KR101820331B1

KR101820331B1 - 직류 전원 장치 및 공기 조화기

Info

Publication number: KR101820331B1
Application number: KR1020160022300A
Authority: KR
Inventors: 고지 츠키이; 아츠시 오쿠야마; 츠토무 구로카와; 마사히로 다무라; 겐지 다무라
Original assignee: 존슨 컨트롤즈-히타치 에어 컨디셔닝 테크놀러지 (홍콩) 리미티드
Priority date: 2015-09-07
Filing date: 2016-02-25
Publication date: 2018-01-19
Also published as: US10389282B2; KR20170029366A; US20170070157A1; CN106505883A; CN106505883B; JP6478881B2; JP2017055489A

Abstract

본 발명은, 직류 전원 장치에서 고효율과 고조파 전류의 억제를 가능케 하는 것을 과제로 한다.
이러한 과제를 해결하기 위한 수단으로서, 직류 전원 장치(1)는, 다이오드(D1, D2)와 MOSFET(Q1, Q2)를 갖는 브리지 정류 회로(10)와, 교류 전원(VS)과 브리지 정류 회로(10) 사이에 설치되는 리액터(L1)와, 브리지 정류 회로(10)의 출력측에 접속되어 전압을 평활화하는 평활 콘덴서(C1)와, 다이오드(D1, D2)와 MOSFET(Q1, Q2)의 기생 다이오드(D3, D4)를 이용하는 다이오드 정류 제어, 교류 전원(VS)의 전압의 극성에 동기해서 MOSFET(Q1, Q2)를 스위칭하는 동기 정류 제어, 교류 전원(VS)의 반 주기 동안에 리액터(L1)를 부분적으로 단락시키는 제어를 반복해서 복수 회 실시하는 부분 스위칭 제어, 또는 교류 전(全) 주기에 걸쳐서 리액터(L1)를 소정 주파수에서 단락시키는 고속 스위칭 제어를 미리 정해진 문턱값 정보에 의거해서 실시하는 컨버터 제어부(18)를 구비한다.

Description

직류 전원 장치 및 공기 조화기{DC POWER SUPPLY AND AIR CONDITIONER}

본 발명은, 교류 전압을 직류 전압으로 변환하는 직류 전원 장치 및, 이 직류 전원 장치를 이용한 공기 조화기에 관한 것이다.

전차(電車), 자동차, 공기 조화기 등에는 교류 전압을 직류 전압으로 변환하는 직류 전원 장치가 탑재되어 있다. 그리고, 직류 전원 장치로부터 출력되는 직류 전압을 인버터에 의해 소정 주파수의 교류 전압으로 변환하고, 이 교류 전압을 모터 등의 부하에 인가하도록 되어 있다. 이와 같은 직류 전원 장치는 전력 변환 효율을 높여서 에너지 절약화를 도모하는 것이 요구되고 있다.

그래서, 특허문헌 1과 같이 교류 전원을 직류 전원으로 변환하는 직류 전원 장치에 있어서, 회로에 MOSFET(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor)를 구비한 동기 정류 회로가 제안되어 있다.

일본국 특개2008-61412호 공보

그런데, 직류 전원 장치에는 에너지 절약화 외에, 전자 기기나 배전(配電)·수전(受電) 설비의 보호라는 관점에서 고조파 전류의 저감이 요구되고 있으며, 그를 위해서는 전원 역률의 개선이 필요하다. 일반적으로 1차 전원측을 단락(短絡)시켜 회로에 단락 전류를 통류(通流)시킴으로써 역률을 개선하는 것이 행해진다. 단락 횟수가 1회이면 부하가 큰 영역에서는 역률의 개선에는 불충분하며, 단락 횟수를 복수 늘림으로써 역률을 더 개선하는 것이 가능하지만 스위칭 손실은 악화되어 버린다. 또한, 고출력 영역일수록 역률은 악화되어 고조파 전류의 허용값에 대해 엄격해지기 때문에 저출력 영역 이상으로 역률의 개선이 필요하다.

그러나, 전술한 바와 같이 단락 횟수를 늘림으로써 스위칭 손실의 악화로 이어지기 때문에, 에너지 절약화와 고조파 전류의 억제를 양립시키기 위한 최적의 제어가 요구된다.

