[go: up one dir, main page]
More Web Proxy on the site http://driver.im/

KR100367316B1 - 승압된백게이트바이어스를갖는승압회로 - Google Patents

승압된백게이트바이어스를갖는승압회로 Download PDF

Info

Publication number
KR100367316B1
KR100367316B1 KR1019970016774A KR19970016774A KR100367316B1 KR 100367316 B1 KR100367316 B1 KR 100367316B1 KR 1019970016774 A KR1019970016774 A KR 1019970016774A KR 19970016774 A KR19970016774 A KR 19970016774A KR 100367316 B1 KR100367316 B1 KR 100367316B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
well
transistor
field effect
voltage
capacitor
Prior art date
Application number
KR1019970016774A
Other languages
English (en)
Other versions
KR980005030A (ko
Inventor
히로유끼 다까다
Original Assignee
오끼 덴끼 고오교 가부시끼가이샤
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 오끼 덴끼 고오교 가부시끼가이샤 filed Critical 오끼 덴끼 고오교 가부시끼가이샤
Publication of KR980005030A publication Critical patent/KR980005030A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100367316B1 publication Critical patent/KR100367316B1/ko

Links

Images

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/06Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider
    • H02M3/07Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps
    • H02M3/073Charge pumps of the Schenkel-type
    • GPHYSICS
    • G11INFORMATION STORAGE
    • G11CSTATIC STORES
    • G11C16/00Erasable programmable read-only memories
    • G11C16/02Erasable programmable read-only memories electrically programmable
    • G11C16/06Auxiliary circuits, e.g. for writing into memory
    • GPHYSICS
    • G11INFORMATION STORAGE
    • G11CSTATIC STORES
    • G11C5/00Details of stores covered by group G11C11/00
    • G11C5/14Power supply arrangements, e.g. power down, chip selection or deselection, layout of wirings or power grids, or multiple supply levels
    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/06Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider
    • H02M3/07Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps
    • H02M3/073Charge pumps of the Schenkel-type
    • H02M3/078Charge pumps of the Schenkel-type with means for reducing the back bias effect, i.e. the effect which causes the threshold voltage of transistors to increase as more stages are added to the converters

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Semiconductor Integrated Circuits (AREA)
  • Read Only Memory (AREA)
  • Metal-Oxide And Bipolar Metal-Oxide Semiconductor Integrated Circuits (AREA)
  • Manipulation Of Pulses (AREA)
  • Dram (AREA)

Abstract

승압 회로에 있어서, 전계 효과 트랜지스터는 입력 단자와 출력 단자 사이에 직렬로 접속되고, 2 개의 상보 클록 신호에 의해 구동되는 각각의 캐패시터가 병렬로 접속되어 있다. 각각의 전계 효과 트랜지스터의 게이트와 드레인은 상호 접속되어 있다. 전계 효과 트랜지스터는 반도체 기판의 2 개이상의 개별적인 웰내에 배치된다. 각각의 웰은 웰내의 전계 효과 트랜지스터들중의 하나의 전계 효과 트랜지스터의 하나의 전극에 접속되고, 웰내의 전계 효과 트랜지스터에 적절한 백 게이트 바이어스를 제공한다.

