JP5261779B2 - 光信号送信器、及びバイアス電圧制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、光変調器のバイアス自動制御に関する。本発明は、特に、多値の光差動位相シフトキーイング信号（ＤＭＰＳＫ：Differential Multiple Phase-Shift Keying）を送信するＤＱＰＳＫ（Differential Quadrature Phase Shift Keying）用の光信号送信器、及びバイアス電圧制御方法に関する。
本願は、２００９年９月８日に、日本に出願された特願２００９−２０７１０８号に基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。

光伝送システムに用いる伝送符号として、非線形耐力の高いＤＭＰＳＫ（Differential Multiple Phase-Shift Keying）方式が広く検討されてきた。特に、ＤＭＰＳＫ方式にパルスカーバを組み合わせ、シンボル間の光強度を０とする変調方式が有効である。以下、説明を簡単にするために、４値の多値位相変調であるＤＱＰＳＫ（Differential Quadrature Phase Shift Keying）変調方式に限定して説明を行う。以下の説明において、図面上では、第１のデータ信号Ｄａｔａ１及び第２のデータ信号Ｄａｔａ２の否定（ＮＯＴ）を各々文字の上にバーを付与して表しているが、本明細書中では、それらをｂａｒ（Ｄａｔａ１）及びｂａｒ（Ｄａｔａ２）で表す。

図１０は、従来技術による、ＤＱＰＳＫ信号を生成するためのＤＱＰＳＫ変調器１００の典型的な構成例を示すブロック図である。ＤＱＰＳＫ変調器に入力されたＣＷ光は、第１のカプラ１により２つに分割される。分割された２つのＣＷ光はそれぞれ、第１の光位相変調部２−１と第２の光位相変調部２−２とに入力される。これら第１及び第２の光位相変調部２−１、２−２は、通常、ＭＺＩ（Mach-Zehnder Interferometer：マッハツェンダ干渉計）型の光強度変調器によって構成される。第１及び第２の光位相変調部２−１、２−２は、第１のデータ信号Ｄａｔａ１、ｂａｒ（Ｄａｔａ１）、及び第２のデータ信号Ｄａｔａ２、ｂａｒ（Ｄａｔａ２）のロジックに対応して、光位相を相対的にπ変化させる機能を持つ。第１及び第２の光位相変調部２−１、２−２の作用については後述する。

光位相シフタ３は、後述する第３のバイアス電圧が印加される直交バイアス電極を有する。第１及び第２の光位相変調部２−１、２−２の出力は、この光位相シフタ３によってθ_３の位相差が加えられた上で、第２のカプラ４により合波され、ＤＱＰＳＫ信号として出力される。θ_３は、ＤＱＰＳＫの場合、±π／２で最良の波形が得られる。これは、キャリア波長の１／４に相当する。波長は、一般に、マイクロメータのオーダであるため、調整は、極めてシビアである。ＤＱＰＳＫ信号の光品質は、光位相シフタ３の誤差に敏感であるため、光位相シフタ３の遅延を正しい値に調整することは極めて重要である。

一般に、この調整は、光位相シフタ３に与える、第３のバイアス電源５から供給される第３のバイアス電圧（または、直交バイアス電圧ともいう）Ｖ_{ｂｉａｓ３}を調整することで行われる。光位相シフタ３は、図１０では、第２の光位相変調部２−２の後段に配置しているが、これに限られない。光位相シフタ３は、第１の光位相変調部２−１の後段に配置しても良く、また、第１の光位相変調部２−１の後段及び第２の光位相変調部２−２の後段の双方に備えても良い。以下、説明を簡単にするために、光位相シフタ３が第２の光位相変調部２−２の後段にのみ配置されている場合について説明する。

次に、第１及び第２の光位相変調部２−１、２−２の動作について説明する。前述の通り、第１及び第２の光位相変調部２−１、２−２には、ＭＺＩ型の光強度変調器を用いるのが一般的である。第１及び第２の光位相変調部２−１、２−２は、各々、第１のデータ信号Ｄａｔａ１、ｂａｒ（Ｄａｔａ１）、第２のデータ信号Ｄａｔａ２、ｂａｒ（Ｄａｔａ２）により駆動される。これらのデータ信号Ｄａｔａ１、ｂａｒ（Ｄａｔａ１），Ｄａｔａ２、ｂａｒ（Ｄａｔａ２）は、各々、２値のＮＲＺ（Non Return-to-Zero）信号である。第１及び第２の駆動アンプ６−１、６−２は、各々、第１及び第２のデータ信号Ｄａｔａ１、ｂａｒ（Ｄａｔａ１），Ｄａｔａ２、ｂａｒ（Ｄａｔａ２）を正相、逆相２種類に増幅する。

増幅された各データ信号Ｄａｔａ１、ｂａｒ（Ｄａｔａ１），Ｄａｔａ２、ｂａｒ（Ｄａｔａ２）は、第１及び第２の光位相変調部２−１、２−２の持つ２つのアームの各々に、第１の駆動信号用電極７−１、及び第２の駆動信号用電極７−２を介して印加され、±φ_１及び±φ_２の位相シフトを生じさせる。データ信号がＬレベルからＨレベルに変化するとき、位相遅延φ_１及びφ_２は、概ねπ変化させる必要がある。すなわち、第１及び第２の駆動アンプ６−１、６−２の正相、逆相の出力振幅は、各々、概ね、第１及び第２の光位相変調部２−１、２−２の半波長電圧Ｖπでなければならない。また、第１及び第２のバイアス電源８、９によって±Ｖ_{ｂｉａｓ１}、±Ｖ_{ｂｉａｓ２}のＤＣ電圧（データバイアス電圧、または差動バイアス）を発生し、第１のデータバイアス電極１０−１、第２のデータバイアス電極１０−２を介して、±θ_１及び±θ_２の光位相シフトを更に追加する。

上記半波長電圧Ｖπについて説明する。ＭＺＩ型の光変調器は、１つの光信号を２つに分岐し、片方に僅かな遅延を与えた上で、再度これら２つの光を合波する干渉計である。この遅延の量を変更すると、合波時の２つの光の干渉光は強めあうかまたは弱めあうことになる。ｎを整数、波長をλとする。遅延がｎλに等しい時、干渉光は最も強くなり、遅延が（ｎ＋１／２）λに等しい時、干渉光は消光する。ｎは任意の整数であるから、遅延量が更に増加すると、干渉光の増減が周期的に繰り返される。

ＭＺＩ型の光変調器では、ＭＺＩの遅延を外部からの電気信号で制御する。一般に、電気信号の電圧と遅延の増減とには、比例関係がある。遅延がｎλから（ｎ＋１／２）λに変化するのに要する電圧の増加量を半波長電圧Ｖπと呼ぶ。

ＭＺＩ型の光変調器で位相変調を行う場合には、トータルの遅延差を（ｎ‐１／２）λから（ｎ＋１／２）λまでの間で変調させる。このためには、変調器に加える電気信号は、トータルで２×Ｖπの電圧振幅が必要となる。図１０に示したような差動入力を用いる場合には、Ｄａｔａ１、ｂａｒ（Ｄａｔａ１），Ｄａｔａ２、ｂａｒ（Ｄａｔａ２）の各々にＶπの電圧振幅を持たせればよい。

図１１は、従来技術による第１の光位相変調部２−１の動作を説明するための図である。ここから先の説明では、カプラ通過時の光位相変化や、干渉計以外の光導波路により生じる、本質的でない光遅延は無視する。第１の光位相変調部２−１の第１のアームを通過した光の電場をＥ_１ａ、第２のアームを通過した光の電場をＥ_１ｂ、第１の光位相変調部２−１から出力され、第２の光カプラ４で合波される直前の光の電場をＥ_１と定義する（図１０を参照）。光の電場Ｅ_１ａ、Ｅ_１ｂ、Ｅ_１は、各々、キャリア周波数ω_ｃで振動する正弦波である。これらの光の電場Ｅ_１ａ、Ｅ_１ｂ、Ｅ_１をそれぞれ図１１に、横軸を時間にとって破線、一点鎖線、太線で示す。

ケース（１）
φ_１＋θ_１＝０の場合を図１１の最上列に示す。このとき、第１の光位相変調部２−１の出力の電場Ｅ_１の振幅は最大となる。このとき、光電場の位相は、一致しているが、説明のために同一の位相部分に垂直の矢印を図示してある。
すなわち、図１１に示すケース（１）は、以下の場合を示している。
第１のアーム：φ_１＋θ_１＝０
第２のアーム：-φ_１-θ_１＝０
光位相（相対値）＝０
Ｅ_１の光強度（相対値）＝|Ｅ_１|^２＝１

