JP4554705B2 - 車両用機器およびこの機器に使用する通信インタフェース回路 - Google Patents

Description

この発明は、車体接地（ＧＮＤ）と回路接地とを有し、車体接地側に設けた車載器と回路接地側に設けた回路との間でディジタル信号による双方向通信を行う車両用機器およびこの機器に使用する通信インタフェース回路に関するものである。

車載の一つの機器と他の機器との間において通信により信号を伝達する構成は既に実用化されており、当構成に関する技術も数多く開示されている。この構成に関する従来例として例えば以下のものがある。
この従来例は、車載用の他の機器に対し信号を伝達する制御部としてのマイクロコンピュータ（以下、「マイコン」とする）を使用した車両用機器に関するものであり、負荷電流の通電／遮断により大きなリップル電流を生じる負荷と、前記マイコンからの出力信号を基に前記負荷をオンオフ駆動制御し、負荷電流を通電／遮断するスイッチング素子と、前記リップル電流がラジオ等の他の機器にノイズとして悪影響を及ぼさないように前記スイッチング素子の低電圧側端子（「回路接地」とする）と車体接地間にリップル電流を緩和するためのフィルタ（チョークコイル）とを設けた機器において、このフィルタに大きな電流が流れることで生じる電圧降下による前記マイコン（車体接地側）とスイッチング素子（回路接地側）間の電位差の影響を無くすために、これらマイコンとスイッチング素子間に電気的なノイズおよび電位差を伝達しない絶縁形の信号伝達インタフェースとしてフォトカプラを設けたことを特徴としたものである（例えば、特許文献１参照）。

なお、上記従来例において、リップル電流を緩和するためのフィルタを前述の接地側でなく、高電位のプラス電源側に配置すればスイッチング素子の低電圧側の端子は直接車体接地、即ち、マイコンの接地と直接接続でき、前述のようなフィルタに生じる電圧降下（電位差）による影響はなくなり、あえてフォトカプラを使用する必要はなくなる。
しかしながら、ノイズの発生を抑制するためには、前述のように接地側にフィルタを配置せざるを得ない場合があり、このような場合においてはあえて接地側にフィルタを配置するために上記従来例が必要となる。

また、上記フィルタ以外に、上記従来例と同様な配置で構成される例として、マイコンによって制御されるスイッチング素子と車体接地間に電流検出用の抵抗を配置する例もある。この電流検出用の抵抗を付加した場合にも前記同様に電位差を生じ、この電位差の影響を無くすためにフォトカプラを設ける上記従来例の構成が必要となる場合がある。

また、車載機器に特有な使用環境であるバッテリ電源の極性を反転（逆接）する異常事態発生時にも機器を破壊しないように、バッテリ電源の逆流を阻止するダイオードをこのバッテリ電源と直列に配置することがある。この場合、バッテリ電源のプラス側にダイオードを配置すれば前記従来例のような電圧降下（電位差）の問題は生じないが、ダイオードの構造上、チップをマウントするフレーム側がカソードになることが圧倒的に多く、このフレームをネジ止め、または、面実装部品として半田付けすることによって組み付ける手段において、当フレームをヒートシンクとして利用できるケース側を車体接地側に直接接続することは絶縁板等が不要となり、放熱経路の熱抵抗を減らすことができる。これにより、ダイオード素子の発熱を抑制することができ、特に、大電流を通電し高温を発熱するダイオードにおいては好都合である。このように、車体接地側にダイオードを配置する場合においても上記従来例の構成は有効な手段となる。

さらに、大電流を通電する機器においては、バッテリ電源の逆接時に電流の逆流を阻止するダイオードも通常使用時において順方向の電圧降下を持つため、当ダイオードによる損失、即ち、発熱も無視できない。このような場合、ダイオードに替えてＦＥＴ（電界効果トランジスタ）を使用し、通常の使用時にはこのＦＥＴをオンし、逆接時にはＦＥＴをオフする手法をとることが一般的である。このオン時の電圧降下を低く抑えるために必要な低オン抵抗のＦＥＴはＮ―ｃｈタイプが多く、また、安価なためこのＮ―ｃｈタイプのＦＥＴがダイオードに替えて使用することが多い。このＮ―ｃｈタイプのＦＥＴについても上記ダイオードの事情と同様に、ＦＥＴチップが有する寄生ダイオードのカソード（ＦＥＴのドレイン）はフレーム側となるため、このことよりＮ―ｃｈタイプのＦＥＴについても車体接地側に配置し、フレーム側を直接車体接地側に接続することで絶縁板が不要となって好都合である。従って、このように使用されている例も多い。

以上説明のように、フィルタ（チョークコイル）やダイオード等の各種目的の各種素子を回路接地側のスイッチング素子と車体接地間に配置するときには前記従来例は有効である。
また、前記従来例のようにマイコンが他の車載機器と通信しながらフォトカプラ１個を用いて大電流を通電する１個の負荷を制御する場合において、マイコンと他の車載器との通信ラインを送信ラインと、この送信ラインからの信号を受信する受信ラインの２ラインとすれば、即ち、マイコンと被制御対象物とが１対１の関係とすれば、マイコンを設置する電位を車体側に配置した方がフォトカプラのようなインタフェース回路を１個用いることで回路の構成ができ好都合である。