Description

승압된 백 게이트 바이어스를 갖는 승압 회로{VOLTAGE-BOOSTING CIRCUIT WITH BOOSTED BACK-GATE BIAS}
본 발명은 차아지 펌프형의 다단 승압 회로에 관한 것으로, 특히, 승압 회로의 트랜지스터의 백 게이트 바이어스에 관한 것이다.
다단 승압 회로는 예를 들어, EEPROM (electrically-erasable programmable read-only memory) 장치의 프로그래밍 및 소거에 필요한 고전압을 발생시키는데 사용된다. 후술하게될 이러한 형태의 종래의 승압 회로는 공통 반도체 기판에 배치된 복수의 전계 효과 트랜지스터와 복수의 캐패시터를 포함한다. 이들 트랜지스터는 직렬접속되고, 캐패시터들이 각각 트랜지스터에 접속되어, 각 트랜지스터-캐패시터쌍이 회로의 1 단을 형성한다. 캐패시터들은 각 단에서 승압 회로를 통해 차아지 펌프되도록 2개의 상보 클록 신호에 의해 구동된다.
종래의 회로의 문제점은 모든 트랜지스터들이 동일 기판에 직렬로 형성되어 있으므로, 트랜지스터의 백 게이트 바이어스가 상승된 전압에 의해 회로의 후단으로 갈수록 점진적으로 더 깊게 된다. 이 증가된 백 게이트 바이어스는 트랜지스터에 점진적으로 더 큰 전압 강하를 초래함으로써 주어진 승압 출력 전압을 발생하는데 필요한 단의 수를 증가시키게 된다. 결과적으로, 상보 클록 신호의 전압의 스윙을 증대시키지 않으면, 백 게이트 바이어스는 각 단에서의 전압 강하가 상승 전압과 동일하게 되어, 가득 출력 전압의 상한의 절대값을 설정하게 된다. 그러므로, 종래의 승압 회로는 많은 공간을 점유하며 비교적 고전압의 클록 신호를 필요로 하므로 승압력이 제한되는 문제점이 있다.
본 발명의 목적은 다단 승압 회로의 크기를 감소시키는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 다단 승압 회로의 승압력을 증대시키는 것이다.
본 발명의 또다른 목적은 다단 승압 회로를 구동하는데 필요한 클록 신호의 전압을 감소시키는 것이다.
도 1 은 본 발명의 제 1 실시형태의 회로도.
도 2 는 제 1 실시형태의 트랜지스터의 단면도.
도 3 은 제 1 실시형태의 트랜지스터의 평면도.
도 4 는 본 발명의 제 2 실시형태의 회로도.
도 5 는 제 2 실시형태의 트랜지스터의 단면도.
도 6 은 제 2 실시형태의 트랜지스터의 평면도.
도 7 은 종래의 승압 회로의 회로도.
도 8 은 종래의 승압 회로의 트랜지스터의 단면도.
도 9 는 종래의 승압 회로의 트랜지스터의 평면도.
*도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명
Pk: PMOS 트랜지스터 Ck: 캐패시터
PL: 출력 PMOS 트랜지스터 CL: 출력 캐패시터
11, 12: 클록 입력 단자
13: 입력 단자 14: 출력 단자
본 발명의 승압 회로는 복수의 캐패시터와 다른 도전형의 반도체 기판의 일 도전형의 복수의 개별 웰내에 배치된 동일한 복수의 전계 효과 트랜지스터를 갖는다. 각 웰은 하나이상의 전계 효과 트랜지스터를 포함한다. 전계 효과 트랜지스터는 입력 단자와 출력 단자 사이에 직렬접속된다. 각 전계 효과 트랜지스터의 드레인 전극은 동일 전계 효과 트랜지스터의 게이트 전극과, 직렬접속된 후속 전계 효과 트랜지스터의 소오스 전극과 대응되는 캐패시터에 접속된다.
캐패시터들은 2 개의 상보 클록 신호에 의해 구동되어, 2 개의 상보 클록 신호중의 하나에 의해 구동되는 캐패시터가 다른 클록 신호에 의해 구동되는 캐패시터와 교번한다.
각 웰들은 그 웰내에 배치된 전계 효과 트랜지스터들중의 하나의 전극에 접속되어, 웰의 전위와 전계 효과 트랜지스터의 소오스, 게이트, 및 드레인의 전위 사이의 백 게이트 바이어스 관계를 고정시킨채로 유지한다.
이하, 도면을 참조하여 본 발명의 실시형태에 대하여 상세히 설명한다.
도 1 을 참조하면, 제 1 실시형태는 n 단 (U1, U2,…Un, n 은 양의 짝수) 의 승압 회로이다. k 번째 단은 P 채널 금속 산화물 반도체 전계 효과 트랜지스터 (이하, PMOS 트랜지스터) (Pk) 와 캐패시터 (Ck) (k=1, 2, …n) 를 구비한다. 또한, 제 1 실시형태는 출력 PMOS 트랜지스터 (PL) 와 출력 캐패시터 (CL) 를 더 구비한다. 각 PMOS 트랜지스터는 소오스, 게이트, 및 드레인 전극을 가지며, 이하 간단히 트랜지스터의 소오스, 게이트, 드레인이라 한다.
각 PMOS 트랜지스터 (Pk) 는 P 형 반도체 기판의 개별 N 형 웰 (이하, N 웰) 에 배치된다. N 웰과 기판은 도 2 에 나타내었다. 각각의 PMOS 트랜지스터 (Pk) 의 드레인은 동일 PMOS 트랜지스터 (Pk) 의 게이트와, PMOS 트랜지스터 (Pk) 가 배치된 N 웰과, 대응하는 캐패시터 (Ck)와, 및 후속 PMOS 트랜지스터 (Pk+1) (k=1, 2, …, n-1) 의 소오스에 접속된다. n 번째 PMOS 트랜지스터 (Pn) 의 드레인은 PMOS 트랜지스터 (Pn) 의 N 웰 및 게이트와, 대응하는 캐패시터 (Cn)와, 출력 PMOS 트랜지스터 (PL) 의 소오스에 접속된다. 출력 PMOS 트랜지스터 (PL) 의 드레인은 PMOS 트랜지스터 (PL) 의 N 웰과 게이트와, 출력 캐패시터 (CL) 에 접속된다. 부호 (Vk) 는 k 번째 PMOS 트랜지스터 (Pk) 의 드레인 전위, 즉, 승압 회로의 k 번째 단 (Uk) (k= 1, 2, …, n) 의 출력 전압을 지칭한다.
각 캐패시터 (Ck) (k=1, 2, …, n) 는 2 개의 클록 입력 단자 (11, 12) 중의 하나와 대응하는 PMOS 트랜지스터 (Pk) 의 드레인 사이에 접속된다. 홀수번 캐패시터 (C1, C3, …, Cn-1) 는 클록 입력 단자 (11) 에 접속되어 클록 신호 (Φ) 를 수신한다. 짝수번 캐패시터 (C1, C2, …, Cn) 는 클록 입력 단자 (12) 에 접속되어 클록 신호 (Φ) 에 상보인 클록 신호 (rΦ) 를 수신한다. 출력 캐패시터 (CL) 는 출력 PMOS 트랜지스터 (PL) 의 드레인 전극과 접지 사이에 접속되고 클록 신호에 의해 구동되지 않는다.
첫번째 PMOS 트랜지스터 (P1) 의 소오스는 입력 단자 (13) 에 접속되어 승압될 전압 (Vi) 을 수신한다. 출력 PMOS 트랜지스터 (PL) 의 드레인은 승압된 전압 (Vo) 이 출력되는 출력 단자 (14) 에 접속된다. PMOS 트랜지스터 (P1, P2, …, Pk및 PL) 는 입력 단자 (13) 와 출력 단자 (14) 사이에 직렬접속되게 된다.