ケース（２）
φ_１＋θ_１＝π／４の場合を、図１１の２列目に示す。光の電場Ｅ_１ａ、Ｅ_１ｂは、時間軸上を対称的に左右にシフトし、矢印は、左右に分かれている。合波された光電波Ｅ_１の振幅は落ちる。しかしながら、シフト量が左右対称であるために、電場Ｅ_１のピークの位置は、φ_１＋θ_１＝０の場合と変わらない。
すなわち、図１１に示すケース（２）は、以下の場合を図示している。
第１のアーム：φ_１＋θ_１＝π／４
第２のアーム：-φ_１-θ_１＝-π／４
光位相（相対値）＝０
Ｅ_１の光強度（相対値）＝|Ｅ_１|^２＝０.５

ケース（３）
φ_１＋θ_１＝π／２の場合を図１１の３列目に示す。電場Ｅ_１ａと電場Ｅ_１ｂとは、逆位相であるため、電場Ｅ_１は消光する。
すなわち、図１１に示すケース（３）は、以下の場合を示している。
第１のアーム：φ_１＋θ_１＝π／２
第２のアーム：-φ_１-θ_１＝-π／２
Ｅ_１の光強度（相対値）＝|Ｅ_１|^２＝０

ケース（４）
φ_１＋θ_１＝３π／４の場合を図１１の４列目に示す。電場Ｅ_１は、消光しないが、１列目、２列目と比較して、その位相はπずれている。
すなわち、図１１に示すケース（４）は、以下の場合を示している。
第１のアーム：φ_１＋θ_１＝３π／４
第２のアーム：-φ_１-θ_１＝-３π／４
光位相（相対値）＝π
Ｅ_１の光強度（相対値）＝|Ｅ_１|^２＝０.５

ケース（５）
φ_１＋θ_１＝πの場合を図１１の５列目に示す。電場Ｅ_１の振幅は、再び最大となる。５列目においては、１列目と比較して、光位相は、πずれている。
すなわち、図１１に示すケース（５）は、以下の場合を示している。
第１のアーム：φ_１＋θ_１＝π
第２のアーム：-φ_１-θ_１＝-π
光位相（相対値）＝π
Ｅ_１の光強度（相対値）＝|Ｅ_１|^２＝１

光位相変調部の出力のパワーは、電場Ｅ_１の絶対値の２乗に比例するが、それはｃｏｓ（φ_１＋θ_１）に比例する。

通常、第１のデータ信号Ｄａｔａ１、ｂａｒ（Ｄａｔａ１）の２つの論理値を、各々、図１１の１列目と５列目の状態に対応させ、最大の光出力強度となる状態でＤＱＰＳＫ光変調器を使用する。しかし、第１の駆動アンプ６−１の出力電圧とφ_１との関係は自明ではなく、また、経時的に変化し得る。第１のデータバイアス電極１０−１とそこから生じる位相差±θ_１とは、これを補正するために用いられている。例えば、データ信号が“０”のときに、φ_１＋θ_１＝０、データ信号が“１”のときに、φ_１＋θ_１＝πとなるよう、第１の駆動アンプ６−１の出力振幅と第１のバイアス電源８からのデータバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ１}とを調整する。第２の光位相変調部２−２もまた同様の操作を行う。

以上の説明で明らかなように、第１及び第２の光位相変調部２−１、２−２の出力光は、２つのアームに反対称な遅延を与えるという条件を守る限りにおいては、（１）光強度は、連続的に変化し得る。（２）光位相は、連続的には変化せず、πだけ異なる2値のみをとるという性質をもつ。

参考のため、２つのアームを非対称に駆動した場合について説明する。図１１の６列目に示す「参考図」は、図１１のケース（５）で与えたアームの遅延を、非対称に変更した場合を示す。第１と第２のアームの遅延は、図１１のケース（５）では、＋π、−πであったが、「参考図」では、０、−２πに変更されている。出力光の電場Ｅ_１は、図１１のケース（１）と実質的に同じになってしまい、位相変調が正しく行えないことが分かる。
すなわち、図１１に示す参照図は、以下の場合を示している。
第１のアーム：φ_１＋θ_１＝０
第２のアーム：-φ_１-θ_１＝-２π
光位相（相対値）＝π
Ｅ_１の光強度（相対値）＝|Ｅ_１|^２＝１

第２のカプラ４によって合波される２つの光の電場Ｅ_１と電場Ｅ_３（図１０を参照）は、φ_１＋θ_１≡Φ_１、φ_２＋θ_２≡Φ_２と置けば、次式（１）、（２）のように書き表される。以下、本質的でない比例係数は省く。

ＤＱＰＳＫ光変調器の出力パワーの平均値は、次式（３）となる。

次に、データバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ１}、Ｖ_{ｂｉａｓ２}の制御に要求される条件について説明する。先に述べたように、データバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ１}、Ｖ_{ｂｉａｓ２}の調整は、Φ_１及びΦ_２の値が、データの符号に応じて、０またはπの２値をとることが目的である。データバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ１}、Ｖ_{ｂｉａｓ２}の調整は、数式（３）の第２項と第３項とを最大にするよう制御すればよい。これは良く知られているように、データバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ１}、Ｖ_{ｂｉａｓ２}に低周波のディザリングを行い、ＤＱＰＳＫ変調器の出力光パワーのディザ周波数成分を同期検波し、結果をデータバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ１}、Ｖ_{ｂｉａｓ２}にフィードバックすることで実現可能である。

ディザリングの周波数をω_ｄ、ディザ振幅をＡ_ｄとして、上記のΦ_１及びΦ_２がΦ_１＋Ａ_ｄ×ｓｉｎ（ω_ｄ１・ｔ）及びΦ_２＋Ａ_ｄ×ｓｉｎ（ω_ｄ２・ｔ）に置き換わったとする。
数式（３）は、次式（４）に示すように書き直される。

変調器出力光に含まれるω_ｄ１成分、及びω_ｄ２成分が０となるように、Ｖ_{ｂｉａｓ１}、Ｖ_{ｂｉａｓ２}を調整すれば、Φ_１及びΦ_２は、０またはπとなり、目的を達することができる。

一方、直交バイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ３}の調整は、θ_３の値を±π／２にすることが目的である。この目的の実現のために、直交バイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ３}に低周波のディザリングを行って、ＤＱＰＳＫ変調器出力光パワーのディザ周波数成分を同期検波し、結果を直交バイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ３}にフィードバックする構成が提案されている。バイアス電圧にディザ信号を重畳してバイアス制御する技術が存在する（例えば、特許文献１参照）。

同じく直交バイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ３}の調整を行う構成としては、データバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ１}、Ｖ_{ｂｉａｓ２}の双方に、各々、異なる周波数の低周波のディザリングを加えて、ＤＱＰＳＫ出力光パワーから和周波成分や、差周波成分を検出し、これを用いて直交バイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ３}の調整を行うという技術が存在する。

Ｖ_{ｂｉａｓ３}の調整を行うための別のアプローチとして、データバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ１}、Ｖ_{ｂｉａｓ２}の双方に、同一周波数の低周波のディザリングを、異なる位相で加え、ＤＱＰＳＫ出力光パワーからディザ周波数の２倍波成分を検出し、これを用いて直交バイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ３}の調整を行うという技術も存在する。

高速なフォトデテクタを用いて、数式（３）の第４項のビット毎の変化を検出し、θ_３の変動の検出と、直交バイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ３}の調整とを行う構成も提案されている。具体的には、ＤＱＰＳＫ変調器出力光のピーク検出回路や、コスタルループによる制御がこれにあたる。

日本国特許第２６４２４９９号公報

しかしながら、直交バイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ３}の自動制御によってθ_３をπ／２に調整するためには、以下に述べる困難さが伴なう。

数式（３）に着目すると、データバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ１}、Ｖ_{ｂｉａｓ２}が最適値（または、その近傍）にあるとき、Φ_１は、０またはπ、Φ_２は、０またはπに等しい（または、概ね等しい）。どちらの値をとるかは、第１のデータ信号Ｄａｔａ１、ｂａｒ（Ｄａｔａ１）、及び第２のデータ信号Ｄａｔａ２、ｂａｒ（Ｄａｔａ２）の“０”、“１”に応じて決まる。一方、θ_３は、第４項にのみ現れる。Φ_１とΦ_２が共に０、または共にπに等しい（または、概ね等しい）とき、次式（５）が成立する（または、概ね成立する）。

