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WO2007094106A1 - 車両用機器およびこの機器に使用する通信インタフェース回路 - Google Patents

車両用機器およびこの機器に使用する通信インタフェース回路 Download PDF

Info

Publication number
WO2007094106A1
WO2007094106A1 PCT/JP2006/323003 JP2006323003W WO2007094106A1 WO 2007094106 A1 WO2007094106 A1 WO 2007094106A1 JP 2006323003 W JP2006323003 W JP 2006323003W WO 2007094106 A1 WO2007094106 A1 WO 2007094106A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
circuit
vehicle
signal
ground
constant current
Prior art date
Application number
PCT/JP2006/323003
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Yasunori Ohtsuka
Takashi Ohsawa
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corporation
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corporation filed Critical Mitsubishi Electric Corporation
Priority to CN2006800528995A priority Critical patent/CN101374694B/zh
Priority to US12/223,112 priority patent/US8180526B2/en
Priority to DE112006003744T priority patent/DE112006003744T5/de
Priority to JP2008500401A priority patent/JP4554705B2/ja
Publication of WO2007094106A1 publication Critical patent/WO2007094106A1/ja

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B3/00—Line transmission systems
    • H04B3/54—Systems for transmission via power distribution lines
    • H04B3/548—Systems for transmission via power distribution lines the power on the line being DC
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B2203/00—Indexing scheme relating to line transmission systems
    • H04B2203/54—Aspects of powerline communications not already covered by H04B3/54 and its subgroups
    • H04B2203/5462—Systems for power line communications
    • H04B2203/547—Systems for power line communications via DC power distribution

Definitions

  • the present invention has a vehicle body ground (GND) and a circuit ground, and is used for a vehicle that performs two-way communication using digital signals between an on-vehicle device provided on the vehicle body ground side and a circuit provided on the circuit ground side.
  • the present invention relates to equipment and communication interface circuits used in this equipment.
  • a configuration for transmitting a signal by communication between one in-vehicle device and another device has already been put into practical use, and many techniques related to this configuration have been disclosed. For example, there are the following conventional examples of this configuration.
  • This conventional example relates to a vehicle device that uses a microcomputer (hereinafter referred to as “microcomputer”) as a control unit that transmits signals to other in-vehicle devices.
  • microcomputer hereinafter referred to as “microcomputer”
  • Switching elements that turn on and off the load based on the output signal of the microcomputer power and turn on and off the load current, and the ripple current is applied to other devices such as a radio.
  • a filter for reducing ripple current between the low-voltage side terminal of the switching element (referred to as “circuit ground”) and the vehicle body ground so as not to adversely affect noise.
  • circuit ground the filter
  • the electric current between the microcomputer (vehicle body ground side) and the switching element (circuit ground side) due to a voltage drop caused by a large current flowing through the filter.
  • a photo power bra is provided as an insulating signal transmission interface (see, for example, Patent Document 1).
  • the filter for reducing the ripple current is arranged on the positive power source side instead of the above-mentioned ground side, the terminal on the low voltage side of the switching element is directly grounded on the vehicle body. It can be directly connected to the ground of the microcomputer, and the influence of the voltage drop (potential difference) generated in the filter as described above is eliminated, and it is not necessary to use a photo power bra.
  • it is necessary to place a filter on the ground side as described above. In such cases, the filter must be placed on the ground side.
  • the above-described conventional example is necessary for the arrangement.
  • a diode that prevents reverse flow of the battery power supply is provided so that the battery power supply polarity is reversed (reverse connection), which is a usage environment unique to in-vehicle devices, so that the device will not be destroyed even in the event of an abnormal situation. It may be placed in series with this battery power supply. In this case, if the diode is placed on the positive side of the battery power supply, the problem of voltage drop (potential difference) does not occur as in the conventional example. Due to the structure of the force diode, the frame side where the chip is mounted becomes a force sword.
  • the diode that prevents the reverse current flow when the battery power supply is reversely connected also has a forward voltage drop during normal use. Cannot be ignored.
  • FET field effect transistor
  • N-ch type FETs with low on-resistance required to suppress this on-state voltage drop, and the N-ch type FETs are often used instead of diodes because they are inexpensive! ,.
  • the power of the parasitic diode of the FET chip is the same as the above diode situation.
  • the conventional example is effective when various elements for various purposes such as a filter (choke coil) and a diode are arranged between the switching element on the circuit ground side and the vehicle ground.
  • the microcomputer and other vehicles are installed. If the communication line with the transmitter is a transmission line and a reception line that receives signals from this transmission line, that is, if there is a one-to-one relationship between the microcomputer and the controlled object, the microcomputer Arranging the potential to be installed on the side of the vehicle is more convenient because it uses a single interface circuit such as a photo power bra.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Application Laid-Open No. 2003-154903
  • Patent Document 1 The conventional vehicle device (Patent Document 1) is configured as described above, and the effect of the potential difference between the vehicle grounding side and the circuit grounding side caused by the large current flowing through the noise suppression filter It is eliminated by a signal transmission interface such as a power bracket, and signal communication is performed from the microcomputer to the switching element.
  • Patent Document 1 the configuration of the conventional vehicle equipment (Patent Document 1) is not limited to the filter (choke coil), and various elements for various purposes such as a resistor for current detection, a diode for protecting the reverse connection of the notch power supply, or an FET are grounded. Applicable and effective when placed between the vehicle and the vehicle ground
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, eliminates the influence of a voltage drop (potential difference) generated in an impedance element arranged between the vehicle ground and the circuit ground, and is compact.
  • An object is to obtain a communication interface circuit to be used. Disclosure of the invention
  • a vehicle device operates on the basis of the vehicle body ground which is the negative side of the battery power supply, and transmits and receives digital communication signals, and one end is connected to the vehicle body ground and the other end
  • An impedance element having a circuit ground as a reference, a controlled circuit that operates based on the circuit ground, and a digital circuit that operates based on the circuit ground to control the controlled circuit and that is transmitted to the vehicle-mounted device.
  • a control unit that outputs a communication signal, and operates based on both the vehicle body grounding and the circuit grounding, cancels a potential difference between the vehicle body grounding and the circuit grounding by the impedance element, and the vehicle-mounted device and the control unit And a communication interface circuit for bidirectional communication between them.
  • the control unit is arranged on the controlled circuit side that operates based on the circuit ground and directly controls the controlled circuit, and the control unit and the vehicle body grounding are used as a reference.
  • a communication interface circuit is provided between the in-vehicle device and the control unit so as to cancel the potential difference between the vehicle ground and the circuit ground caused by the impedance element.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a vehicle device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing a specific example of an impedance element.
  • FIG. 3 is an explanatory diagram of a hysteresis function, where (a) is a timing relationship diagram between a communication signal input to the comparator and a communication signal output from the comparator, and (b) is a hysteresis characteristic diagram.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a vehicle device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • this vehicle equipment is roughly divided into battery power supply 1, on-vehicle device 2, impedance element 3, DC Z-DC converter (hereinafter referred to as "DCZDC converter") 4, load 5, control unit 6, and communication interface. It is composed of circuit 7.
  • DCZDC converter DC Z-DC converter
  • the battery power supply 1 supplies power to each circuit, and the negative electrode side is connected to the vehicle body ground GNDb.
  • the in-vehicle device 2 operates based on the vehicle grounding GNDb and transmits and receives communication signals such as digital control signals.
  • the impedance element 3 is formed by an element corresponding to the purpose of use.
  • Fig. 1 shows a current detection resistor 3a, for example, and Fig. 2 shows other elements.
  • FIG. 2 is a diagram showing a specific example of the impedance element 3.
  • the impedance element 3 other than the resistor 3a is, for example, an inductance (L) as a filter coil for noise suppression, a diode (D) or FET for reverse connection protection of the battery power supply 1. .
  • the impedance element 3 for various purposes is provided so that one end is connected to the vehicle ground GNDb and the other end is connected to the circuit ground GNDc.
  • the reason why the impedance element 3 is arranged on the GND side as described above is, for example, in the case of a diode (D) or FET, an insulating plate or the like is not required when assembling these elements, and the heat dissipation path of This is because the thermal resistance can be reduced, and thereby the heat generation of the element can be easily suppressed.
  • the DCZDC converter 4 operates with reference to the circuit ground GNDc on the other end side of the impedance element 3, and converts the DC voltage supplied from the battery power supply 1 into a DC voltage having a predetermined voltage value.