도 2 를 참조하면, 승압 회로는 전체로서 N 웰 (2-1, 2-2, …) 과 함께 P 형 반도체 기판 (1) 에 형성된다. 이들 N 웰은 P 형 기판 재료 (1) 에 의해 서로 분리된 N 형 반도체 재료의 개별 영역이다. k 번째 N 웰 (2-k) 내에 배치된 k 번째 PMOS 트랜지스터 (Pk) 는 P 형 소오스 확산부 (3-k), P 형 드레인 확산부 (4-k), N 형 확산부 (5-k), 게이트 절연층 (6-k), 및 폴리실리콘 게이트 전극 (7-k) (k=1, 2, …, n) 을 구비한다.
상기 소자는 절연층 (8) 에 의해 피복되고, 그 위에 금속 상호 접속선이 형성된다. 하나의 금속 상호 접속선 (9) 은 첫번째 PMOS 트랜지스터 (P1) 의 소오스 (3-1) 를 입력 단자 (13) 에 접속한다. 다른 금속 상호 접속선 (10-k) 들은 PMOS 트랜지스터 (Pk) 의 드레인 (4-k), N 형 확산부 (5-k), 및 게이트 (7-k) 를 후속 PMOS 트랜지스터 (Pk+1) 의 소오스 (3-(k+1)) 에 접속한다.
P 형과 N 형 확산부 (3-k, 4-k, 5-k) 는 빗금에 의해 나타낸 바와 같이 N 웰 (2-k) 보다 높은 캐리어 농도를 가진다. N 형 확산 (5-k) 의 높은 캐리어 농도는 금속 상호 접속선 (10-k) 과 오옴 접촉을 가능하도록 한다.
도 3 은 도 2 의 참조 번호와 동일 참조번호를 사용하여 이 구조를 평면도로 나타낸다. 모든 PMOS 트랜지스터 (Pk) 는 동일 구조 (k=1, 2, …, n) 를 갖는다.
이하, 제 1 실시형태의 동작을 설명한다.
부호 (VTk) 는 k 번째 PMOS 트랜지스터 (Pk) 의 임계 전압, 즉, 트랜지스터 (Pk) 를 도전시키는데 필요한 최소 소오스-게이트 전압을 지칭한다. 부호 (VTL) 는 출력 PMOS 트랜지스터 (PL) 의 임계 전압을 지칭한다. 부호 (VΦ) 는 VT1를 초과하는 클록 신호 (Φ, rΦ) 의 하이 레벨을 지칭한다. 클록 신호의 로우 레벨은 접지 레벨이다.
클록 신호 (Φ) 가 로우 레벨에 있고 클록 신호 (rΦ) 가 하이 레벨에 있으면, 캐패시터 (C1) 는, 트랜지스터 (P1) 의 게이트와 드레인 전위 (V1) 가 다음의 값을 가질때까지 입력 단자 (13) 로부터 첫 번째 PMOS 트랜지스터 (P1) 를 통해 충전한다.
V1= Vi- VT1
트랜지스터 (P1) 의 게이트 전위가 상기 값이상으로 상승하면, 트랜지스터 (P1) 가 턴오프되므로, 캐패시터 (C) 는 더이상 충전되지 않는다.
클록 신호 (Φ) 가 하이로 되고 클록 신호 (rΦ) 가 로우로 되면, 캐패시터 (C1) 양단의 전압은 변하지 않아 첫 번째 PMOS 트랜지스터 (P1) 의 드레인 전위 (V1) 는 다음과 같이 승압된다.
V1= Vi- VT1+ VΦ
이 값은 VΦ 가 VT1을 초과하므로 입력 전압 (Vi) 을 초과한다. PMOS 트랜지스터 (P1) 의 게이트 전위가 그 소오스 및 드레인 전위와 동일하거나 초과하므로, 트랜지스터 (P1) 는 턴오프되고, 캐패시터 (C1) 가 입력 단자 (13) 로 방전되는 것이 방지된다. 대신에, 캐패시터 (C1) 는 제 2 PMOS 트랜지스터 (P2) 를 통해 방전되어, 제 2 캐패시터 (C2) 는 충전되고, PMOS 트랜지스터 (P2) 의 드레인 전위 (V2) 는 상승하게 된다. 부수적으로 생기는 V1의 강하를 무시하면, V2는 다음과 같이 그 값이 상승하게 된다.
V2= Vi- VT1+ VΦ - VT2
다음, 클록 신호 (Φ) 는 로우로 되고, 클록 신호 (rΦ) 는 하이로 되면, 전위 (V1) 와 승압 전위 (V2) 는 다음과 같이 감소한다.
V1= Vi- VT1
V2= Vi - VT1- VT2+ 2VΦ
α의 값은 제 1 캐패시터 (C1) 로부터의 손실된 차아지를 나타낸다. 이 때, V2는 V1을 초과하게 되어 제 2 트랜지스터 (P2) 가 턴오프하게 된다.
다음, 제 2 캐패시터 (C2) 는 제 3 PMOS 트랜지스터 (P3) 를 통해 방전하게 되어, 제 3 캐패시터 (C3) 를 충전시키고, PMOS 트랜지스터 (P3) 의 드레인 전위 (V3) 를 상승시킨다. 부수적으로 생기는 V2의 강하를 무시하면, V3는 다음과 같이 그 값이 승압하게 된다.
V3= Vi- VT1- VT2+ 2VΦ- VT3
이 시간동안, 제 1 트랜지스터 (P1) 는 다시 턴온하고, 제 1 캐패시터 (C1) 가 입력 단자 (13) 로부터 충전하도록 하고, V1의 값이 Vi- VT1- α로부터 Vi- VT1으로 회복된다.
이 방법에서, 충전은 하나의 단으로부터 클록 신호 (rΦ) 에 의해 구동되는다른 단으로 이동하여 궁극적으로 마지막 단(Un) 에 도달한다. rΦ 가 로우이면, 캐패시터 (Cn) 는 트랜지스터 (Pn) 의 드레인 전위 (Vn) 가 다음의 값에 도달할때까지 PMOS 트랜지스터 (Pn) 를 통해 충전된다:
V3= Vi - VT2+ 2VΦ - VT3
이 시간동안, 제 1 트랜지스터 (P1) 는 다시 턴온되게 되어, 제 1 캐패시터 (C1) 가 입력 단자 (13) 로부터 충전하도록 하며, V1의 값을 Vi - VT1- α 로부터 Vi - VT1으로 복귀시킨다.
이렇게 하여 차아지가 하나의 단으로부터 후속 단으로 펌프되어, 결국에는 클록 신호 (rΦ) 에 의해 구동되는 최종 단 (Un) 에 도달하게 된다. 클록 신호 (rΦ) 가 로우이면, 캐패시터 (Cn) 는, 트랜지스터 (Pn) 의 드레인 전위 (Vn) 가 이하의 값에 도달할때까지, PMOS 트랜지스터 (Pn) 를 통해 충전된다.
Vn= Vi + (n-1)VΦ - (VT1+ VT2+ … + VTn)
클록 신호 (rΦ) 가 하이로 되면, PMOS 트랜지스터 (Pn) 의 드레인 전위는 다음과 같이 그 값이 상승하게 된다.
Vn= Vi + nVΦ - (VT1+ VT2+ … + VTn)
출력 캐패시터 (CL) 는 이 전위로부터 출력 PMOS 트랜지스터 (PL) 을 통해 충전된다. 그러므로, 출력 전압 (Vo) 은 다음의 값에 도달하게 된다.
Vo = Vi + nVΦ - (VT1+ VT2+ … + VTn) - VTL
