleiche Betriebsströme hergestellt haben. Man erkennt, daß der 6o Stromdichte aufrechterhalten wird, die ohne Anwen-Baslsstrom für die Transistoren 104 und 105 nicht mehr dung der Emitterbemessung auftreten würde, wie bei der Schaltung nach Flg. 2 von einer getrennten I_n der Schaltung nach Flg. 3 wird die Emitterbemes-

Stromquelle Im PNP-Stromsplegel, sondern vom In Basisschaltung betriebenen Transistor 103 geliefert wird.

sung außerdem Innerhalb des PNP- und NPN-Stromspiegels verwendet. Die Emitterbereiche der Transisto-

Der Rückkopplungstransistor 61 In Flg. 2 ist durch 65 ren 56 und 58 des PNP-Stromspiegels und die Werte Darlington-Transistoren 106 und 107 ersetzt worden, der zugeordneten Widerstände 59 und 57 sind maßstäb-

die den Strom auf ein Minimum bringen, der vom Kollektorstrom des Transistors abgezweigt wird.

Hch vergrößert gegenüber dem Emitterbereich des Transistors 64 und dem Wert des zugeordneten Emit-

terwiderstandes 65, und die Emitterberelche der Transistoren 19, 21 und der Wert der zugeordneten Emitterwiderstände 20 und 22 sind vergrößert gegenüber dem Emitterbereich und den Emitterwiderständen der übrigen Stromquellen des NPN-Stromspiegels, beisplels- s weise gegenüber dem Transistor 111 und dem Widerstand 112. Diese Bemessung stellt die notwendige Beziehung zwischen dem Multlvibratorstrom /, und dem Bezugsstrom her, der über den Basls-Emltterübergang des Transistors 63 fließt. Beispielsweise waren bei dem oben erwähnten Beispiel mit einem Multlvibratorstrom /, von 500 μΑ und einem Bezugsstrom von 71,8 uA die Werte der Widerstände 57 und 59 etwa 3,5 Mal kleiner, um die Kollektorströme der Transistoren 56 und 58 auf 250 μΑ zu bringen. Die Emitterflächen Ii der Transistoren 56 und 58 waren doppelt so groß wie die Emlttei flächen der übrigen Stromquellentransistoren des PNP-Stromsplegels. Obwohl dieser Maßstabsfaktor nicht klein dem Maßstabsfaktor für den Strom oder den Emitterwiderstand ist, ergab sich ein befriedigendes » i/gj»n_M rt« Wert w«· £**i!!!erw£d€rsiSnde 29 und 22 wurde gleich dem halben Wert des Widerstandes für die übrigen Stromquellen des NPN-Stromiplegels gewählt, und die Emitterflächen der Transistoren 19 und 21 waren doppelt so groß wie die der anderen Stromquellentransistoren des NPN-Stromspiegels. Diese Bemessung ergab die gewünschten Stromquellen mit 500 μΑ in den Emitterkreisen der Schalttransistoren 11 und 12. Man beachte, daß der Betrieb der Stromspiegel bei 250 μΑ mit einer Stromverdopplung auf 500 μΑ In den Emitterkreisen der Schalttransistoren einer Verdopplung der Freilauffrequenz des Multivibrators bewirkt. Das heißt, die Frequenz einer solchen Schaltung entspricht dem doppelten Wert der Gleichung (5), also