  • the load 5 is an in-vehicle headlamp, for example, and operates by receiving power supply from the DCZDC converter 4 that operates based on the circuit ground GNDc.
  • Both the DCZDC converter 4 and the load 5 are controlled circuits.
  • the control unit 6 operates with reference to the circuit ground GNDc, and controls the DCZDC converter 4 that is a controlled circuit based on the communication signal transmitted from the vehicle-mounted device 2 via the communication interface circuit 7 described below, and the load 5 To control. Further, for example, a digital communication signal such as a signal related to the control state is transmitted to the vehicle-mounted device 2 via the communication interface circuit 7.
  • the control unit 6 is constituted by a microcomputer, for example.
  • the communication interface circuit 7 operates based on both the vehicle body grounding GNDb and the circuit grounding GNDc, and bidirectionally communicates communication signals between the vehicle-mounted device 2 and the control unit 6. This communication is performed by canceling the potential difference between the vehicle ground GNDb and the circuit ground GNDc that is caused by the current Io flowing through the DCZDC converter 4 in the controlled circuit flowing through the impedance element 3.
  • This communication interface circuit 7 includes a comparator (comparator) 71, a first constant current signal generation circuit 7A, a hysteresis circuit such as a transistor 79, a second constant current signal generation circuit 7B, and a signal output circuit such as a transistor 85. And a power supply unit 87.
  • the comparator 71 is supplied with power from the power supply unit 87 to be described later and operates with reference to the circuit ground GNDc, and the non-inverting input terminal (+) is a digital signal based on the vehicle ground GN Db with reference to the vehicle ground GN Db.
  • the form control signal Si is input.
  • the control signal Si is connected to the inverting input terminal (-), and the comparison reference signal Sf is set and input with respect to the vehicle ground GNDb for high (H) or low (L) level judgment. Digital based on level judgment
  • the control signal Sr of the configuration is transmitted to the receiving end (Rx) of the control unit 6.
  • the comparison reference signal Sf is generated by a resistor 72 and a resistor 73 that divide a DC voltage between the battery power source 1 (positive electrode) and the vehicle body ground GNDb (negative electrode), and a hysteresis circuit described later that operates based on the vehicle body ground GNDb. Set.
  • the first constant current signal generating circuit 7A is formed of a PNP transistor 74 and resistors 75, 76, 77, 78, and operates with reference to the circuit ground GNDc.
  • the first constant current signal generating circuit 7A passes a constant current signal Icl to the collector (C) of the transistor 74.
  • the hysteresis circuit is composed of an NPN transistor 79 and a resistor 80, and operates based on the vehicle grounding GNDb. This hysteresis circuit operates by receiving the constant current signal Icl from the first constant current signal generating circuit 7A formed by the transistor 74 or the like at the base (B) of the transistor 79, and generates the comparison reference signal Sf set in the comparator 71. Change the level.
  • the second constant current signal generating circuit 7B is formed by a PNP transistor 81 and resistors 82, 83, 84, and operates with reference to the circuit ground GNDc.
  • the second constant current signal generating circuit 7B generates a constant current signal Ic2 at the collector (C) of the transistor 81.
  • the signal output circuit is formed by an NPN transistor 85 and a resistor 86, and operates based on the vehicle body grounding GN Db.
  • This signal output circuit operates by receiving the constant current signal Ic2 from the second constant current signal generation circuit 7B formed by the transistor 81 and the like at the base (B) of the transistor 85, and the transmission terminal (Tx) of the control unit 6
  • the communication signal St output from is transmitted to the vehicle-mounted device 2.
  • the resistor 86 also serves as an operating voltage setting for the non-inverting input terminal (+) of the comparator 71.
  • the power supply unit 87 generates DC circuit power supplies Vccl and Vcc2 based on the DC voltage from the battery power supply 1, and includes the first constant current signal generation circuit 7A such as the comparator 71 and transistor 74, the transistor 81, etc. Supply power to second constant current signal generation circuit 7B and control unit 6.
  • the circuit power sources Vccl and Vcc2 generated by the power source 87 are voltages based on the circuit ground GNDc.
  • Patent Document 1 In the case where the impedance element 3 is arranged on the ground (GND) side and the control unit 6 controls a plurality of controlled objects, the pho- to described in the conventional example (Patent Document 1) is used.
  • the configuration using tokabra since the control unit 6 and the controlled object have a one-to-many relationship, it is necessary to provide a photo force bra for each controlled object, and the number of parts increases. It has already been explained that this causes problems.
  • the control unit 6 controls a plurality of controlled objects as described above
  • a discharge lamp lighting device that lights an on-vehicle headlamp HID bulb (high-intensity discharge lamp).
  • an FET is provided on the ground (GND) side as an impedance element 3 for protecting the reverse connection of the battery power supply 1.
  • signals connected to the control unit 6 are as follows.
  • the following (1) to (4) are signals belonging to the circuit ground GNDc side (controlled side) which is the other end side of the impedance element 3 (FET).
  • Signal lines corresponding to the four systems of signals (1) to (4) above are signal lines 6a to 6d between the control unit 6 in FIG. 1 and the DCZDC converter 4 that is the controlled object.
  • the communication line 8 between the vehicle-mounted device 2 and the control unit 6 is usually one, and therefore the number of lines connecting the vehicle-mounted device 2 and the control unit 6 is more controlled. This is far less than the number of lines connecting between section 6 and DCZDC converter 4.
  • control unit 6 controls multiple controlled objects
  • the control unit 6 is arranged on the controlled side (DCZDC converter 4 side) that operates with the circuit ground GNDc as the reference, and there are many connections. Connect the control unit 6 directly to the controlled object. As a result, the control unit 6 The operation is based on the ground GNDc.
  • control unit 6 is disposed on the controlled side, and is directly connected to the communication line 8 of the vehicle-mounted device 2 that transmits and receives signals based on the vehicle body ground GNDb and the controlled object on the circuit ground GNDc side.
  • a communication interface circuit 7 is arranged between the control unit 6 and the potential difference between the vehicle body ground GNDb and the circuit ground GNDc caused by the impedance element 3 is canceled. If communication is performed, the number of components of the communication interface circuit 7 can be reduced, and a vehicle device (for example, the discharge lamp lighting device in the above example) can be realized that is downsized and inexpensive.
  • the digital communication signal Si output from the vehicle-mounted device 2 that operates with respect to the vehicle ground GNDb as the reference.
  • the Si signal passes through the communication line 8, and the comparator 71 operates with the circuit power supply Vccl from the power supply unit 87 with respect to the circuit ground GNDc. Input to the non-inverting input terminal (+).
  • the comparator 71 has an inverting input terminal (one) formed by voltage dividing resistors 72 and 73 with reference to the vehicle ground GNDb, a transistor 79, etc., and a hysteresis reference circuit that operates with the vehicle ground GNDb as a reference signal for comparison. Sf is set.
  • the communication signal Si and the comparison reference signal Sf are signals based on the vehicle ground GNDb.
  • the communication signal Si input to the non-inverting input terminal (+) is compared with the comparison reference signal Sf as a reference, and the communication signal Si is judged as high (H) or low (L).
  • the digital communication signal Sr based on this level determination becomes the output of the comparator 71, and this communication signal Sr is transmitted to the receiving end (Rx) of the control unit 6.
  • This communication signal Sr is a signal based on the circuit ground GN Dc.
  • the control unit 6 operates with the circuit power supply Vcc2 from the power supply unit 87 based on the circuit ground GNDc.
  • the control unit 6 controls the DCZDC converter 4 and the load 5 of the controlled circuit directly connected to the control unit 6 based on the communication signal Sr transmitted and inputted to the receiving end (Rx).
  • This voltage drop Vz fluctuates depending on the current Io and becomes the potential difference between the vehicle ground GNDb and the circuit ground GNDc. To this potential difference As a result, the circuit ground GNDc is raised with respect to the vehicle body ground GNDb.
  • the power supply voltage of the circuit power supply Vccl (referenced to circuit ground GNDc) supplied to the comparator 71 is a force that varies depending on the current Io flowing through the impedance element 3.
  • the comparison reference signal Sf input to (1) operates based on the vehicle grounding GNDb and the battery power supply 1.