特開２００３−１５４９０３号公報

従来の車両用機器（特許文献１）は以上のように構成され、ノイズ抑止用のフィルタに大電流が流れることにより生じる車体接地側と回路接地側との間の電位差の影響をフォトカプラからなる信号伝達インタフェースにより排除し、マイコンからスイッチング素子へ信号通信している。
また、従来の車両用機器（特許文献１）の構成はフィルタ（チョークコイル）に限らず、電流検出用の抵抗、バッテリ電源の逆接保護用のダイオードまたはＦＥＴ等の各種目的の各種素子を回路接地と車体接地間に配置する場合にも適用でき有効である。

しかし、前記従来の車両用機器は信号伝達インタフェースとしてフォトカプラを使用しているため、マイコンと被制御対象物とが１対１の関係となる。
これに対し、マイコンが数多く（複数）の負荷等を被制御対象物として制御する場合があり、この場合、マイコンと被制御対象物とが１対複数の関係となる。このような関係にある構成に対しフォトカプラを使用した場合、被制御対象物ごとにフォトカプラを設ける必要があり、部品点数が増大し、また、機器のサイズも大形化し、これにより価格が高揚し好ましい結果にならないという問題があった。
また、車載機器において使用される通信は１本の通信ラインで送信および受信を行う双方向通信が一般的であり、このような双方向通信に対しては、フォトカプラを使用した前記従来例の構成だけでは対応できず、さらに部品追加を要し、この結果、回路構成が複雑となり、このため、フォトカプラを使用することが実用的ではないという問題もあった。

この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、車体接地と回路接地間に配置されたインピーダンス素子に生じる電圧降下（電位差）の影響を排除し、また、小型化且つ安価にした構成のもとに、車体接地側に設けた車載器と回路接地側に設けた回路との間でディジタル信号による双方向通信を行うようにした車両用機器およびこの機器に使用する通信インタフェース回路を得ることを目的とする。

この発明に係る車両用機器は、バッテリ電源の負極側である車体接地を基準に動作し、ディジタルの通信信号を送受信する車載器と、一端を前記車体接地に接続し、他端を回路接地としたインピーダンス素子と、前記回路接地を基準に動作する被制御回路と、前記回路接地を基準に動作し、前記被制御回路を制御するとともに、前記車載器へ送信するディジタルの通信信号を出力する制御部と、前記車体接地と前記回路接地の双方を基準に動作し、前記インピーダンス素子による前記車体接地と前記回路接地間の電位差をキャンセルして前記車載器と前記制御部間で双方向通信する通信インタフェース回路とを備えたものである。

以上のように、この発明によれば、制御部は回路接地を基準に動作する被制御回路側に配置してこの被制御回路を直接制御し、前記制御部と車体接地を基準に動作する車載器との間に通信インタフェース回路を設け、インピーダンス素子に起因して生ずる車体接地と回路接地間の電位差をキャンセルするようにして前記車載器と前記制御部間で双方向通信するように構成したので、制御部が複数の被制御対象物を制御する場合において、通信インタフェース回路の構成部品の点数を少なく抑えることができ、これにより車両用機器を小型化且つ低廉化することができる。また、構成部品点数の少ない通信インタフェース回路により上記車体接地と回路接地間の電位差の影響を吸収して１本の通信ラインによる双方向通信を行うことができる。

この発明の実施の形態１による車両用機器の回路構成図である。 インピーダンス素子の具体例を示す図である。 ヒステリシス機能の説明図であり、（ａ）はコンパレータに入力する通信信号とコンパレータより出力する通信信号とのタイミング関係図、（ｂ）はヒステリシス特性図である。

以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための最良の形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による車両用機器の回路構成図である。
図１において、この車両用機器は大別してバッテリ電源１、車載器２、インピーダンス素子３、直流／直流コンバータ（以下、「ＤＣ／ＤＣコンバータ」とする）４、負荷５、制御部６および通信インタフェース回路７とで構成される。
上記構成において、バッテリ電源１は各回路へ電源供給するものであり、この負極側は車体接地ＧＮＤｂへ接続する。
車載器２は車体接地ＧＮＤｂを基準に動作し、ディジタル形態の制御信号等の通信信号を送受信するものである。

インピーダンス素子３は使用目的に応じた素子により形成される。図１は例えば電流検出用の抵抗３ａとしたものであり、その他の素子について図２に示す。
図２はインピーダンス素子３の具体例を示す図である。
図２に示すように、抵抗３ａ以外のインピーダンス素子３としては、例えばノイズ抑止用のフィルタコイルとしてのインダクタンス（Ｌ）、バッテリ電源１の逆接保護用のダイオード（Ｄ）またはＦＥＴである。
上記各種目的のインピーダンス素子３は図１に示すように、一端を車体接地ＧＮＤｂに接続し、他端は回路接地ＧＮＤｃと接続するように設ける。このように、インピーダンス素子３をＧＮＤ側に配置する理由は前述のように、例えばダイオード（Ｄ）またはＦＥＴの場合であれば、これら素子を組み付ける際の絶縁板等が不要となり、放熱経路の熱抵抗を減らすことができ、これにより、素子の発熱を容易に抑制することができることによる。
また、その他の素子についてもその目的達成のために車体接地側に配置せざるを得ない場合があることによる。