상술한 바와 같이, PMOS 트랜지스터 (Pk)(k= 1, 2, …, n) 는 모두 구조적으로 동일하다 . 또한, 각 트랜지스터 (Pk) 의 드레인은 트랜지스터 (Pk) 가 배치되어 있는 N 웰 (2-k) 에 접속되어 있으므로, 소오스, 게이트, 드레인, 및 N 웰 사이의 전위 관계는 각 트랜지스터 (Pk) 에 대하여 동일하다. 그러므로, PMOS 트랜지스터들 (Pk) 은 모두 그 소오스, 게이트, 및 드레인 전위에 대한 동일한 백 게이트 바이어스를 갖는다. 그 임계 전압들 (VTk) 은 모두 동일한 값 (VT) 을 가지며, 출력 전압 (Vo) 은 다음과 같이 기술된다.
Vo = Vi + n(VΦ - VT) - VTL
PMOS 트랜지스터 (Pk) 의 N 웰 (2-k) 의 바이어스를 다소 고전압인 전원 전위가 아닌 드레인 전위에서 바이어스하면, 임계 전압 (VT) 을 소정의 양만큼 감소시키게 되므로, 승압 회로의 효율을 향상시키게 된다.
PMOS 트랜지스터 (Pk) (k= 1, 2, …, n) 와 PL함수는 다이오드로서 기능하므로, 전류가 출력 단자 (14) 로는 흐르지만, 입력 단자 (13) 로는 흐르지 않도록 한다. 출력 캐패시터 (CL) 는 임의의 클록 신호에 의해 펌프되지 않으므로, 출력 트랜지스터 (PL) 와 출력 캐패시터 (CL) 은 출력 전압 (Vo) 의 변화를 평활한다.
VT 의 값은 VΦ의 값과 무관하며, 트랜지스터의 구조 및 제조 프로세스 파라미터에만 의존한다. 제 1 실시형태는 트랜지스터의 임계 전압 (VT) 을 초과하는 VΦ 값에서 효과적으로 동작된다. VT 와 VTL은 모두 0.6 V 이며, Vi 와 VΦ는 모두 3 V 이면, 예를 들어, 제 1 실시형태는 12 V 를 초과하는 출력 전압 (Vo = 21.6 V) 를 발생시키기 위하여 8개의 단만을 필요로 한다. VΦ 가 1.5 V 로 감소하면, 12 개의 단으로 12 V 를 초과하는 출력 전압 (Vo = 20.4 V) 에 도달할 수 있다.
전술한 설명은 캐패시터 (Ck) 가 캐패시터 (Ck+1) 로 전하를 손실하는 경우에 발생하는 Vk의 감소를 무시하고 간략히 설명한 것이다. 처음 회로가 동작을 개시하는 경우, Vk의 감소는 매우 크지만, 출력 전압 (Vo) 이 상기 식에 의해 주어진 값에 근접해 갈수록, Vk의 감소는 0 에 도달한다.
캐패시터 (Ck) 로부터 N 웰 (2-k) 로의 전하의 이동에 의한 Vk의 감소도 무시하였으나, 캐패시터 (Ck) 의 용량이 N 웰 (2-k) 의 용량보다 충분히 크다면, Vk의 감소는 무시해도 좋다.
N 웰 (2-k) 의 전위는 각 단에서의 출력 전위와 함께 승압된다. N 웰 (2-k) 이 일단 충전되면, 각 N 웰은 P 형 기판 재료 (1) 보다 높은 전위에 있게 되므로, P 형 기판으로부터 전기적으로 절연되게 된다. P 형 기판 재료 (1) 와 N 웰 (2-k) 사이의 전위차는 연속되는 단에서 증가하므로, 후속 단의 P 형 기판과 N 웰사이의 전기적인 절연을 개선한다.
이하, 제 2 실시형태에 대하여 설명한다.
도 4 를 참조하면, 제 2 실시형태는 기본적으로 제 1 실시형태와 동일한 구조를 가지며, 캐패시터 (C1, C2, …, Cn) 에 접속되며 추가의 출력 PMOS 트랜지스터 (PL) 를 갖는 PMOS 트랜지스터 (Q1, Q2, …, Qn) 와 출력 캐패시터 (CL) 를 구비한다. 각각의 PMOS 트랜지스터의 게이트와 드레인은 서로 접속되며, PMOS 트랜지스터는 입력 단자 (13) 와 출력 단자 (14) 사이에 직렬접속되고, 캐패시터들은 대응하는 PMOS 트랜지스터의 드레인에 접속된다.
PMOS 트랜지스터 (Q1, Q2, …, Qn) 는 G1, …, Gm(m=n/2) 으로 명명된 2개의 그룹으로 쌍을 이룬다. 각 그룹내의 2 개의 연속한 PMOS 트랜지스터는 후술하는 바와 같이 동일 N 웰내에 형성된다. N 웰은 웰내의 제 2 PMOS 트랜지스터의 드레인에 접속되고, 예를 들어, PMOS 트랜지스터 (Q1, Q2) 를 포함하는 N 웰은 PMOS 트랜지스터 (Q2) 의 드레인에 접속된다.
도 5 는, N 웰의 번호를 2-1 로부터 2-m, N 형 확산부의 번호를 5-1 부터 5-m 으로 한 것을 제외하고 도 2 와 동일한 참조번호를 사용한 PMOS 트랜지스터 (Q1내지 Qn) 의 단면도이다. 첫번째 2개의 PMOS 트랜지스터 (Q1, Q2) 는 N 형 확산부 (5-1) 와 금속 상호 접속선 (10-2) 에 의해 PMOS 트랜지스터 (4-2) 에 접속되는 첫번째 N 웰 (2-1) 내에 형성된다. 마지막 2개의 PMOS 트랜지스터 (Qn-1, Qn) 는 N형 확산부 (5-m) 와 금속 상호 접속선 (10-n) 에 의해 PMOS 트랜지스터 (Qn) 에 접속되는 N 웰 (2-m) 내에 형성된다. 홀수번째 금속 상호 접속선 (10-1, 10-3, …, 10-(n-1)) 은 N 형 확산부와 접촉하지 않는다.
도 6 은 도 5 와 동일한 부호를 사용한 이 구조의 평면도이다.
제 2 실시형태는 상보 클록 신호 (Φ, rΦ) 에 의해 구동되고, 제 1 실시형태와 동일한 방식으로 동작한다. N 웰 (2-1, …, 2-m) 은 짝수번째 PMOS 트랜지스터 (Q2, Q4, …, Qn) 의 드레인 전위에서 바이어스되므로, 짝수번째 PMOS 트랜지스터의 임계 전압은 제 1 실시형태와 동일한 값 (VT) 을 갖는다. 백 게이트 바이어스는 트랜지스터 (Q1, Q3, …, Qn-1) 의 소오스, 게이트 및 드레인 전위에 비하여 높기 때문에 홀수번째 PMOS 트랜지스터 (Q1, Q3, …, Qn-1) 의 임계 전압 (VT') 은 약간 높다. 출력 전압 (Vo) 은 다음과 같이 주어진다:
Vo = Vi + m(2(VΦ- VT - VT') - VTL
= Vi +(n/2)(2VΦ- VT - VT') - VTL
한 예로서, VΦ 와 Vi 가 3 V, VT 와 VTL가 0.6 V, VT' 이 0.8 V, n 은 8, m 이 4 이면, Vo 은 20.8 V 이다. 제 1 실시형태와 마찬가지로, 제 2 실시형태는 3 V 의 3 V 클록 신호로 입력 전압을 8 개의 단만을 거쳐 12 V 를 초과하는 출력 전압으로 승압시킬 수 있다.
제 2 실시형태의 이점은, 백 게이트 기판을 분리 바이어스하기 위한 N 웰(2-k) 과 N 형 확산부 (5-k) 가 절반만 있으면 되므로, 승압 회로의 점유면적이 축소된다는 점이다. 도 3 의 레이아웃과 도 6 의 레이아웃을 비교해보면, 회로의 점유면적이 축소됨을 알 수 있다.