一方、Φ_１とΦ_２の一方が０で、他方がπに等しい（または、概ね等しい）とき、数式（３）の第４項は、次式（６）が成立する（または概ね成立する）。

数式（５）と数式（６）とは、符号のみが異なるから、θ_３や、ω_ｄ１、ω_ｄ２の値によらず、双方の平均値は０になる。このため、数式（３）の長時間平均をとると、同符号時の値と異符号時の値とが相殺しあい、第４項の影響は、ごく小さくなる。現実の変調器では、駆動波形の上下非対称性や、モニタＰＤ（Photo Detector）の帯域制限などにより、完全に相殺されることはないが、他のデータバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ１}、Ｖ_{ｂｉａｓ２}の調整に比べ、極めて大きな困難が伴なう。

変調器出力光のピーク検出回路は、ビット毎の最大値を検出するため、同符号時と異符号時との相殺はない。しかし、ビットレートに追随可能な、広帯域なフォトデテクタや、電子回路などが必要となり、実装が困難になる。

直交バイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ３}調整のもう１つの課題は、θ_３が最適値π／２から乖離しているとき、正負どちらの方向に乖離しているかを判定するのが困難であるということである。図１２Ａ〜１２Ｃは、数式（３）を基に、シミュレーションプログラムによって得られたＤＱＰＳＫ光変調器出力のアイパターンを示す図である。データバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ１}とＶ_{ｂｉａｓ２}は、理想的な値に調整済みであると仮定する。図１２Ａ〜１２Ｃにおいて、横軸は、時間であり、５ビット分の光波形が示されている。

図１２Ａは、θ_３＝０．５π、すなわち、理想的な動作状態での光波形を示す。トレースは、３つに分裂しているが、これは、隣接ビット間で同符号が連続する場合と、第１のデータ信号Ｄａｔａ１、ｂａｒ（Ｄａｔａ１）、または第２のデータ信号Ｄａｔａ２、ｂａｒ（Ｄａｔａ２）のどちらか１つのみが異符号に転じた場合と、第１のデータ信号Ｄａｔａ１、ｂａｒ（Ｄａｔａ１）と第２のデータ信号Ｄａｔａ２、ｂａｒ（Ｄａｔａ２）の双方が異符号に転じた場合の３つに対応する。

図１２Ｂは、θ_３＝０．４πの場合での光波形を示す。図１２Ｃは、θ３＝０．６πの場合での光波形を示す。どちらの場合も、第１のデータ信号と第２のデータ信号の符号が同符号か、異符号かによって、光波形の上記３つのトレースは、更に２つに分裂する。しかし、三角関数の対称性により、図１２Ｂに示す光波形と図１２Ｃに示す光波形とは、全く区別がつかない。換言すれば、θ_３を増加させれば最適値に近づくのか、減少させれば最適値に近づくのかを、光波形から判定するのは非常に困難である。

コスタルループによる制御は、ビット毎の符号比較作業を行うため、θ_３の位相誤差の正負を判定できる。しかし、ビットレートに追随可能な広帯域なフォトデテクタや、電子回路（特に、ミキサ）が必要となり、実装が困難になる。

このように、ＭＺＩ型の光変調器のバイアス電圧の制御には、ディザ信号を主信号に重畳する方法が従来技術として存在した。この従来技術において、ＤＱＰＳＫ光変調器は、ＭＺＩ型の光変調器を集積化した変調器であり、バイアス電圧を３箇所制御する必要がある。特に、２つの光路からの信号の位相を調整する光位相シフタは、バイアス電圧制御のためのディザ信号に対する検出感度が悪いという課題があった。また、そのために、位相変調を高精度にできないという問題があった。

本発明は、このような事情を考慮してなされた。本発明の目的は、位相変調を高精度にできる光信号送信器、及びバイアス電圧制御方法を提供することにある。

上述した課題を解決するために、本発明の第１の実施態様による光信号送信器は、２つの位相変調部と、前記位相変調部の２つの出力光のキャリア位相をπ／２ずらす位相シフタと、前記位相シフタによってキャリア位相の直交した２つの信号光を合波する合波部と、前記２つの位相変調部の各々が有する２つのアームによって構成される干渉用光導波路の４つのパスの各々に対して、前記２つの位相変調部の半波長電圧Ｖπに等しい振幅を有する差動データ信号を供給する駆動信号用電極部と、前記干渉用光導波路の４つのパスの各々に対して供給される前記差動データ信号を増幅する駆動アンプと、前記２つの位相変調部の各々が有する２つのアームによって構成される干渉用光導波路の４つのパスの各々に対して、合計４つのデータバイアス電圧を供給するデータバイアス電極部と、前記位相シフタに直交バイアス電圧を供給する直交バイアス電極部と、前記データバイアス電極部に前記データバイアス電圧を印加し、前記２つの位相変調部における遅延時間を調整するデータバイアス電源部と、前記直交バイアス電極部に前記直交バイアス電圧を印加し、前記２つの位相変調部のうち少なくとも一方の位相変調部からの光出力に対する遅延量を調整する直交バイアス電源部と、前記４つのデータバイアス電圧のうち、異なる前記位相変調部に加えられる２つを含む多くとも３つに対してディザ信号を付与するディザ信号付与部と、前記合波部の出力からディザ成分のｎ倍波（ｎは１以上の整数）を検出するディザ検出部と、前記ディザ検出部の検出結果を前記直交バイアス電源部にフィードバックする直交バイアス制御部とを備え、前記直交バイアス電源部は、前記直交バイアス制御部からのフィードバックに基づいて、前記直交バイアス電極部に印加する前記直交バイアス電圧を制御し、前記２つの位相変調部のうち少なくとも一方の位相変調部からの光出力に対する遅延量を調整する。

また、上述した課題を解決するために、本発明の第２の実施態様による光信号送信器は、２つの位相変調部と、前記位相変調部の２つの出力光のキャリア位相をπ／２ずらす位相シフタと、前記位相シフタによってキャリア位相の直交した２つの信号光を合波する合波部と、前記２つの位相変調部の各々が有する２つのアームによって構成される干渉用光導波路の４つのパスの各々に対して、前記２つの位相変調部の半波長電圧Ｖπより小さな振幅を有する差動データ信号を供給する駆動信号用電極部と、前記干渉用光導波路の４つのパスの各々に対して供給される前記差動データ信号を増幅する駆動アンプと、前記駆動アンプの出力振幅が前記２つの位相変調部の半波長電圧Ｖπよりも小さくなるよう調整する振幅制御手段と、前記２つの位相変調部の各々が有する２つのアームによって構成される干渉用光導波路の４つのパスの各々に対して、合計４つのデータバイアス電圧を供給するデータバイアス電極部と、前記位相シフタに直交バイアス電圧を供給する直交バイアス電極部と、前記データバイアス電極部に前記データバイアス電圧を印加し、前記２つの位相変調部における遅延時間を調整するデータバイアス電源部と、前記直交バイアス電極部に前記直交バイアス電圧を印加し、前記２つの位相変調部のうち少なくとも一方の位相変調部からの光出力に対する遅延量を調整する直交バイアス電源部と、前記４つのデータバイアス電圧のうち少なくとも１つに対してディザ信号を付与するディザ信号付与部と、前記合波部の出力からディザ成分のｎ倍波（ｎは１以上の整数）を検出するディザ検出部と、前記ディザ検出部の検出結果を前記直交バイアス電源部にフィードバックする直交バイアス制御部とを備え、前記直交バイアス電源部は、前記直交バイアス制御部からのフィードバックに基づいて、前記直交バイアス電極部に印加する前記直交バイアス電圧を制御し、前記２つの位相変調部のうち少なくとも一方の位相変調部からの光出力に対する遅延量を調整し、前記ディザ信号付与部は、前記データバイアス電圧が適正値に制御されている場合においては、前記位相変調部出力においてディザリングによって生じる光強度変調の光の強弱の関係が、光位相が０のときとπのときとで反転するという条件を満たすように、ディザ信号を付与する。

本発明の第１又は第２の実施態様による光信号送信器において、前記ディザ信号が２つであり、かつ前記２つのディザ信号が前記２つの位相変調部に各々用いられる場合は、前記２つのディザ信号の相対位相差が９０度であってもよい。

本発明の第１又は第２の実施態様による光信号送信器において、前記ディザ検出部は、前記合波部の出力信号光の包絡線を検出してもよい。

本発明の第１又は第２の実施態様による光信号送信器において、前記２つの位相変調部の帯域、または前記駆動アンプの帯域は、シンボルレートの半分の動作速度であってもよい。