그래서, 본 발명은, 고효율이며 고조파 전류의 억제를 양립 가능한 직류 전원 장치를 제공하고, 이 직류 전원 장치를 이용한 공기 조화기를 제공하는 것을 과제로 한다.

상기한 과제를 해결하기 위해, 본 발명의 직류 전원 장치는, 교류 전원에 접속되며, 제 1∼제 4 다이오드를 갖는 정류 회로와, 상기 제 3 다이오드에 병렬 접속되고, 당해 제 3 다이오드가 오프하는 방향에 대해서 내전압(耐電壓) 특성을 가지며, 또한 상기 제 1∼제 4 다이오드의 순방향 전압 강하보다도 포화 전압이 낮은 제 1 스위칭 소자와, 상기 제 4 다이오드에 병렬 접속되고, 당해 제 4 다이오드가 오프하는 방향에 대해서 내전압 특성을 가지며, 또한 상기 제 1∼제 4 다이오드의 순방향 전압 강하보다도 포화 전압이 낮은 제 2 스위칭 소자와, 상기 교류 전원과 상기 정류 회로 사이에 설치되는 리액터와, 상기 정류 회로의 출력측에 접속되며, 당해 정류 회로로부터 인가되는 전압을 평활화하는 평활 콘덴서와, 상기 제 1∼제 4 다이오드를 이용하는 다이오드 정류 제어, 상기 교류 전원의 전압의 극성에 동기해서 상기 제 1 스위칭 소자와 상기 제 2 스위칭 소자를 스위칭하는 동기 정류 제어, 상기 교류 전원의 반(半) 주기 동안에 상기 리액터를 부분적으로 상기 교류 전원에 단락시키는 제어를 반복해서 복수 회 실시하는 부분 스위칭 제어, 또는, 교류 전(全) 주기에 걸쳐서 상기 리액터를 소정 주파수에서 단락시키는 고속 스위칭 제어 중 어느 하나를 선택적으로 실시하는 모드로 전환하는 제어 수단을 구비하는 것을 특징으로 한다.

그 밖의 수단에 대해서는 발명을 실시하기 위한 형태 중에서 설명한다.

본 발명에 따르면, 고효율이며 고조파 전류의 억제를 양립 가능한 직류 전원 장치 및, 이 직류 전원 장치를 이용한 공기 조화기를 제공 가능해진다.

도 1은 본 실시형태에 있어서의 직류 전원 장치를 나타내는 개략의 구성도.
도 2는 교류 전원 전압이 양의 극성인 경우에 있어서 다이오드 정류를 행했을 때에 회로에 흐르는 전류 경로를 나타낸 도면.
도 3은 교류 전원 전압이 음의 극성인 경우에 있어서 다이오드 정류를 행했을 때에 회로에 흐르는 전류 경로를 나타낸 도면.
도 4는 교류 전원 전압이 양의 극성인 경우에 있어서 동기 정류를 행했을 때에 회로에 흐르는 전류 경로를 나타낸 도면.
도 5는 교류 전원 전압이 음의 극성인 경우에 있어서 동기 정류를 행했을 때에 회로에 흐르는 전류 경로를 나타낸 도면.
도 6은 동기 정류 시에 있어서의 전원 전압과 회로 전류와 MOSFET의 구동 펄스의 파형도.
도 7은 교류 전원 전압이 양의 극성인 경우에 있어서 역률 개선 동작을 행했을 경우에 회로에 흐르는 전류 경로를 나타낸 도면.
도 8은 교류 전원 전압이 음의 극성인 경우에 있어서 역률 개선 동작을 행했을 경우에 회로에 흐르는 전류 경로를 나타낸 도면.
도 9는 부분 스위칭(2쇼트)을 행했을 경우에 있어서 전원 전압과 회로 전류와 MOSFET의 구동 펄스의 파형도.
도 10은 고속 스위칭을 행했을 경우에 있어서 전원 전압과 회로 전류와 MOSFET의 구동 펄스의 파형도.
도 11은 고속 스위칭을 행했을 경우에 있어서 MOSFET의 듀티의 관계를 나타낸 도면.
도 12는 고속 스위칭을 행하며 데드 타임을 고려했을 경우의 MOSFET의 듀티의 관계를 나타낸 도면.
도 13은 고속 스위칭을 행했을 경우에 있어서 교류 전원 전압과 회로 전류의 관계를 나타낸 도면.
도 14는 교류 전원 전압이 양극성일 경우에, 리액터에 의한 전류 위상의 지연분을 고려했을 경우의 MOSFET의 듀티를 나타낸 도면.
도 15는 부분 스위칭의 개요를 설명한 도면.
도 16은 부하의 크기에 따른 직류 전원 장치의 동작 모드의 전환을 설명한 도면.
도 17은 부분 스위칭으로부터 고속 스위칭으로 전환할 경우의 전류 파형을 설명한 도면.
도 18은 본 실시형태에 있어서의 공기 조화기의 실내기, 실외기, 및 리모컨의 정면도.
도 19는 부하의 크기에 따라서 직류 전원 장치의 동작 모드와 공기 조화기의 운전 영역을 전환하는 모습을 설명한 개요도.