  • the comparison between the communication signal Si and the comparison reference signal Sf is affected by the potential difference due to the impedance element 3. There is nothing to do. Therefore, the communication signal Sr output from the comparator 71 transmitted to the receiving end (Rx) of the control unit 6 is a stable signal, similar to the communication signal Si on the vehicle body ground GNDb side.
  • the power supply voltage of the comparator 71 fluctuates corresponding to the voltage drop Vz (potential difference) caused by the impedance element 3! Therefore, the comparator 71 operates with the relative voltage of the signal and the power supply as an in-phase voltage, and if the response speed of the comparator 71 is sufficiently fast, no abnormal output is produced with this relative voltage.
  • the comparison reference signal Sf at the inverting input terminal (-) of the comparator 71 is set to a voltage obtained by dividing the resistance between the voltage (positive polarity) of the battery power supply 1 and the circuit ground GNDc, it will be generated in the impedance element 3.
  • the potential difference between the vehicle ground GNDb and the circuit ground GND c changes due to the voltage drop Vz (potential difference), which causes the comparison reference signal Sf to fluctuate and possibly cause the communication signal Si from the OBE 2 to be misjudged.
  • the comparison reference signal Sf is a signal based on the vehicle grounding GNDb, such a misjudgment does not occur! /.
  • Fig. 3 is an explanatory diagram of the hysteresis function.
  • Fig. 3 (a) is a timing relationship diagram between the communication signal Si input to the comparator 71 and the communication signal Sr output from the comparator 71
  • Fig. 3 (b) is a hysteresis characteristic diagram. It is.
  • FIG. 3B is a hysteresis characteristic diagram in which the horizontal axis represents the communication signal Si that is the input of the comparator 71 and the vertical axis represents the communication signal Sr that is the output of the comparator 71.
  • the first constant current signal generating circuit 7A formed by the transistor 74 and the like operates based on the circuit ground GNDc.
  • the potential difference between the circuit ground GNDc and the vehicle ground GNDb is generated by the impedance element 3. Therefore, it is affected by this potential difference.
  • the voltage relationship between the circuit ground GNDc and the circuit power supply Vcc2 of the power supply unit 87 does not change. Therefore, the potentials at the base (B), the emitter (E) of the transistor 74 and the output terminal of the comparator 71 are not affected by the potential difference.
  • the voltage across the resistor 76 becomes a constant voltage regardless of the potential difference, and a constant current (the voltage ZR76 across R76) flows through the collector (C) of the transistor 74.
  • the potential difference between the body ground GND b and the circuit ground GNDc due to the impedance element 3 affects the voltage variation between the collector (C) and the emitter (E) of the transistor 74, and this voltage variation absorbs the potential difference ( Cancel)
  • the constant current signal Icl flows into the base (B) of the transistor 79 forming the hysteresis circuit. Due to the inflow of the constant current signal Icl, the transistor 79 is stably turned on without being affected by a potential difference between the vehicle ground GNDb and the circuit ground GNDc, and the inverting input terminal (one) of the comparator 71 via the resistor 80. The voltage of the comparison reference signal Sf is reduced.
  • the transistor 79 in the hysteresis circuit is driven with a constant current and operates with reference to the vehicle ground GNDb, so that it has stable hysteresis characteristics without being affected by the potential difference between the vehicle ground GNDb and the circuit ground GNDc. Obtainable.
  • high (H) Z low (L) is determined as described above.
  • Control unit 6 that operates based on circuit ground GNDc transmits to OBE 2 at its transmitting end (Tx).
  • the digital communication signal St is output.
  • the communication signal St is divided by the resistor 83 and the resistor 84 forming the second constant current signal generating circuit 7B and input to the base (B) of the transistor 81.
  • the transistor 81 is turned off when the communication signal St input to its base (B) is high (H) and turned on when low (L).
  • the operation is set by the resistor 82 on the emitter (E) side and the resistors 83 and 84 on the base side so as to be turned on or off in this way.
  • the second constant current signal generating circuit 7B formed by the transistor 81 and the like operates with reference to the circuit ground GNDc. Similarly to the first constant current signal generating circuit 7A described above, It will be affected by the potential difference between the circuit ground and GNDc.
  • the voltage relationship between the circuit ground GNDc and the circuit power supply Vcc2 of the power supply unit 87 does not change. Therefore, each potential of the base (B) and the emitter (E) of the transistor 81 is not affected by the potential difference. As a result, the voltage between both ends of the resistor 82 (R82) becomes a constant voltage regardless of the above-described potential difference, and a constant current (voltage RR between both ends R82) flows through the collector (C) of the transistor 81.
  • the potential difference between the vehicle ground GNDb and the circuit ground GNDc affects the voltage fluctuation between the collector (C) and the emitter (E) of the transistor 81, as in the case of the transistor 74 described above. Use this voltage fluctuation to absorb (cancel) the potential difference! /
  • the electric potential of the vehicle ground GNDb is low (L) level, and the same low (L) level communication signal So corresponding to the communication signal St is transmitted from the transistor 85 to the vehicle-mounted device 2 via the communication line 8.
  • the transistor 85 forming the signal output circuit is driven by a constant current when the communication signal St output from the control unit 6 is low (L) and is turned on, and the communication signal St is high ( H) is off because no current flows to the base (B) and operates with reference to the vehicle ground GNDb, so that the vehicle ground is not affected by the potential difference between the vehicle ground GNDb and the circuit ground GNDc.
  • a stable communication signal So based on GNDb will be sent to OBE2.
  • control unit 6 is arranged on the DCZDC converter 4 side of the controlled object that operates based on the circuit ground GNDc, and the control unit 6 and the DCZD C
  • the communication interface circuit 7 is placed between the controller 6 that operates directly with respect to the converter ground 4 and operates with reference to the circuit ground GNDc and the vehicle-mounted device 2 that operates with reference to the vehicle ground GNDb, resulting from the impedance element 3.
  • the configuration is such that bidirectional communication is performed between the vehicle-mounted device 2 and the control unit 6 so as to cancel the potential difference between the vehicle grounding GNDb and the circuit grounding GNDc that occurs as a result,
  • the DC ZDC converter 4 to be controlled is controlled by the signal line (for example, 6a to 6d)
  • the number of components of the communication interface circuit 7 can be reduced, thereby reducing the size of the vehicle equipment. In addition, it can be cheap.
  • the communication interface circuit 7 with a small number of components absorbs the influence of the potential difference between the vehicle body grounding GNDb and the circuit grounding GNDc due to the impedance element, enabling bidirectional communication using a single communication line 8. .
  • a comparator 71 is provided as an input element of the communication interface circuit 7.
  • the comparator 71 operates with a circuit power supply Vccl based on the circuit ground GNDc, and has a non-inverting input terminal (+) and an inverting input.
  • the communication signal S i and the comparison reference signal Sf based on the vehicle ground GNDb are input to the terminal (one), and the communication signal Si is compared with the comparison reference signal Sf to determine whether the communication signal Si is high.
  • the low level is determined, and the communication signal Sr based on this determination is output to the control unit 6, so that the power supply voltage of the circuit power supply Vccl is the potential difference between the vehicle body ground GNDb and the circuit ground GNDc. Even if it fluctuates due to the influence, the input signal of the communication signal Si and the comparison reference signal Sf operates based on the vehicle grounding GNDb. In the comparison between the communication signal Si and the comparison reference signal Sf, the vehicle grounding GNDb Of potential difference between the circuit and ground GNDc Will not receive. As a result, the communication signal Sr output from the comparator 71 can be a stable signal in the same manner as the communication signal Si on the vehicle body ground GNDb side.
  • the first constant current signal generation circuit 7A such as the transistor 74 that operates with reference to the circuit ground GNDc and the constant current signal Icl from the transistor 74 flow into the comparator 71 when the constant current signal Icl from the transistor 74 flows into the comparator 71. Since it is configured with a hysteresis circuit such as transistor 79 that operates based on GNDb and is changed so as to reduce the level of the comparison reference signal Sf input to the comparator 71, the body ground GNDb and circuit ground GNDc Regardless of the potential difference between them, the transistor 79 is driven by the constant current signal Icl, and a stable hysteresis characteristic can be obtained.
  • this hysteresis function prevents misjudgment in the comparator 71 when noise is superimposed on the communication signal Si from the OBE 2, and makes the communication signal Sr output from the comparator 71 a highly accurate signal. Can do.