VT' 의 값은 짝수번째 PMOS 트랜지스터의 드레인과 동일 전위인 N 형 웰의 전위와 홀수번째 PMOS 트랜지스터의 소오스 전위 사이의 전위차에 의존한다. 따라서, VT' 의 값은 그룹 (Gh) 의 입력 전압 (V2h) 과 출력 전압 (V2h+2) 의 차에 의존하고, 따라서 트랜지스터의 구조 및 제조공정 파라미터 뿐만 아니라 클록 신호의 전압 변동 (VΦ) 에 의존한다. 이제, VΦ>VT' 의 조건뿐만 아니라 VΦ>VT 의 조건을 만족해야 한다.
제 2 실시형태는 각 N 웰에 3 개이상의 PMOS 트랜지스터를 연속하여 배치함으로써 변형이 가해질 수 있다. 이렇게 하면 공간이 절약되지만, 각 N 웰의 PMOS 트랜지스터에서의 전압 강하가 증대되게 되어, 회로의 면적과 승압 효율이 트레이드 오프의 관계에 있게 된다. 예를 들어, 1 개의 N웰당 4개의 PMOS 트랜지스터가 존재하고 그 임계 전압이 VTG1, VTG2, VTG3, VTG4이면, 출력 전압 (Vo) 은 다음과 같이 주어진다:
Vo = Vi + (n/4)(4VΦ - VTG1- VTG2- VTG3- VTG4) - VTL
N 웰이 제 4 PMOS 트랜지스터의 드레인에 접속되면, VTG4는 상술한 VT 와 동일하고, VTG3는 VT' 와 동일한 한편, VTG2및 VTG1는 더 높게 된다. 다음과같은 관계식이 유지된다:
VTG1> VTG2> VTG3> VTG4
각 N 웰에 PMOS 트랜지스터가 너무 많이 배치되면, 소망의 상승된 전압을 성취하기 위하여 추가의 단을 필요로 하므로 그에 수반되는 공간 절연은 오프셋되게 된다. 일반적으로, 최소의 총 회로 면적에서 소망의 상승된 출력 전압을 달성하는 웰당 최적의 트랜지스터의 개수가 존재한다.
모든 N 웰이 동일한 개수의 트랜지스터를 포함할 필요는 없다. 또한, 각 웰에 배치된 마지막 트랜지스터의 드레인에 접속될 필요는 없다. 이 웰은 트랜지스터의 소오스, 또는 예를 들어 웰내의 트랜지스터의 소오스에도 접속될 수 있다. 일반적으로, 접속된 캐패시터가 클록 신호에 의해 상승되는 경우에 결과적으로 백 게이트 바이어스가 모든 트랜지스터를 턴오프시키게 되면, 임의의 하나의 트랜지스터의 임의의 전극에 웰이 접속될 수도 있다.
본 발명의 효과는 도 7 에 나타낸 종래의 승압 회로와 비교함으로써 그 이해가 용이할 것이다. 종래의 회로는 입력 단자 (13) 와 출력 단자 (14) 사이의 추가의 출력 NMOS 트랜지스터 (TL) 와 직렬접속된 NMOS 트랜지스터 (T1, T2, …, Tn) 를 사용한다. 각 NMOS 트랜지스터 (Tk) 의 게이트와 드레인은 상호접속된다. 각 NMOS 트랜지스터 (Tk) 의 소오스는 캐패시터 (Ck) (k=1, 2, …, n) 에 접속된다. 캐패시터 (Ck) 는 상술한 실시형태에서와 마찬가지로 상보 클록 신호 (Φ, rΦ) 에의해 구동된다. 출력 NMOS 트랜지스터 (TL) 은 상호접속된 게이트 및 드레인 전극과, 그 소오스 게이트에 출력 캐패시터 (CL) 를 접속하고 있다. 모든 트랜지스터 (T1, T2, …, Tn) 는 접지 레벨에 바이어스된 단일 P 형 기판내에 형성된다.
도 8 은 트랜지스터 (T1, T2, …, Tn) 의 단면도이고, 도 9 는 그 평면도이며, 이전의 도면과 동일한 참조번호를 사용하여 P 형 기판 재료 (1), 게이트 절연층 (6-k), 게이트 전극 (7-k), 및 절연층 (8) 을 표기한다. 트랜지스터 (Tk) 는 N 형 드레인 확산부 (101-k) 및 N 형 소오스 확산부 (102-k)를 갖는다. 제 1 NMOS 트랜지스터 (Tk) 의 드레인 (101-1) 및 게이트 (7-1) 는 금속 상호 접속선 (103) 에 의해 입력 단자 (13) 에 접속된다. 각 NMOS 트랜지스터 (Tk) 의 소오스 (102-k) 는 금속 상호 접속선 (104-k) 에 의해 후속 NMOS 트랜지스터 (Tk+1) 의 드레인 (101-(k+1)) 과 게이트 (7-(k+1)) 에 접속된다.
이 종래의 승압 회로는 상술한 실시형태와 동일한 방법으로 동작한다. VTk가 k 번째 NMOS 트랜지스터 (Tk) 의 임계 전압, VTL은 NMOS 트랜지스터 (TL) 의 임계 전압이라고 하면, 출력 전압 (Vo) 는 다음과 같은 값을 갖는다:
Vo = Vi + nVΦ - (VT1+ VT2+ …+ VTn) - VTL
NMOS 트랜지스터의 소오스, 드레인, 및 게이트 전위가 각각의 연속한 단에서 높아지므로, 백 게이트 전위가 모든 단에서 접지 레벨에 있는 동안, NMOS 트랜지스터의 임계 전압은 다음과 같이 증가한다:
VT1< VT2< … < VTn-1< VTn
트랜지스터의 임계 전압이 증가함에 따라, 트랜지스터에 큰 전압 강하가 연속적으로 발생하게 되므로, 이에 따라 최종 출력 전압 (Vo) 이 낮게 된다. 예를 들어, Vi 와 VΦ 가 3 V, VT 는 0.6 V, VTk가 Vk의 증가속도의 1/2 로 증가하게 되면, 제 1 실시형태에서 21.6 V, 제 2 실시형태에서 20.8 V 인데 반하여, 이 종래 형태의 8 단의 승압 회로에서는 출력 전압 (Vo) 이 약 15.6 V 이다. 12 V 를 초과하는 출력 전압에 도달하기 위하여 13개의 단이 필요하다.
이 조건에서 VΦ 가 1.5 V 로 감소하면, 단의 개수는 20 개로 증가하고, 제 1 실시형태에서의 출력 전압이 20.4 V 인데 반하여 종래의 승압 회로의 출력 전압은 10.6 V 가 된다. 또한, 몇개의 단이 추가되더라도, 이 때의 트랜지스터의 임계 전압은 VΦ(1.5 V) 와 동일하게 되므로, 종래의 승압 회로는 12.3 V 를 초과하는 출력 전압에 도달할 수 없다. 20 V 의 출력 전압을 얻기 위하여, VΦ 는 적어도 2.2 V 로 상승해야 한다.
이 실시형태에 나타낸 바와 같이, 주어진 출력 전압에 대하여, 본 발명의 승압 회로는 클록 신호의 전압을 종래의 승압 회로보다 낮게 할 수 있다. 또한, 주어진 클록 전압과 출력 전압에 대하여, 본 발명의 승압 회로는 종래의 회로보다 더 적은 개수의 단을 필요로 한다.
제 1 과 제 2 실시형태는 PMOS 트랜지스터를 사용하여 승압된 양의 전압을 발생하였지만, 본 발명은 N 형 반도체 기판의 P 형 웰에 형성된 NMOS 트랜지스터를 사용하여 -20 V 의 승압된 부의 전압을 발생시키도록 할 수 있다.
출력 트랜지스터 (PL) 가 배치된 웰이 트랜지스터 (PL) 의 소오스 또는 드레인에 접속될 필요는 없다.
제 1 실시형태에서, n 의 값은 1 보다 큰 짝수 또는 홀수일 수 있다.
본 기술분야의 전문가에게는 청구범위의 범주내에서 추가적인 변형이 가능하다는 것은 명백하다.

