JP2010004704A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】巻き上げ巻線の巻数を増やさず必要な昇圧比を得る。
【解決手段】直流電源Ｖｉの両端に１次巻線１ａと第１リアクトルＬｒ１とを介して接続される第１スイッチＴｒ１、１次巻線２ａと第２リアクトルＬｒ２とを介して接続される第２スイッチＴｒ２、第１リアクトルと第１スイッチＴｒ１との直列回路の両端に接続され巻き上げ巻線１ｂとダイオードＤ１と平滑コンデンサＣｏとの直列回路、第１リアクトルと第１スイッチＴｒ１との接続点と平滑コンデンサＣｏの一端とに接続されたダイオードＤ２、第２リアクトルＬｒ２と第２スイッチＴｒ２との直列回路の両端に接続され巻き上げ巻線２ｂとダイオードＤ３と平滑コンデンサＣｏとの直列回路、第２リアクトルＬｒ２と第２スイッチＴｒ２との接続点と平滑コンデンサＣｏの一端とに接続されたダイオードＤ４、２次巻線１ｃと２次巻線２ｃとの直列回路両端に接続される第３リアクトルＬ１、制御回路１０を有す。
【選択図】図１

Description

本発明は、昇圧チョッパ回路からなるＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に電気自動車に適用されるＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

図５は従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源Ｖｄｃ１、トランスＴ３，Ｔ４、リアクトルＬ３、スイッチＱ１，Ｑ２、ダイオードＤ３，Ｄ４、平滑コンデンサＣ１及び制御回路１００を有する。

トランスＴ３は、１次巻線５ａ（巻数ｎｐ）と、１次巻線５ａに直列に接続された巻き上げ巻線５ｂ（巻数ｎｐ１）と、１次巻線５ａ及び巻き上げ巻線５ｂに電磁結合する２次巻線５ｃ（巻数ｎｓ）とを有する。トランスＴ４は、トランスＴ３と同一に構成され、１次巻線６ａ（巻数ｎｐ）と、１次巻線６ａに直列に接続された巻き上げ巻線６ｂ（巻数ｎｐ１）と、１次巻線６ａ及び巻き上げ巻線６ｂに電磁結合する２次巻線６ｃ（巻数ｎｓ）とを有する。

直流電源Ｖｄｃ１の両端にはトランスＴ３の１次巻線５ａを介してＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ１のドレイン−ソース間が接続されている。直流電源Ｖｄｃ１の両端にはトランスＴ４の１次巻線６ａを介してＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ２のドレイン−ソース間が接続されている。トランスＴ３の１次巻線５ａとスイッチＱ１のドレインとの接続点とスイッチＱ１のソースとには、トランスＴ３の巻き上げ巻線５ｂとダイオードＤ３と平滑コンデンサＣ１とからなる第１直列回路が接続されている。トランスＴ４の１次巻線６ａとスイッチＱ２のドレインとの接続点とスイッチＱ２のソースとには、トランスＴ４の巻き上げ巻線６ｂとダイオードＤ４と平滑コンデンサＣ１とからなる第２直列回路が接続されている。

トランスＴ３の２次巻線５ｃとトランスＴ４の２次巻線６ｃとの直列回路の両端には、リアクトルＬ３が接続されている。制御回路１００は、平滑コンデンサＣ１の出力電圧Ｖｏに基づきスイッチＱ１とスイッチＱ２とを１８０°の位相差でオン／オフさせる。

このように構成された従来のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、制御回路１００からのＱ１制御信号Ｑ１ｇによりスイッチＱ１をオンさせると、電流は、Ｖｄｃ１プラス→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１マイナスの経路で流れる。このため、スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉは直線的に増加する。同時に、トランスＴ３の２次巻線５ｃにも電圧が発生し、５ｃ→Ｌ３→６ｃ→５ｃの経路でリアクトルＬ３に電流Ｌ３ｉが流れる。