本発明の第１又は第２の実施態様による光信号送信器において、前記ディザ信号が２つ以上である場合は、前記ディザ信号付与部は、複数の前記ディザ信号の相対位相差を変更可能であってもよい。

また、上述した課題を解決するために、本発明の第３の実施態様によるバイアス電圧制御方法は、２つの位相変調部と、前記位相変調部の２つの出力光のキャリア位相をπ／２ずらす位相シフタと、前記位相シフタによってキャリア位相の直交した２つの信号光を合波する合波部とを備える光信号送信器におけるバイアス電圧制御方法である。このバイアス電圧制御方法は、駆動信号用電極部により、前記２つの位相変調部の各々が有する２つのアームによって構成される干渉用光導波路の４つのパスの各々に対して、前記２つの位相変調部の半波長電圧Ｖπに等しい振幅を有する差動データ信号を供給するステップと、データバイアス電極部により、前記２つの位相変調部の各々が有する２つのアームによって構成される干渉用光導波路の４つのパスの各々に対して、合計４つのデータバイアス電圧を供給するステップと、直交バイアス電極部により、前記位相シフタに直交バイアス電圧を供給するステップと、データバイアス電源部により、前記データバイアス電極部に前記データバイアス電圧を印加し、前記２つの位相変調部における遅延時間を調整するステップと、直交バイアス電源部により、前記直交バイアス電極部に前記直交バイアス電圧を印加し、前記２つの位相変調部のうち少なくとも一方の位相変調部からの光出力に対する遅延量を調整するステップと、ディザ信号付与部により、前記４つのデータバイアス電圧のうち、異なる前記位相変調部に加えられる２つを含む多くとも３つに対してディザ信号を付与するステップと、ディザ検出部により、前記合波部の出力からディザ成分のｎ倍波（ｎは１以上の整数）を検出するステップと、直交バイアス制御部により、前記ディザ検出部の検出結果を前記直交バイアス電源部にフィードバックするステップと、前記直交バイアス電源部により、前記直交バイアス制御部からのフィードバックに基づいて、前記直交バイアス電極部に印加する前記直交バイアス電圧を制御し、前記２つの位相変調部のうち少なくとも一方の位相変調部からの光出力に対する遅延量を調整するステップとを含む。

また、上述した課題を解決するために、本発明の第４の実施態様によるバイアス電圧制御方法は、２つの位相変調部と、前記位相変調部の２つの出力光のキャリア位相をπ／２ずらす位相シフタと、前記位相シフタによってキャリア位相の直交した２つの信号光を合波する合波部とを備える光信号送信器におけるバイアス電圧制御方法である。このバイアス電圧制御方法は、駆動信号用電極部により、前記２つの位相変調部の各々が有する２つのアームによって構成される干渉用光導波路の４つのパスの各々に対して、前記２つの位相変調部の半波長電圧Ｖπより小さい振幅を有する差動データ信号を供給するステップと、データバイアス電極部により、前記２つの位相変調部の各々が有する２つのアームによって構成される干渉用光導波路の４つのパスの各々に対して、合計４つのデータバイアス電圧を供給するステップと、直交バイアス電極部により、前記位相シフタに直交バイアス電圧を供給するステップと、データバイアス電源部により、前記データバイアス電極部に前記データバイアス電圧を印加し、前記２つの位相変調部における遅延時間を調整するステップと、直交バイアス電源部により、前記直交バイアス電極部に前記直交バイアス電圧を印加し、前記２つの位相変調部のうち少なくとも一方の位相変調部からの光出力に対する遅延量を調整するステップと、ディザ信号付与部により、前記４つのデータバイアス電圧のうち、少なくとも１つに対して、他と異なる振幅を有する非対称のディザ信号を付与するステップと、ディザ検出部により、前記合波部の出力からディザ成分のｎ倍波（ｎは１以上の整数）を検出するステップと、直交バイアス制御部により、前記ディザ検出部の検出結果を前記直交バイアス電源部にフィードバックするステップと、前記直交バイアス電源部により、前記直交バイアス制御部からのフィードバックに基づいて、前記直交バイアス電極部に印加する前記直交バイアス電圧を制御し、前記２つの位相変調部のうち少なくとも一方の位相変調部からの光出力に対する遅延量を調整するステップとを含む。
また、上述した課題を解決するために、本発明の第５の実施態様による光信号送信器は、２つの位相変調部と、前記位相変調部の２つの出力光のキャリア位相をπ／２ずらす位相シフタと、前記位相シフタによってキャリア位相の直交した２つの信号光を合波する合波部と、前記２つの位相変調部の各々が有する２つのアームによって構成される干渉用光導波路の４つのパスの各々に対して、前記２つの位相変調部の半波長電圧Ｖπに等しい振幅を有する差動データ信号を供給する駆動信号用電極部と、前記干渉用光導波路の４つのパスの各々に対して供給される前記差動データ信号を増幅する駆動アンプと、前記２つの位相変調部の各々が有する２つのアームによって構成される干渉用光導波路の４つのパスの各々に対して、合計４つのデータバイアス電圧を供給するデータバイアス電極部と、前記位相シフタに直交バイアス電圧を供給する直交バイアス電極部と、前記データバイアス電極部に前記データバイアス電圧を印加し、前記２つの位相変調部における遅延時間を調整するデータバイアス電源部と、前記直交バイアス電極部に前記直交バイアス電圧を印加し、前記２つの位相変調部のうち少なくとも一方の位相変調部からの光出力に対する遅延量を調整する直交バイアス電源部と、前記４つのデータバイアス電圧のうち、多くとも３つに対してディザ信号を付与するディザ信号付与部と、前記合波部の出力からディザ成分のｎ倍波（ｎは１以上の整数）を検出するディザ検出部と、前記ディザ検出部の検出結果を前記直交バイアス電源部にフィードバックする直交バイアス制御部とを備え、前記直交バイアス電源部は、前記直交バイアス制御部からのフィードバックに基づいて、前記直交バイアス電極部に印加する前記直交バイアス電圧を制御し、前記２つの位相変調部のうち少なくとも一方の位相変調部からの光出力に対する遅延量を調整し、前記ディザ信号が２つ以上である場合は、前記ディザ信号付与部は、複数の前記ディザ信号の相対位相差を変更可能である。
また、上述した課題を解決するために、本発明の第６の実施態様による光信号送信器は、２つの位相変調部と、前記位相変調部の２つの出力光のキャリア位相をπ／２ずらす位相シフタと、前記位相シフタによってキャリア位相の直交した２つの信号光を合波する合波部と、前記２つの位相変調部の各々が有する２つのアームによって構成される干渉用光導波路の４つのパスの各々に対して、前記２つの位相変調部の半波長電圧Ｖπより小さな振幅を有する差動データ信号を供給する駆動信号用電極部と、前記干渉用光導波路の４つのパスの各々に対して供給される前記差動データ信号を増幅する駆動アンプと、前記駆動アンプの出力振幅が前記２つの位相変調部の半波長電圧Ｖπよりも小さくなるよう調整する振幅制御手段と、前記２つの位相変調部の各々が有する２つのアームによって構成される干渉用光導波路の４つのパスの各々に対して、合計４つのデータバイアス電圧を供給するデータバイアス電極部と、前記位相シフタに直交バイアス電圧を供給する直交バイアス電極部と、前記データバイアス電極部に前記データバイアス電圧を印加し、前記２つの位相変調部における遅延時間を調整するデータバイアス電源部と、前記直交バイアス電極部に前記直交バイアス電圧を印加し、前記２つの位相変調部のうち少なくとも一方の位相変調部からの光出力に対する遅延量を調整する直交バイアス電源部と、前記４つのデータバイアス電圧のうち少なくとも１つに対してディザ信号を付与するディザ信号付与部と、前記合波部の出力からディザ成分のｎ倍波（ｎは１以上の整数）を検出するディザ検出部と、前記ディザ検出部の検出結果を前記直交バイアス電源部にフィードバックする直交バイアス制御部とを備え、前記直交バイアス電源部は、前記直交バイアス制御部からのフィードバックに基づいて、前記直交バイアス電極部に印加する前記直交バイアス電圧を制御し、前記２つの位相変調部のうち少なくとも一方の位相変調部からの光出力に対する遅延量を調整し、前記ディザ信号が２つ以上である場合は、前記ディザ信号付与部は、複数の前記ディザ信号の相対位相差を変更可能である。

