JP2014017944A - 電力変換装置および冷凍空調システム - Google Patents

Abstract

【課題】電流容量の大きい新デバイスを利用することなく高効率・高信頼性を確保できる電力変換装置を得ること。
【解決手段】本発明にかかる電力変換装置は、印加される電圧をスイッチング制御により所定の電圧に変化させる電圧変換手段（リアクトル２１，スイッチ２２）と、電圧変換手段からの出力電圧を平滑して負荷側に供給する平滑回路３と、電圧変換手段と平滑回路３の間に配置され、電圧変換手段側への電流逆流を防止する整流器２３と、整流器２３に並列に接続され、整流器２３に流れていた電流を別経路に流す転流動作を所定のタイミングで実行する転流回路４と、を備え、転流回路４は、転流動作で使用する電源として出力電圧が異なる複数の電源４５，４６を備え、いずれか一つの電源を使用して転流動作を実行する。
【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置およびこれを利用した冷凍空調システムに関する。

可変電圧・可変周波数インバータが実用化されるに従って、各種の電力変換装置の応用分野が開拓されてきた。

電力変換装置に関しては、昇降圧コンバータの応用技術開発が盛んである。併せて、近年はワイドバンドギャップ半導体の開発が盛んに行われている。ワイドバンドギャップ半導体は、従来の半導体と比較して、高耐圧、低電力損失、高温動作が可能、などの性質を有しており、電流容量の小さい素子に関しては、整流器を中心に実用化されてきている（例えば、特許文献１〜４参照）。

特開２００５−１６０２８４号公報 特開２００６−０６７６９６号公報 特開２００６−００６０６１号公報 特開２００８−０６１４０３号公報

しかしながら、電力損失が小さく高効率な新デバイスの中で、電流容量の大きい素子に関しては、高コスト、結晶欠陥等、実用化に向けて多くの課題が存在する。そのため、普及にはまだ時間がかかると考えられ、電流容量の大きい素子を電力変換装置に電流容量の大きい新デバイスを適用して高効率化を図ることが難しいという問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、電流容量の大きい新デバイスを利用することなく高効率・高信頼性を確保できる電力変換装置および冷凍空調システムを得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる電力変換装置は、印加される電圧をスイッチング制御により所定の電圧に変化させる電圧変換手段と、前記電圧変換手段からの出力電圧を平滑して負荷側に供給する平滑手段と、前記電圧変換手段と前記平滑手段の間に配置され、前記電圧変換手段側への電流逆流を防止する逆流防止手段と、前記逆流防止手段に並列に接続され、前記逆流防止手段に流れていた電流を別経路に流す転流動作を所定のタイミングで実行する転流手段と、を備え、前記転流手段は、転流動作で使用する電源として出力電圧が異なる複数の電源を備え、いずれか一つの電源を使用して転流動作を実行することを特徴とする。

本発明によれば、リカバリー電流により回路損失が増大するのを防止でき、高信頼性かつ高効率な電力変換装置を実現できるという効果を奏する。また、転流動作で使用する電源を使い分けることによりスイッチング素子における損失が増大するのを回避できるという効果を奏する。

図１は、実施の形態１の電力変換装置の構成例を示す図である。 図２−１は、駆動信号ｓａを生成する機能ブロックの一例を示す図である。 図２−２は、駆動信号ｓａを生成する機能ブロックの一例を示す図である。 図３は、駆動信号ｓａを生成する機能ブロックの一例を示す図である。 図４は、ＰＷＭ信号の生成方法の一例を示す図である。 図５は、駆動信号ｓａと電流の関係例を示す図である。 図６は、リカバリー電流の経路を示す図である。 図７は、駆動信号ｓａおよび転流信号ｓｂと電流Ｉ１〜Ｉ５の各電流波形の対応関係の一例を示す図である。 図８は、駆動信号ｓａおよび転流信号ｓｂを生成する機能ブロックの一例を示す図である。 図９は、転流信号ｓｂの生成方法の一例を示す図である。 図１０は、転流動作を説明するための図である。 図１１は、変圧器駆動電源切り替え方法の一例を示す図である。 図１２は、変圧器駆動電源切り替え方法の一例を示す図である。 図１３は、実施の形態２の電力変換装置の構成例を示す図である。 図１４は、フィードバック制御部の構成例を示す図である。 図１５は、実施の形態２の電力変換装置における転流回路の制御動作例を示す図である。

以下に、本発明にかかる電力変換装置および冷凍空調システムの実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明にかかる電力変換装置の実施の形態１の構成例を示す図であり、この電力変換装置は、例えば、冷凍空調システムで利用される。はじめに、図１を参照しながら電力変換装置の構成について説明する。

図１に示したように、本実施の形態の電力変換装置は、電力を供給する電源１と、電源１から供給された電力を昇圧する昇圧回路２と、昇圧回路２または後述する転流回路４の出力電圧を平滑する平滑回路３と、必要なタイミングで昇圧回路２に流れる電流を異なった経路に転流する転流回路４と、平滑回路３で平滑化された後の電圧を検出する電圧検出部５と、昇圧回路２および転流回路４を制御する制御部６と、制御部６より発生する昇圧回路２の駆動信号ｓａを昇圧回路２に伝達する駆動信号伝達部７と、制御部６より発生する転流回路４の駆動信号ｓｂ（転流信号と称する場合もある）を転流回路４に伝達する転流信号伝達部８と、制御部６より発生する転流回路４の電源切り替え信号ｓｃを転流回路４に伝達する電源切替信号伝達部１２と、平滑回路３の後段に接続される負荷９と、昇圧回路２に流れている電流を検出する電流検出素子１０と、電流検出素子１０による検出結果を制御部６が利用可能な形式の信号に変換する電流検出部１１と、を備えて構成されている。