電流Ｌ３ｉは、トランスの等アンペアーターンの法則により流れて、リアクトルＬ３にエネルギーを蓄積すると共にトランスＴ４の２次巻線６ｃにも同一電流が流れる。このため、トランスＴ４の１次巻線６ａと巻き上げ巻線６ｂには、巻数に応じた電圧が誘起される。

また、トランスＴ４の巻き上げ比をＡ＝（ｎｐ＋ｎｐ１）／ｎｐとした場合に、ダイオードＤ４には、スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉの１／Ａの電流がＶｄｃ１プラス→６ａ→６ｂ→Ｄ４→Ｃ１→Ｖｄｃ１マイナスの経路で流れる。ダイオードＤ４の電流Ｄ４ｉはスイッチＱ２をオンする時刻まで流れる。平滑コンデンサＣ１の出力電圧Ｖｏは、直流電源Ｖｄｃ１の電圧（入力電圧）とトランスＴ４の１次巻線６ａに発生する電圧とトランスＴ４の巻き上げ巻線６ｂに発生する電圧との和となる。

トランスＴ４に発生する電圧は、スイッチＱ１のオンデューティ（Ｄ＝Ｔｏｎ／Ｔ）をＤとした場合、Ａ・Ｖｄｃ１・Ｄである。ＴｏｎはスイッチＱ１のオン時間である。ＴはスイッチＱ１をスイッチングさせる周期である。平滑コンデンサＣ１の出力電圧Ｖｏは、Ｖｏ＝Ｖｄｃ１（１＋Ａ・Ｄ）となり、オンデューティＤを可変することにより、出力電圧Ｖｏを制御できる。

次に、制御回路１００からのＱ１制御信号Ｑ１ｇによりスイッチＱ１をオフさせる。このとき、Ｖｄｃ１プラス→５ａ→５ｂ→Ｄ３→Ｃ１→Ｖｄｃ１マイナスの経路で電流Ｄ３ｉが流れる。

次に、制御回路１００からのＱ２制御信号Ｑ２ｇによりスイッチＱ２をオンさせる。このとき、電流は、Ｖｄｃ１プラス→６ａ→Ｑ２→Ｖｄｃ１マイナスの経路で流れる。このため、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉは直線的に増加する。同時に、トランスＴ４の２次巻線６ｃにも電圧が発生し、６ｃ→５ｃ→Ｌ３→６ｃの経路でリアクトルＬ３に電流Ｌ３ｉが増加しながら流れる。

電流Ｌ３ｉは、トランスの等アンペアーターンの法則により流れて、リアクトルＬ３にエネルギーを蓄積すると共にトランスＴ３の２次巻線５ｃにも同一電流が流れる。このため、トランスＴ３の１次巻線５ａと巻き上げ巻線５ｂには、巻数に応じた電圧が誘起される。

また、トランスＴ３の巻き上げ比をＡ＝（ｎｐ＋ｎｐ１）／ｎｐとした場合に、ダイオードＤ３には、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉの１／Ａの電流がＶｄｃ１プラス→５ａ→５ｂ→Ｄ３→Ｃ１→Ｖｄｃ１マイナスの経路で流れる。ダイオードＤ３の電流Ｄ３ｉはスイッチＱ１をオンする時刻まで流れる。平滑コンデンサＣ１の出力電圧Ｖｏは、直流電源Ｖｄｃ１の電圧（入力電圧）とトランスＴ３の１次巻線５ａに発生する電圧とトランスＴ３の巻き上げ巻線５ｂに発生する電圧との和となる。

このように、図５に示すマルチフェーズ方式トランスリンク型の昇圧チョッパ回路では、独立していた２つの相をトランスで結合している。このようにすることで、２つ必要であったコアを１つのコアのみで昇圧動作させることができる。
特開２００６−２６２６０１号公報