  • the second constant current signal generation circuit 7B such as the transistor 81 that operates with reference to the circuit ground GNDc and the constant current signal Ic2 from the transistor 81 flows in with the vehicle body ground GNDb as a reference. Since it has a configuration that includes a signal output circuit such as a transistor 85 that operates and transmits the same communication signal So corresponding to the communication signal St output from the control unit 6 to the vehicle-mounted device 2, the vehicle body grounding GNDb and the circuit grounding Regardless of the potential difference from GNDc, transistor 85 is driven by constant current signal Ic2 and stable communication signal So can be sent to OBE2. it can.
  • the vehicle equipment and the communication interface circuit according to the present invention are configured to perform bidirectional communication between the vehicle-mounted device and the control unit, and are reduced in size by reducing the number of components of the communication interface circuit.
  • vehicle equipment for example, a discharge lamp lighting device
  • Etc the number of lines on the controlled side controlled by the control unit is larger than the number of communication lines (usually one) of the vehicle-mounted device and the control unit.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Selective Calling Equipment (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)

Abstract

　この発明に係る車両用機器は、バッテリ電源の負極側である車体接地を基準に動作し、ディジタルの通信信号を送受信する車載器と、一端を前記車体接地に接続し、他端を回路接地としたインピーダンス素子と、前記回路接地を基準に動作する被制御回路と、前記回路接地を基準に動作し、前記被制御回路を制御するとともに、前記車載器へ送信するディジタルの通信信号を出力する制御部と、前記車体接地と前記回路接地の双方を基準に動作し、前記インピーダンス素子による前記車体接地と前記回路接地間の電位差をキャンセルして前記車載器と前記制御部間で双方向通信する通信インタフェース回路とを備えたものである。

Description

明 細 書
車両用機器およびこの機器に使用する通信インタフェース回路
技術分野
[0001] この発明は、車体接地 (GND)と回路接地とを有し、車体接地側に設けた車載器と 回路接地側に設けた回路との間でディジタル信号による双方向通信を行う車両用機 器およびこの機器に使用する通信インタフェース回路に関するものである。
背景技術
[0002] 車載の一つの機器と他の機器との間において通信により信号を伝達する構成は既 に実用化されており、当構成に関する技術も数多く開示されている。この構成に関す る従来例として例えば以下のものがある。
この従来例は、車載用の他の機器に対し信号を伝達する制御部としてのマイクロコ ンピュータ（以下、「マイコン」とする）を使用した車両用機器に関するものであり、負荷 電流の通電 Z遮断により大きなリップル電流を生じる負荷と、前記マイコン力 の出 力信号を基に前記負荷をオンオフ駆動制御し、負荷電流を通電 Z遮断するスィッチ ング素子と、前記リップル電流がラジオ等の他の機器にノイズとして悪影響を及ぼさ な 、ように前記スイッチング素子の低電圧側端子（「回路接地」とする）と車体接地間 にリップル電流を緩和するためのフィルタ（チョークコイル）とを設けた機器にぉ 、て、 このフィルタに大きな電流が流れることで生じる電圧降下による前記マイコン (車体接 地側）とスイッチング素子（回路接地側）間の電位差の影響を無くすために、これらマ
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、絶縁形の信 号伝達インタフェースとしてフォト力ブラを設けたことを特徴としたものである（例えば、 特許文献 1参照)。
[0003] なお、上記従来例において、リップル電流を緩和するためのフィルタを前述の接地 側でなく、高電位のプラス電源側に配置すればスイッチング素子の低電圧側の端子 は直接車体接地、即ち、マイコンの接地と直接接続でき、前述のようなフィルタに生じ る電圧降下 (電位差）による影響はなくなり、あえてフォト力ブラを使用する必要はなく なる。 し力しながら、ノイズの発生を抑制するためには、前述のように接地側にフィルタを 配置せざるを得な 、場合があり、このような場合にお ヽてはあえて接地側にフィルタ を配置するために上記従来例が必要となる。
[0004] また、上記フィルタ以外に、上記従来例と同様な配置で構成される例として、マイコ ンによって制御されるスイッチング素子と車体接地間に電流検出用の抵抗を配置す る例もある。この電流検出用の抵抗を付加した場合にも前記同様に電位差を生じ、こ の電位差の影響を無くすためにフォト力ブラを設ける上記従来例の構成が必要となる 場合がある。
[0005] また、車載機器に特有な使用環境であるバッテリ電源の極性を反転 (逆接)する異 常事態発生時にも機器を破壊しな 、ように、ノ ッテリ電源の逆流を阻止するダイォー ドをこのノ ッテリ電源と直列に配置することがある。この場合、ノ ッテリ電源のプラス側 にダイオードを配置すれば前記従来例のような電圧降下 (電位差)の問題は生じない 力 ダイオードの構造上、チップをマウントするフレーム側が力ソードになることが圧倒 的に多ぐこのフレームをネジ止め、または、面実装部品として半田付けすることによ つて組み付ける手段において、当フレームをヒートシンクとして利用できるケース側を 車体接地側に直接接続することは絶縁板等が不要となり、放熱経路の熱抵抗を減ら すことができる。これにより、ダイオード素子の発熱を抑制することができ、特に、大電 流を通電し高温を発熱するダイオードにおいては好都合である。このように、車体接 地側にダイオードを配置する場合においても上記従来例の構成は有効な手段となる
[0006] さらに、大電流を通電する機器においては、バッテリ電源の逆接時に電流の逆流を 阻止するダイオードも通常使用時において順方向の電圧降下を持っため、当ダイォ ードによる損失、即ち、発熱も無視できない。このような場合、ダイオードに替えて FE T (電界効果トランジスタ）を使用し、通常の使用時にはこの FETをオンし、逆接時に は FETをオフする手法をとることが一般的である。このオン時の電圧降下を低く抑え るために必要な低オン抵抗の FETは N— chタイプが多ぐまた、安価なためこの N— chタイプの FETがダイオードに替えて使用することが多!、。この N— chタイプの FET につ 、ても上記ダイオードの事情と同様に、 FETチップが有する寄生ダイオードの力 ソード（FETのドレイン）はフレーム側となるため、このことより N— chタイプの FETに っ ヽても車体接地側に配置し、フレーム側を直接車体接地側に接続することで絶縁 板が不要となって好都合である。従って、このように使用されている例も多い。