Claims (1)

  1. 입력단자(13)와 출력단자(14) 사이에 직렬접속된 복수의 전계효과 트랜지스터(Pk, Qk) 및 동일 복수의 캐패시터를 갖는 형태의 승압 회로로서, 각각의 캐패시터는 상기 전계효과 트랜지스터의 대응하는 하나에 접속되고, 전계효과 트랜지스터는 반도체 기판내에 배치되고, 각각의 전계효과 트랜지스터는 소오스 전극(3), 게이트 전극(7) 및 드레인 전극(4)을 가지며, 각각의 전계효과 트랜지스터의 게이트 전극과 드레인 전극은 상호접속되어 있으며, 캐패시터는 2개의 상보클록신호에 의해 구동되며, 2 개의 상보클록신호중의 하나에 의해 구동되는 캐패시터가 2 개의 상보클록신호중의 다른 하나에 의해 구동되는 캐패시터와 교번하며,
    상기 반도체 기판은 제 1 도전형의 반도체 재료(1) 및 상기 제 1 도전형의 반도체 재료에 의해 상호 분리된 제 2 도전형의 복수의 웰(2)을 구비하며, 상기 전계 효과 트랜지스터(Pk, Qk)는 상기 웰내에 형성되고, 각각의 웰은 하나 이상의 상기 전계효과 트랜지스터를 수용하며,
    2 개 이상의 상기 전계효과 트랜지스터(Qk, Qk+1)가 상기 웰(2)들 중의 하나에 형성되면, 상기 2 개 이상의 상기 전계효과 트랜지스터는 상기 직렬접속으로 연속적으로 접속되며,
    상기 웰(2)들 중의 각각의 웰은 상기 웰내에 형성된 전계효과 트랜지스터들(Pk, Qk)중의 하나의 트랜지스터의 하나의 전극에 전기적으로 접속되어, 상기 웰에 형성된 각각의 전계효과 트랜지스터에 상기 하나의 전극의 전위와 동일한 백 게이트 바이어스를 제공하고,
    상기 각각의 웰(2)은 상기 웰내에 포함된 전계 효과 트랜지스터 (Pk) 의 드레인 전극에 전기적으로 결합되는 것을 특징으로 하는 승압회로.
KR1019970016774A 1996-06-12 1997-04-30 승압된백게이트바이어스를갖는승압회로 KR100367316B1 (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP15069196A JP3394133B2 (ja) 1996-06-12 1996-06-12 昇圧回路
JP96-150691 1996-06-12