ＤＣ／ＤＣコンバータ４はインピーダンス素子３の他端側の回路接地ＧＮＤｃを基準に動作し、バッテリ電源１から供給される直流電圧を所定電圧値の直流電圧に変換する。
負荷５は例えば車載用ヘッドランプ等であり、回路接地ＧＮＤｃを基準に動作するＤＣ／ＤＣコンバータ４より電源供給を受けて作動する。
上記ＤＣ／ＤＣコンバータ４および負荷５の双方を被制御回路とする。
制御部６は回路接地ＧＮＤｃを基準に動作し、以下に説明する通信インタフェース回路７を介し車載器２より送信された通信信号を基に被制御回路であるＤＣ／ＤＣコンバータ４を制御し、負荷５を制御する。また、例えば制御状態に関する信号等のディジタル形態の通信信号をこの通信インタフェース回路７を介し車載器２へ送信する。この制御部６は例えばマイコンで構成する。

通信インタフェース回路７は車体接地ＧＮＤｂと回路接地ＧＮＤｃの双方を基準に動作し、車載器２と制御部６の間で通信信号を双方向通信する。この通信は、被制御回路のＤＣ／ＤＣコンバータ４に流れる電流Ｉｏがインピーダンス素子３に流れることにより生ずる車体接地ＧＮＤｂと回路接地ＧＮＤｃ間の電位差をキャンセルするようにして行う。
この通信インタフェース回路７はコンパレータ（比較器）７１、第１の定電流信号発生回路７Ａ、トランジスタ７９等のヒステリシス回路、第２の定電流信号発生回路７Ｂ、トランジスタ８５等の信号出力回路および電源部８７とで構成される。
上記構成において、コンパレータ７１は後述の電源部８７より電源供給を受けて回路接地ＧＮＤｃを基準に動作し、その非反転入力端（＋）には車載器２より車体接地ＧＮＤｂを基準にしたディジタル形態の制御信号Ｓｉが入力する。また、反転入力端（−）には制御信号Ｓｉについてハイ（Ｈ）またはロー（Ｌ）のレベル判定用の車体接地ＧＮＤｂを基準にした比較基準信号Ｓｆが設定入力され、このレベル判定に基づくディジタル形態の制御信号Ｓｒを制御部６の受信端（Ｒｘ）へ送信する。比較基準信号Ｓｆはバッテリ電源１（正極）と車体接地ＧＮＤｂ（負極）との間の直流電圧を分圧する抵抗７２と抵抗７３、および車体接地ＧＮＤｂを基準に動作する後述のヒステリシス回路とにより設定される。

第１の定電流信号発生回路７ＡはＰＮＰ形のトランジスタ７４および抵抗７５，７６，７７，７８とで形成し、回路接地ＧＮＤｃを基準に動作する。この第１の定電流信号発生回路７Ａはトランジスタ７４のコレクタ（Ｃ）に定電流信号Ｉｃ１を流す。
ヒステリシス回路はＮＰＮ形のトランジスタ７９および抵抗８０とで形成し、車体接地ＧＮＤｂを基準に動作する。このヒステリシス回路はトランジスタ７４等で形成される第１の定電流信号発生回路７Ａからの定電流信号Ｉｃ１をトランジスタ７９のベース（Ｂ）に受けて動作し、コンパレータ７１に設定する比較基準信号Ｓｆのレベルを変更する。
第２の定電流信号発生回路７ＢはＰＮＰ形のトランジスタ８１および抵抗８２，８３，８４とで形成し、回路接地ＧＮＤｃを基準に動作する。この第２の定電流信号発生回路７Ｂはトランジスタ８１のコレクタ（Ｃ）に定電流信号Ｉｃ２を発生する。

信号出力回路はＮＰＮ形のトランジスタ８５および抵抗８６とで形成し、車体接地ＧＮＤｂを基準に動作する。この信号出力回路はトランジスタ８１等で形成される第２の定電流信号発生回路７Ｂからの定電流信号Ｉｃ２をトランジスタ８５のベース（Ｂ）に受けて動作し、制御部６の送信端（Ｔｘ）から出力された通信信号Ｓｔを車載器２へ送信する。なお、抵抗８６はコンパレータ７１の非反転入力端（＋）に対する動作電圧の設定も兼ねている。
電源部８７はバッテリ電源１からの直流電圧をもとに直流の回路用電源Ｖｃｃ１およびＶｃｃ２を発生し、前記コンパレータ７１、トランジスタ７４等の第１の定電流信号発生回路７Ａ、トランジスタ８１等の第２の定電流信号発生回路７Ｂおよび制御部６へ電源供給する。この電源部８７が発生する回路用電源Ｖｃｃ１，Ｖｃｃ２は回路接地ＧＮＤｃを基準にした電圧である。