[0007] 以上説明のように、フィルタ（チョークコイル)やダイオード等の各種目的の各種素 子を回路接地側のスイッチング素子と車体接地間に配置するときには前記従来例は 有効である。
また、前記従来例のようにマイコンが他の車載機器と通信しながらフォト力ブラ 1個 を用いて大電流を通電する 1個の負荷を制御する場合にぉ 、て、マイコンと他の車 載器との通信ラインを送信ラインと、この送信ラインからの信号を受信する受信ライン の 2ラインとすれば、即ち、マイコンと被制御対象物とが 1対 1の関係とすれば、マイコ ンを設置する電位を車体側に配置した方がフォト力ブラのようなインタフェース回路を 1個用いることで回路の構成ができ好都合である。
[0008] 特許文献 1 :特開 2003— 154903号公報
[0009] 従来の車両用機器 (特許文献 1)は以上のように構成され、ノイズ抑止用のフィルタ に大電流が流れることにより生じる車体接地側と回路接地側との間の電位差の影響 をフォト力ブラカゝらなる信号伝達インタフェースにより排除し、マイコンからスイッチング 素子へ信号通信している。
また、従来の車両用機器 (特許文献 1)の構成はフィルタ（チョークコイル）に限らず 、電流検出用の抵抗、ノッテリ電源の逆接保護用のダイオードまたは FET等の各種 目的の各種素子を回路接地と車体接地間に配置する場合にも適用でき有効である
[0010] しかし、前記従来の車両用機器は信号伝達インタフェースとしてフォト力ブラを使用 しているため、マイコンと被制御対象物とが 1対 1の関係となる。
これに対し、マイコンが数多く (複数)の負荷等を被制御対象物として制御する場合 があり、この場合、マイコンと被制御対象物とが 1対複数の関係となる。このような関係 にある構成に対しフォト力ブラを使用した場合、被制御対象物ごとにフォトカブラを設 ける必要があり、部品点数が増大し、また、機器のサイズも大形ィ匕し、これにより価格 が高揚し好まし 、結果にならな ヽと 、う問題があった。 また、車載機器にぉ ヽて使用される通信は 1本の通信ラインで送信および受信を行 う双方向通信が一般的であり、このような双方向通信に対しては、フォト力ブラを使用 した前記従来例の構成だけでは対応できず、さらに部品追加を要し、この結果、回路 構成が複雑となり、このため、フォト力ブラを使用することが実用的ではないという問 題もあった。
[0011] この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、車体接地と回路接 地間に配置されたインピーダンス素子に生じる電圧降下 (電位差)の影響を排除し、 また、小型化且つ安価にした構成のもとに、車体接地側に設けた車載器と回路接地 側に設けた回路との間でディジタル信号による双方向通信を行うようにした車両用機 器およびこの機器に使用する通信インタフェース回路を得ることを目的とする。 発明の開示
[0012] この発明に係る車両用機器は、バッテリ電源の負極側である車体接地を基準に動 作し、ディジタルの通信信号を送受信する車載器と、一端を前記車体接地に接続し 、他端を回路接地としたインピーダンス素子と、前記回路接地を基準に動作する被制 御回路と、前記回路接地を基準に動作し、前記被制御回路を制御するとともに、前 記車載器へ送信するディジタルの通信信号を出力する制御部と、前記車体接地と前 記回路接地の双方を基準に動作し、前記インピーダンス素子による前記車体接地と 前記回路接地間の電位差をキャンセルして前記車載器と前記制御部間で双方向通 信する通信インタフェース回路とを備えたものである。
[0013] 以上のように、この発明によれば、制御部は回路接地を基準に動作する被制御回 路側に配置してこの被制御回路を直接制御し、前記制御部と車体接地を基準に動 作する車載器との間に通信インタフェース回路を設け、インピーダンス素子に起因し て生ずる車体接地と回路接地間の電位差をキャンセルするようにして前記車載器と 前記制御部間で双方向通信するように構成したので、制御部が複数の被制御対象 物を制御する場合にぉ 、て、通信インタフェース回路の構成部品の点数を少なく抑 えることができ、これにより車両用機器を小型化且つ低廉ィ匕することができる。また、 構成部品点数の少ない通信インタフェース回路により上記車体接地と回路接地間の 電位差の影響を吸収して 1本の通信ラインによる双方向通信を行うことができる。 図面の簡単な説明
[0014] [図 1]この発明の実施の形態 1による車両用機器の回路構成図である。
[図 2]インピーダンス素子の具体例を示す図である。
[図 3]ヒステリシス機能の説明図であり、 (a)はコンパレータに入力する通信信号とコン パレータより出力する通信信号とのタイミング関係図、（b)はヒステリシス特性図である 発明を実施するための最良の形態
[0015] 以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための最良の形 態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態 1.
図 1はこの発明の実施の形態 1による車両用機器の回路構成図である。 図 1において、この車両用機器は大別してバッテリ電源 1、車載器 2、インピーダン ス素子 3、直流 Z直流コンバータ（以下、「DCZDCコンバータ」とする） 4、負荷 5、制 御部 6および通信インタフェース回路 7とで構成される。
上記構成において、ノ ッテリ電源 1は各回路へ電源供給するものであり、この負極 側は車体接地 GNDbへ接続する。
車載器 2は車体接地 GNDbを基準に動作し、ディジタル形態の制御信号等の通信 信号を送受信するものである。
[0016] インピーダンス素子 3は使用目的に応じた素子により形成される。図 1は例えば電 流検出用の抵抗 3aとしたものであり、その他の素子について図 2に示す。
図 2はインピーダンス素子 3の具体例を示す図である。
図 2に示すように、抵抗 3a以外のインピーダンス素子 3としては、例えばノイズ抑止 用のフィルタコイルとしてのインダクタンス (L)、ノ ッテリ電源 1の逆接保護用のダイォ ード（D)または FETである。
上記各種目的のインピーダンス素子 3は図 1に示すように、一端を車体接地 GNDb に接続し、他端は回路接地 GNDcと接続するように設ける。このように、インピーダン ス素子 3を GND側に配置する理由は前述のように、例えばダイオード (D)または FE Tの場合であれば、これら素子を組み付ける際の絶縁板等が不要となり、放熱経路の 熱抵抗を減らすことができ、これにより、素子の発熱を容易に抑制することができるこ とによる。
また、その他の素子についてもその目的達成のために車体接地側に配置せざるを 得ない場合があることによる。
[0017] DCZDCコンバータ 4はインピーダンス素子 3の他端側の回路接地 GNDcを基準 に動作し、バッテリ電源 1から供給される直流電圧を所定電圧値の直流電圧に変換 する。
負荷 5は例えば車載用ヘッドランプ等であり、回路接地 GNDcを基準に動作する D CZDCコンバータ 4より電源供給を受けて作動する。
上記 DCZDCコンバータ 4および負荷 5の双方を被制御回路とする。
制御部 6は回路接地 GNDcを基準に動作し、以下に説明する通信インタフェース 回路 7を介し車載器 2より送信された通信信号を基に被制御回路である DCZDCコ ンバータ 4を制御し、負荷 5を制御する。また、例えば制御状態に関する信号等のデ イジタル形態の通信信号をこの通信インタフェース回路 7を介し車載器 2へ送信する 。この制御部 6は例えばマイコンで構成する。
[0018] 通信インタフェース回路 7は車体接地 GNDbと回路接地 GNDcの双方を基準に動 作し、車載器 2と制御部 6の間で通信信号を双方向通信する。この通信は、被制御回 路の DCZDCコンバータ 4に流れる電流 Ioがインピーダンス素子 3に流れることによ り生ずる車体接地 GNDbと回路接地 GNDc間の電位差をキャンセルするようにして 行う。
この通信インタフ ース回路 7はコンパレータ (比較器) 71、第 1の定電流信号発生 回路 7A、トランジスタ 79等のヒステリシス回路、第 2の定電流信号発生回路 7B、トラ ンジスタ 85等の信号出力回路および電源部 87とで構成される。
上記構成において、コンパレータ 71は後述の電源部 87より電源供給を受けて回路 接地 GNDcを基準に動作し、その非反転入力端（+ )には車載器 2より車体接地 GN Dbを基準にしたディジタル形態の制御信号 Siが入力する。また、反転入力端（―）に は制御信号 Siにつ!/、てハイ（H)またはロー（L)のレベル判定用の車体接地 GNDb を基準にした比較基準信号 Sfが設定入力され、このレベル判定に基づくディジタル 形態の制御信号 Srを制御部 6の受信端 (Rx)へ送信する。比較基準信号 Sfはバッテ リ電源 1 (正極）と車体接地 GNDb (負極）との間の直流電圧を分圧する抵抗 72と抵 抗 73、および車体接地 GNDbを基準に動作する後述のヒステリシス回路とにより設 定される。