しかしながら、図５に示すＤＣ−ＤＣコンバータでは、ダイオードＤ３,Ｄ４のリカバリ損失が発生する。また、スイッチＱ１，Ｑ２のターンオン時にスイッチング損失が発生していた。

そこで、ダイオードＤ３と巻き上げ巻線５ｂとの間にリアクトルＬａ（図示せず）を接続し、ダイオードＤ４と巻き上げ巻線６ｂとの間にリアクトルＬｂ（図示せず）を接続することにより、ダイオードＤ３,Ｄ４のリカバリ損失を抑制することができる。

しかしながら、ダイオードＤ３,Ｄ４のリカバリ損失を抑制できても、トランスの巻数比によって出力電圧の昇圧比を変調する場合、昇圧比の変調に関しての特性があまり良くなく、負荷の変動等によって出力電流が変化すると昇圧比の特性が大きく変化してしまうという問題がある。

また、巻き上げ巻線５ｂ，６ｂに直列にリアクトルＬａ，Ｌｂが接続されているため、電圧が出力される際に巻き上げ巻線５ｂ，６ｂにかかる電圧をリアクトルＬａ，Ｌｂが妨げてしまい、その分、昇圧比が下がってしまうため、必要な昇圧比を得るために巻き上げ巻線５ｂ，６ｂの巻数を増やす必要がある。

さらに、リアクトルＬａ，Ｌｂのインダクタンスや出力電流の値などの諸条件を変更すると、リアクトルＬａ，Ｌｂが巻き上げ巻線５ｂ，６ｂにかかる電圧を妨げる期間も変わるため、昇圧比の特性は大きく変化してしまう。このため、デューティ比を既定しての最適設計を行うことは困難である。

本発明は、ダイオードのリカバリ損失とスイッチのターンオン時のスイッチング損失を抑制することができるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。また、巻き上げ巻線の巻数を増やすことなく必要な昇圧比を得ることができ、しかもデューティ比を既定した上で容易に最適設計を行うことができるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。

前記課題を解決するために、請求項１の発明は、直流電源の電圧を昇圧するＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記直流電源の両端に第１トランスの１次巻線と第１リアクトルとを介して接続される第１スイッチと、前記直流電源の両端に第２トランスの１次巻線と第２リアクトルとを介して接続される第２スイッチと、前記第１リアクトルと前記第１スイッチとの直列回路の両端に接続され、前記第１トランスの前記１次巻線に直列に接続された前記第１トランスの巻き上げ巻線と第１ダイオードと平滑コンデンサとからなる第１直列回路と、前記第１リアクトルと前記第１スイッチとの接続点と前記平滑コンデンサの一端とに接続された第２ダイオードと、前記第２リアクトルと前記第２スイッチとの直列回路の両端に接続され、前記第２トランスの前記１次巻線に直列に接続された前記第２トランスの巻き上げ巻線と第３ダイオードと前記平滑コンデンサとからなる第２直列回路と、前記第２リアクトルと前記第２スイッチとの接続点と前記平滑コンデンサの一端とに接続された第４ダイオードと、前記第１トランスの２次巻線と前記第２トランスの２次巻線とが直列に接続された直列回路の両端に接続される第３リアクトルと、前記第１スイッチと前記第２スイッチとを１／２周期毎に交互にターンオンさせ、前記第１スイッチを前記第２スイッチのオン期間にターンオフさせ、前記第２スイッチを前記第１スイッチのオン期間にターンオフさせる制御回路とを有することを特徴とする。

本発明によれば、第１スイッチに直列に第１リアクトルを接続し、第２スイッチに直列に第２リアクトルを接続したので、第１、第２、第３及び第４ダイオードのリカバリ損失と第１及び第２スイッチのターンオン時のスイッチング損失を抑制できる。また、巻き上げ巻線の巻数を増やすことなく必要な昇圧比を得ることができ、しかもデューティ比を既定した上で容易に最適設計を行うことができる。