35

/o =

2 /J₆₂C₁₆

Der Schaltungsteil In Flg. 3 Innerhalb der strich-« punktierten Linie 120 Ist ein dlfferentieller Spannungs-Stromwandler, der eine spannungsgesteuerte Frequenz der Multlvlbratorschaltung dadurch bewirkt, daß ein spannungsgesteuerter Strom In den NPN-Stromsplegel eingeführt wird. Das Spannungssteuersignal wird den Differenz-Eingangsanschlüssen 121 und 122 zugeführt, die mit den Basiselektroden der Transistoren 123 bzw. 124 verbunden sind. Die aktivei. Kollektorschaltungen werden durch die Stromspiegelschaltung der Transistoren 126, 127 und 128 gebildet. Der Kollektor des Tran- so slstors 123 Ist mit der Basis des Transistors 126 und dem Kollektor des Transistors 127 verbunden. Der Kollektor des Transistors 124 liegt am Kollektor des Transistors 128. Die Emitter der Transistoren 127 und 128 sind über die Widerstände 129 bzw. 130 mit dem Betriebsspannungsanschluß 23 verbunden. Der Kollektor des Transistors 126 liegt am Betriebsspannungsanschluß 28. Der Emitter des Transistors 126 Ist mit den zusammengeschalteten Basis-Anschlüssen der Transistoren 127 und 128 verbunden, Der Ausgangssignal- <*> strom des Wandlers wird am Kollektor des Transistors 124 entnommen, der mit dem NPN-Stromspiegel des Multivibrators an der Basis des Transistors 101 verbunden ist. Der Widerstand 154, der normalerweise ein zwischen die Anschlüsse 156 und 157 geschalteter diskreter Widerstand Ist, steP.t den Steuerspannungs-Frequenzproportlonalltätsfaktor her.

Die Emitterströme der Transistoren 123 und 124

werden durch einen PNP-Stromspiegel mit den Transistoren 131, 132, 133 und 134 erzeugt. Eine Stromquelle mit dem Transistor 131 und den in Reihe geschalteten EmltterwMerständen 136 und 137 liegt am Emitter des Transistors 123, und eine Stromquelle mit dem Transistor 132 und den in Reihe geschalteten Emitterwiderstanden 138 und 139 Ist an den Emitter des Transistors 124 angeschaltet. Die Verwendung von In Reihe geschalteten Emitterwiderständen Ut, 137 und 138, 139, wobei der Verbindungspunkt der Widerstände 136 und 137 mit dem Anschluß 141 und der Verbindungspunkt der Widerstände 138 und 139 mit dem Anschluß 142 verbunden Ist, ermöglicht ggf. die Anbringung zusätzlicher Verbindungen außerhalb der Integrierten Schaltung zwischen den Anschlüssen 141, 142 und dem BetriebsspannungsanschiuB 128 zur Erhöhung des Stromes der beiden Emitterstromquellen und damit der maximalen spannungsgesteuerten Frequenzänderung. Die BasisanschlQsse der Emilter-Stromquellentranstsloren 131 und 132 liegen beide am Emitter des Transistors 134 und der Basis des Transistors 133. Der Emitter des Transistors 133 Ist mit dem Betriebsspannungsanschluß 28 Ober einen Widerstand 143 verbunden. Der Kollektor des Transistors 134 Hegt am Betriebsspannungsanschluß 23. Der Kollektor des Transistors 133 und die damit verbundene Basis des Transistors 134 sind an den Kollektor des Transistors 146 angeschaltet, der einen Stromquellentransistor In einem NPN-Stromsplegel darstellt, welcher den PNP-Stromspiegel des Spannungs-Stromwandlers mit dem PNP-Stromspiegel des Multivibrators verbindet. Diese Stromspiegel wenden mit Hilfe des Transistors 147 und des zugeordneten Emitterwiderstandes 148 verkettet, die Teil des PNP-Stromsplegels mit den Transistoren 56, 58, 64 und 102 sind. Der Kollektor des Transistors 147 ist mit dem Kollektor des Transistors 151 und der Basis des Transistors 149 verbunden, die den Eingang des NPN-Stromsplegels des Spannungs-Stromwandlers bildet.