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR980005030A KR980005030A (ko) 1998-03-30
KR100367316B1 true KR100367316B1 (ko) 2003-02-19

Family

ID=15502351

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1019970016774A KR100367316B1 (ko) 1996-06-12 1997-04-30 승압된백게이트바이어스를갖는승압회로

Country Status (6)

Country Link
US (1) US5892267A (ko)
EP (1) EP0813290B1 (ko)
JP (1) JP3394133B2 (ko)
KR (1) KR100367316B1 (ko)
CN (1) CN1175018A (ko)
DE (1) DE69735790T2 (ko)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6734475B2 (en) 2001-02-06 2004-05-11 Sanyo Electric Co., Ltd. Charge pump device

Families Citing this family (43)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3195256B2 (ja) * 1996-10-24 2001-08-06 株式会社東芝 半導体集積回路
JPH114575A (ja) * 1997-06-11 1999-01-06 Nec Corp 昇圧回路
KR100271840B1 (ko) * 1997-08-27 2000-11-15 다니구찌 이찌로오 회로 면적의 증대를 억제하면서 복수의 전위를 출력할 수 있는내부 전위 발생 회로
FR2773012B1 (fr) * 1997-12-24 2001-02-02 Sgs Thomson Microelectronics Dispositif a pompe de charges negatives
US6232826B1 (en) * 1998-01-12 2001-05-15 Intel Corporation Charge pump avoiding gain degradation due to the body effect
JP3385960B2 (ja) * 1998-03-16 2003-03-10 日本電気株式会社 負電圧チャージポンプ回路
JP3223504B2 (ja) * 1998-03-31 2001-10-29 日本電気株式会社 昇圧回路
JP2001078437A (ja) * 1999-06-30 2001-03-23 Toshiba Corp ポンプ回路
GB0000510D0 (en) * 2000-01-11 2000-03-01 Koninkl Philips Electronics Nv A charge pump circuit
US6696876B2 (en) * 2001-01-12 2004-02-24 Sun Microsystems, Inc. Clock interpolation through capacitive weighting
JP2003197792A (ja) * 2001-12-28 2003-07-11 Sanyo Electric Co Ltd 半導体装置
JP2005339658A (ja) * 2004-05-26 2005-12-08 Toshiba Corp 昇圧回路
KR100587683B1 (ko) * 2004-06-07 2006-06-08 삼성전자주식회사 불휘발성 반도체 메모리 장치에서의 고전압 발생회로
JP4706381B2 (ja) * 2004-10-22 2011-06-22 株式会社デンソー 半導体装置
US7236408B2 (en) * 2005-07-19 2007-06-26 International Business Machines Corporation Electronic circuit having variable biasing
JP2007096036A (ja) * 2005-09-29 2007-04-12 Matsushita Electric Ind Co Ltd 昇圧回路
JP5361176B2 (ja) * 2006-12-13 2013-12-04 株式会社半導体エネルギー研究所 半導体装置
JP5179849B2 (ja) * 2006-12-28 2013-04-10 株式会社半導体エネルギー研究所 半導体装置
JP2008193866A (ja) * 2007-02-07 2008-08-21 Seiko Instruments Inc 昇圧型スイッチングレギュレータ
JP5056427B2 (ja) * 2008-01-15 2012-10-24 富士通セミコンダクター株式会社 チャージポンプ回路
CN103593698B (zh) 2008-04-07 2017-05-03 瑞章科技有限公司 利用光对rfid标签进行子集选择
KR20090131985A (ko) 2008-06-19 2009-12-30 삼성전자주식회사 래치업 현상을 감소시킨 내부 전원전압 발생장치 및 이를구비하는 반도체 장치
EP2380266B1 (en) 2008-12-18 2016-03-16 Nxp B.V. Charge-pump circuit
CN101771340B (zh) * 2008-12-31 2012-10-31 中芯国际集成电路制造(上海)有限公司 电荷泵
KR102334169B1 (ko) * 2010-08-27 2021-12-01 가부시키가이샤 한도오따이 에네루기 켄큐쇼 기억 장치, 반도체 장치
JP5112539B2 (ja) * 2011-06-01 2013-01-09 株式会社東芝 半導体集積回路
US20130257522A1 (en) * 2012-03-30 2013-10-03 Tyler Daigle High input voltage charge pump
US20130307496A1 (en) * 2012-05-18 2013-11-21 Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. Semiconductor device and driving method thereof
US8947158B2 (en) * 2012-09-03 2015-02-03 Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. Semiconductor device and electronic device
TWI643435B (zh) 2013-08-21 2018-12-01 日商半導體能源研究所股份有限公司 電荷泵電路以及具備電荷泵電路的半導體裝置
TWI496398B (zh) * 2013-12-31 2015-08-11 Egalax Empia Technology Inc Use the wiring to change the output voltage of the charge pump
KR102267237B1 (ko) 2014-03-07 2021-06-18 가부시키가이샤 한도오따이 에네루기 켄큐쇼 반도체 장치 및 전자 기기
US9312280B2 (en) 2014-07-25 2016-04-12 Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. Semiconductor device
CN106485290B (zh) 2015-08-24 2019-08-13 瑞章科技有限公司 增强标签反向散射能量的装置及方法
SG10201701689UA (en) 2016-03-18 2017-10-30 Semiconductor Energy Lab Semiconductor device, semiconductor wafer, and electronic device
US9778672B1 (en) * 2016-03-31 2017-10-03 Qualcomm Incorporated Gate boosted low drop regulator
JP6756590B2 (ja) * 2016-11-22 2020-09-16 エイブリック株式会社 昇圧回路及びそれを備えた不揮発性メモリ
US10411599B1 (en) 2018-03-28 2019-09-10 Qualcomm Incorporated Boost and LDO hybrid converter with dual-loop control
US10444780B1 (en) 2018-09-20 2019-10-15 Qualcomm Incorporated Regulation/bypass automation for LDO with multiple supply voltages
US10591938B1 (en) 2018-10-16 2020-03-17 Qualcomm Incorporated PMOS-output LDO with full spectrum PSR
US10545523B1 (en) 2018-10-25 2020-01-28 Qualcomm Incorporated Adaptive gate-biased field effect transistor for low-dropout regulator
US10826389B1 (en) 2019-05-28 2020-11-03 Samsung Electronics Co., Ltd. Charge pump device and image sensor including the same
US11372436B2 (en) 2019-10-14 2022-06-28 Qualcomm Incorporated Simultaneous low quiescent current and high performance LDO using single input stage and multiple output stages