이하, 본 발명을 실시하기 위한 형태를 각 도면을 참조해서 상세히 설명한다.

도 1은 본 실시형태에 따른 직류 전원 장치(1)의 구성도이다.

도 1에 나타내는 바와 같이, 직류 전원 장치(1)는, 교류 전원(VS)으로부터 공급되는 교류 전원 전압(Vs)을 직류 전압(Vd)으로 변환하고, 이 직류 전압(Vd)을 부하(H)(인버터, 모터 등)에 출력하는 컨버터이다. 직류 전원 장치(1)는 그 입력측이 교류 전원(VS)에 접속되고 출력측이 부하(H)에 접속되어 있다.

직류 전원 장치(1)는, 리액터(L1)와, 평활 콘덴서(C1)와, 다이오드(D1, D2, D3, D4), 스위칭 소자인 MOSFET(Q1, Q2) 및 션트 저항(R1)을 구비하고 있다. 다이오드(D1, D2, D3, D4)와 MOSFET(Q1, Q2)는 브리지 정류 회로(10)를 구성한다.

또한, MOSFET(Q1, Q2)는 스위칭 소자이고, 다이오드(D3)는 MOSFET(Q1)의 기생 다이오드이고, 다이오드(D4)는 MOSFET(Q2)의 기생 다이오드이다. 또한, MOSFET(Q1)와 MOSFET(Q2)의 포화 전압은 다이오드(D1, D2)와 기생 다이오드(D3, D4)의 순방향 전압 강하보다도 낮다.

이 직류 전원 장치(1)는 또한, 전류 검출부(11)와, 게인 제어부(12)와, 교류 전압 검출부(13)와, 제로 크로스 판정부(14)와, 부하 검출부(15)와, 승압비 제어부(16)와, 직류 전압 검출부(17)와, 컨버터 제어부(18)를 구비하고 있다.

다이오드(D1, D2)와 MOSFET(Q1, Q2)는 브리지 접속되어 있다. 다이오드(D1)의 애노드는 다이오드(D2)의 캐소드에 접속되며, 그 접속점(N1)은 배선(hb)을 통해 교류 전원(VS)의 일단에 접속되어 있다.

MOSFET(Q1)의 소스는 MOSFET(Q2)의 드레인에 접속되어 있다. MOSFET(Q1)의 소스는 접속점(N2)과 배선(ha)과 리액터(L1)를 통해 교류 전원(VS)의 일단에 접속되어 있다.

다이오드(D2)의 애노드는 MOSFET(Q2)의 소스에 접속되어 있다.

MOSFET(Q1)의 드레인은 다이오드(D1)의 캐소드에 접속되어 있다.

또한, 다이오드(D1)의 캐소드와 MOSFET(Q1)의 드레인은 배선(hc)을 통해 평활 콘덴서(C1)의 양극과 부하(H)의 일단에 접속되어 있다. 또한 다이오드(D2)와 MOSFET(Q2)의 소스는 션트 저항(R1)과 배선(hd)을 통해 각각 평활 콘덴서(C1)의 음극 및 부하(H)의 타단에 접속되어 있다.

리액터(L1)는 배선(ha) 위에, 즉 교류 전원(VS)과 브리지 정류 회로(10) 사이에 설치되어 있다. 이 리액터(L1)는 교류 전원(VS)으로부터 공급되는 전력을 에너지로서 축적하며, 또한 이 에너지를 방출함으로써 승압을 행한다.