電流検出素子１０には、ＡＣＣＴ（カレントトランス）やＤＣＣＴ（ホール素子・ホールＩＣ等利用）、抵抗素子等が用いられる。また、電流検出部１１は、電流検出素子１０により検出された値を制御部６内で処理可能な適正値（Ｉdc）として取り込めるようにするための増幅回路、レベルシフト回路、フィルタ回路等で構成される。この電流検出部１１は、その機能が制御部６内に含まれる場合は、適宜省略しても良い。また、電流制御を行わない場合（昇圧回路２に流れている電流値を考慮した制御が不要な機器に適用する場合）には、電流検出素子１０および電流検出部１１を適宜省略しても良い。

昇圧回路２は、電源１の正側に接続されたリアクトル２１と、その後段に接続されるスイッチング素子であるスイッチ２２および逆流防止手段である整流器２３（Ｂ点側：アノード側、Ｃ点側：カソード側）とにより構成される。なお、リアクトル２１は電源１の負側に接続してもよい。スイッチ２２の開閉状態は、駆動信号伝達部７から入力される駆動信号ＳＡにより操作される。リアクトル２１およびスイッチ２２は電圧変換手段を構成する。昇圧回路２は、この駆動信号ＳＡのオン時間とオフ時間の比率（デューティ比）に応じて、電源１からの入力電力を昇圧する。駆動信号伝達部７は、通常、バッファやロジックＩＣ、レベルシフト回路等により構成される。ただし、駆動信号伝達部７の機能が制御部６内に含まれている場合等には、適宜省略しても良い。その場合、制御部６より発生される駆動信号ｓａは駆動信号ＳＡとして、スイッチ２２の開閉操作を直接行う。

転流回路４は、変圧器４１と、変圧器４１と直列に接続される整流器４２と、変圧器４１を駆動する変圧器駆動回路４３から構成される。図１では変圧器４１の１次側、２次側巻線の極性は同一としている。変圧器４１の２次側巻線は整流器４２と直列接続される。さらに整流器４２は、昇圧回路２の整流器２３と並列接続される。整流器４２は、転流回路４における逆流防止手段として動作する。

変圧器駆動回路４３は、例えば変圧器４１を駆動するための電源４５および電源４６と、電源を切り替える変圧器駆動電源選択部４７（例えばリレー等）と、スイッチ４４とにより構成される。ノイズ対策や故障時保護を考慮し、必要に応じて、制限抵抗、高周波コンデンサ、スナバ回路、保護回路等を、電源４５，４６、スイッチ４４および変圧器４１の１次側巻線の経路に挿入しても良い。変圧器４１を駆動するための電源である変圧器駆動電源の数は、必要に応じて増減しても良い。また、図１に示した例では変圧器４１には、励磁電流をリセットするリセット巻線を設けていないが、必要に応じて１次側巻線にリセット巻線を付加し、更に整流器等を設けて励磁エネルギーを電源側に回生するようにしてもよい。こうすることにより高効率化が可能となる。

スイッチ４４の開閉状態は、転流信号伝達部８から伝達される転流信号ＳＢにより操作される。転流信号伝達部８は、駆動信号伝達部７と同様に、通常、バッファやロジックＩＣ、レベルシフト回路等により構成される。ただし、転流信号伝達部８の機能が制御部６内に含まれている場合等には、適宜省略しても良い。その場合、制御部６より発生される転流信号ｓｂは転流信号ＳＢとして、スイッチ４４の開閉操作を直接行う。

また、電源を切り替える変圧器駆動電源選択部４７の接続状態は、電源切替信号伝達部１２から伝達される電源切替信号ＳＣより定まる。電源切替信号伝達部１２は、転流信号伝達部８等と同様に、通常、バッファやロジックＩＣ、レベルシフト回路等により構成される。この場合も、電源切替信号伝達部１２の機能が制御部６内に含まれている場合等には、適宜省略しても良い。その場合、制御部６より発生される電源切替信号ｓｃは転流信号ＳＣとして、変圧器駆動電源選択部４７の接続操作を直接行う。

電圧検出部５は、分圧抵抗によるレベルシフト回路等で構成される。必要に応じて、検出値の演算を制御部６においてできるように、アナログ／デジタル変換器を付加しても良い。

制御部６は、電圧検出部５による電圧検出結果を示す電圧値Ｖdc、および電流検出部１１による電流検出結果を示す電流値Ｉdcの少なくとも１つに基づいて、昇圧回路２および転流回路４を制御する。この制御部６は、マイクロコンピュータや、デジタルシグナルプロセッサ等の演算装置、あるいはこれらと同様の機能を内部に有する装置等で構成することができる。