この発明によれば、２つの位相変調部のデータバイアス電圧に、非対称なディザ信号を付与することにより、光位相シフタのバイアス電圧が最適値からずれた場合、光波形からどちらの方向にずれているかが分かる。このため、ディザリングによる光位相変調器のバイアス制御を高精度で行うことができる。これにより、位相変調を高精度にできる。

Ｖ_{ｂｉａｓ１}、Ｖ_{ｂｉａｓ２}、Ｖ_{ｂｉａｓ３}を全て理想的な値に調整した場合に測定された光波形である。 本発明の第１実施形態による、ＤＱＰＳＫ変調器の構成を示すブロック図である。 本第１実施形態において、第１の位相変調部の出力光強度を、各アームに与えた位相差の関数として模式的に示す概念図である。 本第１実施形態でのコンスタレーションマップを示す概念図である。 本第１実施形態において生成されるＤＱＰＳＫ光変調器の、出力光波形の計算結果を示す図である。 本第１実施形態において生成されるＤＱＰＳＫ光変調器の、出力光波形の計算結果を示す図である。 本第１実施形態において生成されるＤＱＰＳＫ光変調器の、出力光波形の計算結果を示す図である。 本第１実施形態において生成されるＤＱＰＳＫ光変調器の、出力光波形の計算結果を示す図である。 本第１実施形態において生成されるＤＱＰＳＫ光変調器の、出力光波形の計算結果を示す図である。 本第１実施形態において生成されるＤＱＰＳＫ光変調器の、出力光波形の計算結果を示す図である。 本発明の第２実施形態による、ＤＱＰＳＫ変調器の構成を示すブロック図である。 本第２実施形態による、上記状態における光位相変調部出力を示す概念図である。 本第２実施形態でのコンスタレーションマップを示す概念図である。 本第２実施形態におけるシミュレーションの結果を示す図である。 本第２実施形態におけるシミュレーションの結果を示す図である。 本第２実施形態におけるシミュレーションの結果を示す図である。 従来技術による、ＤＱＰＳＫ信号を生成するためのＤＱＰＳＫ変調器の典型的な構成例を示すブロック図である。 従来技術による第１の光位相変調手段の動作を示す図である。 従来技術による、シミュレーションプログラムによって得られたＤＱＰＳＫ光変調器出力のアイパターンを示す図である。 従来技術による、シミュレーションプログラムによって得られたＤＱＰＳＫ光変調器出力のアイパターンを示す図である。 従来技術による、シミュレーションプログラムによって得られたＤＱＰＳＫ光変調器出力のアイパターンを示す図である。

以下、本発明の一実施形態を、図面を参照して説明する。

前述した従来技術において、数式（３）または数式（４）、及び図１２Ａ〜１２Ｃでは、帯域無限大の理想的なＤＱＰＳＫ光変調器について述べた。ここでは、より現実的なＤＱＰＳＫ光送信器の動作について説明するために、実験によって得られた４３Ｇｂ／ｓの光ＤＱＰＳＫ変調器の出力波形について説明する。光変調器、及び光変調器駆動回路の構成は、図１０と同様である。ボーレートは、２１．５Ｇｂｉｔ／ｓとした。

図１は、バイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ１}、Ｖ_{ｂｉａｓ２}、Ｖ_{ｂｉａｓ３}を全て理想的な値に調整した場合の、実際に測定された光波形である。これは、図１２Ａに相当する光波形である。図１２Ａでは、ＧＮＤレベルまでノッチが落ち込んでいるのに対し、図１では、ノッチがＧＮＤレベル（波線：符号ＧＮＤ）に至らず、およそ２１．５ＧＨｚの正弦波を描く（一点鎖線：符号Ｌ）。これは、光変調器の駆動アンプの帯域制限により、ノッチがシャープな落ち込みを作ることができないためである。前述したように、数式（３）の第４項は、第１のデータ信号と第２のデータ信号が異符号か、同符号かによって相殺し合うが、上記帯域制限により対称性が崩れ、第４項が完全に消去されることはない。上記の事実を踏まえた上で本発明の実施形態について説明する。

Ａ．第１実施形態
図２は、本発明の第１実施形態による、ＤＱＰＳＫ変調器１００の構成を示すブロック図である。図２に示す構成において、図１０に対応する部分には同一の符号を付けている。図２に示す構成においては、図１０に示した従来構成と同様に、第１のデータバイアス電極１０−１、及び第２のデータバイアス電極１０−２には、相反するデータバイアス電圧±Ｖ_{ｂｉａｓ１}とデータバイアス電圧±Ｖ_{ｂｉａｓ２}とが差動で印加されている。第１のバイアス電源８、第２のバイアス電源９は、従来技術で示した技術により、既に適正値に制御されており、Φ_１≡φ_１＋θ_１、Φ_２≡φ_２＋θ_２は、第１のデータ信号Ｄａｔａ１、ｂａｒ（Ｄａｔａ１）、及び第２のデータ信号Ｄａｔａ２、ｂａｒ（Ｄａｔａ２）の符号に応じて、０、またはπ近傍の値になっているとする。すなわち、データ信号の符号によって、図１１におけるケース（１）とケース（５）のどちらかの状態を取っているとする。

本第１実施形態では、各差動バイアスの一方のみ（＋Ｖ_{ｂｉａｓ１}と＋Ｖ_{ｂｉａｓ２}のみ）に、非対称にディザリングを加える。ディザ信号は、振幅Ａ_ｄ、周波数ω_ｄの正弦波とする。ディザ信号は、発信器（ディザ信号付与部）２０により生成され、ディザ信号用遅延回路（ディザ信号付与部）２１により位相差φ_ｄを与えた上で、第１のバイアスＴ_１、及び第２のバイアスＴ_２により、＋Ｖ_{ｂｉａｓ１}と＋Ｖ_{ｂｉａｓ２}とに印加される。

図１１でも示したように、第１及び第２の光位相変調部２−１、２−２のアームの遅延は、基本的には、正負対称でなければならない。このアームの遅延に非対称性が生じると、位相変調光の信号品質が劣化する。このため、ディザリングの振幅は、出力波形の劣化を引き起こさない程度に十分小さくしなければならない。また、周波数ω_ｄは、データの変調速度（典型値は数十ＧＨｚ）よりも十分に小さく、たかだか数ｋＨｚ程度にする。このように、非対称にバイアスを印加した結果、数式（４）は次式（７）のように変形される。

但し、本質的でない比例係数は無視した。

２つのディザ信号の位相差φ_ｄは、π／２が望ましい。この理由を、図３を参照して説明する。図３は、本第１実施形態において、図１１において説明した第１の光位相変調部２−１の出力光強度を、各アームに与えた位相差の関数として模式的に示す概念図である。図１１において説明したように、２つの符号に対応する２つの動作点では、φ_１＋θ_１≡Φ_１＝０（黒丸）、及びΦ_１＝π（黒四角）となる。この２つの動作点で、光強度は、最大値をとる。図３において、Φ_１＝０のとき光位相＝０であり、Φ_１＝πのとき光位相＝πである。ディザリングΔΦ_１行うと、動作点が周波数ω_ｄ、振幅２Ａ_ｄで微小振動する（破線の丸Ａ、Ｂ、及び破線の四角Ａ、Ｂ）。結果として、周波数２ω_ｄの強度変調が起きる。

この強度変調は、第２の光位相変調部２−２でも同様に発生する。図４は、本第１実施形態でのコンスタレーションマップを示す概念図である。黒いシンボルと、白いシンボルＡ、Ｂは、前述したものと同一の状態を意味する。黒いシンボルから白いシンボルＡ、Ｂへの変遷による強度変化は、θ_３の値とは無関係であるから、θ_３の誤差検出時にはノイズとなる。

上記ノイズを抑圧するには、図２に示したディザ信号用遅延回路２１の遅延を調整し、φ_ｄ＝π／２とすればよい。このとき、第１の光位相変調部２−１の出力に重畳する上記２倍波と、第２の光位相変調部２−２に重畳する上記２倍波とが打ち消しあい、θ_３の誤差検出の精度が向上する。ディザ信号の周波数ω_ｄ（ｋＨｚオーダ）は、光のキャリア周波数ω_ｃ（１００ＴＨｚオーダ）に比べ、圧倒的に小さいので、ディザ信号用遅延回路２１の微調整は、回路設計時にのみ行えばよい。