以下、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータは、マルチフェーズ方式トランスリンク型昇圧チョッパ回路からなる。

ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源Ｖi、トランスＴ1（第１トランス）、トランスＴ2（第２トランス）、リアクトルＬr1（第１リアクトル），リアクトルＬr2（第２リアクトル）、リアクトルＬ1（第３リアクトル）、スイッチＴr1（第１スイッチ）、スイッチＴr2（第２スイッチ）、ダイオードＤ1，Ｄ2，Ｄ3，Ｄ4、平滑コンデンサＣo、制御回路１０を有する。

トランスＴ1は、１次巻線１ａ（巻数ｎ1）と、１次巻線１ａに直列に接続された巻き上げ巻線１ｂ（巻数ｎ3）と、１次巻線１ａに電磁結合する２次巻線１ｃ（巻数ｎ2）とを有する。トランスＴ2は、トランスＴ1と同一に構成され、１次巻線２ａ（巻数ｎ4）と、１次巻線２ａに直列に接続された巻き上げ巻線２ｂ（巻数ｎ6）と、１次巻線２ａに電磁結合する２次巻線２ｃ（巻数ｎ5）とを有する。

直流電源Ｖiの両端にはトランスＴ1の１次巻線１ａとリアクトルＬr1とを介してＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）からなるスイッチＴr1のコレクタ−エミッタ間が接続されている。直流電源Ｖiの両端にはトランスＴ2の１次巻線２ａとリアクトルＬr2とを介してＩＧＢＴからなるスイッチＴr2のコレクタ−エミッタ間が接続されている。

リアクトルＬr1とスイッチＴr1との直列回路の両端には、トランスＴ1の巻き上げ巻線１ｂとダイオードＤ1と平滑コンデンサＣoとからなる第１直列回路が接続されている。リアクトルＬr2とスイッチＴr2との直列回路の両端には、トランスＴ2の巻き上げ巻線２ｂとダイオードＤ3と平滑コンデンサＣoとからなる第２直列回路が接続されている。

リアクトルＬr1とスイッチＴr1との接続点と平滑コンデンサＣｏの一端との間にダイオードＤ2が接続されている。リアクトルＬr2とスイッチＴr2との接続点と平滑コンデンサＣｏの一端との間にダイオードＤ4が接続されている。

トランスＴ1の２次巻線１ｃとトランスＴ2の２次巻線２ｃとが直列に接続された直列回路の両端には、リアクトルＬ1が接続されている。制御回路１０は、平滑コンデンサＣｏの出力電圧Ｖｏに基づき、スイッチＴr1がターンオンした後にスイッチＴr1がターンオフする前にスイッチＴr2がターンオンし、スイッチＴr2がターンオフする前にスイッチＴr1がターンオンするように制御する。即ち、１／２周期毎にスイッチＴr1とスイッチＴr2とが同時にオンしている重複期間が存在する。

トランスＴ1とリアクトルＬr1とダイオードＤ1とダイオードＤ2とスイッチＴr1とは第１コンバータを構成し、トランスＴ2とリアクトルＬr2とダイオードＤ3とダイオードＤ4とスイッチＴr2とは第２コンバータを構成している。

次に、このように構成された実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を、図２に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。

なお、図２において、時刻ｔ0〜ｔ3は、１／２周期であり、時刻ｔ0〜ｔ1、時刻ｔ3〜ｔ4は、スイッチＴr1とスイッチＴr2とが同時にオンしている重複期間である。

まず、時刻ｔ0において、制御回路１０からのスイッチＴr1のゲート信号Ｔr1gによりスイッチＴr1がオンする。このとき、電流は、Ｖiプラス→１ａ→Ｌr1→Ｔr1→Ｖiマイナスの経路で流れる。このため、トランスＴ1の１次巻線１ａに流れる電流ｉ1は増加する。同時に、トランスＴ１の２次巻線１ｃにも電圧が発生し、１ｃ→２ｃ→Ｌ1→１ｃの経路でリアクトルＬ1に電流Ｌ1iが流れる。