図２−１，図２−２は、制御部６において、昇圧回路２を制御する信号であるスイッチ２２の駆動信号ｓａを生成する機能ブロックの構成例を示す図である。図２−１に示した機能ブロックは、電圧検出部５が出力した電圧値Ｖdcに基づいて昇圧回路２を制御する場合の構成例であり、フィードバック制御部１０１を備えている。図２−２に示した機能ブロックは、電圧検出部５が出力した電圧値Ｖdcおよび電流検出部１１が出力した電流値Ｉdcに基づいて昇圧回路２を制御する場合の構成例であり、フィードバック制御部１０１および１０２を備えている。

図２−１に示した制御ブロックにおいて、フィードバック制御部１０１は、電圧検出部５の検出により得られた実際の出力電圧Ｖdcと設定された目標電圧Ｖdc＊（指令値）とに基づいて、例えば比例積分制御（ＰＩ制御）を行い、駆動信号ｓａを生成するための基準信号（デューティ。以下、単に基準信号と称す）を生成する。このとき、実際の出力電圧Ｖdcが目標電圧Ｖdc＊に近づくようにフィードバック制御を実施する。基準信号により駆動信号ｓａのオン時間が逐次修正・設定され、駆動信号ｓａのデューティ比に反映される。その結果、一定時間経過後には、出力電圧Ｖdcと目標電圧Ｖdc＊とは定常偏差を除けばほぼ同一となる。

実用する場合には、目標電圧Ｖdc＊の値を、制御部６内の記憶部等に内部メモリーとしてマップ化しておき、運転状況に応じて値を変化させるようにしてもよい。また、制御部６の外部の記憶装置にメモリーしておいて、制御部６内に読み込み、制御を実行するようにしてもよい。

図２−２に示した制御ブロックにおいて、フィードバック制御部１０１は、電圧検出部５の検出により得られた実際の出力電圧Ｖdcと設定された目標電圧Ｖdc＊とに基づいて、電流指令値Ｉdc＊を出力する。フィードバック制御部１０２は、フィードバック制御部１０１が出力した電流指令値Ｉdc＊と電流検出素子１０および電流検出部１１の検出により得られた電流検出値Ｉdcとに基づいて、例えばＰＩ制御を行って基準信号を生成する。このとき、実際の出力電流Ｉdcと目標値Ｉdc＊が近づくように制御を実施し、基準信号により駆動信号ｓａのオン時間を逐次修正・設定する。この場合も一定時間経過後、Ｖdc、Ｉdcはほぼ目標値となる（定常偏差を除く）。

ここで、使用条件によっては、制御のむだ時間等の考慮が必要となってくる。このため、フィードバック制御部１０１，１０２では、状況に応じ、比例積分制御に微分制御を組み合わせたＰＩＤ制御を行うようにしてもよい。

また、電流指令値Ｉdc＊についても、例えば制御部６の記憶部等にマップ化したデータを記憶させておき、運転状況に応じてマップ化データを参照し、値を変化させてもよい。また、制御部６の外部の記憶装置にマップ化データをメモリーしておいて、必要に応じて制御部６内に読み込み、制御を実行するようにしてもよい。また、電流のかわりに電力等の代替量を用いて制御を行ってもよい。

図３は、制御部６において駆動信号ｓａを生成する機能ブロックの一例を示す図である。図３では、転流回路４に転流動作をさせない（転流回路４がない、または転流信号ｓｂをオフ出力固定とする）場合の、制御部６における電圧可変制御を実現する手段の構成を表している。図３に示したブロック構成は、基準信号生成部２０１、三角波信号生成部２０２、ＰＷＭ信号生成部２１１およびＰＷＭ信号発生部２１２を備えている。

図３において、基準信号生成部２０１は、駆動信号ｓａを生成するための基準信号を生成する。基準信号生成部２０１は、上述したフィードバック制御部１０１により構成された機能ブロック（図２−１参照）、または、フィードバック制御部１０１と１０２を組み合わせて構成された機能ブロック（図２−２参照）に相当する。

また、三角波信号生成部２０２は、あらかじめ設定した周期、振幅等を有する三角波信号（説明の便宜上、以下、第１の三角波信号と称する）を生成する。ＰＷＭ信号生成部２１１は、三角波信号生成部２０２が生成した第１の三角波信号と基準信号生成部２０１が生成した基準信号の大小関係に基づいてＰＷＭ信号を生成し、スイッチ２２（以下、昇圧用スイッチ２２とする）のオンオフ状態を定める。

ここで、ＰＷＭ信号生成部２１１によるＰＷＭ信号の生成方法について、図４を用いて説明する。図４は、ＰＷＭ信号の生成方法の一例を示す図である。図４に示したように、ＰＷＭ信号生成部２１１は、たとえば、三角波信号生成部２０２が生成した第１の三角波信号と基準信号生成部２０１が生成した基準信号とを比較し、第１の三角波信号よりも基準信号が大きければ駆動信号ｓａをＨＩ（オン）とする。一方、基準信号が第１の三角波信号以下であれば駆動信号ｓａをＬｏｗ（オフ）とする。なお、アクティブ方向やスレッショルド（しきい値）をＨＩと判断する側に含めるか否か等は必要に応じて変更してよい。

ＰＷＭ信号生成部２１１が生成したＰＷＭ信号は、ＰＷＭ発生器等で構成するＰＷＭ信号発生部２１２へ出力される。ＰＷＭ信号発生部２１２は、昇圧用スイッチ２２を動作させるための駆動信号ｓａを駆動信号伝達部７に送信する。