次に、図１の構成にした背景について説明する。
インピーダンス素子３を接地（ＧＮＤ）側に配置し、且つ、制御部６が複数の被制御対象物を制御する構成の場合において、前記従来例（特許文献１）に記載されたフォトカプラ使用の構成を適用した場合、制御部６と被制御対象物とが１対複数の関係であるために被制御対象物ごとにフォトカプラを設ける必要があり、部品点数が増大する等の問題を生じることについては既に説明した。
上記のように制御部６が複数の被制御対象物を制御する構成例として車載ヘッドランプ用のＨＩＤバルブ（高輝度放電灯）を点灯させる放電灯点灯装置が挙げられる。この装置においては接地（ＧＮＤ）側にバッテリ電源１の逆接保護用のインピーダンス素子３としてＦＥＴを備えている。
以下、図１の構成に上記例の放電灯点灯装置を当てはめて説明する。

上記例の放電灯点灯装置において、制御部６に接続される信号は以下となる。
逆接保護用のインピーダンス素子３（ＦＥＴ）の一端側である車体接地ＧＮＤｂ側に属する信号として通信ライン８の信号がある。
また、インピーダンス素子３（ＦＥＴ）の他端側である回路接地ＧＮＤｃ側（被制御側）に属する信号として下記の（１）〜（４）がある。
（１）ＨＩＤバルブの状態を監視するための、出力電圧および出力電流測定用の入力信号
（２）ＨＩＤバルブに適切な電力を出力するための、ＤＣ／ＤＣコンバータ４制御用の出力信号
（３）ＨＩＤバルブを交流で点灯するための、極性切換用の出力信号
（４）適切なタイミングで点灯／消灯するための、ＤＣ／ＤＣコンバータ４の動作／停止用の出力信号
上記（１）〜（４）の４系統の信号に対応する信号ラインが図１中の制御部６と被制御対象物であるＤＣ／ＤＣコンバータ４との間の信号ライン６ａ〜６ｄとなる。

一方、車載器２と制御部６との間の通信ライン８は通常、１本であり、従って、この車載器２と制御部６との間を接続するライン数の方が制御部６とＤＣ／ＤＣコンバータ４との間を接続するライン数に比し遥かに少ない。
従って、制御部６が複数の被制御対象物を制御する機器に対しては制御部６を、回路接地ＧＮＤｃを基準に動作する被制御側（ＤＣ／ＤＣコンバータ４側）に配置し、接続数の多い被制御対象物に制御部６を直接接続する。この結果、制御部６は回路接地ＧＮＤｃを基準に動作することとなる。
上記のように、制御部６を被制御側に配置し、車体接地ＧＮＤｂを基準にした信号を送受信する車載器２の通信ライン８と、回路接地ＧＮＤｃ側の被制御対象物に直接接続した制御部６との間に通信インタフェース回路７を配置し、インピーダンス素子３に起因する車体接地ＧＮＤｂと回路接地ＧＮＤｃ間の電位差をキャンセルするようにして車載器２と制御部６との間で双方向通信を行えば通信インタフェース回路７の構成部品点数を少なく抑えることができ、小型化且つ低廉化した好ましい車両機器（例えば上記例の放電灯点灯装置）を実現することができる。

次に図１の動作について説明する。
最初に、車載器２から制御部６への送信の動作について説明する。
車体接地ＧＮＤｂを基準に動作する車載器２より出力されたディジタル形態の通信信号Ｓｉは通信ライン８を経て、回路接地ＧＮＤｃを基準にした電源部８７からの回路用電源Ｖｃｃ１で動作するコンパレータ７１の非反転入力端（＋）へ入力する。このコンパレータ７１の反転入力端（−）には車体接地ＧＮＤｂを基準にした分圧抵抗７２，７３、およびトランジスタ７９等で形成され、車体接地ＧＮＤｂを基準に動作するヒステリシス回路とにより比較基準信号Ｓｆが設定されている。
上記通信信号Ｓｉおよび比較基準信号Ｓｆは車体接地ＧＮＤｂを基準にした信号である。この比較基準信号Ｓｆを基準にして非反転入力端（＋）へ入力した通信信号Ｓｉを比較し、通信信号Ｓｉについてハイ（Ｈ）またはロー（Ｌ）のレベル判定を行う。このレベル判定に基づくディジタル形態の通信信号Ｓｒがコンパレータ７１の出力となり、この通信信号Ｓｒが制御部６の受信端（Ｒｘ）へ送信される。この通信信号Ｓｒは回路接地ＧＮＤｃを基準にした信号となる。また、制御部６は回路接地ＧＮＤｃを基準にした電源部８７からの回路用電源Ｖｃｃ２で動作する。

制御部６はその受信端（Ｒｘ）に送信入力された通信信号Ｓｒを基に、この制御部６に直接接続された被制御回路のＤＣ／ＤＣコンバータ４および負荷５を制御する。この制御によりＤＣ／ＤＣコンバータ４には図１に示すように電流Ｉｏが流れ、インピーダンス素子３に電圧降下Ｖｚ（＝Ｉｏ×Ｚ）を発生させる。この電圧降下Ｖｚは電流Ｉｏにより値が変動し、車体接地ＧＮＤｂと回路接地ＧＮＤｃとの間の電位差となる。この電位差により、回路接地ＧＮＤｃは車体接地ＧＮＤｂに対し浮き上がった状態となる。
上記電位差により、回路接地ＧＮＤｃを基準に動作するコンパレータ７１の上記説明の動作が影響を受けることが考えられる。
しかし、コンパレータ７１に供給される回路用電源Ｖｃｃ１（回路接地ＧＮＤｃ基準）の電源電圧はインピーダンス素子３に流れる電流Ｉｏによって変動するが、非反転入力端（＋）に入力する通信信号Ｓｉおよび反転入力端（−）に入力する比較基準信号Ｓｆは車体接地ＧＮＤｂおよびバッテリ電源１を基準に動作しており、通信信号Ｓｉと比較基準信号Ｓｆの２者の比較においてはインピーダンス素子３による電位差の影響は受けることはない。従って、制御部６の受信端（Ｒｘ）へ送信されるコンパレータ７１の出力の通信信号Ｓｒは車体接地ＧＮＤｂ側の通信信号Ｓｉと同様に安定した信号となる。

