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WO2003052862A1 - Oscillateur, filtre, duplexeur et appareil de communication - Google Patents

Oscillateur, filtre, duplexeur et appareil de communication Download PDF

Info

Publication number
WO2003052862A1
WO2003052862A1 PCT/JP2002/013181 JP0213181W WO03052862A1 WO 2003052862 A1 WO2003052862 A1 WO 2003052862A1 JP 0213181 W JP0213181 W JP 0213181W WO 03052862 A1 WO03052862 A1 WO 03052862A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
conductor
resonator
conductor line
line
resonator according
Prior art date
Application number
PCT/JP2002/013181
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Seiji Hidaka
Shin Abe
Original Assignee
Murata Manufacturing Co.,Ltd.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Murata Manufacturing Co.,Ltd. filed Critical Murata Manufacturing Co.,Ltd.
Priority to KR1020037009381A priority Critical patent/KR100597094B1/ko
Priority to EP02786123A priority patent/EP1458050B1/en
Priority to AU2002354199A priority patent/AU2002354199A1/en
Priority to AT02786123T priority patent/ATE548777T1/de
Publication of WO2003052862A1 publication Critical patent/WO2003052862A1/ja
Priority to US10/643,692 priority patent/US6943644B2/en

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
    • H01P1/203—Strip line filters
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
    • H01P1/203—Strip line filters
    • H01P1/20327—Electromagnetic interstage coupling
    • H01P1/20354—Non-comb or non-interdigital filters
    • H01P1/20381—Special shape resonators
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/213—Frequency-selective devices, e.g. filters combining or separating two or more different frequencies
    • H01P1/2135—Frequency-selective devices, e.g. filters combining or separating two or more different frequencies using strip line filters
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P7/00—Resonators of the waveguide type
    • H01P7/08—Strip line resonators
    • H01P7/082—Microstripline resonators

Definitions

  • the present invention relates to a resonator, a filter, a duplexer, and a communication device used in wireless communication and transmission / reception of electromagnetic waves, for example, in a microwave band or a millimeter wave band.
  • a hairpin resonator used in a microwave band or a millimeter wave band As a resonator used in a microwave band or a millimeter wave band, a hairpin resonator described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 62-193332 is known. This hairpin resonator is characterized in that it can be miniaturized as compared with a case where a resonator using a linear conductor line is used.
  • Japanese Patent Application Laid-Open No. 2000-49512 discloses a planar circuit type multiple C-ring resonator formed by thin film microfabrication. This multiple C-ring resonator has a feature that the conductor Q of the resonator is higher than that of the Herbin resonator disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 62-193332.
  • Japanese Patent Application Laid-Open Publication No. 2000-244424 discloses a multi-spiral resonator of a planar circuit type by fine processing of a thin film.
  • This resonator has the characteristic that the current distribution flowing through each conductor line is the same, so that a resonator having a conductor Q higher than that of the hairpin resonator can be obtained.
  • the multi-spiral resonator disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2000-244424 has the feature that the conductor Q is high, but the process cost due to thin-film fine processing becomes expensive. was there. If the resonator is to be further miniaturized, finer processing will be required, and the manufacturing cost will increase accordingly.
  • An object of the present invention is to provide a resonator, a filter, a duplexer, and a communication device having a desired conductor Q that is easy to miniaturize and that matches the manufacturing cost. Disclosure of the invention
  • a resonator formed of one or more annular resonance units formed of one or more conductor lines, wherein the resonance units have a capacitive region and an inductive region, A capacitive region is formed when one end of the conductor line is close to the other end of itself or the end of another conductor line constituting the same resonance unit in the width direction.
  • the capacitive region acts as a capacitive element, and each conductor line operates as a half-wavelength line with both ends open. Also, a ground electrode is placed on the surface facing the conductor line with the substrate Unnecessary, a resonator having the desired conductor Q can be obtained at a low cost with a structure having extremely few components.
  • the resonance unit includes a plurality of conductor lines and has a plurality of capacitive regions.
  • the conductor line is formed on a planar substrate. This eliminates the need for a ground electrode on the surface opposite to the conductor line with the substrate interposed therebetween, and achieves a cost reduction with a structure having extremely few components.
  • the end of each conductor line is made closer in the width direction of the conductor line, and a larger capacitance is generated than in the case where the conductor line is made closer at the tip, thereby reducing the size of the resonator.
  • the base material has a columnar or cylindrical shape, and a conductor line is formed on a side surface of the base material. Thereby, it is applied to a columnar or cylindrical structure.
  • the conductor line may be configured such that the end portions of the conductor line are adjacent to each other to form an interdigital transducer. As a result, the length of the portion of each conductor line that is close to the end in the width direction is reduced, and the size of the entire resonator is reduced.
  • the resonator according to the present invention has a structure in which the width of the conductor line is partially or entirely reduced to about the skin depth of the conductor line or smaller than the skin depth. This alleviates the current concentration due to the skin effect and the edge effect, and improves the conductor Q of the resonator.
  • the resonator according to the present invention has a structure in which a space between the conductor lines adjacent to each other in the width direction is approximately equal to the skin depth of the conductor line or smaller than the skin depth. This alleviates the current concentration due to the edge effect and increases the conductor Q of the resonator.
  • the resonator according to the present invention has a structure in which the distance between the conductor lines adjacent to each other in the width direction is substantially constant. As a result, all the conductor lines can be formed in a state where the finest pattern can be formed in the conductor line manufacturing process, and the conductor Q of the resonator is efficiently increased.
  • the conductor line is a thin-film multilayer electrode formed by laminating a thin-film dielectric layer and a thin-film conductor layer.
  • the resonator according to the present invention has a structure in which a gap between the adjacent conductor lines of the plurality of conductor lines is filled with a dielectric.
  • a filter according to the present invention includes: a resonator having any one of the above configurations; And a signal input / output means coupled to the resonator. With this structure, miniaturization and low insertion loss are achieved.
  • the duplexer according to the present invention is configured by using the above filter as a transmission filter or a reception filter, or as both filters. This will reduce insertion loss.
  • a communication device includes at least one of the above-described filter and duplexer. As a result, the insertion loss of the RF transmission / reception unit is reduced, and communication quality such as noise characteristics and transmission speed is improved.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a resonator according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing an electric field distribution near both ends of the conductor line of the resonator and a current distribution on the conductor line.
  • FIG. 3 is a diagram showing a configuration of a resonator according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a diagram showing a configuration of a resonator according to a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a diagram showing a current distribution of the resonator.
  • FIG. 6 is a diagram showing a configuration of a resonator according to a fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a diagram showing a configuration of a resonator according to a fifth embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a diagram showing an example of an electric field distribution and a current direction of the resonator.
  • FIG. 9 is a diagram showing an example of a conductor line pattern of another resonator according to the fifth embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a diagram showing a configuration of a resonator according to a sixth embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is an enlarged view of each part of the resonator.
  • FIG. 12 is a diagram showing an example of a conductor line pattern of a resonator according to a seventh embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 is a view showing a cross-sectional structure of a conductor line in a resonator according to an eighth embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 is a diagram showing a configuration of a resonator according to a ninth embodiment of the present invention.
  • FIG. 15 is a diagram showing a configuration of a resonator according to a tenth embodiment of the present invention.
  • FIG. 16 is a diagram showing a configuration of a filter according to the eleventh embodiment of the present invention.
  • FIG. 17 is a diagram showing a configuration of a filter according to a 12th embodiment of the present invention.
  • FIG. 18 is a diagram showing a configuration of a filter according to a thirteenth embodiment of the present invention.
  • FIG. 19 is a diagram showing an example of a conductor line pattern formed by the filter.
  • FIG. 20 is a block diagram showing a configuration of a duplexer according to a 14th embodiment of the present invention. is there.
  • FIG. 21 is a block diagram showing a configuration of a communication device according to a fifteenth embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a view showing the configuration of the resonator according to the first embodiment
  • FIG. 1 (A) is a top view of the resonator according to the first embodiment
  • FIG. 1 (B) is It is sectional drawing.
  • this resonator is composed of a dielectric substrate 1 (hereinafter simply referred to as "substrate J") and a conductor line 2 formed on the upper surface thereof.
  • substrate J dielectric substrate 1
  • conductor line 2 No ground electrode is formed on the surface (lower surface) opposite to the surface on which the conductor is formed.
  • the conductor line 2 has a constant width, and is formed into a shape having a circumference of at least one circumference. That is, as shown by a circle in the figure, one end X1 and the other end X2 of the conductor line are brought close to each other in the width direction of the line.
  • FIG. 2 is a diagram showing the operation of the resonator.
  • Figure 2 (A) shows the four positions A, B, D, and E where the two ends of the conductor line are close to each other, and the center position C in the longitudinal direction of the conductor line.
  • Fig. 2 (B) shows the electric field distribution in the vicinity of both ends of the conductor line.
  • Fig. 2 (C) shows the current distribution on the conductor line.
  • the electric field concentrates on the portions of the conductor line near both ends x1, X2 in the width direction. Also, between one end of the conductor line and the vicinity X 11 near the other end, and between the other end and the vicinity X 21 near the other end. The electric field is distributed, and capacitance occurs in these parts.
  • the current intensity increases sharply from the area A to the area B of the conductor line, keeps a substantially constant value in the areas B to D, and changes from the area D to the area E. Then it decreases sharply. Both ends are zero. Regions A to B and D to E where both ends of the conductor line are close to each other in the width direction can be referred to as a capacitive region, and other regions B to D can be referred to as inductive regions. A resonance operation is performed by the capacitive region and the inductive region. In other words, if this resonator is regarded as a lumped constant circuit, it constitutes an LC resonance circuit.
  • a ring-shaped unit having a capacitive region and an inductive region formed of a conductor line as described above is referred to as a resonance unit.
  • FIG. 3 is a diagram showing a configuration of a resonator according to a second embodiment.
  • FIG. 3A is a top view of the resonator according to the second embodiment
  • FIG. 3B is a cross-sectional view thereof.