평활 콘덴서(C1)는 다이오드(D1)나 MOSFET(Q1)를 통해 정류된 전압을 평활화해서 직류 전압(Vd)으로 한다. 이 평활 콘덴서(C1)는 브리지 정류 회로(10)의 출력측에 접속되어 있으며, 양극측이 배선(hc)에 접속되고 음극측이 배선(hd)에 접속된다.

스위칭 소자인 MOSFET(Q1, Q2)는 후기하는 컨버터 제어부(18)로부터의 지령에 의해 온/오프 제어된다. 스위칭 소자로서 MOSFET(Q1, Q2)를 이용함으로써 스위칭을 고속으로 행할 수 있으며, 또한 전압 드롭이 작은 MOSFET에 전류를 흘려보냄으로써, 소위 동기 정류 제어를 행하는 것이 가능해 회로의 도통(導通) 손실을 저감할 수 있다.

이 MOSFET(Q1, Q2)로서 온 저항이 작은 수퍼 정션 MOSFET를 이용함으로써 도통 손실을 더 저감하는 것이 가능하다. 여기에서, MOSFET의 기생 다이오드에는 회로 단락 동작 시에 역회복(逆回復) 전류가 발생한다. 특히 수퍼 정션 MOSFET의 기생 다이오드는 통상의 MOSFET의 기생 다이오드에 비해 역회복 전류가 커 스위칭 손실이 크다는 과제가 있다. 그래서, MOSFET(Q1, Q2)로서 역회복 시간(trr : Reverse Recovery Time)이 작은 MOSFET를 사용함으로써 스위칭 손실을 저감할 수 있다.

다이오드(D1, D2)는 액티브 동작 시에 있어서도 역회복 전류가 발생하지 않기 때문에, 그 순방향 전압이 작은 것을 선정하는 것이 바람직하다. 예를 들면, 일반적인 정류 다이오드나 높은 내압(耐壓)의 쇼트키 배리어 다이오드를 사용함으로써 회로의 도통 손실을 저감하는 것이 가능하다.

션트 저항(R1)은 회로에 통류하는 순시(瞬時) 전류를 검출하는 기능을 갖고 있다.

전류 검출부(11)는 회로에 통류하는 평균 전류를 검출하는 기능을 갖고 있다.

게인 제어부(12)는 회로 전류 실효값(Is)과 직류 전압 승압비(a)로부터 결정되는 전류 제어 게인(Kp)을 제어하는 기능을 갖고 있다. 이때 Kp×Is를 소정값으로 제어함으로써 교류 전원 전압(Vs)으로부터 직류 전압(Vd)을 a배로 승압할 수 있다.

교류 전압 검출부(13)는 교류 전원(VS)으로부터 인가되는 교류 전원 전압(Vs)을 검출하는 것이며 배선(ha, hb)에 접속되어 있다. 교류 전압 검출부(13)는 그 검출값을 제로 크로스 판정부(14)에 출력한다.

제로 크로스 판정부(14)는, 교류 전압 검출부(13)에 의해 검출되는 교류 전원 전압(Vs)의 값에 관해서, 그 양음이 전환되었는지, 즉 제로 크로스점에 도달했는지의 여부를 판정하는 기능을 갖고 있다. 제로 크로스 판정부(14)는 교류 전원 전압(Vs)의 극성을 검출하는 극성 검출부이다. 예를 들면, 제로 크로스 판정부(14)는, 교류 전원 전압(Vs)이 양인 기간 중에는 컨버터 제어부(18)에 '1'의 신호를 출력하고, 교류 전원 전압(Vs)이 음인 기간 중에는 컨버터 제어부(18)에 '0'의 신호를 출력한다.

부하 검출부(15)는, 예를 들면 도시하지 않은 션트 저항에 의해서 구성되며, 부하(H)에 흐르는 전류를 검출하는 기능을 갖고 있다. 또한, 부하(H)가 인버터나 모터일 경우, 부하 검출부(15)에 의해 검출한 부하 전류에 의해서 모터의 회전 속도나 모터의 인가 전압을 연산해도 된다. 또한, 후기하는 직류 전압 검출부(17)에 의해 검출한 직류 전압과 모터의 인가 전압으로부터 인버터의 변조율을 연산해도 된다. 부하 검출부(15)는 그 검출값(전류, 모터 회전수, 변조율 등)을 승압비 제어부(16)에 출력한다.