図５Ａ〜５Ｆは、本第１実施形態において生成されるＤＱＰＳＫ光変調器の、出力光波形の計算結果を示す図である。図１２Ａ〜１２Ｃと同様に、５ビット分のアイパターンを示している。本来、ディザ周波数ω_ｄは、データ信号のシンボルレート（典型値は数十ＧＨｚ）よりも圧倒的に遅く、少なくともｋＨｚオーダにすべきである。しかしながら、ここでは、分かりやすく図示するために、ディザ周波数とシンボルレートとの比が２：５であるとして計算を行っている。図５Ａ〜５Ｃにおいては、非対称にディザリングしている。数式（７）におけるＡ_ｄは、結果を見やすくするために大きめの値をとり、０．３とした。φ_ｄは、上記の理由によりπ／２とした。図５Ａ、５Ｂ、５Ｃは、順に、θ_３＝０．４π、θ_３＝０．５π、θ_３＝０．６πの状態を示す。包絡線に着目すると、ディザリングの周期の半分で山（実線矢印）と谷（破線矢印）が生じるが、θ_３＝０．４πと０．６πとでは、山谷の位置関係が反転していることが分かる。

比較参照のため、Ａ_ｄの値は同じ（Ａ_ｄ＝０．３）であるが、ディザ信号を対称的に印加した例（参考図）を図５Ｄ、５Ｅ、５Ｆに示す。図５Ｄ、５Ｅ、５Ｆは、順に、θ_３＝０．４π、θ_３＝０．５π、θ_３＝０．６πの状態を示す。ここでは、図２に示す発信器２０の出力は、データバイアス電圧＋Ｖ_{ｂｉａｓ１}とデータバイアス電圧＋Ｖ_{ｂｉａｓ２}だけではなく、データバイアス電圧−Ｖ_{ｂｉａｓ１}とデータバイアス電圧−Ｖ_{ｂｉａｓ２}にも印加しており、データバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ１}とデータバイアス電圧−Ｖ_{ｂｉａｓ１}とに印加されるディザ信号は、データ信号と同様、正負逆となるようにしてある。図５Ｄ、５Ｅ、５Ｆでは、ディザ信号による変動成分が殆ど見えなくなっている。これは、本第１実施形態では、ディザ信号検出の感度向上に有効であることを示している。

本第１実施形態では、出力光波形を図２に示すモニタカプラ２２で分岐し、パワーモニタ２３でこれを受光する。パワーモニタ（ディザ検出部）２３は、タップされた光信号の平均パワー、あるいは包絡線をモニタする。同期検波回路（ディザ検出部、直交バイアス制御部）２４は、パワーモニタ２３の出力から、ディザリング周波数ω_ｄ、またはそのｎ倍波（ｎは整数）成分を同期検波し、得られた結果を第３のバイアス電源５に帰還することにより、θ_３を適正値０．５πにロックすることができる。ｎは、１ないし２程度が望ましいが、ＤＱＰＳＫ光変調器１００内部のバイアス印加電極の構成と、同期検波結果の極性とを考慮し、最も精度の良く制御回路が組める値を選べばよい。

ここでは、４つある位相変調用のデータバイアス電圧（±Ｖ_{ｂｉａｓ１}と±Ｖ_{ｂｉａｓ２}）のうち、２つのみにディザリングを印加しているが、これに限られない。これら４つのうち１つだけ、または多くとも３つにディザリングを加える構成としても良い。あるいは、４つある位相変調用のデータバイアス電圧のうち１つだけについて、振幅が異なる構成としても良い。

Ｂ．第２実施形態
次に、本発明の第２実施形態について説明する。
図６は、本第２実施形態による、ＤＱＰＳＫ変調器１００の構成を示すブロック図である。なお、図６に示す構成において、図２に対応する部分には同一の符号を付けている。第２実施形態と上述した第１実施形態と異なる点は、第１の駆動アンプ６−１、及び第２の駆動アンプ６−２の各相反出力に、第１から第４のＬＰＦ（Low Pass Filter）３０−１、３０−２、３０−３、３０−４を介挿していることである。第１から第４のＬＰＦ３０−１〜３０−４は、シンボルレートの１／２の周波数以下の信号を主に通過させる。この結果、第１及び第２の光位相変調部２−１、２−２を駆動する第１及び第２のデータ信号Ｄａｔａ１、ｂａｒ（Ｄａｔａ１）、Ｄａｔａ２、ｂａｒ（Ｄａｔａ２）は、異符号連続時において振幅が僅かに減少し、第１及び第２の光位相変調部２−１、２−２の半波長電圧Ｖπに僅かに届かなくなる。すなわち、図１１のケース（１）とケース（５）の２状態を取ることができず、φ_１＋θ_１は、０＋Δ、π−Δの二値をとることになる（Δは正数）。図１１にも示したように、この状態においても、光位相は、０とπの二値をとることは可能である。但し、振幅は、若干減少する。第１から第４のＬＰＦ３０−１〜３０−４に代えてアッテネータを用いて、振幅を落とす構成としても良い。

図７は、本第２実施形態による、上記状態における光位相変調部出力を示す概念図である。図７において、Φ_１＝０のとき光位相＝０であり、Φ_１＝πのとき光位相＝πである。前述した第１実施形態に対応する図３に示す構成においては、２つの動作点（黒いシンボル）は、光強度のピークであったが、本第２実施形態では、２つの動作点は、光強度のピークよりやや小さい出力強度である。ここに、Ａ_ｄ、各振動数ω_ｄのディザリングを加えると、白丸Ａ、Ｂ、及び白四角Ａ、Ｂに示す遅延と光強度とが与えられ、光強度変調が発生する。但し、本第２実施形態における光強度変調は、周波数がω_ｄであり、かつ、光位相＝０のときと、光位相πのときとで、光の強弱の関係が反転する、という点において第１実施形態と異なる。

この強度変調は、第２の光位相変調部２−２でも同様に発生する。図８は、本第２実施形態でのコンスタレーションマップを示す概念図である。黒いシンボルと、白いシンボルＡ、Ｂは、先に説明したものと同一の状態を意味する。ここで注目すべきことは、平衡状態（黒シンボル）と、ディザリングで変移が発生したとき（白シンボルＡ、Ｂ）とでは、コンスタレーションに歪が起きるということである。結果として、光強度には、θ_３に依存するディザ周波数成分が現れる。

これは、数式（７）において、Φ_１を０＋Δ、またはπ−Δに置き換えることによっても示すことができる。

次式（８）が成立することから、数式（７）の第４項における、第１のデータ信号Ｄａｔａ１、ｂａｒ（Ｄａｔａ１）と第２のデータ信号Ｄａｔａ２、ｂａｒ（Ｄａｔａ２）の同符号時と異符号時との対称性が崩れ、長時間平均において、θ_３に依存するディザ成分が見えることになる。

図９Ａ〜９Ｃは、本第２実施形態におけるシミュレーションの結果を示す図である。図９Ａ〜９Ｃにおいては、Ａ_ｄ＝０．３であり、非対称にディザリングしている。図９Ａ、９Ｂ、９Ｃには、順に、θ_３＝０．４π、θ_３＝０．５π、θ_３＝０．６πの状態を示す。図９Ａ〜９Ｃにおいては、駆動振幅は、０．７Ｖπである。図９Ａ〜９Ｃに示す構成おいて、ボーレートとディザ周波数との関係は、図５Ａ〜５Ｃに示す構成と同様であるが、第１のデータ信号Ｄａｔａ１、第２のデータ信号Ｄａｔａ２、及びそれらの反転の振幅（ｂａｒ（Ｄａｔａ１）、ｂａｒ（Ｄａｔａ２））は、第１及び第２の光位相変調部２−１、２−２の半波長電圧Ｖπの７０％としてある。図９Ａ〜９Ｃにおいて、包絡線部分に注目すると、ディザ周波数成分が、第１実施形態（図２）よりも明らかに容易に確認することができる。

上述した第１、第２実施形態によれば、２つのＭＺＩ型のＤＱＰＳＫ光変調器のバイアス電圧に非対称にディザ信号を重畳する。これにより、光位相シフタ３のバイアス電圧が最適値からずれた場合の光波形からどちらの方向にずれているかが分かり、バイアス制御を精度良くできるという効果を奏する。そして、バイアス制御を精度良くできるために、位相変調を高精度にできるという効果を奏する。