[0019] 第 1の定電流信号発生回路 7Aは PNP形のトランジスタ 74および抵抗 75, 76, 77 , 78とで形成し、回路接地 GNDcを基準に動作する。この第 1の定電流信号発生回 路 7Aはトランジスタ 74のコレクタ（C)に定電流信号 Iclを流す。
ヒステリシス回路は NPN形のトランジスタ 79および抵抗 80とで形成し、車体接地 G NDbを基準に動作する。このヒステリシス回路はトランジスタ 74等で形成される第 1の 定電流信号発生回路 7Aからの定電流信号 Iclをトランジスタ 79のベース (B)に受け て動作し、コンパレータ 71に設定する比較基準信号 Sfのレベルを変更する。
第 2の定電流信号発生回路 7Bは PNP形のトランジスタ 81および抵抗 82, 83, 84 とで形成し、回路接地 GNDcを基準に動作する。この第 2の定電流信号発生回路 7B はトランジスタ 81のコレクタ（C)に定電流信号 Ic2を発生する。
[0020] 信号出力回路は NPN形のトランジスタ 85および抵抗 86とで形成し、車体接地 GN Dbを基準に動作する。この信号出力回路はトランジスタ 81等で形成される第 2の定 電流信号発生回路 7Bからの定電流信号 Ic2をトランジスタ 85のベース (B)に受けて 動作し、制御部 6の送信端 (Tx)から出力された通信信号 Stを車載器 2へ送信する。 なお、抵抗 86はコンパレータ 71の非反転入力端（+ )に対する動作電圧の設定も兼 ねている。
電源部 87はバッテリ電源 1からの直流電圧をもとに直流の回路用電源 Vcclおよび Vcc2を発生し、前記コンパレータ 71、トランジスタ 74等の第 1の定電流信号発生回 路 7A、トランジスタ 81等の第 2の定電流信号発生回路 7Bおよび制御部 6へ電源供 給する。この電源部 87が発生する回路用電源 Vccl, Vcc2は回路接地 GNDcを基 準にした電圧である。
[0021] 次に、図 1の構成にした背景について説明する。
インピーダンス素子 3を接地 (GND)側に配置し、且つ、制御部 6が複数の被制御 対象物を制御する構成の場合において、前記従来例（特許文献 1)に記載されたフォ トカブラ使用の構成を適用した場合、制御部 6と被制御対象物とが 1対複数の関係で あるために被制御対象物ごとにフォト力ブラを設ける必要があり、部品点数が増大す る等の問題を生じることについては既に説明した。
上記のように制御部 6が複数の被制御対象物を制御する構成例として車載ヘッドラ ンプ用の HIDバルブ (高輝度放電灯)を点灯させる放電灯点灯装置が挙げられる。 この装置においては接地 (GND)側にバッテリ電源 1の逆接保護用のインピーダンス 素子 3として FETを備えて 、る。
以下、図 1の構成に上記例の放電灯点灯装置を当てはめて説明する。
[0022] 上記例の放電灯点灯装置において、制御部 6に接続される信号は以下となる。
逆接保護用のインピーダンス素子 3 (FET)の一端側である車体接地 GNDb側に 属する信号として通信ライン 8の信号がある。
また、インピーダンス素子 3 (FET)の他端側である回路接地 GNDc側 (被制御側） に属する信号として下記の（1)〜 (4)がある。
(1) HIDバルブの状態を監視するための、出力電圧および出力電流測定用の入 力信号
(2) HIDバルブに適切な電力を出力するための、 DCZDCコンバータ 4制御用の 出力信号
(3) HIDバルブを交流で点灯するための、極性切換用の出力信号
(4)適切なタイミングで点灯 Z消灯するための、 DCZDCコンバータ 4の動作 Z停 止用の出力信号
上記（1)〜 (4)の 4系統の信号に対応する信号ラインが図 1中の制御部 6と被制御 対象物である DCZDCコンバータ 4との間の信号ライン 6a〜6dとなる。
[0023] 一方、車載器 2と制御部 6との間の通信ライン 8は通常、 1本であり、従って、この車 載器 2と制御部 6との間を接続するライン数の方が制御部 6と DCZDCコンバータ 4と の間を接続するライン数に比し遥かに少な 、。
従って、制御部 6が複数の被制御対象物を制御する機器に対しては制御部 6を、 回路接地 GNDcを基準に動作する被制御側（DCZDCコンバータ 4側）に配置し、 接続数の多い被制御対象物に制御部 6を直接接続する。この結果、制御部 6は回路 接地 GNDcを基準に動作することとなる。
上記のように、制御部 6を被制御側に配置し、車体接地 GNDbを基準にした信号を 送受信する車載器 2の通信ライン 8と、回路接地 GNDc側の被制御対象物に直接接 続した制御部 6との間に通信インタフェース回路 7を配置し、インピーダンス素子 3に 起因する車体接地 GNDbと回路接地 GNDc間の電位差をキャンセルするようにして 車載器 2と制御部 6との間で双方向通信を行えば通信インタフェース回路 7の構成部 品点数を少なく抑えることができ、小型化且つ低廉ィ匕した好ま 、車両機器 (例えば 上記例の放電灯点灯装置)を実現することができる。
[0024] 次に図 1の動作について説明する。
最初に、車載器 2から制御部 6への送信の動作について説明する。
車体接地 GNDbを基準に動作する車載器 2より出力されたディジタル形態の通信 信号 Siは通信ライン 8を経て、回路接地 GNDcを基準にした電源部 87からの回路用 電源 Vcclで動作するコンパレータ 71の非反転入力端（+ )へ入力する。このコンパ レータ 71の反転入力端（一）には車体接地 GNDbを基準にした分圧抵抗 72, 73、 およびトランジスタ 79等で形成され、車体接地 GNDbを基準に動作するヒステリシス 回路とにより比較基準信号 Sfが設定されている。
上記通信信号 Siおよび比較基準信号 Sfは車体接地 GNDbを基準にした信号であ る。この比較基準信号 Sfを基準にして非反転入力端（+ )へ入力した通信信号 Siを 比較し、通信信号 Siについてハイ (H)またはロー（L)のレベル判定を行う。このレべ ル判定に基づくディジタル形態の通信信号 Srがコンパレータ 71の出力となり、この通 信信号 Srが制御部 6の受信端 (Rx)へ送信される。この通信信号 Srは回路接地 GN Dcを基準にした信号となる。また、制御部 6は回路接地 GNDcを基準にした電源部 8 7からの回路用電源 Vcc2で動作する。
[0025] 制御部 6はその受信端 (Rx)に送信入力された通信信号 Srを基に、この制御部 6に 直接接続された被制御回路の DCZDCコンバータ 4および負荷 5を制御する。この 制御により DCZDCコンバータ 4には図 1に示すように電流 Ioが流れ、インピーダン ス素子 3に電圧降下 Vz ( = Io X Z)を発生させる。この電圧降下 Vzは電流 Ioにより値 が変動し、車体接地 GNDbと回路接地 GNDcとの間の電位差となる。この電位差に より、回路接地 GNDcは車体接地 GNDbに対し浮き上がった状態となる。
上記電位差により、回路接地 GNDcを基準に動作するコンパレータ 71の上記説明 の動作が影響を受けることが考えられる。
しかし、コンパレータ 71に供給される回路用電源 Vccl (回路接地 GNDc基準）の 電源電圧はインピーダンス素子 3に流れる電流 Ioによって変動する力 非反転入力 端（+ )に入力する通信信号 Siおよび反転入力端（一）に入力する比較基準信号 Sf は車体接地 GNDbおよびバッテリ電源 1を基準に動作しており、通信信号 Siと比較 基準信号 Sfの 2者の比較においてはインピーダンス素子 3による電位差の影響は受 けることはない。従って、制御部 6の受信端 (Rx)へ送信されるコンパレータ 71の出力 の通信信号 Srは車体接地 GNDb側の通信信号 Siと同様に安定した信号となる。
[0026] また、入力される通信信号 Siと比較基準信号 Sfの 2者に対し、コンパレータ 71の電 源電圧はインピーダンス素子 3による電圧降下 Vz (電位差)相当の変動をして!/ヽるが 、コンパレータ 71は信号と電源の相対電圧を同相電圧として動作することとなり、コン パレータ 71の応答速度が十分に速ければこの相対電圧で異常な出力をすることは ない。
なお、コンパレータ 71の反転入力端（-)の比較基準信号 Sfをバッテリ電源 1の電 圧 (正極)と回路接地 GNDcとの間を抵抗分圧した電圧で設定した場合、インピーダ ンス素子 3に発生する電圧降下 Vz (電位差）により車体接地 GNDbと回路接地 GND cとの間の電位差が変化し、これにより比較基準信号 Sfも変動し、車載器 2からの通 信信号 Siを誤判定する可能性があるが、比較基準信号 Sfは車体接地 GNDbを基準 にした信号として 、るのでこのような誤判定は生じな!/、。