以上のようにして、制御部６は、駆動信号ｓａを生成し、昇圧用スイッチ２２のオンオフ（開閉）を制御する。

ここで、駆動信号ｓａと昇圧回路２に流れる電流との関係について説明する。リアクトル２１を流れる電流Ｉ１は、図１のＡ点で分岐した後、昇圧用スイッチ２２を流れる電流Ｉ２と昇圧用整流器である整流器２３を流れる電流Ｉ３とに分流する（図５に概略波形を示す）。これを次式（１）で示す。
Ｉ１＝Ｉ２＋Ｉ３ …（１）

整流器２３に順方向電流が流れている状態で駆動信号ｓａにより昇圧用スイッチ２２をオンする（閉じる）と、Ａ点−Ｄ点間が導通するため、図１のＢ点における電位は、ほぼ図１のＤ点における電位と等しくなる。たとえば、昇圧用スイッチ２２に絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）や電界効果トランジスタ（ＭＯＳ）等の素子を用いている場合には、素子のオン電圧がＢ点とＤ点の電位差となる（Ｂ点の電位は電源１の負側電位とほぼ等しくなる）。一方、平滑回路３により図１のＣ点における電位は、充電電位状態にほぼ保持されている。よって昇圧用スイッチ２２を閉じると、昇圧用整流器２３にはＣ点−Ｂ点間の電位差分、逆バイアス電圧が印加され、整流器２３はオフ動作（逆回復動作）に移行する。この際、図５に示すような短絡電流（以後、この短絡電流をリカバリー電流と称す）が流れる。

リカバリー電流は、昇圧用整流器２３にｐｎ接合ダイオード等を用いている場合、図６に示したような経路で流れることとなる。そして、負荷９（平滑回路３）側から電源１側に流れようとするリカバリー電流により回路損失が増大する。また、本電流がコモンモード電流を変位させる要因となり、雑音端子電圧・放射雑音等のレベルが上昇する。このため、ノイズ対策に費用がかかる。また、ノイズフィルタ（図示せず）が大型になり、設置スペースの自由度が制限される。

また、通常、整流器等においては、電流容量増加に伴い、蓄積キャリア量は増加していく傾向にある。そのため、電流容量が増加すると、逆回復の遅れ等によりリカバリー電流も増加していくこととなる。また、印加する逆バイアス電圧が大きくなることでも、リカバリー電流は増加していくこととなる。

本実施の形態では、電流容量の大きい昇圧用整流器２３に対して、高い逆バイアス電圧を印加して逆回復を行うのではなく、転流用の別経路を設け、昇圧用スイッチ２２をオンする（閉じる）直前のタイミングで、転流回路４の変圧器４１および整流器４２（転流用整流器）を介して低い逆バイアス電圧を整流器２３（昇圧用整流器）に印加して逆回復させてから、昇圧用スイッチ２２をオンするように制御（以下、転流制御と称する）する。

すなわち、駆動信号ｓａをオンする直前に、転流回路４の転流信号ｓｂをオンし、昇圧用整流器２３に流れている電流を、変圧器４１を介して転流用整流器４２に転流させる。これにより、駆動信号ｓａをオンして昇圧用スイッチをオンさせた場合のリカバリー電流を低減する。

ここで、駆動信号ｓａを生成するための基準信号に関しては、転流制御を行うかどうかにかかわらず、上述したようにフィードバック制御部１０１，１０２（基準信号生成部２０１）によるＰＩ制御等を行い、駆動信号ｓａのオン時間を設定する（図２−１，図２−２参照）。

図７は、転流回路４を動作させる（転流信号ｓｂを送信する）場合の駆動信号ｓａおよび転流信号ｓｂと図１示した電流Ｉ１〜Ｉ５の各電流波形の対応関係の一例を示す図である。ここで、転流信号ｓｂはＰＷＭ信号であり、ＨＩ側をアクティブ方向（オン方向）とする。また各電流波形は、電源１投入より負荷９が一定出力になるように駆動信号ｓａのオン時間・オフ時間を制御し、十分時間が経過した後の例を示している。そして、駆動信号ｓａのデューティはほぼ一定値を示している。またＩ１〜Ｉ３に関しては図５で説明したことと同様の部分を流れる電流を表す。

次式（２）で示すように、電流Ｉ３はＢ点で分岐した後、昇圧用整流器２３を流れる電流Ｉ４と変圧器４１の２次側巻線及び転流用整流器４２を流れる電流Ｉ５に分流する。
Ｉ３＝Ｉ４＋Ｉ５ …（２）

図８は、制御部６において駆動信号ｓａおよび転流信号ｓｂを生成する機能ブロックの一例を示す図である。この機能ブロックは、転流回路４に転流動作をさせる（転流信号ｓｂを送信する）場合の、制御部６における電圧可変制御を実現する手段である。図８に示した機能ブロックは、図３に示した機能ブロックに対して三角波信号生成部２０２、転流信号生成部２２１および転流信号発生部２２２を追加したものである。図３に示した機能ブロックと共通する構成要素については同じ符号を付して説明を省略する。

三角波信号生成部２０３は、三角波信号生成部２０２が生成する第１の三角波信号に対して、所定のヒステリシス幅を有する第２の三角波信号を生成する。

転流信号生成部２２１は、三角波信号生成部２０２が生成した第１の三角波信号、三角波信号生成部２０３が生成した第２の三角波信号及び基準信号生成部２０１が生成した基準信号を比較し、転流信号ｓｂを生成する。