승압비 제어부(16)는, 부하 검출부(15)의 검출값으로부터 직류 전압(Vd)의 승압비(a)를 선정하고, 그 선정 결과를 컨버터 제어부(18)에 출력한다. 그리고 컨버터 제어부(18)는 목표 전압까지 직류 전압(Vd)을 승압하도록 MOSFET(Q1, Q2)에 구동 펄스를 출력해서 스위칭 제어를 행한다.

직류 전압 검출부(17)는 평활 콘덴서(C1)에 인가되는 직류 전압(Vd)을 검출하는 것이며, 그 양측이 배선(hc)에 접속되고 음측이 배선(hd)에 접속되어 있다. 직류 전압 검출부(17)는 그 검출값을 컨버터 제어부(18)에 출력한다. 또한, 직류 전압 검출부(17)의 검출값은 부하(H)에 인가되는 전압값이 소정의 목표값에 도달해 있는지의 여부의 판정에 이용된다.

컨버터 제어부(18)를 포함하는 블록(M)은, 예를 들면 마이크로 컴퓨터(Microcomputer : 도시하지 않음)이며, ROM(Read Only Memory)에 기억된 프로그램을 읽어내서 RAM(Random Access Memory)에 전개하고, CPU(Central Processing Unit)가 각종 처리를 실행하도록 되어 있다. 컨버터 제어부(18)는, 전류 검출부(11) 또는 션트 저항(R1), 게인 제어부(12), 제로 크로스 판정부(14), 승압비 제어부(16), 및 직류 전압 검출부(17)로부터 입력되는 정보에 의거해서 MOSFET(Q1, Q2)의 온/오프를 제어한다. 또한, 컨버터 제어부(18)가 실행하는 처리에 대해서는 후기한다.

다음으로, 본 발명의 직류 전원 장치(1)의 동작 모드에 대해 설명한다.

직류 전원 장치(1)의 동작 모드를 크게 나누면 다이오드 정류 모드, 동기 정류 모드, 부분 스위칭 모드, 고속 스위칭 모드의 4가지가 있다. 부분 스위칭 모드, 고속 스위칭 모드는 컨버터가 액티브 동작(역률 개선 동작)을 하는 모드이며, 브리지 정류 회로(10)에 역률 개선 전류를 통류시킴으로써 직류 전압(Vd)의 승압과 역률의 개선을 행하는 모드이다. 예를 들면 인버터나 모터 등의 부하가 클 경우에는 직류 전압(Vd)을 승압할 필요가 있다. 또한, 부하가 커져 직류 전원 장치(1)에 흐르는 전류가 커짐에 따라서 고조파 전류도 증대해 버린다. 그 때문에, 고부하일 경우에는 부분 스위칭 모드 또는 고속 스위칭 모드로 승압을 행해 고조파 전류의 저감, 즉 전원 입력의 역률을 개선시킬 필요가 있다.

≪다이오드 정류 모드≫

다이오드 정류 모드는 4개의 다이오드(D1∼D4)를 이용해서 전파(全波) 정류를 행하는 모드이다. 이 모드에서는 MOSFET(Q1) 및 MOSFET(Q2)는 오프 상태이다.

도 2는 교류 전원 전압(Vs)이 양의 극성인 경우에 있어서 다이오드 정류를 행했을 때에 회로에 흐르는 전류 경로를 나타내고 있다.

도 2에 있어서, 교류 전원 전압(Vs)이 양인 반(半) 사이클 기간에서는 파선 화살표로 나타내는 방향으로 전류가 흐른다. 즉 전류는, 교류 전원(VS)→리액터(L1)→기생 다이오드(D3)→평활 콘덴서(C1)→션트 저항(R1)→다이오드(D2)→교류 전원(VS)의 순으로 흐른다.

도 3은 교류 전원 전압(Vs)이 음의 극성인 경우에 있어서 다이오드 정류를 행했을 때에 회로에 흐르는 전류 경로를 나타내고 있다.

도 3에 있어서, 교류 전원 전압(Vs)이 음인 반 사이클 기간에서는 파선 화살표로 나타내는 방향으로 전류가 흐른다. 즉 전류는, 교류 전원(VS)→다이오드(D1)→평활 콘덴서(C1)→션트 저항(R1)→기생 다이오드(D4)→리액터(L1)→교류 전원(VS)의 순으로 흐른다.