Der Kollektor des Transistors 149 Ist mit dem Betriebsspannungsanschluß 28 verbunden, und der Emitter des Transistors 149 Hegt an den zusammengeschalteten Basis-Anschlüssen der Stromquellentransistoren 146 und 151. Die Widerstände 152 und 153 führen vom Emitter des Transistors 146 bzw. 151 zum Betriebsspannungsanschluß 23.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche: emittergekoppelte

1. Temperaturkompensierte
Multlvlbratorschaltung mit einem ersten und zweiten Transistor, die je eine Emitter-, eine Kollektor- und eine Basiselektrode besitzen, einem Zeltsteuerungskondensator, der zwischen die Emitterelektrode des ersten und zweiten Transistors geschaltet ist, '<> einer ersten und zweiten Stromquelle, die zwischen die Emitterelektrode des ersten Transistors und einen Anschluß festen Potentials bzw. die Emitterelektrode des zweiten Transistors una den Anschluß festen Potentials geschaltet sind, wobei der von der ersten und zweiten Stromquelle gelieferte Strom durch eine Bezugsspannung gesteuert wird, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (41, 43,

47, 48, 49. Sl für den Transistor 11 und 41, 43, 46,

48, 49 un& 52 für den Transistor 12) zur Steuerung der Kollektorströme des ersten und zweiten lranslstors (11, 12) derer., <laß der Multivibrator kippt, wenn die Spannung über dem Zeltsteuerungskondensator (16) Im wesentlichen gleich der Sperrschichtspannung eines Halbleiterübergangs bei einem Flußstrom ist, der gleich einem -vorbestimmten Vielfachen des von der ersten und zweiten Stromquelle gelieferten Stromes 1st, und

eine Einrichtung (61, 63, 62, 64) zur Erzeugung der Bezugsspannung für die erste und zweite Stromquelle derart, daß die Bezugsspannung im wesentlichen gleich dieser Sferrschl-'atspannüng des Halbleiterübergangs 1st.

2. Multlvlbratorschaltung ■ ;ch Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Spannungssteuereinrichtung (Anschlüsse 36, 37 und Quelle für angekoppelte Steuerspannung) an die Basis des ersten und zweiten Transistors angekoppelt ist, um die Emitterströme In Abhängigkeit von einer angelegten Spannung und damit die Schwingfrequenz des emittergekoppelten Multivibrators zu andern.

3. Multlvlbratorschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Steuerung der Kollektorströme des ersten und zweiten Transistors eine erste (41, 42) und eine zweite (43, 44) aktive Lastschaltung enthält, die an den Kollektor des ersten bzw. zweiten Schalttransistors angekoppelt sind, daß jede der beiden aktiven Lastschaltungen im wesentlichen eine Stromquelle für einen Strom darstellt, der ein Bruchteil des Stromes der ersten und zweiten Stromquelle Ist, daß eine erste (46) und eine zweite (47) Diode parallel zwischen die Kollektoren des ersten und zweiten Schalttransistors gelegt sind und daß Schaltmittel (48, 49 und 51 oder 52) an den Kollektor des ersten und zweiten Transistors angeschaltet sind, um einen Strom zu liefern, der Im wesentlichen gleich der Differenz zwischen der Summe der Ströme In der ersten und zweiten Stromquelle und der Summe der Ströme in der ersten und zweiten aktiven Lastsehal- 6() tung Ist.

4. Multlvlbratorschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Erzeugung der Bezugsspannung für die erste und zweite Stromquelle einen dritten (63) und einen vierten (61) Transistor enthält, daß der Kollektor des dritten Transistors mit der Basis des vierten Transistors verbunden Ist, daß der Emitter des dritten Transistors an einem zweiten Anschluß festen Potentials liegt, daß die Basis des dritten Transistors mit dem Emitter des vierten Transistors verbunden 1st und daß die Einrichtung zur Erzeugung des Steuersignals einen Widerstand (62) aufweist, der zwischen den zweiten Anschluß festen Potentials und den Emitter des vierten Transistors gelegt ist, ferner eine Einrichtung (65, 64) zur Einstellung des Kollektorstroms des dritten Transistors im wesentlichen gleich dem Bruchteil des ersten vorbestimmten Stromes, und eine Einrichtung (56, 57, 53, 54) zur Verwendung des über den Widerstand fließenden Stromes als das Bezugsspannungssignal.