この電流Ｌ1iは、トランスの等アンペアーターンの法則により流れて、リアクトルＬ1にエネルギーが蓄積されると共にトランスＴ2の２次巻線２ｃにも同一電流が流れる。このため、トランスＴ2の１次巻線２ａと巻き上げ巻線２ｂには、巻数に応じた電圧が誘起される。

また、トランスＴ2の巻き上げ比がＡ＝（ｎ4＋ｎ6）／ｎ4である場合に、ダイオードＤ3には、スイッチＴr1の電流の１／Ａの電流が、Ｖiプラス→２ａ→２ｂ→Ｄ3→Ｃo→Ｖiマイナスの経路で流れる。このダイオードＤ3の電流Ｄ3iは、時刻ｔ1からスイッチＴr2がオンされる時刻ｔ3まで流れる。平滑コンデンサＣoの出力電圧Ｖoは、直流電源Ｖiの電圧（入力電圧）とトランスＴ2の１次巻線２ａに発生する電圧とトランスＴ2の巻き上げ巻線２ｂに発生する電圧との和となる。

トランスＴ2に発生する電圧は、スイッチＴr1のオンデューティ（Ｄ＝Ｔｏｎ／Ｔ）がＤである場合に、Ａ・Ｖi・Ｄである。ＴｏｎはスイッチＴr1のオン時間である。ＴはスイッチＴr1をスイッチングさせる周期である。平滑コンデンサＣoの出力電圧Ｖoは、Ｖo＝Ｖi（１＋Ａ・Ｄ）となる。このため、オンデューティＤを可変することにより、出力電圧Ｖoを制御することができる。

次に、時刻ｔ1において、制御回路１０からのゲート信号Ｔr2gによりスイッチＴr2がオフしスイッチＴr2のコレクタ−エミッタ間電圧Ｔr2vが上昇する。すると、まず、Ｖiプラス→２ａ→Ｌr2→Ｄ4→Ｃo→Ｖiマイナスの経路で電流が流れる。このため、ダイオードＤ4に電流Ｄ4iが流れる。

しかし、トランスＴ2の巻き上げ巻線２ｂにかかる電圧によりリアクトルＬr2の電流がダイオードＤ3に転流してくる。このため、ダイオードＤ3に流れる電流Ｄ3iが増加する。これに伴い、ダイオードＤ4の電流Ｄ4iは緩やかに減少する。トランスＴ2の１次巻線２ａと巻き上げ巻線２ｂとの電流がダイオードＤ3に転流し終わると、ダイオードＤ4は時刻ｔ2においてターンオフする。電流が緩やかに減少してダイオードＤ4がターンオフするため、ダイオードＤ4でのリカバリ損失の発生は抑制される。

時刻ｔ2〜時刻ｔ3においては、トランス電流は、ダイオードＤ3に完全に転流し、電流はダイオードＤ3のみを通って出力されている状態である。

時刻ｔ3において、制御回路１０からのスイッチＴr2のゲート信号Ｔr2gによりスイッチＴr2がオンすると、トランスＴ2の１次巻線２ａと巻き上げ巻線２ｂとの電流は、ダイオードＤ3からスイッチＴr2へと転流を始める。

このとき、リアクトルＬr2によって、スイッチＴr2の電流の増加は緩やかになり、ゼロ電流ターンオン動作を実現できる。これに伴ってダイオードＤ3の電流の減少も緩やかになり、ターンオフ時のリカバリ損失の発生が抑制される。

電流は、Ｖiプラス→２ａ→Ｌr2→Ｔr2→Ｖiマイナスの経路で流れる。このため、トランスＴ2の１次巻線２ａに流れる電流ｉ2は増加する。同時に、トランスＴ2の２次巻線２ｃにも電圧が発生し、２ｃ→Ｌ1→１ｃ→２ｃの経路でリアクトルＬ1に電流Ｌ1iが流れる。