[0027] 次に、上記ヒステリシス回路によるヒステリシス機能について図 3で説明する。
図 3はヒステリシス機能の説明図であり、図 3 (a)はコンパレータ 71に入力する通信 信号 Siとコンパレータ 71より出力する通信信号 Srとのタイミング関係図、図 3 (b)はヒ ステリシス特性図である。
図 3 (a)において、コンパレータ 71の非反転入力端（+ )に入力する通信信号 Siが 時間に対し図示のように変化する波形とした場合、この通信信号 Siにつ 、てのハイ（ H)またはロー (L)の判定基準となる比較基準信号 Sfのレベルを通信信号 Siの立ち 上がり側と立下り側とで変更する。これがヒステリシス機能であり、例えば通信信号 Si にノイズが重畳しているときの誤判定防止に有効である。
ここで、通信信号 Siの立ち上がり側の比較基準信号 Sfのレベルを Vfl、立ち下がり 側の比較基準信号 Sfのレベルを Vf2としたとき、これら Vf 1と Vf2との関係は図 3 (a) に示すように Vfl >Vf2にする。これにより、通信信号 Siの立ち上がり側では、比較 基準信号 Sfのレベル = Vf 1を境にハイ (H) Zロー（L)の判定が反転し、 Vf 1以下で ロー（L)の判定となり、 Vf 1を超えるとハイ (H)の判定となる。
[0028] これに対し、通信信号 Siの立ち下がり側では、比較基準信号 Sfのレベル =Vf2を 境にハイ (H) Zロー (L)の判定が反転し、 Vf 2を超えて 、るときにはハイ (H)の判定 となり、 Vf 2以下でロー (L)の判定となる。このように、ハイ (H)Zロー (L)の判定が反 転するタイミングが通信信号 Siの立ち上がり側と立ち下がり側とで変わり、通信信号 S iの立ち下がり側ではノ、ィ (H)からロー (L)へ反転するタイミングが通信信号 Siの立ち 上がり側に比べ遅くなる。このようなヒステリシス機能に従いコンパレータ 71より出力さ れた信号が図 3 (a)に示す通信信号 Srである。
[0029] 上記ヒステリシス機能を図 3 (b)で説明する。
図 3 (b)は横軸をコンパレータ 71の入力である通信信号 Siとし、縦軸をコンパレー タ 71の出力である通信信号 Srとして表したヒステリシス特性図である。
この図 3 (b)において、通信信号 Siが図 3 (a)に示すように立ち上がった場合、 Vfl 以下の状態では通信信号 Srはロー (L)となり、 Vflを超えたタイミング T1でロー (L) 力もハイ (H)に反転する。この Vflを超えたタイミング T1以降は、通信信号 Siは図 3 ( a)に示すように推移し、立ち下がっているが Vf2を超えている間は、通信信号 Srはハ ィ (H)を維持し、立ち下がり側の Vf2以下となったタイミング T2でノヽィ (H)力もロー（ L)に反転する。以降、このヒステリシス動作を繰り返す。
[0030] 以上説明のヒステリシス機能の回路動作について以下に説明する。
コンパレータ 71の非反転入力端（+ )に入力する通信信号 Siがロー (L)の状態時 にはトランジスタ 79はオフしており、従って、反転入力端（一）の比較基準信号 Sfは 抵抗 72と抵抗 73とによる分圧電圧（=Vfl)となる。コンパレータ 71が出力する通信 信号 Srは前述のように、この Vfl以下でロー（L)となり、 Vflを超えるとハイ (H)となる 通信信号 Srの出力がノ、ィ (H)になると、第 1の定電流信号発生回路 7Aのトランジ スタ 74はそのェミッタ（E)電位が上昇してオンする。このトランジスタ 74のベース（B) はェミッタ (E)がハイ (H)レベルにぉ 、てオンするように抵抗 77, 78で電圧設定して ある。
[0031] 上記トランジスタ 74のオンにより、そのコレクタ（C)に定電流信号 Iclが流れる。この トランジスタ 74等で形成する第 1の定電流信号発生回路 7Aは回路接地 GNDcを基 準に動作するが、回路接地 GNDcは前述のようにインピーダンス素子 3により車体接 地 GNDbに対し電位差が生じており、この電位差の影響を受けることとなる。しかし、 図 1の構成においては、回路接地 GNDcに電位差が生じていてもこの回路接地 GN Dcと電源部 87の回路用電源 Vcc2との電圧関係は変わらない。従って、トランジスタ 74のベース（B)、ェミッタ（E)およびコンパレータ 71の出力端の各電位は上記電位 差の影響を受けない。これにより、抵抗 76 (R76)の両端間の電圧は上記電位差に 関係なく一定電圧となり、トランジスタ 74のコレクタ (C)には定電流 (R76両端間電圧 ZR76)の Iclが流れることとなる。なお、インピーダンス素子 3による車体接地 GND bと回路接地 GNDcとの間の電位差は、トランジスタ 74のコレクタ（C)とェミッタ（E)間 の電圧変動として影響を与え、この電圧変動で電位差を吸収 (キャンセル)して 、る。
[0032] 上記定電流信号 Iclはヒステリシス回路を形成するトランジスタ 79のベース（B)へ流 入する。この定電流信号 Iclの流入によりトランジスタ 79は、車体接地 GNDbと回路 接地 GNDcとの間の電位差の影響を受けることなく安定してオンし、抵抗 80を介して コンパレータ 71の反転入力端（一）の比較基準信号 Sfの電圧を低下させる。
この電圧低下した状態が比較基準信号 Sf=Vf 2の状態となり、ヒステリシス特性の 状態となる。また、ヒステリシス回路のトランジスタ 79は定電流駆動され、且つ、車体 接地 GNDbを基準に動作するため、車体接地 GNDbと回路接地 GNDcとの間の電 位差の影響を受けることなく安定したヒステリシス特性を得ることができる。
このヒステリシス特性のもとに前述のようにハイ (H) Zロー (L)の判定を行う。
[0033] 次に、制御部 6から車載器 2への送信の動作について説明する。
回路接地 GNDcを基準に動作する制御部 6はその送信端 (Tx)に車載器 2へ送信 するディジタル形態の通信信号 Stを出力する。この通信信号 Stを第 2の定電流信号 発生回路 7Bを形成する抵抗 83と抵抗 84とで分圧し、トランジスタ 81のベース (B)へ 入力する。
このトランジスタ 81は、そのベース（B)へ入力する通信信号 Stがハイ (H)のときに はオフし、ロー（L)でオンする。このようにオンまたはオフするようにェミッタ (E)側の 抵抗 82およびベース側の抵抗 83, 84により動作設定してある。
上記トランジスタ 81が通信信号 Stのロー (L)によりオンしたときには、そのコレクタ（ C)に定電流信号 Ic2が流れる。このトランジスタ 81等で形成する第 2の定電流信号 発生回路 7Bは回路接地 GNDcを基準に動作し、前述の第 1の定電流信号発生回 路 7Aと同様に、インピーダンス素子 3による車体接地 GNDbと回路接地 GNDcとの 間の電位差の影響を受けることとなる。
[0034] しかし、第 1の定電流信号発生回路 7Aで説明した通り、回路接地 GNDcと電源部 87の回路用電源 Vcc2との電圧関係は変わらない。従って、トランジスタ 81のベース (B)およびェミッタ (E)の各電位は上記電位差の影響を受けない。これにより、抵抗 8 2 (R82)の両端間の電圧は上記電位差に関係なく一定電圧となり、トランジスタ 81の コレクタ（C)には定電流 (R82両端間電圧 ZR82)の Ic2が流れることとなる。
なお、上記車体接地 GNDbと回路接地 GNDcとの間の電位差は、前述のトランジ スタ 74の場合と同様に、トランジスタ 81のコレクタ (C)とェミッタ (E)間の電圧変動とし て影響を与え、この電圧変動で電位差を吸収 (キャンセル)して！/、る。
[0035] 通信信号 Stがロー (L)のときに流れる上記定電流信号 Ic2は信号出力回路を形成 するトランジスタ 85のベース（B)へ流入する。この定電流信号 Ic2の流入によりトラン ジスタ 85は、車体接地 GNDbと回路接地 GNDcとの間の電位差の影響を受けること なく安定してオンし、そのコレクタはェミッタ（E)の電位、即ち、車体接地 GNDbの電 位となる。この車体接地 GNDbの電位はロー（L)レベルであり、通信信号 Stに対応し た同一のロー（L)レベルの通信信号 Soがトランジスタ 85より通信ライン 8を経て車載 器 2へ送信される。
これに対し、トランジスタ 81のベース（B)へ入力する通信信号 Stがハイ (H)のとき にはトランジスタ 81はオフとなり、定電流信号 Ic2は発生しない。これにより、信号出 力回路を形成するトランジスタ 85はベース (B)電流が流れないのでオフとなり、その コレクタはハイ（H)レベルとなる。通信信号 Stに対応したこの同一のハイ（H)レベル の通信信号 Soがトランジスタ 85より通信ライン 8を経て車載器 2へ送信される。このよ うにして、制御部 6が出力した通信信号 Srと同一の通信信号 Soが車載器 2へ送信さ れる。