≪동기 정류 모드≫

전술한 다이오드 정류에 대해서 고효율 동작을 행하기 위해, 교류 전원 전압(Vs)의 극성에 따라서 MOSFET(Q1, Q2)를 스위칭 제어하는 것에 의해 동기 정류 제어를 행한다.

도 4는 교류 전원 전압(Vs)이 양의 극성인 경우에 있어서 동기 정류를 행했을 때에 회로에 흐르는 전류 경로를 나타낸 도면이다.

도 4에 있어서, 교류 전원 전압(Vs)이 양인 반 사이클 기간에서는 파선 화살표로 나타내는 방향으로 전류가 흐른다. 즉 전류는, 교류 전원(VS)→리액터(L1)→MOSFET(Q1)→평활 콘덴서(C1)→션트 저항(R1)→다이오드(D2)→교류 전원(VS)의 순으로 흐른다. 이때, MOSFET(Q2)는 상시(常時) 오프, MOSFET(Q1)는 상시 온 상태이다. 가령 MOSFET(Q1)가 온 상태가 아닐 경우에는 전술한 다이오드 정류 동작과 같이 전류는 MOSFET(Q1)의 기생 다이오드(D3)에서 흐른다. 그러나 통상적으로, MOSFET의 기생 다이오드의 순방향 전압 강하가 크기 때문에 큰 도통 손실이 발생해 버린다. 그래서, MOSFET(Q1)를 온시켜 MOSFET(Q1)의 온 저항의 부분으로 전류를 흘려보냄으로써 도통 손실의 저감을 도모하는 것이 가능하다. 이것이 소위 동기 정류 제어의 원리이다. 또한, MOSFET(Q1)의 온 동작 개시의 타이밍으로서는, 교류 전원 전압(Vs)의 극성이 음으로부터 양으로 전환되는 제로 크로스의 타이밍에서 행한다. MOSFET(Q1)의 오프시키는 타이밍으로서는 교류 전원 전압(Vs)의 극성이 양으로부터 음으로 전환되는 타이밍이다.

도 5는 교류 전원 전압(Vs)이 음의 극성인 경우에 있어서 동기 정류를 행했을 때에 회로에 흐르는 전류 경로를 나타낸 도면이다.

도 5에 있어서, 교류 전원 전압(Vs)이 음인 반 사이클 기간에서는 파선 화살표로 나타내는 방향으로 전류가 흐른다. 즉, 교류 전원(VS)→다이오드(D1)→평활 콘덴서(C1)→션트 저항(R1)→MOSFET(Q2)→리액터(L1)→교류 전원(VS)의 순으로 전류가 흐른다. 이때, MOSFET(Q1)는 상시 오프, MOSFET(Q2)는 상시 온 상태이다. 또한, MOSFET(Q2)의 온 동작 개시의 타이밍으로서는, 교류 전원 전압(Vs)의 극성이 양으로부터 음으로 전환되는 제로 크로스의 타이밍에서 행한다. MOSFET(Q2)의 오프시키는 타이밍으로서는 교류 전원 전압(Vs)의 극성이 음으로부터 양으로 전환되는 타이밍이다.

이상과 같이 직류 전원 장치를 동작시킴으로써 고효율 동작이 가능해진다.

도 6의 (a)∼(d)는 동기 정류 시에 있어서의 교류 전원 전압(Vs)과 회로 전류(is)와 MOSFET의 구동 펄스의 파형도이다.

도 6의 (a)는 교류 전원 전압의 순시값(vs)의 파형을 나타내고, 도 6의 (b)는 회로 전류(is)의 파형을 나타내고 있다. 도 6의 (c)는 MOSFET(Q1)의 구동 펄스 파형을 나타내고, 도 6의 (d)는 MOSFET(Q2)의 구동 펄스 파형을 나타내고 있다.

도 6의 (a)에 나타내는 바와 같이 교류 전원 전압의 순시값(vs)은 대략 정현파 형상의 파형이다.

도 6의 (c)에 나타내는 바와 같이 MOSFET(Q1)의 구동 펄스는 교류 전원 전압(Vs)의 극성이 양일 때에 H 레벨, 음일 때에 L 레벨로 된다.

도 6의 (d)에 나타내는 바와 같이 MOSFET(Q2)의 구동 펄스는 MOSFET(Q1)의 구동 펄스와는 반전되어 있으며, 교류 전원 전압(Vs)의 극성이 양일 때에 L 레벨, 음일 때에 H 레벨로 된다.