  • the resonator shown in FIG. 1 the resonator is formed by forming a single conductor line 2 on the substrate 1.
  • three conductor lines are provided on the upper surface of the substrate 1.
  • a conductor line assembly 12 is formed by 2a, 2b, and 2c.
  • the ground electrode is not particularly formed on the lower surface of the substrate 1.
  • the resonator can be constituted only by the conductor lines formed on the substrate or the like. Therefore, it is necessary to provide a ground electrode on the side opposite to the surface of the substrate or the like on which the conductor lines are formed. Absent. Of course, a ground electrode may be provided on the opposite side of the surface such as the substrate on which the conductor line is formed. In that case, the ground electrode will act to shield the electromagnetic field. Therefore, a shield structure can be provided in the resonator with a simple structure.
  • each conductor line both ends thereof are close to each other in the width direction, and a capacitive region is formed in that portion. That is, the three conductor lines 2a, 2b, and 2c each constitute a resonance unit.
  • the three conductor lines 2a, 2b, 2c are arranged substantially concentrically around a predetermined point 0 of the substrate 1 so as not to cross each other.
  • one resonator is constituted by three resonance units of the three conductor lines 2a, 2b, and 2c.
  • the capacitive area of the conductor lines 2a, 2b, and 2c (the area existing within the circled area in the figure) is a straight line that passes through the center O of the ring formed by the conductor lines. They are arranged close to each other so as to intersect L.
  • Each conductor line acts as a half-wavelength line with both ends open. Moreover, in this example, one conductor line forms one resonance unit.
  • each conductor line induces a magnetic field distribution similar to the circular TE 0 1 ⁇ 5 mode. In other words, the magnetic field distributes around the rz plane and symmetrically about the axis.
  • the current is distributed by multiplexing the conductor lines, and the distributed current distribution reduces current concentration due to the edge effect.
  • the conductor Q is improved by reducing the current concentration due to the edge effect.
  • FIG. 4 is a diagram showing a configuration of a resonator according to a third embodiment.
  • FIG. 4 (A) is a top view of the resonator according to the third embodiment, and
  • FIG. 4 (B) is a cross-sectional view thereof.
  • both ends of the conductor lines 2a, 2b, and 2c are close to each other in the width direction, and one end of the conductor lines 2a, 2b, and 2c, and It is arranged so that one end of another adjacent conductor line faces the position indicated by G with a predetermined gap.
  • This pattern is equivalent to one obtained by partially cutting one spiral-shaped conductor line at a predetermined location (the portion indicated by G in the figure).
  • the capacitive region of the resonance unit (the region existing within the range enclosed by the ellipse in the figure) is formed at a position slightly shifted in the circumferential direction. Become. Therefore, looking at the change in the position of the capacitive region with respect to the change in the radial direction, the capacitive region is formed at a position gradually shifted in the circumferential direction along with the change in the radial direction.
  • the conductor line assembly 12 having a large number of lines can be arranged within a limited occupied area, and the entire resonator can be reduced in size.
  • the resonance unit is composed of an inductive region having a high impedance and a capacitive region having a low impedance, and the impedance changes stepwise. Since the resonator consists of multiple resonance units, the resonator is called a multiple step ring resonator.
  • (A) of FIG. 5 shows a one-side cross section of the rz plane of the resonator of FIG.
  • a conductor line assembly 12 is formed on the upper surface of the substrate 1.
  • the substrate 1 and the conductor line assembly 12 are surrounded by a shielding cavity 3.
  • the structural dimensions of the conductor line 2 are as follows.
  • Fig. 5 ( ⁇ ) shows the current distribution of each part at the radial position of the conductor line.
  • (1) in the figure is the current distribution of the multiple step ring resonator
  • (2) is the current distribution of the multiple spiral resonator.
  • the multi-spiral resonator is a resonator disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2000-244133, which is composed of an aggregate of a plurality of spiral conductor lines.
  • the current flowing through each conductor line of the multi-step ring resonator is the same, whereas the current flowing through the conductor line of the multi-spiral resonator is the same. Is zero at both ends according to the radial position, and has a mountain-shaped current distribution with a peak at a position closer to the outside from the center.
  • the current flowing through each conductor line is constant, conductor loss as a whole of the conductor line assembly is suppressed, and a resonator having a high conductor Q can be obtained.
  • the total current (effective value) I is the total current (effective value).
  • the dimension design of the capacitive region of the multi-step ring resonator is as follows.
  • the required capacitance is 6.45 pF from the inductance of 0.98 nH.
  • FIG. 6 is a diagram showing a configuration of a resonator according to a fourth embodiment.
  • three conductor lines 2a, 2b, and 2c each constitute a resonance unit, similarly to the resonator shown in FIG.
  • the ends d1, d2, d3, and d4 are brought close to each other in the width direction within the range indicated by AB. That is, an interdigital transducer (IDT) having a shape in which comb patterns are interlocked is constructed.
  • IDT interdigital transducer
  • the conductor line length for obtaining the predetermined resonance frequency can be shortened, and the area occupied by the conductor line assembly 12 can be reduced, and the resonator can be downsized.
  • the gap between adjacent resonance units does not increase, current concentration due to the edge effect can be reduced over the entire conductor line, and the conductor Q is increased accordingly.
  • the width of the conductor lines 2a and 2c at both ends is made relatively narrow with respect to the conductor line 2b at the center in the width direction of the conductor line assembly (in the case of three conductor lines, the conductor line at the center). As a result, it is possible to efficiently suppress the current concentration in a portion where the current concentration due to the edge effect is remarkable.
  • the annular resonance unit is formed by a single conductor line, but the resonance line does not need to be a single conductor line, and may be plural. As a result, one resonance unit has a plurality of capacitive regions and a plurality of inductive regions.
  • an annular resonance unit may be formed by two conductor lines. In the example shown in (A) of Fig. 7, two conductor lines indicated by 2a and 2b are respectively wrapped around the surface of the dielectric substrate 1 for more than half a turn. It has a shape. Similarly, each conductor line may be formed so as to have an angle range of more than 1/3 turn so as to have three capacitive regions during one turn.
  • one end Xa1 of the conductor path 2a and one end xb1 of the conductor line 2b are close to each other in the width direction.
  • the other end Xa2 of the conductor line 2a and the other end Xb2 of the conductor line 2b are close to each other in the width direction.
  • Two capacitive regions are formed in the region where the two sets of end portions are close to each other. Therefore, the conductor lines 2a and 2b each function as a half-wavelength line with both ends open.
  • FIG. 7 (B) is an example in which two resonators shown in FIG. 7 (A) are provided to form a resonator. Both ends of the conductor line 2a and both ends of the conductor line 2b are adjacent to each other in the width direction to form two capacitive regions, and both ends of the conductor line 2c and the conductor line 2d. Both end portions are adjacent to each other in the width direction to form two capacitive regions. In this way, a capacitive region is formed within a range surrounded by four ellipses in FIG. 7 (B).
  • each conductor line 2a is arranged such that one end of the conductor line of each resonance unit and one end of the conductor line of another resonance unit adjacent thereto face a predetermined gap at a position indicated by G. , 2b, 2c, and 2d.
  • the distance between the conductor lines is made constant at the position adjacent to the two resonance units.
  • the current concentration due to the edge effect can be reduced over the entire conductor line, and the conductor Q is increased accordingly.
  • FIG. 8 is a diagram showing the operation of the resonator shown in FIG. 7 (B).
  • FIG. 8 (A) shows an example of the electric field distribution between adjacent conductor lines and the direction of the current on the conductor lines.
  • Fig. 8 (B) shows the magnetic field distribution around the conductor line in the cross section taken along the line AA in Fig. 8A).
  • E is an electric field
  • H is a magnetic field
  • I is a current.
  • the electric field concentrates on a portion near the width of the conductor line with respect to the adjacent conductor line. That is, a region where the ends of adjacent conductor lines are close to each other in the width direction of the conductor line acts as a capacitive region, and a region of the other conductor line through which current flows acts as an inductive region.
  • FIG. 9 shows an example in which three sets of resonance units each composed of four conductor lines are arranged.
  • four conductor lines 2a, 2b, 2c, and 2d form a first resonance unit
  • four conductor lines 2e, 2f, 2g, and 2h are the first resonance units.
  • Two resonance units are formed, and four conductor lines 2, 2 j, 2 k, and 2 I form a third resonance unit.
  • the characteristic of the capacitive region in such a resonator is that, as in the case where each conductor line goes around one or more rounds, the smaller the ratio of the capacitive region in the circumferential direction of the conductor line, the lower the lumped constant It functions as a static capacitance, and a current without node is distributed in the conductor line portion of the other inductive region. Also, the current flowing in the conductor lines flows in the same direction when viewed in the direction in which each conductor line goes around. The magnetic field vectors induced by each current are mutually induced to produce the magnetic field energy Efficiently accumulate.
  • the size of the resonator on the substrate (this is expressed by the diameter of the resonator forming region, which is almost circular, and the area occupied by the resonator).
  • the length of the end of the conductor line forming the capacitive region is designed to be short, but in this case, the required accuracy for the dimensional tolerance due to the fine processing increases with the high frequency shading.
  • the capacitive regions are divided and arranged by configuring a plurality of conductor lines so as to have a plurality of capacitive regions while making a round in the circumferential direction of the conductor lines. As a result, the divided capacitors are connected in series, and the capacitance of one capacitor region can be designed to be large.
  • the capacitance of each capacitive region is Assuming C 1 and C 2, the combined capacitance C is
  • the capacitive area is divided into three and the respective capacitances are C1, C2, and C3, the combined capacitance value C is
  • FIGS. 10 and 11 show the configuration of the resonator according to the sixth embodiment.
  • FIG. 10 (A) is a top view of the resonator according to the sixth embodiment
  • FIG. 10 (B) is a cross-sectional view thereof
  • FIG. 10 (C) is an enlarged view of a circle portion in FIG.
  • FIG. 10 (D) is a cross-sectional view taken along the line AA ′ in FIG. 10 (A).