また、入力される通信信号Ｓｉと比較基準信号Ｓｆの２者に対し、コンパレータ７１の電源電圧はインピーダンス素子３による電圧降下Ｖｚ（電位差）相当の変動をしているが、コンパレータ７１は信号と電源の相対電圧を同相電圧として動作することとなり、コンパレータ７１の応答速度が十分に速ければこの相対電圧で異常な出力をすることはない。
なお、コンパレータ７１の反転入力端（−）の比較基準信号Ｓｆをバッテリ電源１の電圧（正極）と回路接地ＧＮＤｃとの間を抵抗分圧した電圧で設定した場合、インピーダンス素子３に発生する電圧降下Ｖｚ（電位差）により車体接地ＧＮＤｂと回路接地ＧＮＤｃとの間の電位差が変化し、これにより比較基準信号Ｓｆも変動し、車載器２からの通信信号Ｓｉを誤判定する可能性があるが、比較基準信号Ｓｆは車体接地ＧＮＤｂを基準にした信号としているのでこのような誤判定は生じない。

次に、上記ヒステリシス回路によるヒステリシス機能について図３で説明する。
図３はヒステリシス機能の説明図であり、図３（ａ）はコンパレータ７１に入力する通信信号Ｓｉとコンパレータ７１より出力する通信信号Ｓｒとのタイミング関係図、図３（ｂ）はヒステリシス特性図である。
図３（ａ）において、コンパレータ７１の非反転入力端（＋）に入力する通信信号Ｓｉが時間に対し図示のように変化する波形とした場合、この通信信号Ｓｉについてのハイ（Ｈ）またはロー（Ｌ）の判定基準となる比較基準信号Ｓｆのレベルを通信信号Ｓｉの立ち上がり側と立下り側とで変更する。これがヒステリシス機能であり、例えば通信信号Ｓｉにノイズが重畳しているときの誤判定防止に有効である。
ここで、通信信号Ｓｉの立ち上がり側の比較基準信号ＳｆのレベルをＶｆ１、立ち下がり側の比較基準信号ＳｆのレベルをＶｆ２としたとき、これらＶｆ１とＶｆ２との関係は図３（ａ）に示すようにＶｆ１＞Ｖｆ２にする。これにより、通信信号Ｓｉの立ち上がり側では、比較基準信号Ｓｆのレベル＝Ｖｆ１を境にハイ（Ｈ）／ロー（Ｌ）の判定が反転し、Ｖｆ１以下でロー（Ｌ）の判定となり、Ｖｆ１を超えるとハイ（Ｈ）の判定となる。

これに対し、通信信号Ｓｉの立ち下がり側では、比較基準信号Ｓｆのレベル＝Ｖｆ２を境にハイ（Ｈ）／ロー（Ｌ）の判定が反転し、Ｖｆ２を超えているときにはハイ（Ｈ）の判定となり、Ｖｆ２以下でロー（Ｌ）の判定となる。このように、ハイ（Ｈ）／ロー（Ｌ）の判定が反転するタイミングが通信信号Ｓｉの立ち上がり側と立ち下がり側とで変わり、通信信号Ｓｉの立ち下がり側ではハイ（Ｈ）からロー（Ｌ）へ反転するタイミングが通信信号Ｓｉの立ち上がり側に比べ遅くなる。このようなヒステリシス機能に従いコンパレータ７１より出力された信号が図３（ａ）に示す通信信号Ｓｒである。

上記ヒステリシス機能を図３（ｂ）で説明する。
図３（ｂ）は横軸をコンパレータ７１の入力である通信信号Ｓｉとし、縦軸をコンパレータ７１の出力である通信信号Ｓｒとして表したヒステリシス特性図である。
この図３（ｂ）において、通信信号Ｓｉが図３（ａ）に示すように立ち上がった場合、Ｖｆ１以下の状態では通信信号Ｓｒはロー（Ｌ）となり、Ｖｆ１を超えたタイミングＴ１でロー（Ｌ）からハイ（Ｈ）に反転する。このＶｆ１を超えたタイミングＴ１以降は、通信信号Ｓｉは図３（ａ）に示すように推移し、立ち下がっているがＶｆ２を超えている間は、通信信号Ｓｒはハイ（Ｈ）を維持し、立ち下がり側のＶｆ２以下となったタイミングＴ２でハイ（Ｈ）からロー（Ｌ）に反転する。以降、このヒステリシス動作を繰り返す。