この電流Ｌ1iは、トランスの等アンペアーターンの法則により流れて、リアクトルＬ1にエネルギーが蓄積されると共にトランスＴ1の２次巻線１ｃにも同一電流が流れる。このため、トランスＴ1の１次巻線１ａと巻き上げ巻線１ｂには、巻数に応じた電圧が誘起される。

また、トランスＴ1の巻き上げ比がＡ＝（ｎ1＋ｎ3）／ｎ1である場合に、ダイオードＤ1には、スイッチＴr2の電流の１／Ａの電流が、Ｖiプラス→１ａ→１ｂ→Ｄ1→Ｃo→Ｖiマイナスの経路で流れる。このダイオードＤ1の電流Ｄ1iは、時刻ｔ4からスイッチＴr1がオンされる時刻ｔ6まで流れる。平滑コンデンサＣoの出力電圧Ｖoは、直流電源Ｖiの電圧（入力電圧）とトランスＴ1の１次巻線１ａに発生する電圧とトランスＴ1の巻き上げ巻線１ｂに発生する電圧との和となる。

トランスＴ1に発生する電圧は、スイッチＴr2のオンデューティ（Ｄ＝Ｔｏｎ／Ｔ）がＤである場合に、Ａ・Ｖi・Ｄである。ＴｏｎはスイッチＴr2のオン時間である。ＴはスイッチＴr2をスイッチングさせる周期である。平滑コンデンサＣoの出力電圧Ｖoは、Ｖo＝Ｖi（１＋Ａ・Ｄ）となる。このため、オンデューティＤを可変することにより、出力電圧Ｖoを制御することができる。

次に、時刻ｔ4において、制御回路１０からのゲート信号Ｔr1gによりスイッチＴr1がオフしスイッチＴr1のコレクタ−エミッタ間電圧Ｔr1vが上昇する。すると、まず、Ｖiプラス→１ａ→Ｌr1→Ｄ2→Ｃo→Ｖiマイナスの経路で電流が流れる。このため、ダイオードＤ2に電流Ｄ2iが流れる。

しかし、トランスＴ1の巻き上げ巻線１ｂにかかる電圧によりリアクトルＬr1の電流がダイオードＤ1に転流してくる。このため、ダイオードＤ1に流れる電流Ｄ1iが増加する。これに伴い、ダイオードＤ2の電流Ｄ2iは緩やかに減少する。トランスＴ1の１次巻線１ａと巻き上げ巻線１ｂとの電流がダイオードＤ1に転流し終わると、ダイオードＤ2は時刻ｔ5においてターンオフする。電流が緩やかに減少してダイオードＤ2がターンオフするため、ダイオードＤ2でのリカバリ損失の発生は抑制される。

時刻ｔ5〜時刻ｔ6においては、トランス電流は、ダイオードＤ1に完全に転流し、電流はダイオードＤ1のみを通って出力されている状態である。

時刻ｔ6（時刻ｔ0と同じ）において、スイッチＴr1がオンすると、トランスＴ1の１次巻線１ａと巻き上げ巻線１ｂとの電流は、ダイオードＤ1からスイッチＴr1へと転流を始める。

このとき、リアクトルＬr1によって、スイッチＴr1の電流の増加は緩やかになり、ゼロ電流ターンオン動作を実現できる。これに伴ってダイオードＤ1の電流の減少も緩やかになり、ターンオフ時のリカバリ損失の発生が抑制される。

また、実施例１では、リアクトルＬr1，Ｌr2をスイッチＴr1，Ｔr2側に配置することでトランスＴ1，Ｔ2の巻き上げ巻線１ｂ，２ｂにかかる電圧がリアクトルＬr1,Ｌr2によって妨げられないことから、従来の回路（図５のダイオードＤ３と巻き上げ巻線５ｂとの間にリアクトルＬａ（図示せず）を接続し、ダイオードＤ４と巻き上げ巻線６ｂとの間にリアクトルＬｂ（図示せず）を接続した回路）の問題が発生しなくなる。