  • FIG. 11 is an enlarged view of the resonator.
  • a circle IE represents an innermost end of the plurality of conductor lines
  • a circle OE represents an outermost end.
  • the circle G represents a portion where the tips of the conductor lines face each other with a predetermined gap.
  • a conductor line assembly 12 is formed on the upper surface of a substrate 1. Its basic structure is the same as that shown in FIG. However, in the example shown in FIG. 10, from the center to the both ends in the width direction (A-A ′ direction) of the conductor line assembly 12 due to the arrangement of the plurality of conductor lines, The width of the conductor line is gradually reduced.
  • the conductor line widths of the inner and outer peripheral portions of the conductor line assembly 12 are finely processed to a depth equal to or less than the skin depth of the conductor. In addition, the spacing between all conductor lines is finely processed to be about the skin depth of the conductor or narrower.
  • copper conductivity of about 53 MS Zm
  • copper has a skin depth of about 1,5 tm at a frequency of 2 GHz, so the width of the conductor lines on the inner and outer peripheral parts and the distance between the conductor lines must be one. 5 im or less.
  • each of the conductor lines of the conductor line assembly 12 is formed in a substantially rectangular pattern, the opening area for retaining the resonance magnetic field energy is smaller than that in the case of forming a circular pattern. Becomes larger. Therefore, the occupied area can be reduced accordingly. Moreover, since the R (round) is added to the corner of the substantially square, there is no sharply bent portion in the conductor line, the current concentration in the bent portion of the conductor line is reduced, and the conductor Q does not decrease.
  • FIG. 12 the configuration of a resonator according to a seventh embodiment is shown in FIG.
  • This resonator is also composed of a plurality of resonance units, and its basic structure is the same as that shown in Fig. 7 (B).
  • the conductor line width is gradually reduced from substantially the center to the both ends in the width direction of the conductor line assembly including a plurality of conductor lines.
  • This resonator differs from the example shown in FIG. 10 in that two conductor lines constitute one resonance unit.
  • FIG. 10 two conductor lines constitute one resonance unit.
  • the conductor lines 2 a and 2 b form a first resonance unit
  • the conductor lines 2 c and 2 d form a second resonance unit
  • the conductor lines 2 e and 2 f forms the third resonance unit
  • conductor lines 2 g and 2 h form the fourth resonance unit.
  • one resonator is composed of four resonance units.
  • the width of the conductor lines at the inner and outer peripheral portions is finely processed to be about the skin depth of the conductor lines or smaller.
  • the spacing between all conductor lines is finely processed to be equal to or less than the skin depth of the conductor lines.
  • the current flowing through each conductor line is controlled by the capacitance of the capacitive region of each conductor line.
  • the design requirements are as follows. ( ⁇ ) The nature of conductor loss due to the skin effect and the edge effect is that the current is biased and the current concentrates on the surface and the edge, so the concentrated current is dispersed into a flat amplitude and the magnetic field Flatten the density distribution of energy.
  • the problem of the optimal design is to set the width of each conductor line to be divided according to the distribution of the current amplitude and the density distribution of the magnetic field energy, and to give an appropriate arrangement of the current amplitude.
  • FIG. 13 (A) to 13 (D) are enlarged cross-sectional views of the substrate and the conductor line assembly 12 respectively.
  • FIG. 13 (A) shows a comparative example. That is, the resonator shown in FIG. 13 (A) forms a conductor line aggregate 12 as shown in FIGS. 10 and 11 on the upper surface of the substrate 1.
  • Fig. 13 (B) shows a structure in which each conductor line of the conductor line assembly 12 is composed of a thin-film multilayer electrode formed by alternately stacking thin-film dielectric layers 12b and thin-film conductor layers 12a. It is.
  • the conductor line By configuring the conductor line with thin-film multilayer electrodes in this way, the skin effect caused by magnetic field penetration from above and below the conductor line is reduced, and the conductor at the interface between the substrate and the conductor line and the interface between the air and the conductor line is reduced. Q can be improved.
  • a dielectric 4 is filled in a gap between adjacent conductor lines of each conductor line of the conductor line assembly 12. With this structure, the capacitance of the capacitive region of the resonance unit is increased, the length of the capacitive region can be shortened, and the size of the entire resonator can be reduced.
  • FIG. 13 (D) shows each of the conductor lines of the conductor line assembly 12 formed as a thin-film multilayer electrode, and a space between the conductor lines filled with a dielectric material 4.
  • FIG. 14 (A) is a front view of the resonator according to the ninth embodiment
  • FIG. 14 (B) is a left side view thereof
  • FIG. 14 (C) is a plurality of resonators provided in this resonator.
  • FIG. 3 is a perspective view showing the shape of one of the conductor lines.
  • a plurality of resonance units of the conductor line 2 are formed on the side surface of the cylindrical dielectric substrate 11.
  • Each of the conductor lines 2 constituting the plurality of resonance units is turned one or more times along the side surface of the substrate 11 as shown in FIG. 14 (C), and both ends thereof are brought close to each other in the width direction. I have.
  • all the conductor lines 2 have the same pattern, and a plurality of conductor lines 2 are arranged by slightly shifting the capacitive area of the resonance unit in the circumferential direction of the conductor line so that adjacent conductor lines do not overlap. ing.
  • the angular range of the inductive region for obtaining a constant inductance also changes depending on the position in the radial direction.
  • the radius is constant, when the formation range of the capacitive region and the inductive region is represented by an angle range, the range is constant. Therefore, it has a characteristic that the symmetry of the distribution of the electromagnetic field and current generated by arranging a plurality of conductor lines is good.
  • FIG. 15 (A) is a front view of the resonator according to the tenth embodiment
  • FIG. 15 (B) is a left side view thereof
  • FIG. FIG. 4 is a perspective view showing a shape of one resonance unit among a plurality of conductor lines provided in the resonator.
  • one resonance unit is constituted by the two conductor lines 2.
  • This resonator corresponds to the one shown in Fig. 7 (B) transformed from a plane coordinate system to a cylindrical coordinate system.
  • the conductor line may be formed on a cylindrical base material having insulating or conductive properties.
  • FIG. 16 is a top view of the filter according to the first embodiment from which the fireability 3 has been removed
  • FIG. 16 (B) is a cross-sectional view of the filter.
  • FIG. 16 three resonators 7a, 7b and 7c are arranged and formed on the upper surface of the substrate 1. These resonators 7a, 7b and 7c are the same as those shown in FIGS. 10 and 11.
  • resonators 7a, 7b and 7c are the same as those shown in FIGS. 10 and 11.
  • a ground electrode 6 is formed on the upper surface of the substrate 1 so that the shielding cavity 3 placed on the upper portion of the substrate 1 conducts.
  • the coupling loops 5a and 5b are formed so that one end thereof is connected to the ground electrode 6 and the other end is drawn out of the cavity.
  • the three resonators 7a, 7b, and 7c are magnetically coupled between adjacent resonators by mutual induction of current. Also, magnetic fields are coupled between the resonators 7a, 7 (; and the coupling loops 5 &, 5b by mutual induction of current. Therefore, this filter has a bandwidth of three-stage resonators coupled in order. In this case, low insertion loss characteristics can be obtained because the Q of the resonator in each stage is high.
  • FIG. 17 is a diagram showing a configuration of a filter according to the 12th embodiment.
  • a resonator 7b is formed on the upper surface of the substrate 1
  • two resonators 7a and 7c are formed on the lower surface of the substrate 1.
  • These three resonators 7a, 7b, 7c are the same as those shown in FIG. 10 and FIG.
  • These three resonators 7a, 7b, 7c are arranged such that the plane positions of adjacent resonators partially overlap.
  • the plane positions of the resonators 7a and 7c and the two couplings 5a and 5b are arranged so as to partially overlap.
  • the dimensions of the substrate 1 can be made smaller than in the case shown in FIG. 16, and the entire film can be made smaller and lighter.
  • FIG. 18 (A) is a top view with the cavity removed
  • FIG. 18 (B) is a bottom view thereof
  • FIG. 18 (C) is a cross-sectional view taken along line AA in FIG.
  • a resonator 7 b is formed on the upper surface of the substrate 1.
  • two resonators 7a and 7c are formed on the lower surface of the substrate 1.
  • These resonators 7a, 7b, 7c are the same as those shown in FIG. That is, the vicinity of both ends of each conductor line is close to each other in the width direction to form a resonance unit.
  • the capacitive regions of the respective resonance units are slightly shifted from each other as in the case shown in FIG.
  • the resonator 7b formed on the upper surface of the substrate 1 has an overall elliptical shape.
  • the conductor lines are arranged so as to form a substantially oval.
  • three resonance units are arranged by the conductor lines 2a, 2b, and 2c.
  • the resonators 7a, 7b, and 7c shown in Fig. 18 are magnetically coupled between adjacent resonators by mutual current induction.
  • the resonator 7a is a first-stage resonator
  • the resonator 7b is a second-stage resonator
  • the resonator 7c is a third-stage resonator
  • the second-stage resonator 7b is Oval
  • the interstage coupling between the first and second resonators and the interstage coupling between the second and third resonators are strengthened, respectively.
  • the first and third resonators 7a-7c are also coupled (jump-coupled), the first and third resonators are jump-coupled into a three-stage resonator. Acts as a sunset. By controlling the magnitude of this jump coupling, the frequency of the attenuation pole appearing near the passband can be adjusted. ⁇
  • FIG. 20 shows the configuration of a duplexer as a fourteenth embodiment.
  • FIG. 20 is a block diagram of a duplexer.
  • the transmission filter and the reception filter have the configurations shown in FIG. 16, FIG. 17, and FIG. 18, respectively.
  • the passbands of the transmission filter TxFIL and the reception filter RxFIL are designed according to the respective bands.
  • the phase of the connection to the antenna terminal A N T p0 rt as the transmission / reception shared terminal is adjusted so that the transmission signal does not enter the reception filter and the reception signal does not enter the transmission filter.