以上説明のヒステリシス機能の回路動作について以下に説明する。
コンパレータ７１の非反転入力端（＋）に入力する通信信号Ｓｉがロー（Ｌ）の状態時にはトランジスタ７９はオフしており、従って、反転入力端（−）の比較基準信号Ｓｆは抵抗７２と抵抗７３とによる分圧電圧（＝Ｖｆ１）となる。コンパレータ７１が出力する通信信号Ｓｒは前述のように、このＶｆ１以下でロー（Ｌ）となり、Ｖｆ１を超えるとハイ（Ｈ）となる。
通信信号Ｓｒの出力がハイ（Ｈ）になると、第１の定電流信号発生回路７Ａのトランジスタ７４はそのエミッタ（Ｅ）電位が上昇してオンする。このトランジスタ７４のベース（Ｂ）はエミッタ（Ｅ）がハイ（Ｈ）レベルにおいてオンするように抵抗７７，７８で電圧設定してある。

上記トランジスタ７４のオンにより、そのコレクタ（Ｃ）に定電流信号Ｉｃ１が流れる。このトランジスタ７４等で形成する第１の定電流信号発生回路７Ａは回路接地ＧＮＤｃを基準に動作するが、回路接地ＧＮＤｃは前述のようにインピーダンス素子３により車体接地ＧＮＤｂに対し電位差が生じており、この電位差の影響を受けることとなる。しかし、図１の構成においては、回路接地ＧＮＤｃに電位差が生じていてもこの回路接地ＧＮＤｃと電源部８７の回路用電源Ｖｃｃ２との電圧関係は変わらない。従って、トランジスタ７４のベース（Ｂ）、エミッタ（Ｅ）およびコンパレータ７１の出力端の各電位は上記電位差の影響を受けない。これにより、抵抗７６（Ｒ７６）の両端間の電圧は上記電位差に関係なく一定電圧となり、トランジスタ７４のコレクタ（Ｃ）には定電流（Ｒ７６両端間電圧／Ｒ７６）のＩｃ１が流れることとなる。なお、インピーダンス素子３による車体接地ＧＮＤｂと回路接地ＧＮＤｃとの間の電位差は、トランジスタ７４のコレクタ（Ｃ）とエミッタ（Ｅ）間の電圧変動として影響を与え、この電圧変動で電位差を吸収（キャンセル）している。

上記定電流信号Ｉｃ１はヒステリシス回路を形成するトランジスタ７９のベース（Ｂ）へ流入する。この定電流信号Ｉｃ１の流入によりトランジスタ７９は、車体接地ＧＮＤｂと回路接地ＧＮＤｃとの間の電位差の影響を受けることなく安定してオンし、抵抗８０を介してコンパレータ７１の反転入力端（−）の比較基準信号Ｓｆの電圧を低下させる。
この電圧低下した状態が比較基準信号Ｓｆ＝Ｖｆ２の状態となり、ヒステリシス特性の状態となる。また、ヒステリシス回路のトランジスタ７９は定電流駆動され、且つ、車体接地ＧＮＤｂを基準に動作するため、車体接地ＧＮＤｂと回路接地ＧＮＤｃとの間の電位差の影響を受けることなく安定したヒステリシス特性を得ることができる。
このヒステリシス特性のもとに前述のようにハイ（Ｈ）／ロー（Ｌ）の判定を行う。

次に、制御部６から車載器２への送信の動作について説明する。
回路接地ＧＮＤｃを基準に動作する制御部６はその送信端（Ｔｘ）に車載器２へ送信するディジタル形態の通信信号Ｓｔを出力する。この通信信号Ｓｔを第２の定電流信号発生回路７Ｂを形成する抵抗８３と抵抗８４とで分圧し、トランジスタ８１のベース（Ｂ）へ入力する。
このトランジスタ８１は、そのベース（Ｂ）へ入力する通信信号Ｓｔがハイ（Ｈ）のときにはオフし、ロー（Ｌ）でオンする。このようにオンまたはオフするようにエミッタ（Ｅ）側の抵抗８２およびベース側の抵抗８３，８４により動作設定してある。
上記トランジスタ８１が通信信号Ｓｔのロー（Ｌ）によりオンしたときには、そのコレクタ（Ｃ）に定電流信号Ｉｃ２が流れる。このトランジスタ８１等で形成する第２の定電流信号発生回路７Ｂは回路接地ＧＮＤｃを基準に動作し、前述の第１の定電流信号発生回路７Ａと同様に、インピーダンス素子３による車体接地ＧＮＤｂと回路接地ＧＮＤｃとの間の電位差の影響を受けることとなる。

しかし、第１の定電流信号発生回路７Ａで説明した通り、回路接地ＧＮＤｃと電源部８７の回路用電源Ｖｃｃ２との電圧関係は変わらない。従って、トランジスタ８１のベース（Ｂ）およびエミッタ（Ｅ）の各電位は上記電位差の影響を受けない。これにより、抵抗８２（Ｒ８２）の両端間の電圧は上記電位差に関係なく一定電圧となり、トランジスタ８１のコレクタ（Ｃ）には定電流（Ｒ８２両端間電圧／Ｒ８２）のＩｃ２が流れることとなる。
なお、上記車体接地ＧＮＤｂと回路接地ＧＮＤｃとの間の電位差は、前述のトランジスタ７４の場合と同様に、トランジスタ８１のコレクタ（Ｃ）とエミッタ（Ｅ）間の電圧変動として影響を与え、この電圧変動で電位差を吸収（キャンセル）している。