図９は、転流信号生成部２２１が３つの入力信号（第１の三角波信号，第２の三角波信号，基準信号）を比較して転流信号ｓｂを生成する方法の一例を示す図である。なお、図示している駆動信号ｓａの生成方法は図４で示した生成方法と同一である。転流信号ｓｂについては、図９に示したように、例えば、第１及び第２の三角波信号の立ち下がり区間（後半）において、第２の三角波信号と基準信号とが同じ値になったときに第１の三角波信号が基準信号より大きければ転流信号ｓｂをオンする（これによりスイッチ４４（以下、転流用スイッチ４４とする）は閉じる）。一方、第１の三角波信号と基準信号とが同じ値になったときに第２の三角波信号が基準信号より小さければ転流信号ｓｂをオフする（これにより転流用スイッチ４４は開く）。

ここでは、第１の三角波信号、第２の三角波信号、基準信号が上記のような関係を満たすことで、転流信号ｓｂのオン／オフを切り替えているが、このとき、例えば、転流回路４のオンタイミング（転流動作開始タイミング）は、転流信号ｓｂの出力から変圧器４１を駆動し、転流用整流器４２への転流を開始するための遅延時間等を考慮して設定するとよい。また、転流回路のオフタイミングについては、変圧器駆動回路４３の遅延時間、昇圧用整流器２３の逆回復時間（通常数百ｎｓ〜数μｓ）、転流用整流器４２の逆回復時間（通常数ｎｓ〜数百ｎｓ）等を考慮して、昇圧用スイッチ２２をオンするタイミングを含む所定の時間内に転流動作を停止させるような設定ができるようにしてもよい。この場合、駆動信号ｓａと転流信号ｓｂのオンオフタイミングで調整してもよいし、あるいは駆動信号伝達部７や転流信号伝達部８内に、所定の遅延時間を得るための遅延回路を含める等で時間調整を行ってもよい。さらに、信号のアクティブ方向等は必要に応じて変更してよい。ここで、三角波信号において立ち下がり区間（後半）であるかどうかの区間判定は、三角波信号生成時のタイマー等を利用して、例えば周期的に前半か後半かを判断する等して行えばよい。また、三角波信号の時間管理（経過時間をカウント）により、信号オンタイミング・オフタイミングの判断に基づいて判定を行ってもよい。

また、ここでは、第１および第２の三角波信号と基準信号とに基づいて転流信号ｓｂを生成したが、このような生成方法に限定するものではなく、例えば、第１の三角波信号と第２の三角波信号とのヒステリシス量に相当するオフセット量を基準信号に持たせた第２の基準信号を生成し、２つの基準信号と第１の三角波信号とに基づいて転流信号ｓｂを生成するようにしてもよい。

転流信号生成部２２１が生成した転流信号ｓｂは、例えばＰＷＭ発生器等で構成する転流信号発生部２２２へ出力され、転流信号発生部２２２は、転流用スイッチ４４を動作させるための転流信号ｓｂを転流信号伝達部８に送信する。

以上のようにして、制御部６は、転流信号ｓｂを生成し、転流用スイッチ４４の開閉を制御する。

以上のように、駆動信号ｓａをオンする（昇圧用スイッチ２２をオンする）直前に転流信号ｓｂをオンする（転流用スイッチ４４をオンする）と、励磁電流により変圧器４１の２次側巻線に電流が流れ始める。よって、昇圧用整流器２３側と転流用整流器４２側（別経路）に電流が分流して流れ始める。その後、転流信号ｓｂのオン状態を維持すると、昇圧用整流器２３側に電流が流れなくなり、転流用整流器４２側に、全て電流が流れることとなる（転流完了）。

このとき、変圧器駆動用の電源４５からの出力電圧が昇圧回路２の出力電圧（Ｃ点−Ｄ点間電位等）と比較して十分低い電圧になるように設定しておくことで、低い逆バイアス電圧でも昇圧用整流器２３をオフ（逆回復）させることが可能となる。

そして、この状態（転流が完了した状態）で駆動信号ｓａをオンする。このとき、転流用整流器４２において逆回復動作が行われる。この場合にもリカバリー電流は生じる。しかしながら、転流用整流器４２の逆回復における通流時間は昇圧用整流器２３と比較してごく短時間であるため、転流用整流器４２に必要とされる実効電流の値は小さくてすむ。よって蓄積キャリア量の少ない、小電流容量の素子を用いることができ、昇圧用整流器２３と比較してリカバリー電流低減が可能となる（ただし、ピーク電流は考慮して素子を選定する）。

次に、変圧器４１の２次側に流れる電流Ｉ５（１回の転流）について図１０を用いて考察する。図１０は、転流動作を説明するための図であり、転流動作時の転流用整流器４２に流れる電流を示している。

いま、変圧器駆動電源選択部４７により電源４５（電圧レベルＶｃ）を選択しているものとする。ここで、変圧器駆動信号ＳＢをオンする時間を０［s］とし、そこからの経過時間をｔ［s］とおく。経過時間ｔ［s］におけるＩ３，Ｉ４，Ｉ５はＩ３（ｔ），Ｉ４（ｔ），Ｉ５（ｔ）と表すこととする。上述したように、Ｉ３（ｔ）〜Ｉ５（ｔ）の関係式は次式（３）となる。
Ｉ３（ｔ）＝Ｉ４（ｔ）＋Ｉ５（ｔ） …（３）