  • FIG. 21 is a block diagram showing the configuration of the communication device according to the fifteenth embodiment.
  • the duplexer DUP having the configuration shown in FIG. 20 is used.
  • a transmission circuit Tx—CIR and a reception circuit Rx—CIR are configured, and a transmission circuit Tx—CIR is connected to the transmission signal input terminal of the duplexer DUP, and the reception signal output of the duplexer DU ⁇
  • the duplexer DUP is mounted on the circuit board so that the receiving circuit Rx—CIR is connected to the terminal and the antenna ANT is connected to the antenna terminal.
  • one or a plurality of annular resonance units formed of one or more conductor lines constitute a resonator, and the resonance unit is a capacitance.
  • One end of the conductor line is adjacent to the other end of the conductor line or the end of another conductor line constituting the same resonance unit in the width direction.
  • the capacitance in the vicinity of the ends of the conductor lines is increased, and the size of the resonator can be reduced.
  • a ground electrode is not required on the surface facing the conductor line with the substrate interposed therebetween, a structure with extremely few components can be achieved and cost can be reduced.
  • the resonance unit is composed of a plurality of conductor lines and has a plurality of capacitive regions, so that, for example, as the frequency increases, even when the length of the inductive region is shortened.
  • the curvature of each conductor line does not become extremely large, so that current concentration can be reduced and the conductor Q can be increased.
  • the conductor line is formed on a planar substrate, the conductor line can be easily formed on the substrate, and the cost can be reduced.
  • the shape of the substrate is columnar or cylindrical, and a conductor is provided on a side surface of the substrate.
  • a conductor is provided on a side surface of the substrate.
  • the length of the capacitive region can be shortened by forming the interdigital transducer at portions of both ends of the conductor line which are close to each other, so that the entire resonator can be downsized.
  • the width of the plurality of conductor lines and the space between adjacent conductor lines are partially or wholly reduced to about the skin depth of the conductor or smaller than the skin depth.
  • the current concentration due to the end effect is reduced, and the conductor Q of the resonator can be improved any time.
  • the distance between the conductor lines adjacent to each other in the width direction is made substantially constant, all the conductor lines can be formed in a state where the finest pattern can be formed in the production process of the conductor lines. And the conductor Q of the resonator can be efficiently increased.
  • the conductor line is formed as a thin film multilayer electrode formed by laminating a thin film dielectric layer and a thin film conductor layer, whereby current concentration due to the edge effect in the width direction of the conductor line is reduced.
  • the conductor Q of the resonator can be further improved by reducing the current concentration due to the skin effect in the thickness direction.
  • the capacitance of the resonator generated in the gap between the adjacent conductor lines is increased, and the capacitance region is increased. Can be shortened, and the size of the resonator can be reduced.
  • a filter and a duplexer having a small size and low insertion loss can be obtained. Further, according to the present invention, an insertion loss of the RF transmission / reception unit is reduced, and a communication apparatus having high communication quality such as noise characteristics and transmission speed can be obtained.
  • the resonator according to the present invention is easily miniaturized and has a desired Q characteristic commensurate with the manufacturing cost, and is used, for example, for wireless communication in the microwave band or millimeter wave band or transmission and reception of electromagnetic waves. It is useful as a resonator.

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Description

明細書 共振器、 フィルタ、 デュプレクサ、 および通信装置 技術分野
この発明は、 無線通信や電磁波の送受信に利用される、 たとえばマイクロ波帯やミリ波 帯における共振器、 フィルタ、 デュプレクサ、 および通信装置に関するものである。 背景技術
マイクロ波帯やミリ波帯で用いられる共振器としては、 特開昭 6 2— 1 9 3 3 0 2号公 報に記載のヘアピン共振器が知られている。 このヘアピン共振器は、 直線状の導体線路に よる共振器を用いる場合に比べて小型化できるという特徴を備えている。
また、 薄膜微細加工による平面回路型の多重 Cリング共振器が、 特開 2 0 0 0— 4 9 5 1 2公報に示されている。 この多重 Cリング共振器は、 特開昭 6 2— 1 9 3 3 0 2号公報 のへアビン共振器に比べて共振器の導体 Qが高いという特徴を備えて Lゝる。
さらに、 特開 2 0 0 0— 2 4 4 2 1 3公報には、 薄膜微細加工による平面回路型の多重 スパイラル共振器が示されている。 この共振器は、 各導体線路に流れる電流分布が同一と なるため、 ヘアピン共振器に比べて導体 Qのさらに高い共振器が得られる、 という特徴を 備えている。
ところが、 特開 2 0 0 0— 2 4 4 2 1 3公報の多重スパイラル共振器は、 導体 Qが高い という特徴を備えているが、 薄膜微細加工によるプロセスコス卜が高価になる、 という問 題があった。 共振器をさらに小型化しょうとすれば、 ますます微細な加工が要求され、 そ れに伴って製造コス卜が上昇してしまう。