도 6의 (b)에 나타내는 바와 같이, 회로 전류(is)는, 교류 전원 전압(Vs)이 소정 진폭에 도달했을 경우, 즉 교류 전원 전압(Vs)이 직류 전압(Vd)에 비해 클 경우에 흐른다.

≪고속 스위칭 동작≫

다음으로 직류 전압(Vd)의 승압과 역률의 개선을 행하는 고속 스위칭 동작에 대해 설명한다.

이 동작 모드에서는, 임의의 스위칭 주파수로 MOSFET(Q1, Q2)를 스위칭 제어해서 리액터(L1)를 통해 회로를 단락시키고(이후, 역률 개선 동작이라 부름), 회로에 단락 전류(이후, 역률 개선 전류라 부름)를 통류시킴으로써 직류 전압(Vd)의 승압과 역률의 개선을 행한다. 우선, 역률 개선 전류를 통류시켰을 경우의 동작에 대해 설명한다.

교류 전원 전압(Vs)이 양인 사이클에서 동기 정류를 행했을 경우, 전류의 흐름은 도 4와 같으며, MOSFET(Q1, Q2)의 동작에 대해서는 상기한 바와 같다. 이때, 도 6의 (b)에 나타낸 바와 같이, 전원 전압에 대해 회로 전류(is)는 변형되어 있다. 이것은, 전류가 흐르는 타이밍이 교류 전원 전압(Vs)에 비해 직류 전압(Vd)이 작아졌을 경우뿐인 것과, 리액터(L1)의 특성으로부터 생기는 것이다.

그래서, 복수 회에 걸쳐서 회로에 역률 개선 전류를 통류시키고, 회로 전류를 정현파에 가깝게 함으로써 역률의 개선을 행해 고조파 전류를 저감한다.

도 7은 전원 전압이 양인 사이클에서 MOSFET(Q2)를 온시켰을 경우에 흐르는 역률 개선 전류(isp)의 경로를 나타낸 도면이다.

단락 전류(isp)의 경로로서는, 교류 전원(VS)→리액터(L1)→MOSFET(Q2)→다이오드(D2)→교류 전원(VS)의 순이다. 이때, 리액터(L1)에는 이하의 식(1)으로 표시되는 에너지가 축적된다. 이 에너지가 평활 콘덴서(C1)에 방출됨으로써 직류 전압(Vd)이 승압된다.

교류 전원 전압(Vs)이 음인 사이클에서 동기 정류를 행했을 경우의 전류의 흐름은 도 5와 같으며, MOSFET(Q1, Q2)의 동작에 대해서는 상기와 같다.

도 8은 전원 전압이 음인 사이클에서 MOSFET(Q1)를 온시켜 역률 개선 전류(isp)를 통류시켰을 경우의 경로를 나타낸 도면이다.

전류의 경로로서는, 교류 전원(VS)→다이오드(D1)→MOSFET(Q1)→리액터(L1)→교류 전원(VS)의 순으로 된다. 이때에도, 상기한 바와 같이 리액터(L1)에 에너지가 축적되며, 그 에너지에 의해서 직류 전압(Vd)이 승압된다.

도 9의 (a)∼(d)는 역률 개선 전류를 2회 통류시켰을 경우(2쇼트라 부름)에 있어서의 교류 전원 전압(Vs)과 회로 전류(is)와 MOSFET의 구동 펄스의 파형도이다.

도 9의 (a)는 교류 전원 전압의 순시값(vs)의 파형을 나타내고, 도 9의 (b)는 회로 전류(is)의 파형을 나타내고 있다. 도 9의 (c)는 MOSFET(Q1)의 구동 펄스 파형을 나타내고, 도 9의 (d)는 MOSFET(Q2)의 구동 펄스 파형을 나타내고 있다.

도 9의 (a)에 나타내는 바와 같이 교류 전원 전압의 순시값(vs)은 대략 정현파 형상의 파형이다.

도 9의 (c)에 나타내는 바와 같이 MOSFET(Q1)의 구동 펄스는, 교류 전원 전압(Vs)의 극성이 양일 때에 H 레벨로 되며, 또한 소정 타이밍에서 2회의 L 레벨의 펄스로 된다. 교류 전원 전압(Vs)의 극성이 음일 때에 L 레벨로 되며, 또한 소정 타이밍에서 2회의 H 레벨의 펄스로 된다.