電源４５（電圧レベルＶｃ）を選択している状態において転流信号ｓｂをオンして昇圧用整流器２３から転流用整流器４２へ転流する場合、転流区間（０［s］〜ｔｂ１［s］（転流開始時点を０［ｓ］とする）の区間）においては、Ｉ５（ｔ）は概略増加傾向を示す（図１０（ａ）参照）。

ここでは概略説明のために負荷９に負荷変動がなく、Ｉ３（ｔ）がＩｘ１を概ね維持（一定）すると仮定すると、転流完了までに要する時間ｔｂ１［s］は式（４）で表せる。ただし、式中のＬｘは変圧器１次側と２次側の合成漏れインダクタンスとする。
ｔｂ１＝Ｌｘ／Ｖｃ・Ｉｘ１ …（４）

ここで、スイッチ２２のスイッチング周波数が高くなると、スイッチングを許容できる最小のパルス幅は決まっているから、ｔｂ１の確保が困難になる。また、負荷が大きくなるにつれＩｘ１は増加するため、この場合もｔｂ１の確保が課題となる。この場合の対策として、Ｌｘを大きくする方法もあるが、一般的にインダクタンスの容量増加に伴い素子損失が大きくなるため、効率面では不利となる。

そこで、式（４）に足りる転流時間確保のために、本実施の形態の電力変換装置においては、上記Ｖｃを可変とする構成とした。すなわち、電力変換装置は、図１に示したように、複数の変圧器駆動電源（電源４５および４６）を有することを特徴としており、昇圧用整流器２３から転流用整流器４２への転流にあたり、上述のようなケースでもｔｂ１が確保できるようにしている。以下、複数の変圧器駆動電源を有する本実施の形態の電力変換装置において変圧器駆動電源を切り替える方法を説明する。

図１に示した電力変換装置は、変圧器駆動電源として２系統の電源（電圧レベルＶｃ１及び電圧レベルＶｃ２とする）を有する。ここで、２つの電圧レベルがＶｃ２＞Ｖｃ１であるとすると、入力電流・負荷電流等が小さい領域では変圧器駆動電源４５（電圧レベルＶｃ１）を使用し、これらの電流が大きい領域では変圧器駆動電源４６（電圧レベルＶｃ２）を使用する。負荷電流は電流検出素子１０を介して検出される直流電流Ｉdcの実効値を算出する等で代替しても良い。

また、詳述しないが、負荷電流を検出する場合は、平滑回路３と負荷９の間に電流検出素子を挿入する等で対応すれば良い。

また、運転中の負荷が概ね一定で、且つ想定される運転時の負荷が予め分かっている場合は、事前に記憶しておいたデータを基に、想定条件に応じて運転停止中等に電源を切り替える等で電源選択しても良い。

図１１，図１２は、負荷側をインバータ及びモータとして空調機器や冷凍機の圧縮機や送風機等を駆動する場合等を想定した場合の変圧器駆動電源切り替え方法の一例を示す図である。この場合、負荷電流等をモニタし、電流がＩｃｈとなる点を境に、電源を切り替える。

図１２に示した例では、運転開始直後において負荷電流はＩｃｈに満たず（軽負荷）、電源４５（電圧レベルＶｃ１）を選択する（Ｖｃ１＜Ｖｃ２）。

次に、一度運転を停止し（この場合の負荷電流は微少となる）、更に再起動する場合、負荷電流がＩｃｈを超える（過負荷）と想定されると、停止中に電源４６（電圧レベルＶｃ２）を選択して再運転する。

以上のように、変圧器駆動電源の電圧レベルを軽負荷→過負荷への移行に応じて変更（Ｖｃ１→Ｖｃ２）することで、転流速度を変化させることができ、結果的に転流時間が確保可能となる（図１０（ｂ）参照）。すなわち、入力電流・負荷電流が増加し、転流時間確保が困難である場合でも、転流勾配を調整（転流速度を可変）することで、整流器２３のリカバリー電流補償を十分行うことができる。図示しないが、転流信号ｓｂのオフ時（転流立ち下がり）についても同様に、転流速度調整が可能である。

なお、運転の諸状況に応じて転流信号ｓｂのオンオフを選択することができる。例えば、電流検出素子１０の検出誤差等を考慮し、電流が微少であり転流信号を発する必要がない場合には、転流信号を常時オフするような仕様としても良い。

また、負荷電流等に応じて、電流が小さい領域では出力電圧の低い変圧器駆動電源を選択する（過負荷→軽負荷への移行時には電圧レベルをＶｃ２→Ｖｃ１とする）ことで、転流の無駄時間を減らし、適切に整流器２３のリカバリー電流補償を行える。

また、変圧器４１の絶縁効果により、変圧器駆動電源は制御電源と共通化することが可能である。例えば、変圧器駆動電源４５を昇圧回路２および転流回路４を制御する制御部６の電源とし、変圧器駆動電源４６を昇圧回路２内のスイッチ２２の駆動電源としても良い。この場合、新たな電源を設けなくても、既設電源を用いて異なる電源電圧を確保でき、負荷が変化した場合も低ノイズに駆動できる電力変換装置を実現できる。