この発明の目的は、 小型ィ匕が容易で、 製造コストに見合った所望の導体 Qを備えた共振 器、 フィルタ、 デュプレクサ、 および通信装置を提供することにある。 発明の開示
上述の目的を達成するために、 この発明に係る共振器は、
単数または複数の導体線路からなる環状の共振単位の、 1個または複数個から構成され る共振器であって、 前記共振単位は容量性領域と誘導性領域とを有し、 前記導体線路は、 その一方の端部が、 自らの他方の端部、 あるいは同じ共振単位を構成する他の導体線路の 端部と幅方向に近接することによつて容量性領域を形成する。
この構造により、 容量性領域を容量素子として作用させ、 各導体線路を両端開放の半波 長線路として動作させる。 また、 基板を挟んで上記導体線路に対向する面には接地電極を 不要として、 構成要素の極めて少ない構造で、 低コス卜で所望の導体 Qを持つ共振器を得 ることができる。
また、 この発明に係る共振器は、 前記共振単位が複数の導体線路からなり、 複数の容量 性領域を有するものとする。
また、 この発明に係る共振器は、 前記導体線路が平面状の基板上に形成されているもの とする。 これにより、 基板を挟んで上記導体線路に対向する面に接地電極を不要として、 構成要素の極めて少ない構造で、 低コスト化を図る。 また、 各導体線路の端部を、 導体線 路の幅方向に近接させ、導体線路をその先端で近接させるよりも大きな容量を生じさせて、 共振器の小型化を図る。
また、 この発明に係る共振器は、 前記基材の形状を柱状または筒状とし、 該基材の側面 に導体線路が形成されたものとする。 これにより、 柱状または筒状を成す構造体へ適用す る。
前記導体線路は、 その端部同士の、 互いに近接する部分でインターディジタル卜ランス デューサを構成してもよい。 これにより、 各導体線路の端部の幅方向で近接する部分の長 さを短縮化し、 共振器全体の小型化を図る。
また、 この発明に係る共振器は、 前記導体線路の幅を、 部分的あるいは全体に、 該導体 線路の表皮深さ程度または該表皮深さより細くした構造とする。 これにより、 表皮効果お よび縁端効果による電流集中を緩和させ、 共振器の導体 Qを改善する。
また、 この発明に係る共振器は、 互いに幅方向に隣接する前記導体線路同士の間を、 該 導体線路の表皮深さ程度または該表皮深さより狭くした構造とする。 これにより、 縁端効 果による電流集中を緩和し、 共振器の導体 Qを高める。
また、 この発明に係る共振器は、 互いに幅方向に隣接する前記導体線路同士の間を、 ほ ぼ一定にした構造とする。 これにより、 導体線路の製造プロセス上、 最も細かなパターン が形成できる状態ですベての導体線路を形成できるようにし、 共振器の導体 Qを効率よく 高める。
また、 この発明に係る共振器は、 前記導体線路を薄膜誘電体層と薄膜導体層とを積層し てなる薄膜多層電極とする。 この構造により、 導体線路の幅方向の縁端効果による電流集 中の緩和とともに、 厚み方向についての表皮効果による電流集中を緩和し、 共振器の導体 Qをさらに改善する。
また、 この発明に係る共振器は、 前記複数の導体線路の互いに隣接する導体線路間の間 隙に誘電体を充填した構造とする。 これにより、 隣接する導体線路間の間隙に生じる共振 器の容量を増大させ、 導体線路の幅方向で近接する部分の線路長を短縮化し、 それにより 共振器の小型化を図る。
また、 この発明に係るフィルタは、 上記のいずれかに記載の構成からなる共振器と、 そ の基板上に形成した、 共振器に結合する信号入出力手段とを備える。 この構造により、 小 型化および低挿入損失化を図る。
また、 この発明に係るデュプレクサは、 上記フィルタを送信フィルタもしくは受信フィ ルタとして、 またはその両方のフィルタとして用いて構成する。 これにより、 低挿入損失 化を図る。
また、 この発明に係る通信装置は、 上記フィルタ、 デュプレクサの少なくともいずれか 1つを備えて構成する。 これにより、 R F送受信部の挿入損失を低減し、 雑音特性、 伝送 速度などの通信品質を向上させる。 図面の簡単な説明
第 1図は、 本発明の第 1の実施形態に係る共振器の構成を示す図である。
第 2図は、 同共振器の導体線路両端部付近の電界分布および導体線路上の電流分布を示 す図である。
第 3図は、 本発明の第 2の実施形態に係る共振器の構成を示す図である。
第 4図は、 本発明の第 3の実施形態に係る共振器の構成を示す図である。
第 5図は、 同共振器の電流分布を示す図である。
第 6図は、 本発明の第 4の実施形態に係る共振器の構成を示す図である。
第 7図は、 本発明の第 5の実施形態に係る共振器の構成を示す図である。
第 8図は、 同共振器の電界分布および電流の方向の例を示す図である。
第 9図は、 本発明の第 5の実施形態に係る他の共振器の導体線路パターンの例を示す図 である。
第 1 0図は、 本発明の第 6の実施形態に係る共振器の構成を示す図である。
第 1 1図は、 同共振器各部の拡大図である。
第 1 2図は、 本発明の第 7の実施形態に係る共振器の導体線路パターンの例を示す図で ある。
第 1 3図は、 本発明の第 8の実施形態に係る共振器における導体線路の断面構造を示す 図である。
第 1 4図は、 本発明の第 9の実施形態に係る共振器の構成を示す図である。
第 1 5図は、 本発明の第 1 0の実施形態に係る共振器の構成を示す図である。
第 1 6図は、 本発明の第 1 1の実施形態に係るフィルタの構成を示す図である。
第 1 7図は、 本発明の第 1 2の実施形態に係るフィルタの構成を示す図である。
第 1 8図は、 本発明の第 1 3の実施形態に係るフィルタの構成を示す図である。
第 1 9図は、 同フィルタの形成する導体線路パターンの例を示す図である。
第 2 0図は、 本発明の第 1 4の実施形態に係るデュプレクサの構成を示すプロック図で ある。
第 2 1図は、本発明の第 1 5の実施形態に係る通信装置の構成を示すブロック図である。 発明を実施するための最良の形態
以下、 この発明に係る共振器、 フィルタ、 デュプレクサ、 および通信装置の例を各図を 参照して説明する。
<第 1の実施形態 >
第 1図は第 1の実施形態に係る共振器の構成を示す図でぁリ、 第 1図 （A) は第 1の実 施形態に係る共振器の上面図、 第 1図 （B ) はその断面図である。
第 1図に示すように、 この共振器は、 誘電体基板 1 (以下、 単に 「基板 J と言う。 ） と、 この上面に形成した導体線路 2で構成している。 基板 1の導体線路 2の形成面に対向する 面 （下面） には特に接地電極を形成していない。 導体線路 2は、 その幅が一定であり、 ― 周以上周回した形状にして、その両方の端部を互いに導体線路の幅方向に近接させている。 すなわち、 図中、 円で囲んで示すように、 導体線路の一方の端部 X 1と他方の端部 X 2を 互いに幅方向に近接させている。
第 2図は上記共振器の動作について示す図である。 第 2図 （A) は導体線路の両方の端 部同士が近接している部分の 4つの位置 A， B， D， Eと、 導体線路の長手方向の中央位 置 Cを示している。 第 2図 （B ) は、 導体線路の両方の端部同士の近接部分での電界分布 を示している。 第 2図 （C ) は導体線路上の電流分布を示している。
第 2図 （B ) に示すように、 導体線路の両端 x 1， X 2の幅方向に近接する部分に電界 が集中する。 また、 導体線路の一方の先端部と、 それに近接する他方の端部付近 X 1 1と の間に、 および他方の先端部と、 それに近接する他方の端部付近 X 2 1との間にも電界が 分布し、 これらの部分に容量が生じる。
電流分布について見ると、 第 2図 （C ) に示すように、 電流強度は、 導体線路の領域 A から Bにかけて急峻に増大し、 領域 B〜Dにおいてほぼ一定値を保ち、 領域 Dから Eにか けて急激に減少する。 両端部は 0である。 導体線路の両端部同士が幅方向に近接する領域 A〜B , D ~ Eは容量性領域、 その他の領域 B〜Dを誘導性領域と呼ぶことができる。 こ の容量性領域と誘導性領域とにより共振動作する。 すなわち、 この共振器を集中定数回路 のように見なせば L C共振回路を構成している。
以下、 このように、 導体線路からなリ、 容量性領域と誘導性領域を有する環状の単位を 共振単位という。
<第 2の実施形態 >
第 3図は、 第 2の実施形態に係る共振器の構成を示す図である。 第 3図 （A) は第 2の 実施形態に係る共振器の上面図、 第 3図 （B ) はその断面図である。 第 1図に示した共振器では、 基板 1上に単一の導体線路 2を形成することによって共振 器を構成したが、 この第 3図に示す例では、 基板 1の上面に 3つの導体線路 2 a， 2 b， 2 cによる導体線路集合体 1 2を形成している。 基板 1の下面には、 特に接地電極を形成 していない。
このように、 本実施形態では、 基板などに形成した導体線路だけで共振器を構成するこ とができるので、 導体線路を形成した基板などの面の反対面側には接地電極を設ける必要 がない。もちろん導体線路を形成した基板などの面の反対面側に接地電極を設けてもよい。 その場合には、 接地電極が電磁界の遮蔽作用を果たすことになる。 そのため、 簡単な構造 で共振器に遮蔽構造を設けることができる。
この基板の下面に特に接地電極を形成していないことは、 以降に示す各実施形態に共通 である。 各導体線路は、 それらの両端同士が互いに幅方向に近接して、 その部分に容量性 領域を構成している。 すなわち 3つ導体線路 2 a， 2 b , 2 cはそれぞれ共振単位を構成 している。 3つの導体線路 2 a， 2 b， 2 cは互いに交差しないように、 基板 1の所定点 0を中心とするほぼ同心円状に配置している。 このように、 3つの導体線路 2 a， 2 b， 2 cによる 3つの共振単位で 1つの共振器を構成している。
上記容量性領域以外の誘導性領域においては、 ある導体線路とそれに隣接する他の導体 線路とが近接しているにもかかわらず容量はほとんど生じない。すなわち、第 2図の（B ) に示したように、 正電荷と負電荷は導体線路の端部 （容量性領域） に集中し、 誘導性領域 では電荷は 0になっている。 電荷が 0であれば、 隣接する導体線路間で変位電流が流れな いので容量は生じない。 したがって、 このように複数の共振単位を多重化しても容量性領 域と誘導性領域としての機能をそれぞれ保つことができる。
なお、 この例では、 導体線路 2 a， 2 b , 2 cの容量性領域 （図中、 円で囲んだ範囲内 に存在する領域） を、 導体線路が形成する環のほぼ中心 Oを通る直線 Lに交差するように 互いに近接配置している。
この共振器の作用 ·効果は次のとおりである。
( 1 ) 各導体線路は、 両端開放の半波長線路として作用する。 しかもこの例では、 1 つの導体線路が 1つの共振単位を構成している。
( 2 ) 各導体線路の先端部に正と負の電荷が発生し、 この導体線路両端の近接部が容 量素子として作用する。