ここでは、４つある位相変調用のバイアス電圧（±Ｖ_{ｂｉａｓ１}と±Ｖ_{ｂｉａｓ
２}）のうち、２つのみにディザリングを印加しているが、これに限られない。これら４つのうち１つだけ、または多くとも３つにディザリングを加える構成としても良い。あるいは、４つある位相変調用のバイアス電圧のうち１つだけについて、振幅が異なる構成としても良い。また、ディザ信号が２つ以上である場合は、ディザ信号用遅延回路（ディザ信号付与部）２１は、複数のディザ信号の相対位相差を変更する。

前述した第１実施形態では、第１のバイアス電源８、第２のバイアス電源９は、従来技術で説明した技術により、既に適正値に制御されており、Φ_１≡φ_１＋θ_１、Φ_２≡φ_２＋θ_２は、第１のデータ信号Ｄａｔａ１、ｂａｒ（Ｄａｔａ１）、及び第２のデータ信号Ｄａｔａ２、ｂａｒ（Ｄａｔａ２）の符号に応じて、０、またはπ近傍の値になっているとして説明を行った。

また、第２実施形態では、第１のバイアス電源８、第２のバイアス電源９は、従来技術で説明した技術により、既に適正値に制御されており、Φ_１≡φ_１＋θ_１、Φ_２≡φ_２＋θ_２は、第１のデータ信号Ｄａｔａ１、ｂａｒ（Ｄａｔａ１）、及び第２のデータ信号Ｄａｔａ２、ｂａｒ（Ｄａｔａ２）の符号に応じて、０＋Δ、またはπ−Δ近傍の値になっているとして説明を行った。また、第１実施形態、及び第２実施形態では、第１、及び第２の光位相変調部２−１、２−２に与えるディザリングを非対称として、強度だけでなく光位相にもディザリングを与えた。

しかしながら、データバイアス電圧（±Ｖ_{ｂｉａｓ１}、±Ｖ_{ｂｉａｓ２}）の調整は、光位相にディザリングを加えず、強度だけのディザリングにした方が精度が上がることがある。これは、２つの第１、及び第２の光位相変調部２−１、２−２に印加する２つのデータバイアス電圧（±Ｖ_{ｂｉａｓ１}、または±Ｖ_{ｂｉａｓ２}）の双方に差動のバイアスを加えることにより実現できる。すなわち、データバイアス電圧＋Ｖ_{ｂｉａｓ１}に加えたディザ信号の反転信号を、データバイアス電圧−Ｖ_{ｂｉａｓ１}に加え、データバイアス電圧＋Ｖ_{ｂｉａｓ２}に加えたディザ信号の反転信号を、データバイアス電圧−Ｖ_{ｂｉａｓ２}に加えることにより達成される。

また、図１１に示したように、第１、及び第２の光位相変調部２−１、２−２に加える遅延差が対称であれば、光位相は一定であるから、ディザリングも対称に加えることにより、光位相はディザリングされず、強度のみがディザリングされる。この状態で、データバイアス電圧（±Ｖ_{ｂｉａｓ１}、±Ｖ_{ｂｉａｓ２}）を適正値に制御した後、図示しない周知のスイッチング回路により、ディザ信号の反転信号をオフとし、図２、または図６と同等の構成にしてから、直交バイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ３}の制御を行う構成としても良い。

本発明は、光信号送信器に適用することができる。この光信号送信器によれば、位相変調を高精度にすることができる。

１ 第１のカプラ
２−１ 第１の光位相変調部
２−２ 第２の光位相変調部
３ 光位相シフタ
４ 第２のカプラ
５ 第３のバイアス電源
６−１ 第１の駆動アンプ
６−２ 第２の駆動アンプ
７−１ 第１の駆動信号用電極
７−２ 第２の駆動信号用電極
８ 第１のバイアス電源
９ 第２のバイアス電源
１０−１ 第１のデータバイアス電極
１０−２ 第２のデータバイアス電極
２０ 発信器
２１ ディザ信号用遅延回路
２３ パワーモニタ
２４ 同期検波回路
３０−１〜３０−４ ＬＰＦ

Claims (10)