また、以上の例では、駆動電源として２系統を有する場合を例示したが、使用条件によっては更に多くの電源を備える構成としても良い。

このように、本実施の形態の電力変換装置は、電源から供給された直流電圧を昇圧する昇圧回路と、昇圧回路内の整流器に並列に接続され、この整流器に流れている電流を所望のタイミングで別の経路に転流させる転流回路と、転流回路を駆動するための電源として出力が異なる複数（例えば２種類）の電源と、を備え、整流器に流れている電流（順方向電流）を転流回路側に転流させてからこの整流器に逆バイアスがかかるように動作することとした。またこのとき、転流回路を駆動させるための電源を入力電流や負荷電流の値に応じて（負荷の変動に応じて）使い分けることとした。これにより、整流器のリカバリー電流を抑制し、リカバリー電流により回路損失が増大するのを防止できる。この結果、高信頼性かつ高効率な電力変換装置を実現できる。また、転流回路を駆動させるための電源を使い分けることによりスイッチング素子における損失が増大するのを回避して高効率化を実現できる。

実施の形態２．
図１３は、実施の形態２の電力変換装置の構成例を示す図であり、電源１を単相交流電源とした場合の例である。よって電源１と昇圧回路２の間に電源電圧を全波整流するための整流器２４を備えている。図示したように、整流器２４は、整流素子２４ａ〜２４ｄがブリッジ接続された回路で構成される。本実施の形態では、実施の形態１と異なる部分について説明する。

本実施の形態の電力変換装置においては、電源１が交流であるから、全波整流後の電流値Ｉ１は、半周期ごとに変化することとなる。これに伴い電流量も変化する。

そのため、図２−２に示したフィードバック制御部１０２を図１４に示した構成とする。図１４に示したフィードバック制御部１０２において、絶対値演算部１１１は、外部から入力する電流指令値Ｉdc＊の絶対値｜Ｉdc＊｜を演算する。絶対値演算部１１２は、電流検出部１１により得られた入力電流Ｉdcの絶対値｜Ｉdc｜を演算する。減算器１１３は、電流指令値Ｉdc＊の絶対値から入力電流Ｉdcの絶対値を減算して偏差を求め、ＰＩ制御部１１４は、比例積分制御を行い、入力電流検出値と電流指令値が近づくよう、スイッチ２２のオンデューティ（基準信号）を演算する。スイッチ２２の駆動信号ｓａは、実施の形態１で説明したように、図３に示した機能ブロックのＰＷＭ信号生成部２１１において、スイッチ２２のスイッチング周波数と同等の周波数の三角波と、上記オンデューティを比較することにより生成する。

電流は周期的に変化するため、電流の変化に応じて変圧器駆動電源を可変する（切り替える）ことは難しい。このような場合には、以下で説明するように、駆動信号（転流信号）ｓｂのオン時間を周期的に変更すれば良い。

図１５に、母線電流Ｉdc、Ｉdc検出後のフィルタ値Ｉdc１、駆動信号ｓａおよび転流信号ｓｂのデューティの波形例を示す。図示したように、ＩdcおよびＩdc１は電源周期に応じて変化することが分かる。よって、Ｉdc１等をモニタリングすることで入力電流あるいは負荷電流の大きさを間接的に定量化することが可能である。すなわち、Ｉdc１が小さい箇所については転流信号ｓｂのデューティを小さくし、また反対にＩdc１が大きい箇所については転流信号ｓｂのデューティを大きく設定すればよい（図１５のｓｂのデューティ（１）参照）。この場合、転流時の電流勾配は変化しないが（図１０（ａ）と図１０（ｃ）参照）、転流時間の調整が可能であり、本手法でも入力電流または負荷電流の大きさの変化に対応することができる。

例えば、転流信号ｓｂの設定デューティに対して、Ｉdc１の値に応じた重み係数を乗じることにより最終的なデューティを決定することで、周期的に変化する入力電流，負荷電流に対しても、確実にリカバリー電流を抑制できる。

本実施の形態の電力変換装置においても、運転の諸状況に応じて転流信号ｓｂのオンオフを選択するようにしてもよい。すなわち、実施の形態１同様、電流検出素子１０の検出誤差等を考慮し、電流が微少である場合には転流信号ｓｂを発する必要がない（転流させる必要がない）ものとして、電流が微少の状態においては転流信号ｓｂを常時オフするような仕様としてもよい。

また、Ｉdc１の電流ゼロクロス近傍では転流信号ｓｂをオフすることとし、所定値以上となった際に転流信号ｓｂをオンし、Ｉdc１の大きさ等に応じて転流信号ｓｂのデューティを大きく設定する等しても良い（図１５のｓｂ設定例（２）参照）。

また、事前の実験等でＩdc１に対応する転流信号ｓｂのデューティを決定して制御部６内のメモリー等に記憶させておき、メモリー等が記憶している情報に基づいて転流信号ｓｂのデューティを設定しても良い。

また、Ｉdc１に対応させて周期的に転流信号ｓｂのデューティを正弦波状に設定する等しても良い。なお、転流信号ｓｂのデューティを変化させる方法についていくつかの例を示したが、示した方法に限るものでない。ユーザの使用方法に適合する方法で転流信号ｓｂのデューティを変化させれば良い。