( 3 ) 基板の同一面上で容量が形成されるため、 裏面 （下面） に接地電極が無くても 共振動作する。
( 4 ) 各導体線路の持つ容量に応じて、 各導体線路に流れる電流強度が定まる。
( 5 ) 各導体線路の電流は、 円形 T E 0 1 <5モードに類似した磁界分布を誘導する。 すなわち r z面で一周回り、 軸対称状に磁界が分布する。 ( 6 ) 隣接する導体線路にほぼ同位相の電流が流れるため、 導体線路の多重化によつ て電流が分配され、その分配される電流分布により縁端効果による電流集中が緩和される。 この縁端効果による電流集中の緩和により、 導体 Qが改善される。
( 7 ) 各共振単位の容量性領域が互いに近接しているため、 複数の導体線路上の局所 的な領域に共振器の容量が集中する。 このため、 容量性部分と誘導性部分の機能分担がよ リ明確となる。 したがって、この共振器を利用する他の回路との結合の設計が容易となる。 <第 3の実施形態 >
第 4図は、 第 3の実施形態に係る共振器の構成を示す図である。 第 4図 （A ) は第 3の 実施形態に係る共振器の上面図、 第 4図 （B ) はその断面図である。
この例では、 導体線路 2 a , 2 b， 2 cの両方の端部同士が幅方向に近接しているとと もに、 導体線路 2 a， 2 b， 2 cの一方の先端と、 それに隣接する他の導体線路の一方の 先端とが、 Gで示す位置で所定間隙を隔てて向き合うように配置している。 このパターン は、 一本のスパイラル状の導体線路を、 途中の所定箇所 （図中 Gで示す部分） で部分的に 切断して得られるものに等しい。 すなわち、 或る 2つの隣接する共振単位同士で比較する と、 共振単位の容量性領域 （図中楕円で囲んだ範囲内に存在する領域） は周回方向に少し ずれた位置に形成されることになる。 したがって、 半径方向の変化に対する容量性領域の 位置変化を見ると、 容量性領域は半径方向の変化に伴って周回方向に次第にずれた位置に 形成されていることになる。
この構造によれば、 限られた占有面積内に線数の多い導体線路集合体 1 2を配置でき、 共振器を全体に小型化できる。
また、各導体線路の全長に亘つて、隣接する導体線路同士の間隙が大きくならないため、 導体線路の全体にわたって縁端効果による電流集中を緩和することができ、 その分、 導体 Qが高められる。
次に、 第 3の実施形態で示した複数の共振単位からなる共振器と、 比較例である多重ス パイラル共振器の解析結果を示す。 なお、 第 3の実施形態では、 共振単位が、 インピーダ ンスの高い誘導性領域と、 インピーダンスの低い容量性領域とから構成されており、 イン ピーダンスがステップ状に変化するので、 共振単位をステップリングと呼び、 共振器が複 数の共振単位からなるので、 その共振器を多重ステップリング共振器と呼ぶことにする。 第 5図の （A ) は、 第 4図の共振器の r z面の片側断面を示している。 基板 1の上面に は導体線路集合体 1 2を形成している。 この基板 1および導体線路集合体 1 2の周囲を遮 蔽キヤビティ 3で囲んでいる。 導体線路 2の構造寸法は次のとおりである。
内半径 r a = 2 5 0 μ, νη
外半径 r b = 1 0 0 0 i m
導体線路幅 L o = 1 . 5 μ, νη 導体線路間隔 S 0=1. 5 tm
導体線路の膜厚 t=5 m
導体線路数 n=250本
第 5図 (Β) は、 導体線路の半径方向の位置における各部の電流分布を示している。 ここで図中 （1 ) は多重ステップリング共振器の電流分布、 図中 （2) は多重スパイラル 共振器の電流分布である。 この多重スパイラル共振器は、 特開 2000 _ 24421 3に 開示した、 複数のスパイラル状導体線路の集合体から成る共振器である。
ここで、 各導体線路に流す強制電流は次のとおりである。
(1 ) 多重ステップリング共振器
電流数列 ί k = 4 CmA]
合計電流 I =1 [A]
(2) 多重スパイラル共振器
電流数列 （第 5図の （B) に示すとおリ）
最大値 =約 8 [mA]
最小値 =0 [A]
平均値 =4 [mA]
合計電流 I =1 [A]
上記 （1) ， (2) および第 5図 （B) に示したように多重ステップリング共振器の 各導体線路に流れる電流はすべて同一であるのに対し、 多重スパイラル共振器における導 体線路には、 半径方向の位置に応じて両端が 0で、 中央部から外側寄りの位置でピークと なる山形の電流分布となる。 このように、 多重ステップリング共振器では、 各導体線路に 流れる電流が一定であるので、 導体線路集合体全体としての導体損失が低く抑えられ、 導 体 Qの高い共振器が得られる。
次に、 上記共振器の導体 Q、 磁界エネルギー、 インダクタンスについての計算結果を示 す。
まず磁界蓄積エネルギー Wmは、
Wm=L I 2 /2
合計電流 （実効値） Iは、
I =∑ i k (k = 1〜n)
上記 2つの式より、 共振器のインダクタンス Lは
L=2Wm/ I 2
と表される。 導体 Qを Qcで表すと、 各共振器の解析結果は次のとおりである。
(1) 多重ステップリング共振器
Qc = 250 Wm= 1. 96 n J
L = 0. 98 n H
(2) 多重スパイラル共振器
Qc=21 9
Wm=3. 1 7 n J
L= 1. 58 n H
その結果、 多重ステップリング共振器の容量性領域の寸法設計は次のようになる。
共振周波数 2GHzの共振器を設計する場合、 ィンダクタンス 0. 98 n Hより、 必要 容量は 6. 45 p Fとなる。 導体線路間隙 1. 5 imにおける実効比誘電率を 40とす^ と、 6. 45 p Fに対応する容量性領域の合計長さは 5. 47mmとなる。 これを 250 本の各ステップリングで均等分配する場合、 1つあたりの容量性領域の長さは、 Wg = 5. 47mm/250 = 21. 9jiimとなる。
ぐ第 4の実施形態 >
第 6図は、 第 4の実施形態に係る共振器の構成を示す図である。
第 4の実施形態に係る共振器では、第 4図に示したものと同様に、 3つの導体線路 2 a， 2 b， 2 cがそれぞれ共振単位を構成しているが、 導体線路 2 bについては、 図中の円で 示すように、 その端部 d 1， d 2, d 3, d 4を A— Bで示す範囲で幅方向に近接させて いる。 すなわち、 櫛形パターンを相互に嚙み合わせた形状のインタ一ディジタル卜ランス デューサ （ I DT) を構成している。
このような構造により、 限られた面積の I DT部分で大容量が得られる。 そのため、 所 定共振周波数を得るための導体線路長が短縮化でき、 導体線路集合体 1 2の占有面積を縮 小化して、 共振器の小型化が図れる。 また、 隣接する共振単位との間隙が大きくならない ため、導体線路の全体にわたって縁端効果による電流集中を緩和することができ、その分、 導体 Qが高められる。
また、 導体線路集合体の幅方向の中央 （3つの導体線路の場合、 その中央の導体線路） の導体線路 2 bに対して両端の導体線路 2 a, 2 cの幅を相対的に細くしたことによリ、 縁端効果による電流集中が著しい部分についての電流集中を効率的に抑制できる。
<第 5の実施形態 >
次に、 第 5の実施形態に係る共振器の構成を第 7図〜第 9図を参照して説明する。 第 1〜第 4の実施形態では、 単数の導体線路で環状の共振単位を構成したが、 共振単位 を構成する導体線路は単数である必要はなく、 複数であってもよい。 これにより、 一つの 共振単位が複数の容量性領域と複数の誘導性領域を持つようになる。 例えば第 7図に示す ように、 2つの導体線路で環状の共振単位を構成してもよい。 第 7図の （A) に示す例で は、 誘電体基板 1の表面に 2 a， 2 bで示す 2つの導体線路をそれぞれ半周以上周回した 形状としている。 同様にして一周する間に 3つの容量性領域を持つように各導体線路を 1 / 3周を越える程度の角度範囲を周回した形状としてもよい。
第 7図 （A) では、 導体錄路 2 aの一方の端部 X a 1と導体線路 2 bの一方の端部 x b 1とを幅方向に近接させている。 同時に、 導体線路 2 aの他方の端部 X a 2と導体線路 2 bの他方の端部 X b 2とを幅方向に近接させている。 この 2組の端部同士の近接する領域 で 2つの容量性領域を形成している。 したがって、 導体線路 2 a , 2 bがそれぞれ両端開 放の半波長線路として作用する。
第 7図 （B ) は、 第 7図 （A) に示した共振単位を 2つ設けて共振器を構成した例であ る。 導体線路 2 aの両方の端部と導体線路 2 bの両方の端部がそれぞれ幅方向に近接して 2つの容量性領域を形成し、 導体線路 2 cの両方の端部と導体線路 2 dの両方の端部がそ れぞれ幅方向に近接して 2つの容量性領域を形成している。 このようにして第 7図 （B ) で 4つの楕円で囲んだ範囲内に容量性領域を形成している。 また、 各共振単位の導体線路 の一方の先端と、 それに隣接する他の共振単位の導体線路の一方の先端とが、 Gで示す位 置で所定間隙を隔てて向き合うように各導体線路 2 a， 2 b， 2 c， 2 dを配置している。 この配置によって 2つの共振単位の隣接位置で導体線路同士の間隔を一定にしている。 こ の場合にも、 第 4図に示した実施形態の場合と同様に、 導体線路全体にわたって縁端効果 による電流集中を緩和することができ、 その分導体 Qが高められる。
第 8図は、 第 7図の （B ) に示した共振器の動作について示す図である。 第 8図 （A) は隣接する導体線路間の電界分布および導体線路上の電流の方向の例について示している。 第 8図 （B ) は第 8図 A) における A— A部分の断面において導体線路周囲の磁界分布を 示している。 ここで、 Eは電界、 Hは磁界、 Iは電流を表している。
この図に示すように、 各導体線路の端部付近で、 隣接する導体線路に対して導体線路の 幅方向に近接する箇所に電界が集中する。 すなわち、 隣接する導体線路の端部同士が導体 線路の幅方向に近接する領域が容量性領域、 電流が流れるそれ以外の導体線路の領域が誘 導性領域として作用する。
また、 第 9図は、 4つの導体線路からなる共振単位を 3組配置した例である。 第 9図に おいて、 4つの導体線路 2 a， 2 b， 2 c , 2 dが第 1の共振単位を成し、 4つの導体線 路 2 e， 2 f， 2 g , 2 hが第 2の共振単位を成し、 4つの導体線路 2 し 2 j , 2 k , 2 Iが第 3の共振単位を成す。
このような共振器における容量性領域の特徴は、 各導体線路が一周以上に亘つて周回し たものと同様に、 容量性領域が導体線路の周回方向に対して占める割合が小さい程、 集中 定数的容量として機能し、 それ以外の誘導性領域の導体線路部分には節■腹のない電流が 分布する。 また、 導体線路に流れる電流は、 各導体線路周回方向で見た時、 同じ方向に流 れる。 各電流によって誘導される磁界ベクトルは相互誘導することにより、 磁界エネルギ を効率よく蓄積する。