通信信号Ｓｔがロー（Ｌ）のときに流れる上記定電流信号Ｉｃ２は信号出力回路を形成するトランジスタ８５のベース（Ｂ）へ流入する。この定電流信号Ｉｃ２の流入によりトランジスタ８５は、車体接地ＧＮＤｂと回路接地ＧＮＤｃとの間の電位差の影響を受けることなく安定してオンし、そのコレクタはエミッタ（Ｅ）の電位、即ち、車体接地ＧＮＤｂの電位となる。この車体接地ＧＮＤｂの電位はロー（Ｌ）レベルであり、通信信号Ｓｔに対応した同一のロー（Ｌ）レベルの通信信号Ｓｏがトランジスタ８５より通信ライン８を経て車載器２へ送信される。
これに対し、トランジスタ８１のベース（Ｂ）へ入力する通信信号Ｓｔがハイ（Ｈ）のときにはトランジスタ８１はオフとなり、定電流信号Ｉｃ２は発生しない。これにより、信号出力回路を形成するトランジスタ８５はベース（Ｂ）電流が流れないのでオフとなり、そのコレクタはハイ（Ｈ）レベルとなる。通信信号Ｓｔに対応したこの同一のハイ（Ｈ）レベルの通信信号Ｓｏがトランジスタ８５より通信ライン８を経て車載器２へ送信される。このようにして、制御部６が出力した通信信号Ｓｒと同一の通信信号Ｓｏが車載器２へ送信される。

以上説明のように、信号出力回路を形成するトランジスタ８５は、制御部６が出力する通信信号Ｓｔがロー（Ｌ）のときには定電流駆動されてオンし、通信信号Ｓｔがハイ（Ｈ）のときにはベース（Ｂ）に電流が流れないためにオフとなり、且つ、車体接地ＧＮＤｂを基準に動作するため、車体接地ＧＮＤｂと回路接地ＧＮＤｃとの間の電位差の影響を受けることなく、車体接地ＧＮＤｂを基準にした安定した通信信号Ｓｏが車載器２へ送信されることとなる。
なお、トランジスタ８５のエミッタ（Ｅ）を回路接地ＧＮＤｃとした場合、インピーダンス３に発生する電圧降下Ｖｚがトランジスタ８５から出力される通信信号Ｓｏのロー（Ｌ）レベル信号に重畳し、この通信信号Ｓｏを受信する車載器２において誤判定する可能性があるが、上記エミッタ（Ｅ）は車体接地ＧＮＤｂしているので誤判定は生じない。

以上のように、この実施の形態１によれば、制御部６は回路接地ＧＮＤｃを基準に動作する被制御対象物のＤＣ／ＤＣコンバータ４側に配置し、これら制御部６とＤＣ／ＤＣコンバータ４とを直接接続し、回路接地ＧＮＤｃを基準に動作する制御部６と車体接地ＧＮＤｂを基準に動作する車載器２との間に通信インタフェース回路７を配置し、インピーダンス素子３に起因して生ずる車体接地ＧＮＤｂと回路接地ＧＮＤｃとの間の電位差をキャンセルするようにして車載器２と制御部６との間で双方向通信するように構成したので、制御部６が複数の信号ラインで（例えば６ａ〜６ｄ）で被制御対象物のＤＣ／ＤＣコンバータ４を制御する場合において、通信インタフェース回路７の構成部品の点数を少なく抑えることができ、これにより車両用機器を小型化且つ低廉化することができる。
また、構成部品点数の少ない通信インタフェース回路７によりインピーダンス素子による車体接地ＧＮＤｂと回路接地ＧＮＤｃとの間の電位差の影響を吸収して１本の通信ライン８による双方向通信を行うことができる。

また、通信インタフェース回路７の入力素子としてコンパレータ７１を設け、このコンパレータ７１は回路接地ＧＮＤｃを基準にした回路用電源Ｖｃｃ１で動作し、その非反転入力端（＋）および反転入力端（―）には車体接地ＧＮＤｂを基準にした通信信号Ｓｉと比較基準信号Ｓｆとを入力し、これら通信信号Ｓｉと比較基準信号Ｓｆとを比較して通信信号Ｓｉについてハイまたはローのレベルを判定し、この判定に基づく通信信号Ｓｒを制御部６へ出力する構成としたので、上記回路用電源Ｖｃｃ１の電源電圧が車体接地ＧＮＤｂと回路接地ＧＮＤｃとの間の電位差の影響により変動しても、通信信号Ｓｉおよび比較基準信号Ｓｆの入力信号は車体接地ＧＮＤｂを基準に動作しており、通信信号Ｓｉと比較基準信号Ｓｆの２者の比較においては車体接地ＧＮＤｂと回路接地ＧＮＤｃとの間の電位差の影響は受けることはない。これにより、コンパレータ７１が出力する通信信号Ｓｒは車体接地ＧＮＤｂ側の通信信号Ｓｉと同様に安定した信号にすることができる。