上記では転流時間を調整することで周期的に変化する入力電流・負荷電流に対応する例を示した。負荷の可変レンジが狭い場合には変圧器駆動電源として１個あれば足りる。しかしながら、可変レンジが広い場合、本手法だけでは不足する可能性がある。この場合、実施の形態１で示した手法と組み合わせ、負荷に応じて駆動電源レベルを変化させる制御とすることで、負荷可変レンジの広いものについても対応できる。

なお、本実施の形態では単相電源の事例を示したが、入力電流・負荷電流が可変する場合に有効である。特に電流に周期性が認められるものについて適用効果が高い。よって、単相電源はもとより、３相電源の場合であっても、各種昇圧回路・昇降圧回路への適用が可能である。

このように、電力変換装置は、入力電流または負荷電流の値に応じて、転流回路４を制御する転流信号ｓｂの生成で使用するデューティを調整するので、交流電力が印加される場合にも、整流器のリカバリー電流を抑制できる。

以上のように、本発明にかかる電力変換装置は、入力電圧を所望の電圧に変換する装置として有用であり、特に、スイッチング素子を利用して電圧変換を行う電力変換装置に適している。

１ 電源
２ 昇圧回路
３ 平滑回路
４ 転流回路
５ 電圧検出部
６ 制御部
７ 駆動信号伝達部
８ 転流信号伝達部
９ 負荷
１０ 電流検出素子
１１ 電流検出部
１２ 電源切替信号伝達部
２１ リアクトル
２２，４４ スイッチ
２３，２４，４２ 整流器
２４ａ，２４ｂ，２４ｃ，２４ｄ 整流素子
４１ 変圧器
４３ 変圧器駆動回路
４５，４６ 電源
４７ 変圧器駆動電源選択部
１０１，１０２ フィードバック制御部
１１１，１１２ 絶対値演算部
１１３ 減算器
１１４ ＰＩ制御部
２０１ 基準信号生成部
２０２，２０３ 三角波信号生成部
２１１ ＰＷＭ信号生成部
２１２ ＰＷＭ信号発生部
２２１ 転流信号生成部
２２２ 転流信号発生部

Claims (11)

1. 印加される電圧をスイッチング制御により所定の電圧に変化させる電圧変換手段と、
   前記電圧変換手段からの出力電圧を平滑して負荷側に供給する平滑手段と、
   前記電圧変換手段と前記平滑手段の間に配置され、前記電圧変換手段側への電流逆流を防止する逆流防止手段と、
   前記逆流防止手段に並列に接続され、前記逆流防止手段に流れていた電流を別経路に流す転流動作を所定のタイミングで実行する転流手段と、
   を備え、
   前記転流手段は、転流動作で使用する電源として出力電圧が異なる複数の電源を備え、いずれか一つの電源を使用して転流動作を実行することを特徴とする電力変換装置。
2. 前記転流手段は、前記電圧変換手段におけるスイッチング制御の対象とされているスイッチがオンになる直前の所定期間において転流動作を実行することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記複数の電源の出力電圧は前記電圧変換手段の出力電圧よりも低いことを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 前記転流手段は、前記逆流防止手段に流れていた電流を別経路に流す速度である転流速度を前記平滑手段に接続された負荷の状態に基づいて変更することを特徴とする請求項１、２または３に記載の電力変換装置。
5. 前記転流手段は、使用する電源を切り替えることにより前記転流速度を変更することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記転流手段は、
   前記複数の電源に加えて、
   転流動作で使用する電源を選択する電源選択部と、
   前記電源選択部により選択された電源から電力の供給を受けて動作する変圧器と、
   前記変圧器を駆動するスイッチと、
   を備え、
   前記電圧変換手段に対して交流電源から電圧が印加されている場合、
   前記転流手段は、前記電圧変換手段に流れている電流値に応じた速度で前記スイッチをスイッチングすることを特徴とする請求項１〜５のいずれか一つに記載の電力変換装置。
7. 前記転流手段は、前記平滑手段に接続された負荷が所定値よりも小さい場合、転流動作を実行しないことを特徴とする請求項１〜６のいずれか一つに記載の電力変換装置。
8. 電圧変換手段または逆流防止手段または転流手段に流れ込む電流の変化に基づいて転流動作時間または転流信号のオンデューティを可変される転流動作可変手段、
   をさらに備えることを特徴とする請求項１〜７のいずれか一つに記載の電力変換装置。
9. 印加される電圧をスイッチング制御により所定の電圧に変化させる電圧変換手段と、
   前記電圧変換手段からの出力電圧を平滑して負荷側に供給する平滑手段と、
   前記電圧変換手段と前記平滑手段の間に配置され、前記電圧変換手段側への電流逆流を防止する逆流防止手段と、
   前記逆流防止手段に並列に接続され、前記逆流防止手段に流れていた電流を別経路に流す転流動作を所定のタイミングで実行する転流手段と、
   電圧変換手段または逆流防止手段または転流手段に流れ込む電流の変化に基づいて転流動作時間または転流信号のオンデューティを可変される転流動作可変手段と、
   を備えることを特徴とする電力変換装置。
10. 前記転流動作時間または前記転流信号のオンデューティを周期的に変化させることを特徴とする請求項８または９に記載の電力変換装置。
11. 請求項１〜１０のいずれか一つに記載の電力変換装置を、圧縮機および送風機の少なくともいずれか一方を駆動するために備えることを特徴とする冷凍空調システム。

Images