このように、 各導体線路に分散して電流が流れるため、 マイクロス卜リップ線路に見ら れるような緣端効果による電流集中が緩和され、 導体損失が低減される。
また、 導体線路の周回方向に複数の容量性領域が分割配置されることになるため、 次に ような効果を奏する。
すなわち、 ミリ波帯へ適用するために高周波化設計を行う場合、 基板上における共振器 の大きさ（これはほぼ円形を成す共振器形成領域の直径や共振器の占有面積で表される。） が一定の条件下で、 容量性領域を形成する導体線路端部の近接する長さが短く設計される が、 その際、 高周波ィ匕に伴って微細加工による寸法公差に対する要求精度が高くなる。 し かし、 この実施形態では、 導体線路の周回方向に一周する間に複数の容量性領域を持つよ うに複数の導体線路を構成することによって容量性領域を分割配置している。 その結果、 その分割した容量は直列接続の関係となリ、 容量性領域 1つ当たリの容量は大きくなるよ うに設計できる。
例えば、 容量性領域を 2分割した場合 （導体線路の周回方向に一周する間に 2つの容量 性領域を持つように 2つの導体線路で共振単位を構成した場合） 、 各容量性領域の容量を C 1， C 2とすれば、 合成容量値 Cは、
C = 1 / ( 1 ZC 1 + 1 Z C 2 )
となる。
また、 容量性領域が 3分割し、 それぞれの容量を C 1， C 2， C 3とすれば、 合成容量 値 Cは、
C = 1 / ( 1 / C 1 + 1 /C 2 + 1 /C 3 )
となる。
<第 6の実施形態 >
次に、 第 6の実施形態に係る共振器の構成を第 1 0図， 第 1 1図に示す。第 1 0図（A ) は第 6の実施形態に係る共振器の上面図、 第 1 0図 （B ) はその断面図、 第 1 0図 （C ) は ( A) における円部分の拡大図、 第 1 0図 （D ) は第 1 0図 （A) における A— A ' 部 分の断面図である。 但し、 第 1 0図の （C ) ， ( D ) では、 図面の視認が可能なように、 導体線路数を少なく描いている。 第 1 1図は、 共振器の拡大図である。
第 1 1図において、 円 I Eは複数の導体線路のうち最内周側の端部、 円 O Eは最外周側 の端部をそれぞれ表している。 円 Gは、 導体線路の先端同士が所定間隙を隔てて向き合つ ている部分を表している。
第 1 0図において、 基板 1の上面に導体線路集合体 1 2を構成している。 その基本構造 は第 4図に示したものと同様である。 但し、 この第 1 0図に示す例では、 複数の導体線路 の配置による導体線路集合体 1 2の幅方向（A— A ' 方向）のほぼ中央から両端にかけて、 導体線路幅を次第に細くしている。 導体線路集合体 1 2の内周部と外周部 （上記導体線路 集合体 1 2の幅方向の両端付近） の導体線路幅は導体の表皮深さ程度またはそれより細く 微細加工している。 また、 すべての導体線路の間隔は導体の表皮深さ程度またはそれよリ 狭く微細加工している。たとえば銅（導電率約 5 3 M S Zm) は、周波数 2 G H zで約 1 , 5 t mの表皮深さをもつので、 上記内周部および外周部の導体線路幅と各導体線路の間隔 を 1 . 5 i m以下としている。
このように、 導体線路集合体 1 2の幅方向の両端付近および各導体線路の間隔を表皮深 さ以下の寸法にしたことにより、 導体線路集合体 1 2の縁端部における表皮効果による電 流集中を効率良く緩和できる。 また、 導体線路集合体 1 2の幅方向のほぼ中央部の導体線 路幅を太くしたことにより、 縁端効果の少ない部分の電流量を増大させることができる。 その結果、 導体 Qが改善できる。
また、 この例では、 導体線路集合体 1 2の各導体線路をほぼ四角形のパターンとしたこ とにより、 それを円形パターンとした場合に比較して、 共振磁界エネルギーを保持するた めの開口面積が大きくなる。 したがって、 その分、 占有面積の縮小化が図れる。 しかも、 ほぼ四角形の角部に R (ラウンド）を付けたため、導体線路に急峻に曲がった部分がなく、 導体線路の曲がつた部分での電流集中が緩和され、 導体 Qの低下が生じない。
<第 7の実施形態 >
次に、 第 7の実施形態に係る共振器の構成を第 1 2図に示す。 この共振器も複数の共振 単位から構成していて、 その基本構造は第 7図 （B ) に示したものと同様である。 但し、 この第 1 2図に示す例では、 複数の導体線路による導体線路集合体の幅方向のほぼ中央か ら両端にかけて導体線路幅をしだいに細くしている。 この共振器は第 1 0図に示した例と 異なり、 2つの導体線路で 1つの共振単位を構成している。 この第 1 2図に示す例では、 導体線路 2 a， 2 bが第 1の共振単位を成し、 導体線路 2 c , 2 dが第 2の共振単位を成 し、 導体線路 2 e， 2 fが第 3の共振単位を成し、 導体線路 2 g， 2 hが第 4の共振単位 を成す。 このようにして 4つの共振単位で 1つの共振器を構成している。
ここで、 内周部と外周部の導体線路の幅は導体線路の表皮深さ程度またはそれより細く 微細加工している。 また、 すべての導体線路の間隔は導体線路の表皮深さ程度またはそれ より狭く微細加工している。 この構成により、 第 1 0図に示した共振器の場合と同様に、 導体線路集合体の緣端部における表皮効果による電流集中を効率よく緩和でき、 また、 共 振器全体の導体 Qが改善できる。
なお、 以上に示した、 複数の導体線路の配置による導体線路集合体を構成して導体 Qを 向上させるためには、 導体線路上に流れる電流を上手く分配する必要がある。 この発明で は、 各導体線路の容量性領域の容量によって、 各導体線路に流れる電流を制御する。 その 設計要件として次のものが挙げられる。 ( Ί ) 表皮効果、 縁端効果による導体損失の本質は電流が偏って表面や縁端部に電流 が集中することにあるので、 その集中する電流を平坦な振幅に分散させて、 同時に磁界ェ ネルギの疎密分布を平坦化させる。
( 2 ) 最適設計の問題は、 電流振幅の分布および磁界エネルギの疎密分布に応じて分 割する各導体線路の幅を設定し、 且つ適切な電流振幅の配列を与える問題である。
( 3 ) 言い換えると、 単に均等な線幅で導体線路を微細線幅に分割しただけでは導体 Qが改善されるとは限らない。 電流の配列によっては分割する前の単線よりも損失が増大 する場合もある。 また、 電流を最適な配列に分布させるための制御機能を導体線路が備え ていなければならない。
しかし、 その最適解を 1つの関数で表すことはできず、 反復計算によって Γよりよい j 設計を求めることになる。 そのための主要な設計要件は次のとおリである。
( 1 ) 電流経路に垂直な断面で見た時に多線構造となリ、 その縁端部で導体線路の幅 を単調減少させて配置し、 F E Mシミュレータによる反復計算で最適な電流配列を求める。
( 2 ) 最適な電流配列を求めるために、 各導体線路に結合する容量の配列を求める。 この容量配列を求める問題は、 各導体線路の自己インダクタンスと導体線路間の相互イン ダクタンスによってできるインダクタンス行列と、 所望の容量配列を対角成分とする容量 行列を組み合わせて計算される特性行列が所望の電流配列を固有べク卜ルとして持つよう にする、 という固有値問題の形式となる。 定性的には容量に応じて対応する導体線路の電 流が増減するという特性によつて容量配列が設定される。
<第 8の実施形態 >
次に、 第 8の実施形態に係る共振器の構成を第 1 3図に示す。 第 1 3図 （A) 〜 （D ) は、 それぞれ基板と導体線路集合体 1 2部分の拡大断面図である。 第 1 3図 （A ) は比較 例として示している。 すなわち、 第 1 3図 （A) に示す共振器は、 基板 1の上面に、 第 1 0図， 第 1 1図に示したような導体線路集合体 1 2を構成している。 第 1 3図 （B ) は、 導体線路集合体 1 2の各導体線路を、 薄膜誘電体層 1 2 bと薄膜導体層 1 2 aとを交互に 積層してなる薄膜多層電極で構成したものである。 このように薄膜多層電極によリ導体線 路を構成したことにより、 導体線路の上下からの磁界侵入による表皮効果を緩和し、 基板 と導体線路との界面および空気と導体線路との界面の導体 Qを改善することができる。 第 1 3図 （C ) に示す例は、 導体線路集合体 1 2の各導体線路の互いに隣接する導体線 路間の間隙に誘電体 4を充填したものである。 この構造により、 共振単位の容量性領域の 容量が増大し、 容量性領域の長さを短縮化でき、 共振器全体の小型化が図れる。
第 1 3図 （D ) は、 導体線路集合体 1 2の各導体線路を薄膜多層電極にするとともに、 各導体線路間を誘電体 4で充填したものを示している。 このような構造により、 上記薄膜 多層化による効果と誘電体充填による効果の双方を奏する。 <第 9の実施形態 >
次に、 第 9の実施形態に係る共振器について第 1 4図， 第 1 5図を参照して説明する。 第 1 4図 （A ) は第 9の実施形態に係る共振器の正面図、第 1 4図 （B ) はその左側面 図、 第 1 4図 （C ) はこの共振器に設けた複数の導体線路のうち 1つの導体線路の形状を 示す斜視図である。 この第 1 4図に示すように、 円柱形状の誘電体基材 1 1の側面に導体 線路 2による複数の共振単位を形成している。 これらの複数の共振単位を構成する各導体 線路 2は第 1 4図 （C ) に示すように基材 1 1の側面に沿って一周以上周回させ、 その両 端を互いに幅方向に近接させている。 この例では、 すべての導体線路 2が同一パターンで あり、 隣接する導体線路同士が重ならないように共振単位の容量性領域を導体線路の周回 方向に少しずつずらせて複数の導体線路 2を配置している。
この共振器は、 平面上の基板に導体線路を形成した言わば平面座標系の共振器を、 円柱 側面 （円筒面） に導体線路を形成した言わば円柱座標系の共振器にしたものである。 した がって、 その作用効果は第 4図に示した共振器の場合と同様である。 但し、 第 4図に示し たように、 平面上の基板に複数の導体線路を配置した場合には、 一定の容量を得るための 容量性領域の長さ （導体線路の端部同士が幅方向に近接する部分の長さ （角度範囲） ） は 半径方向の位置に応じて変化する。 また、 一定のインダクタンスを得るための誘導性領域 の角度範囲も半径方向に位置に応じて変化する。 これに対し、 第 1 4図に示す例では、 半 径が一定であるので、 容量性領域と誘導性領域の形成範囲を角度範囲で表すと、 その範囲 は一定となる。 そのため、 複数の導体線路を配置して生じる電磁界および電流の分布の対 称性が良いと特徴を備えている。
<第 1 0の実施形態 >
第 1 5図において、 第 1 5図 （A ) は第 1 0の実施形態に係る共振器の正面図、 第 1 5 図 （B ) はその左側面図、 第 1 5図.（C ) はこの共振器に設けた複数の導体線路のうち 1 つの共振単位の形状を示す斜視図である。 この例では、 2つの導体線路 2で 1つの共振単 位を構成している。 この共振器は、 第 7図 （B ) に示したものを、 平面座標系から円柱座 標系に変形したものに相当する。