即ち、実施例１の回路では、トランスＴ1，Ｔ2の巻き上げ巻線１ｂ，２ｂの巻数を増やすことなく必要な昇圧比を得ることができ、昇圧比の変調に対する特性は比較的容易に解析することができ、デューティ比を既定した上で容易に最適設計を行うことができる。

また、リアクトルＬr1,Ｌr2のインダクタンス値も小さくて済む。また、平滑コンデンサＣoを小型化することができる。

なお、図３に従来のＤＣ−ＤＣコンバータの各部の電圧及び電流の波形を示す。図３では、図５のダイオードＤ３と巻き上げ巻線５ｂとの間にリアクトルＬａ（図示せず）を接続し、ダイオードＤ４と巻き上げ巻線６ｂとの間にリアクトルＬｂ（図示せず）を接続した回路を用いた。

図４に実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータの各部の電圧及び電流の波形を示す。図３及び図４において、リアクトル電流は、リアクトルＬａ，Ｌｂ、リアクトルＬr1，Ｌr2に流れる電流である。ダイオード電流は、ダイオードＤ2，Ｄ4に流れる電流である。コンデンサリップル電圧は、平滑コンデンサＣoのリップル電圧である。

図３に対して、図４では、リアクトル電流のリップルとコンデンサリップル電圧のリップルとが大幅に低減していることがわかる。

実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。 実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータの各部のタイミングチャートである。 従来のＤＣ−ＤＣコンバータの各部の電圧及び電流の波形を示す図である。 実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータの各部の電圧及び電流の波形を示す図である。 従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。

符号の説明

Ｖi 直流電源
Ｃo 平滑コンデンサ
Ｔ1，Ｔ2 トランス
Ｔr1，Ｔr2 スイッチ
Ｄ1〜Ｄ4 ダイオード
Ｒo 負荷抵抗
Ｌ1，Ｌr1，Ｌr2 リアクトル
１ａ，２ａ １次巻線
１ｂ，２ｂ 巻き上げ巻線
１ｃ，２ｃ ２次巻線
１０ 制御回路

Claims (1)

1. 直流電源の電圧を昇圧するＤＣ−ＤＣコンバータであって、
   前記直流電源の両端に第１トランスの１次巻線と第１リアクトルとを介して接続される第１スイッチと、
   前記直流電源の両端に第２トランスの１次巻線と第２リアクトルとを介して接続される第２スイッチと、
   前記第１リアクトルと前記第１スイッチとの直列回路の両端に接続され、前記第１トランスの前記１次巻線に直列に接続された前記第１トランスの巻き上げ巻線と第１ダイオードと平滑コンデンサとからなる第１直列回路と、
   前記第１リアクトルと前記第１スイッチとの接続点と前記平滑コンデンサの一端とに接続された第２ダイオードと、
   前記第２リアクトルと前記第２スイッチとの直列回路の両端に接続され、前記第２トランスの前記１次巻線に直列に接続された前記第２トランスの巻き上げ巻線と第３ダイオードと前記平滑コンデンサとからなる第２直列回路と、
   前記第２リアクトルと前記第２スイッチとの接続点と前記平滑コンデンサの一端とに接続された第４ダイオードと、
   前記第１トランスの２次巻線と前記第２トランスの２次巻線とが直列に接続された直列回路の両端に接続される第３リアクトルと、
   前記第１スイッチと前記第２スイッチとを１／２周期毎に交互にターンオンさせ、前記第１スイッチを前記第２スイッチのオン期間にターンオフさせ、前記第２スイッチを前記第１スイッチのオン期間にターンオフさせる制御回路と、
   を有することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。

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