また、前記コンパレータ７１には、回路接地ＧＮＤｃを基準に動作するトランジスタ７４等の第１の定電流信号発生回路７Ａと、このトランジスタ７４からの定電流信号Ｉｃ１が流入したときに車体接地ＧＮＤｂを基準に動作し、コンパレータ７１に入力する比較基準信号Ｓｆのレベルを低下させるように変更するトランジスタ７９等のヒステリシス回路とを備えた構成としたので、車体接地ＧＮＤｂと回路接地ＧＮＤｃとの間の電位差に関係しない定電流信号Ｉｃ１によりトランジスタ７９が駆動され、安定したヒステリシス特性を得ることができる。
また、このヒステリシス機能により、車載器２からの通信信号Ｓｉにノイズが重畳しているときのコンパレータ７１における誤判定を防止し、コンパレータ７１が出力する通信信号Ｓｒを高精度の信号にすることができる。

また、回路接地ＧＮＤｃを基準に動作するトランジスタ８１等の第２の定電流信号発生回路７Ｂと、このトランジスタ８１からの定電流信号Ｉｃ２が流入したときに車体接地ＧＮＤｂを基準に動作し、制御部６が出力する通信信号Ｓｔに対応した同一の通信信号Ｓｏを車載器２へ送信するトランジスタ８５等の信号出力回路とを備えた構成としたので、車体接地ＧＮＤｂと回路接地ＧＮＤｃとの間の電位差に関係しない定電流信号Ｉｃ２によりトランジスタ８５が駆動され、安定した通信信号Ｓｏを車載器２へ送信することができる。

以上のように、この発明に係る車両用機器と通信インタフェース回路は、車載器と制御部との間で双方向通信するように構成し、通信インタフェース回路の構成部品点数を少なく抑えることで小型化且つ低廉化したので、車載器と制御部の通信ライン数（通常は１本）よりも制御部が制御する被制御側とのライン数が多いような車両用機器（例えば放電灯点灯装置）などに用いるのに適している。

Claims (5)

1. バッテリ電源の負極側が接続される車体接地を基準に動作し、ディジタル形態の通信信号を送受信する車載器と、
   一端を前記車体接地に接続し、他端を回路接地としたインピーダンス素子と、
   前記回路接地を基準に動作する被制御回路と、
   前記回路接地を基準に動作し、前記被制御回路を制御するとともに、前記車載器へ送信するディジタル形態の通信信号を出力する制御部と、
   前記車体接地と前記回路接地の双方を基準に動作し、前記被制御回路に流れる電流が前記インピーダンス素子に流れることにより生ずる前記車体接地と前記回路接地間の電位差をキャンセルして前記車載器と前記制御部間で前記通信信号を双方向通信する通信インタフェース回路とを備えた車両用機器。
2. 車載器からの車体接地基準の通信信号と前記車体接地基準の比較基準信号とを入力し、前記通信信号と前記比較基準信号とを比較して前記通信信号についてハイまたはローのレベルを判定し、この判定に基づく信号を制御部へ出力するように回路接地を基準に動作するコンパレータを通信インタフェース回路の入力素子として備えたことを特徴とする請求項１記載の車両用機器。
3. 回路接地を基準に動作し、コンパレータが信号を出力したときに定電流信号を発生する第１の定電流信号発生回路と、前記第１の定電流信号発生回路からの定電流信号が流入したときには車体接地を基準に動作し、コンパレータに入力する比較基準信号のレベルを変更するヒステリシス回路とを備えたことを特徴とする請求項２記載の車両用機器。
4. 回路接地を基準に動作し、制御部が出力する通信信号により定電流信号を発生する第２の定電流信号発生回路と、前記第２の定電流信号発生回路からの定電流信号が流入したときには車体接地を基準に動作し、前記制御部が出力する通信信号に対応した信号を車載器へ送信する信号出力回路とを備えたことを特徴とする請求項１記載の車両用機器。
5. バッテリ電源の負極側が接続される車体接地を基準に動作し、ディジタル形態の通信信号を送受信する車載器と、一端を前記車体接地に接続し、他端を回路接地としたインピーダンス素子と、前記回路接地を基準に動作し、被制御回路を制御するとともに、前記車載器へ送信するディジタル形態の通信信号を出力する制御部とを備えた車両用機器に使用する通信インタフェース回路であって、
   前記回路接地を基準に動作し、非反転入力端には前記車載器から送信された前記車体接地基準の通信信号が入力し、反転入力端には前記車体接地基準の比較基準信号が入力し、前記通信信号と前記比較基準信号とを比較して前記通信信号についてハイまたはローのレベルを判定し、この判定に基づく信号を前記制御部へ出力するコンパレータと、
   前記回路接地を基準に動作し、前記コンパレータがハイレベルの信号を出力したときに定電流信号を発生する第１の定電流信号発生回路と、
   前記第１の定電流信号発生回路からの定電流信号が流入したときには前記車体接地を基準に動作し、前記コンパレータに入力する比較基準信号のレベルを低下させるように変更するヒステリシス回路と、
   前記回路接地を基準に動作し、前記制御部が出力する通信信号により定電流信号を発生する第２の定電流信号発生回路と、
   前記第２の定電流信号発生回路からの定電流信号が流入したときには前記車体接地を基準に動作し、前記制御部が出力する通信信号に対応した同一の信号を車載器へ送信する信号出力回路とを備えた通信インタフェース回路。

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