なお、 第 1 4図、 第 1 5図に示した例では円柱形状の基材を用いたが、 絶縁性または誘 電性を有する円筒状の基材に導体線路を形成してもよい。
<第 1 1の実施形態 >
次に、 第 1 1の実施形態としてフィルタの構成例を第 1 6図に示す。 第 1 6図 （A ) は 第 1 1の実施形態に係るフィルタにおいてフィキヤビティ 3を取り除いた状態での上面図、 第 1 6図 （B ) はそのフィルタの断面図である。
第 1 6図において、基板 1の上面に 3つの共振器 7 a， 7 b , 7 cを配列形成している。 これらの共振器 7 a， 7 b， 7 cは第 1 0図および第 1 1図に示したものと同様である。 また、 基板 1の上面には、 両端の共振器 7 a， 7 cに磁界結合する結合ループ 5 a， 5 b を形成している。 さらに、 基板 1の上面には、 この基板 1の上部に被せる遮蔽キヤビティ 3が導通する接地電極 6を形成している。 上記結合ループ 5 a， 5 bは、 その一端を接地 電極 6に接続し、 他端をキヤビティ外に引き出すように形成している。
3つの共振器 7 a， 7 b , 7 cは、 隣接する共振器間で、 電流の相互誘導により磁界結 合する。 また、 共振器 7 a， 7 (；と結合ル一プ5 &， 5 bとの間も電流の相互誘導により それぞれ磁界結合する。 したがって、 このフィルタは、 順に結合した 3段の共振器による 帯域通過特性を備える。 その際、 各段の共振器の Qは高いため、 低挿入損失特性が得られ る。
<第 1 2の実施形態 >
第 1 7図は、 第 1 2の実施形態に係るフィル夕の構成を示す図である。 この例では、 基 板 1の上面に共振器 7 bを形成し、 基板 1の下面に 2つの共振器 7 a， 7 cを形成してい る。 この 3つの共振器 7 a， 7 b , 7 cは、 第 1 0図および第 1 1図に示したものと同様 である。 この 3つの共振器 7 a， 7 b， 7 cは、 隣接する共振器の平面位置が部分的に重 なるように配置している。 また、 共振器 7 a， 7 cと 2つの結合^一プ 5 a， 5 bの平面 位置も部分的に重なるように配置している。
このような構造により、 第 1 6図に示した場合より基板 1の寸法を小型化でき、 フィル 夕全体の小型軽量化が図れる。
<第 1 3の実施形態 >
次に、 第 1 3の実施形態に係るフィルタの構成を第 1 8図および第 1 9図を参照して説 明する。
第 1 8図の（A)はキヤビティを取り除いた状態での上面図、 （B )はその下面図、 （C ) は (A) における A— A部分の断面図である。 第 1 8図において基板 1の上面に共振器 7 bを形成している。 基板 1の下面には 2つの共振器 7 a， 7 cを形成している。 これらの 共振器 7 a , 7 b， 7 cは第 4図に示したものと同様である。 すなわち各導体線路の両端 付近同士が幅方向に近接して共振単位を構成している。 各共振単位の容量性領域は、 第 4 図に示した場合と同様にして少しずつずらせて配置している。
また、 第 1 8図において、 基板 1の上面に形成した共振器 7 bは共振器の全体形状を長 円形としている。 例えば、 第 1 9図に示すように、 各導体線路をほぼ長円形をなすように 配置する。 第 1 9図に示した例では、 導体線路 2 a， 2 b， 2 cによる 3つの共振単位を 配置している。
さて、 第 1 8図に示した共振器 7 a， 7 b， 7 cは、 隣接する共振器間で、 電流の相互 誘導によって磁界結合する。 ここで、 共振器 7 aを 1段目の共振器、 共振器 7 bを 2段目 の共振器、 共振器 7 cを 3段目の共振器とすると、 2段目の共振器 7 bを長円形としたこ とにより、 1段目と 2段目の共振器間の段間結合、 および 2段目と 3段目の共振器間の段 間結合をそれぞれ強くしている。 また、 この例では、 1段目と 3段目の共振器 7 a— 7 c 間も結合 （とび結合） するため、 1段目と 3段目がとび結合した 3段の共振器からなるフ ィル夕として作用する。 このとび結合の大きさを制御することによって、 通過帯域の近傍 に現れる減衰極の周波数を調整することができる。 ·
く第 1 4の実施形態 >
次に、 第 1 4の実施形態としてデュプレクサの構成を第 2 0図に示す。 第 2 0図はデュ プレクサのブロック図である。 ここで、 送信フィルタと受信フィルタは、 それぞれ第 1 6 図、 第 1 7図、 第 1 8図などに示した構成からなる。 送信フィル夕 T x F I Lと受信フィ ルタ R x F I Lの通過帯域は、 それぞれの帯域に合わせて設計する。 また、 送受共用端子 としてのアンテナ端子 A N T p 0 r tへの接続は、 送信信号の受信フィルタへの回り込み および受信信号の送信フィル夕への回リ込みを防止するように位相調整する。
<第 1 5の実施形態 >
第 2 1図は、第 1 5の実施形態に係る通信装置の構成を示すブロック図である。ここで、 デュプレクサ D U Pとしては第 2 0図に示した構成のものを用いる。 回路基板上には、 送 信回路 T x— C I Rと受信回路 R x—C I Rを構成し、 デュプレクサ D U Pの送信信号入 力端子に送信回路 T x— C I Rが接続され、 デュプレクサ D U Ρの受信信号出力端子に受 信回路 R x— C I Rが接続され、且つアンテナ端子にアンテナ A N Tが接続されるように、 上記回路基板上にデュプレクサ D U Pを実装する。
以上、 本発明の好ましい実施形態について説明したが、 本発明によれば、 単数または複 数の導体線路からなる環状の共振単位の、 1個または複数個で共振器を構成し、 共振単位 が容量性領域と誘導性領域とを有し、 導体線路の一方の端部が、 自らの他方の端部、 ある いは同じ共振単位を構成する他の導体線路の端部と幅方向に近接しているため、 導体線路 の端部同士の近接部分の容量が増し、 共振器の小型化が図れる。 また、 基板を挟んで上記 導体線路に対向する面に接地電極が不要であるため、 極めて構成要素の少ない構造で、 低 コス卜化が図れる。
また、 この発明によれば、 前記共振単位が複数の導体線路からなり、 複数の容量性領域 を有するものとしたことにより、 例えば高周波化にともない、 誘導性領域の長さを短くす る場合でも、 環状をなす共振単位全体の導体線路の全長が長くできるので、 各導体線路の 曲率が極端に大きくならず、 その分、 電流集中を緩和することができ、 導体 Qを高めるこ とができる。
また、 この発明によれば、 前記導体線路が平面状の基板上に形成されているものとした ことによリ、 基板に対する導体線路の形成が容易となリ、 低コス卜化が図れる。
また、 この発明によれば、 前記基材の形状を柱状または筒状とし、 該基材の側面に導体 線路を形成したことにより、 柱状または筒状を成す構造体への適用が可能となる。
また、 この発明によれば、 導体線路両端の互いに近接する部分でインターディジタル卜 ランスデューサを構成したことにより、 容量性領域の長さが短縮化され、 共振器全体の小 型化が図れる。
また、 この発明によれば、 複数の導体線路の幅および、 隣接する導体線路間を、 部分的 に、 または全体に、 導体の表皮深さ程度または表皮深さより細くしたため、 表皮効果およ び緣端効果による電流集中が緩和し、 共振器の導体 Qがいつそう改善できる。
また、 この発明によれば、 互いに幅方向に隣接する前記導体線路同士の間を、 ほぼ一定 にしたことにより、 導体線路の製造プロセス上、 最も細かなパターンが形成できる状態で すべての導体線路を形成できるようになり、 共振器の導体 Qを効率よく高めることができ る。
また、 この発明によれば、 導体線路を、 薄膜誘電体層と薄膜導体層とを積層してなる薄 膜多層電極としたことによリ、 導体線路の幅方向の縁端効果による電流集中の緩和ととも に、 厚み方向についての表皮効果による電流集中の緩和により、 共振器の導体 Qをさらに 改善できる。
また、 この発明によれば、 複数の導体線路の互いに隣接する導体線路間の間隙に誘電体 を充填したことにより、 隣接する導体線路間の間隙に生じる共振器の容量が増大し、 容量 性領域の長さが短縮化でき、 それによリ共振器の小型化が図れる。
また、 この発明によれば、小型-低挿入損失なフィルタおよびデュプレクサが得られる。 また、 この発明によれば、 R F送受信部の挿入損失が低減され、 雑音特性、 伝送速度な どの通信品質が高 tヽ通信装置が得られる。 産業上の利用可能性
以上のように、 本発明にかかる共振器は、 小型化が容易で、 製造コストに見合った所望 の Q特性を備えており、 たとえばマイクロ波帯やミリ波帯の無線通信や電磁波の送受信に 利用される共振器として有用である。

Claims

請求の範囲 単数または複数の導体線路からなる環状の共振単位の、 1個または複数個から構 成される共振器であって、 前記共振単位は容量性領域と誘導性領域とを有し、 前 記導体線路は、 その一方の端部が、 自らの他方の端部、 あるいは同じ共振単位を 構成する他の導体線路の端部と幅方向に近接することによって容量性領域を形成 していることを特徴とする共振器。
前記共振単位は、 複数の導体線路からなり、 複数の容量性領域を有することを特 徴とする、 請求項 1に記載の共振器。
前記導体線路は、 平面状の基板上に形成されていることを特徴とする、 請求項 1 に記載の共振器。
前記導体線路は、 柱状または筒状の基体の側面に形成されていることを特徴とす る、 請求項 1に記載の共振器。
前記導体線路の互いに近接する端部同士が、 インターディジタル卜ランスデュー サを構成していることを特徴とする、 請求項 1に記載の共振器。
前記導体線路の線路幅を、 部分的あるいは全体に、 該導体線路の表皮深さ程度ま たは該表皮深さより細くしたことを特徴とする、 請求項 1に記載の共振器。
互いに幅方向に隣接する前記導体線路同士の線路間を、 該導体線路の表皮深さ程 度または該表皮深さより狭くしたことを特徴とする、 請求項 1に記載の共振器。 互いに幅方向に隣接する前記導体線路同士の間を、 ほぼ一定にしたことを特徴と する、 請求項 1に記載の共振器。
前記導体線路を、 薄膜誘電体層と薄膜導体層とを積層してなる薄膜多層電極とし たことを特徴とする、 請求項 1に記載の共振器。
互いに幅方向に隣接する前記導体線路同士の間の隙間に誘電体を充填したことを 特徴とする請求項 1に記載の共振器。
請求項 1に記載の共振器と、 該共振器に結合する信号入出力手段と、 を備えたフ ィゾレ夕。
請求項 1 1に記載のフィルタを送信フィルタもしくは受信フィルタとして、 また はその両方のフィルタとして用いたデュプレクサ。
請求項 1 1に記載のフィルタまたは請求項 1 2に記載のデュプレクサの少なくと もいずれか一つを備えた通信装置。
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