1. ２つの位相変調部と、
   前記位相変調部の２つの出力光のキャリア位相をπ／２ずらす位相シフタと、
   前記位相シフタによってキャリア位相の直交した２つの信号光を合波する合波部と、
   前記２つの位相変調部の各々が有する２つのアームによって構成される干渉用光導波路の４つのパスの各々に対して、前記２つの位相変調部の半波長電圧Ｖπに等しい振幅を有する差動データ信号を供給する駆動信号用電極部と、
   前記干渉用光導波路の４つのパスの各々に対して供給される前記差動データ信号を増幅する駆動アンプと、
   前記２つの位相変調部の各々が有する２つのアームによって構成される干渉用光導波路の４つのパスの各々に対して、合計４つのデータバイアス電圧を供給するデータバイアス電極部と、
   前記位相シフタに直交バイアス電圧を供給する直交バイアス電極部と、
   前記データバイアス電極部に前記データバイアス電圧を印加し、前記２つの位相変調部における遅延時間を調整するデータバイアス電源部と、
   前記直交バイアス電極部に前記直交バイアス電圧を印加し、前記２つの位相変調部のうち少なくとも一方の位相変調部からの光出力に対する遅延量を調整する直交バイアス電源部と、
   前記４つのデータバイアス電圧のうち、異なる前記位相変調部に加えられる２つを含む多くとも３つに対してディザ信号を付与するディザ信号付与部と、
   前記合波部の出力からディザ成分のｎ倍波（ｎは１以上の整数）を検出するディザ検出部と、
   前記ディザ検出部の検出結果を前記直交バイアス電源部にフィードバックする直交バイアス制御部と
   を備え、
   前記直交バイアス電源部は、
   前記直交バイアス制御部からのフィードバックに基づいて、前記直交バイアス電極部に印加する前記直交バイアス電圧を制御し、前記２つの位相変調部のうち少なくとも一方の位相変調部からの光出力に対する遅延量を調整する、
   光信号送信器。
2. ２つの位相変調部と、
   前記位相変調部の２つの出力光のキャリア位相をπ／２ずらす位相シフタと、
   前記位相シフタによってキャリア位相の直交した２つの信号光を合波する合波部と、
   前記２つの位相変調部の各々が有する２つのアームによって構成される干渉用光導波路の４つのパスの各々に対して、前記２つの位相変調部の半波長電圧Ｖπより小さな振幅を有する差動データ信号を供給する駆動信号用電極部と、
   前記干渉用光導波路の４つのパスの各々に対して供給される前記差動データ信号を増幅する駆動アンプと、
   前記駆動アンプの出力振幅が前記２つの位相変調部の半波長電圧Ｖπよりも小さくなるよう調整する振幅制御手段と、
   前記２つの位相変調部の各々が有する２つのアームによって構成される干渉用光導波路の４つのパスの各々に対して、合計４つのデータバイアス電圧を供給するデータバイアス電極部と、
   前記位相シフタに直交バイアス電圧を供給する直交バイアス電極部と、
   前記データバイアス電極部に前記データバイアス電圧を印加し、前記２つの位相変調部における遅延時間を調整するデータバイアス電源部と、
   前記直交バイアス電極部に前記直交バイアス電圧を印加し、前記２つの位相変調部のうち少なくとも一方の位相変調部からの光出力に対する遅延量を調整する直交バイアス電源部と、
   前記４つのデータバイアス電圧のうち少なくとも１つに対してディザ信号を付与するディザ信号付与部と、
   前記合波部の出力からディザ成分のｎ倍波（ｎは１以上の整数）を検出するディザ検出部と、
   前記ディザ検出部の検出結果を前記直交バイアス電源部にフィードバックする直交バイアス制御部と
   を備え、
   前記直交バイアス電源部は、
   前記直交バイアス制御部からのフィードバックに基づいて、前記直交バイアス電極部に印加する前記直交バイアス電圧を制御し、前記２つの位相変調部のうち少なくとも一方の位相変調部からの光出力に対する遅延量を調整し、
   前記ディザ信号付与部は、前記データバイアス電圧が適正値に制御されている場合においては、前記位相変調部出力においてディザリングによって生じる光強度変調の光の強弱の関係が、光位相が０のときとπのときとで反転するという条件を満たすように、ディザ信号を付与する、
   光信号送信器。
3. 前記ディザ信号が２つであり、かつ前記２つのディザ信号が前記２つの位相変調部に各々用いられる場合は、前記２つのディザ信号の相対位相差が９０度である請求項１または２に記載の光信号送信器。
4. 前記ディザ検出部は、前記合波部の出力信号光の包絡線を検出する請求項１から３のいずれか一項に記載の光信号送信器。
5. 前記２つの位相変調部の帯域、または前記駆動アンプの帯域は、シンボルレートの半分の動作速度である請求項１から４のいずれか一項に記載の光信号送信器。
6. 前記ディザ信号が２つ以上である場合は、前記ディザ信号付与部は、複数の前記ディザ信号の相対位相差を変更可能である請求項１から５のいずれか一項に記載の光信号送信器。
7. ２つの位相変調部と、前記位相変調部の２つの出力光のキャリア位相をπ／２ずらす位相シフタと、前記位相シフタによってキャリア位相の直交した２つの信号光を合波する合波部とを備える光信号送信器におけるバイアス電圧制御方法であって、
   駆動信号用電極部により、前記２つの位相変調部の各々が有する２つのアームによって構成される干渉用光導波路の４つのパスの各々に対して、前記２つの位相変調部の半波長電圧Ｖπに等しい振幅を有する差動データ信号を供給するステップと、
   データバイアス電極部により、前記２つの位相変調部の各々が有する２つのアームによって構成される干渉用光導波路の４つのパスの各々に対して、合計４つのデータバイアス電圧を供給するステップと、
   直交バイアス電極部により、前記位相シフタに直交バイアス電圧を供給するステップと、
   データバイアス電源部により、前記データバイアス電極部に前記データバイアス電圧を印加し、前記２つの位相変調部における遅延時間を調整するステップと、
   直交バイアス電源部により、前記直交バイアス電極部に前記直交バイアス電圧を印加し、前記２つの位相変調部のうち少なくとも一方の位相変調部からの光出力に対する遅延量を調整するステップと、
   ディザ信号付与部により、前記４つのデータバイアス電圧のうち、異なる前記位相変調部に加えられる２つを含む多くとも３つに対してディザ信号を付与するステップと、
   ディザ検出部により、前記合波部の出力からディザ成分のｎ倍波（ｎは１以上の整数）を検出するステップと、
   直交バイアス制御部により、前記ディザ検出部の検出結果を前記直交バイアス電源部にフィードバックするステップと、
   前記直交バイアス電源部により、前記直交バイアス制御部からのフィードバックに基づいて、前記直交バイアス電極部に印加する前記直交バイアス電圧を制御し、前記２つの位相変調部のうち少なくとも一方の位相変調部からの光出力に対する遅延量を調整するステップと
   を含むバイアス電圧制御方法。
8. ２つの位相変調部と、前記位相変調部の２つの出力光のキャリア位相をπ／２ずらす位相シフタと、前記位相シフタによってキャリア位相の直交した２つの信号光を合波する合波部とを備える光信号送信器におけるバイアス電圧制御方法であって、
   駆動信号用電極部により、前記２つの位相変調部の各々が有する２つのアームによって構成される干渉用光導波路の４つのパスの各々に対して、前記２つの位相変調部の半波長電圧Ｖπより小さい振幅を有する差動データ信号を供給するステップと、
   データバイアス電極部により、前記２つの位相変調部の各々が有する２つのアームによって構成される干渉用光導波路の４つのパスの各々に対して、合計４つのデータバイアス電圧を供給するステップと、
   直交バイアス電極部により、前記位相シフタに直交バイアス電圧を供給するステップと、
   データバイアス電源部により、前記データバイアス電極部に前記データバイアス電圧を印加し、前記２つの位相変調部における遅延時間を調整するステップと、
   直交バイアス電源部により、前記直交バイアス電極部に前記直交バイアス電圧を印加し、前記２つの位相変調部のうち少なくとも一方の位相変調部からの光出力に対する遅延量を調整するステップと、
   ディザ信号付与部により、前記４つのデータバイアス電圧のうち、少なくとも１つに対して、他と異なる振幅を有する非対称のディザ信号を付与するステップと、
   ディザ検出部により、前記合波部の出力からディザ成分のｎ倍波（ｎは１以上の整数）を検出するステップと、
   直交バイアス制御部により、前記ディザ検出部の検出結果を前記直交バイアス電源部にフィードバックするステップと、
   前記直交バイアス電源部により、前記直交バイアス制御部からのフィードバックに基づいて、前記直交バイアス電極部に印加する前記直交バイアス電圧を制御し、前記２つの位相変調部のうち少なくとも一方の位相変調部からの光出力に対する遅延量を調整するステップと
   を含むバイアス電圧制御方法。
9. ２つの位相変調部と、
   前記位相変調部の２つの出力光のキャリア位相をπ／２ずらす位相シフタと、
   前記位相シフタによってキャリア位相の直交した２つの信号光を合波する合波部と、
   前記２つの位相変調部の各々が有する２つのアームによって構成される干渉用光導波路の４つのパスの各々に対して、前記２つの位相変調部の半波長電圧Ｖπに等しい振幅を有する差動データ信号を供給する駆動信号用電極部と、
   前記干渉用光導波路の４つのパスの各々に対して供給される前記差動データ信号を増幅する駆動アンプと、
   前記２つの位相変調部の各々が有する２つのアームによって構成される干渉用光導波路の４つのパスの各々に対して、合計４つのデータバイアス電圧を供給するデータバイアス電極部と、
   前記位相シフタに直交バイアス電圧を供給する直交バイアス電極部と、
   前記データバイアス電極部に前記データバイアス電圧を印加し、前記２つの位相変調部における遅延時間を調整するデータバイアス電源部と、
   前記直交バイアス電極部に前記直交バイアス電圧を印加し、前記２つの位相変調部のうち少なくとも一方の位相変調部からの光出力に対する遅延量を調整する直交バイアス電源部と、
   前記４つのデータバイアス電圧のうち、多くとも３つに対してディザ信号を付与するディザ信号付与部と、
   前記合波部の出力からディザ成分のｎ倍波（ｎは１以上の整数）を検出するディザ検出部と、
   前記ディザ検出部の検出結果を前記直交バイアス電源部にフィードバックする直交バイアス制御部と
   を備え、
   前記直交バイアス電源部は、
   前記直交バイアス制御部からのフィードバックに基づいて、前記直交バイアス電極部に印加する前記直交バイアス電圧を制御し、前記２つの位相変調部のうち少なくとも一方の位相変調部からの光出力に対する遅延量を調整し、
   前記ディザ信号が２つ以上である場合は、前記ディザ信号付与部は、複数の前記ディザ信号の相対位相差を変更可能である、
   光信号送信器。
10. ２つの位相変調部と、
    前記位相変調部の２つの出力光のキャリア位相をπ／２ずらす位相シフタと、
    前記位相シフタによってキャリア位相の直交した２つの信号光を合波する合波部と、
    前記２つの位相変調部の各々が有する２つのアームによって構成される干渉用光導波路の４つのパスの各々に対して、前記２つの位相変調部の半波長電圧Ｖπより小さな振幅を有する差動データ信号を供給する駆動信号用電極部と、
    前記干渉用光導波路の４つのパスの各々に対して供給される前記差動データ信号を増幅する駆動アンプと、
    前記駆動アンプの出力振幅が前記２つの位相変調部の半波長電圧Ｖπよりも小さくなるよう調整する振幅制御手段と、
    前記２つの位相変調部の各々が有する２つのアームによって構成される干渉用光導波路の４つのパスの各々に対して、合計４つのデータバイアス電圧を供給するデータバイアス電極部と、
    前記位相シフタに直交バイアス電圧を供給する直交バイアス電極部と、
    前記データバイアス電極部に前記データバイアス電圧を印加し、前記２つの位相変調部における遅延時間を調整するデータバイアス電源部と、
    前記直交バイアス電極部に前記直交バイアス電圧を印加し、前記２つの位相変調部のうち少なくとも一方の位相変調部からの光出力に対する遅延量を調整する直交バイアス電源部と、
    前記４つのデータバイアス電圧のうち少なくとも１つに対してディザ信号を付与するディザ信号付与部と、
    前記合波部の出力からディザ成分のｎ倍波（ｎは１以上の整数）を検出するディザ検出部と、
    前記ディザ検出部の検出結果を前記直交バイアス電源部にフィードバックする直交バイアス制御部と
    を備え、
    前記直交バイアス電源部は、
    前記直交バイアス制御部からのフィードバックに基づいて、前記直交バイアス電極部に印加する前記直交バイアス電圧を制御し、前記２つの位相変調部のうち少なくとも一方の位相変調部からの光出力に対する遅延量を調整し、
    前記ディザ信号が２つ以上である場合は、前記ディザ信号付与部は、複数の前記ディザ信号の相対位相差を変更可能である、
    光信号送信器。