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5431671B2 (ko) * 1973-03-14 1979-10-08
JPS63316510A (ja) * 1987-06-18 1988-12-23 Nec Ic Microcomput Syst Ltd 昇圧回路
NL8702734A (nl) * 1987-11-17 1989-06-16 Philips Nv Spanningsvermenigvuldigschakeling en gelijkrichtelement.
US5081371A (en) * 1990-11-07 1992-01-14 U.S. Philips Corp. Integrated charge pump circuit with back bias voltage reduction
DE4130191C2 (de) * 1991-09-30 1993-10-21 Samsung Electronics Co Ltd Konstantspannungsgenerator für eine Halbleitereinrichtung mit kaskadierter Auflade- bzw. Entladeschaltung
JP3307453B2 (ja) * 1993-03-18 2002-07-24 ソニー株式会社 昇圧回路
JP3043201B2 (ja) * 1993-04-22 2000-05-22 株式会社東芝 昇圧回路
US5734290A (en) * 1996-03-15 1998-03-31 National Science Council Of R.O.C. Charge pumping circuit having cascaded stages receiving two clock signals
US5625544A (en) * 1996-04-25 1997-04-29 Programmable Microelectronics Corp. Charge pump

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6734475B2 (en) 2001-02-06 2004-05-11 Sanyo Electric Co., Ltd. Charge pump device

Also Published As

Publication number Publication date
JP3394133B2 (ja) 2003-04-07
JPH09331671A (ja) 1997-12-22
US5892267A (en) 1999-04-06
EP0813290B1 (en) 2006-05-03
EP0813290A3 (en) 1999-08-11
KR980005030A (ko) 1998-03-30
DE69735790T2 (de) 2007-05-10
CN1175018A (zh) 1998-03-04
EP0813290A2 (en) 1997-12-17
DE69735790D1 (de) 2006-06-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100367316B1 (ko) 승압된백게이트바이어스를갖는승압회로
US6603346B2 (en) Semiconductor booster circuit having cascaded MOS transistors
EP0836268B1 (en) Improved positive charge pump
EP0843402B1 (en) BiCMOS negative charge pump
US7190211B2 (en) Semiconductor device equipped with a voltage step-up circuit
US7920018B2 (en) Booster circuit
US6100557A (en) Triple well charge pump
US7436015B2 (en) Driver for driving a load using a charge pump circuit
US7602231B2 (en) Charge-pump circuit
US7586361B2 (en) Semiconductor device comprising a charge pump operated by clock signals
US20060133176A1 (en) Charge pump with ensured pumping capability
JPH06283667A (ja) 高電圧発生回路
WO1997018588A1 (en) Improved charge pumps using accumulation capacitors
JP2008198985A (ja) 昇圧回路
EP0931379B1 (en) Triple well charge pump
CN112470383B (zh) 电荷泵电路装置
JPH07298607A (ja) 半導体昇圧回路
JP4730638B2 (ja) 半導体装置
JP3040885B2 (ja) 電圧昇圧回路
JP2000057790A (ja) 電圧発生回路
JPH09102609A (ja) 半導体装置
JP2001245468A (ja) 昇圧回路
JP2000150789A (ja) 半導体集積回路
US7095268B2 (en) Single-stage and modular multi-stage clock-booster
CN116418222A (zh) 电荷泵电路

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
AMND Amendment
E902 Notification of reason for refusal
AMND Amendment
E601 Decision to refuse application
J201 Request for trial against refusal decision
AMND Amendment
B701 Decision to grant
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20111202

Year of fee payment: 10

LAPS Lapse due to unpaid annual fee