[0036] 以上説明のように、信号出力回路を形成するトランジスタ 85は、制御部 6が出力す る通信信号 Stがロー (L)のときには定電流駆動されてオンし、通信信号 Stがハイ (H )のときにはベース（B)に電流が流れないためにオフとなり、且つ、車体接地 GNDb を基準に動作するため、車体接地 GNDbと回路接地 GNDcとの間の電位差の影響 を受けることなぐ車体接地 GNDbを基準にした安定した通信信号 Soが車載器 2へ 送信されることとなる。
なお、トランジスタ 85のェミッタ（E)を回路接地 GNDcとした場合、インピーダンス 3 に発生する電圧降下 Vzがトランジスタ 85から出力される通信信号 Soのロー (L)レべ ル信号に重畳し、この通信信号 Soを受信する車載器 2にお ヽて誤判定する可能性 があるが、上記ェミッタ (E)は車体接地 GNDbしているので誤判定は生じない。
[0037] 以上のように、この実施の形態 1によれば、制御部 6は回路接地 GNDcを基準に動 作する被制御対象物の DCZDCコンバータ 4側に配置し、これら制御部 6と DCZD Cコンバータ 4とを直接接続し、回路接地 GNDcを基準に動作する制御部 6と車体接 地 GNDbを基準に動作する車載器 2との間に通信インタフェース回路 7を配置し、ィ ンピーダンス素子 3に起因して生ずる車体接地 GNDbと回路接地 GNDcとの間の電 位差をキャンセルするようにして車載器 2と制御部 6との間で双方向通信するように構 成したので、制御部 6が複数の信号ラインで (例えば 6a〜6d)で被制御対象物の DC ZDCコンバータ 4を制御する場合において、通信インタフェース回路 7の構成部品 の点数を少なく抑えることができ、これにより車両用機器を小型化且つ低廉ィ匕するこ とがでさる。
また、構成部品点数の少な ヽ通信インタフェース回路 7によりインピーダンス素子に よる車体接地 GNDbと回路接地 GNDcとの間の電位差の影響を吸収して 1本の通信 ライン 8による双方向通信を行うことができる。 [0038] また、通信インタフェース回路 7の入力素子としてコンパレータ 71を設け、このコン パレータ 71は回路接地 GNDcを基準にした回路用電源 Vcclで動作し、その非反 転入力端（+ )および反転入力端 (一）には車体接地 GNDbを基準にした通信信号 S iと比較基準信号 Sfとを入力し、これら通信信号 Siと比較基準信号 Sfとを比較して通 信信号 Siにつ 、てハイまたはローのレベルを判定し、この判定に基づく通信信号 Sr を制御部 6へ出力する構成としたので、上記回路用電源 Vcclの電源電圧が車体接 地 GNDbと回路接地 GNDcとの間の電位差の影響により変動しても、通信信号 Siお よび比較基準信号 Sfの入力信号は車体接地 GNDbを基準に動作しており、通信信 号 Siと比較基準信号 Sfの 2者の比較においては車体接地 GNDbと回路接地 GNDc との間の電位差の影響は受けることはない。これにより、コンパレータ 71が出力する 通信信号 Srは車体接地 GNDb側の通信信号 Siと同様に安定した信号にすることが できる。
[0039] また、前記コンパレータ 71には、回路接地 GNDcを基準に動作するトランジスタ 74 等の第 1の定電流信号発生回路 7Aと、このトランジスタ 74からの定電流信号 Iclが 流入したときに車体接地 GNDbを基準に動作し、コンパレータ 71に入力する比較基 準信号 Sfのレベルを低下させるように変更するトランジスタ 79等のヒステリシス回路と を備えた構成としたので、車体接地 GNDbと回路接地 GNDcとの間の電位差に関係 しな 、定電流信号 Iclによりトランジスタ 79が駆動され、安定したヒステリシス特性を 得ることができる。
また、このヒステリシス機能により、車載器 2からの通信信号 Siにノイズが重畳してい るときのコンパレータ 71における誤判定を防止し、コンパレータ 71が出力する通信信 号 Srを高精度の信号にすることができる。
[0040] また、回路接地 GNDcを基準に動作するトランジスタ 81等の第 2の定電流信号発 生回路 7Bと、このトランジスタ 81からの定電流信号 Ic2が流入したときに車体接地 G NDbを基準に動作し、制御部 6が出力する通信信号 Stに対応した同一の通信信号 Soを車載器 2へ送信するトランジスタ 85等の信号出力回路とを備えた構成としたの で、車体接地 GNDbと回路接地 GNDcとの間の電位差に関係しな 、定電流信号 Ic 2によりトランジスタ 85が駆動され、安定した通信信号 Soを車載器 2へ送信することが できる。
産業上の利用可能性
以上のように、この発明に係る車両用機器と通信インタフェース回路は、車載器と 制御部との間で双方向通信するように構成し、通信インタフェース回路の構成部品 点数を少なく抑えることで小型化且つ低廉ィ匕したので、車載器と制御部の通信ライン 数 (通常は 1本)よりも制御部が制御する被制御側とのライン数が多いような車両用機 器 (例えば放電灯点灯装置)などに用いるのに適して!/、る。

Claims

請求の範囲
[1] バッテリ電源の負極側が接続される車体接地を基準に動作し、ディジタル形態の通 信信号を送受信する車載器と、
一端を前記車体接地に接続し、他端を回路接地としたインピーダンス素子と、 前記回路接地を基準に動作する被制御回路と、
前記回路接地を基準に動作し、前記被制御回路を制御するとともに、前記車載器 へ送信するディジタル形態の通信信号を出力する制御部と、
前記車体接地と前記回路接地の双方を基準に動作し、前記被制御回路に流れる 電流が前記インピーダンス素子に流れることにより生ずる前記車体接地と前記回路 接地間の電位差をキャンセルして前記車載器と前記制御部間で前記通信信号を双 方向通信する通信インタフェース回路とを備えた車両用機器。
[2] 車載器からの車体接地基準の通信信号と前記車体接地基準の比較基準信号とを 入力し、前記通信信号と前記比較基準信号とを比較して前記通信信号につ!、てハイ またはローのレベルを判定し、この判定に基づく信号を制御部へ出力するように回路 接地を基準に動作するコンパレータを通信インタフェース回路の入力素子として備え たことを特徴とする請求項 1記載の車両用機器。
[3] 回路接地を基準に動作し、コンパレータが信号を出力したときに定電流信号を発生 する第 1の定電流信号発生回路と、前記第 1の定電流信号発生回路からの定電流信 号が流入したときには車体接地を基準に動作し、コンパレータに入力する比較基準 信号のレベルを変更するヒステリシス回路とを備えたことを特徴とする請求項 2記載の 車両用機器。
[4] 回路接地を基準に動作し、制御部が出力する通信信号により定電流信号を発生す る第 2の定電流信号発生回路と、前記第 2の定電流信号発生回路からの定電流信号 が流入したときには車体接地を基準に動作し、前記制御部が出力する通信信号に 対応した信号を車載器へ送信する信号出力回路とを備えたことを特徴とする請求項 1記載の車両用機器。
[5] バッテリ電源の負極側が接続される車体接地を基準に動作し、ディジタル形態の通 信信号を送受信する車載器と、一端を前記車体接地に接続し、他端を回路接地とし たインピーダンス素子と、前記回路接地を基準に動作し、被制御回路を制御するとと もに、前記車載器へ送信するディジタル形態の通信信号を出力する制御部とを備え た車両用機器に使用する通信インタフェース回路であって、
前記回路接地を基準に動作し、非反転入力端には前記車載器カゝら送信された前 記車体接地基準の通信信号が入力し、反転入力端には前記車体接地基準の比較 基準信号が入力し、前記通信信号と前記比較基準信号とを比較して前記通信信号 につ 、てハイまたはローのレベルを判定し、この判定に基づく信号を前記制御部へ 出力するコンパレータと、
前記回路接地を基準に動作し、前記コンパレータがハイレベルの信号を出力したと きに定電流信号を発生する第 1の定電流信号発生回路と、
前記第 1の定電流信号発生回路からの定電流信号が流入したときには前記車体接 地を基準に動作し、前記コンパレータに入力する比較基準信号のレベルを低下させ るように変更するヒステリシス回路と、
前記回路接地を基準に動作し、前記制御部が出力する通信信号により定電流信 号を発生する第 2の定電流信号発生回路と、
前記第 2の定電流信号発生回路からの定電流信号が流入したときには前記車体接 地を基準に動作し、前記制御部が出力する通信信号に対応した同一の信号を車載 器へ送信する信号出力回路とを備えた通信インタフェース回路。
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