도 9의 (c)에 나타내는 바와 같이 MOSFET(Q2)의 구동 펄스는 MOSFET(Q1)의 구동 펄스와는 반전되어 있다. 이것은, 역률 개선 동작과 동기 정류를 조합해서 행하고 있기 때문이다. 예를 들면 교류 전원 전압(Vs)이 양의 극성인 경우에 있어서 MOSFET(Q2)가 온되어 역률 개선 동작을 행한다. 그 후 MOSFET(Q1)가 오프된 후, MOSFET(Q2)가 온되어 있는 구간은 동기 정류 동작으로 된다. 이와 같이, 역률 개선 동작과 동기 정류 동작을 조합함으로써 역률 개선을 행하면서 고효율 동작이 가능하다.

도 9의 (b)에 나타내는 바와 같이, 회로 전류(is)는, 교류 전원 전압(Vs)이 양극성, 또한 MOSFET(Q2)의 구동 펄스가 H 레벨로 되었을 때에 상승하고, 교류 전원 전압(Vs)이 음극성, 또한 MOSFET(Q1)의 구동 펄스가 H 레벨로 되었을 때에 상승한다. 이것에 의해 역률이 개선된다.

예를 들면 교류 전원 전압(Vs)이 양일 경우, 역률 개선 동작 중의 전류 경로는 도 7과 같아진다. MOSFET(Q2)가 오프되고 MOSFET(Q1)가 온으로 되어 동기 정류 동작으로 전환되었을 때의 전류 경로는 도 4와 같아진다.

또한, 이 역률 개선 동작과 전술한 다이오드 정류 동작을 조합해도 된다. 즉, 교류 전원 전압(Vs)이 양의 극성일 경우, 역률 개선 동작 중의 전류 경로는 도 7과 같아진다. MOSFET(Q2)가 오프된 후, 기생 다이오드(D3)가 온으로 되어 다이오드 정류 동작으로 전환되었을 때의 전류 경로는 도 2와 같아진다.

도 10의 (a)∼(d)는 고속 스위칭을 행했을 경우의 교류 전원 전압(Vs)과 회로 전류(is)와 MOSFET의 구동 펄스의 파형도이다.

도 10의 (a)는 교류 전원 전압의 순시값(vs)의 파형을 나타내고, 도 10의 (b)는 회로 전류(is)의 파형을 나타내고 있다. 도 10의 (c)는 MOSFET(Q1)의 구동 펄스 파형을 나타내고, 도 10의 (d)는 MOSFET(Q2)의 구동 펄스 파형을 나타내고 있다.

도 10의 (a)에 나타내는 바와 같이 교류 전원 전압의 순시값(vs)은 대략 정현파 형상의 파형이다.

고속 스위칭 동작에 있어서는, 예를 들면 전원 전압이 양의 극성일 경우, 역률 개선 동작 시에는 MOSFET(Q2)를 온, MOSFET(Q1)를 오프 상태로 함으로써 역률 개선 전류(isp)를 통류시킨다. 다음으로 MOSFET(Q2)를 오프 상태로 하고 MOSFET(Q1)를 온 상태로 한다. 이와 같이, 역률 개선 동작의 유무에 따라서 MOSFET(Q1, Q2)의 온, 오프를 전환하고 있는 것은 동기 정류를 행하고 있기 때문이다. 단순히 고속 스위칭 동작을 행하기 위해서는, MOSFET(Q1)는 상시 오프 상태이며 MOSFET(Q2)를 일정 주파수로 스위칭 동작을 행하면 된다.

그러나, 이때, MOSFET(Q2) 오프 시에 MOSFET(Q1)도 오프 상태이면 전류는 MOSFET(Q1)의 기생 다이오드(D3)에서 흐르게 된다. 상기한 바와 같이, 이 기생 다이오드는 특성이 나빠 전압 드롭이 크기 때문에 도통 손실이 커져 버린다. 그래서 본 발명에서는, MOSFET(Q2) 오프 시에는 MOSFET(Q1)를 온 상태로 해서 동기 정류를 행함으로써 도통 손실을 저감하고 있는 것이다.

직류 전원 장치(1)에 흐르는 회로 전류(is)(순시값)는 이하의 식(2)으로 나타낼 수 있다.

단

: 회로 전류 순시값

: 전원 전압 실효값

: 전류 제어 게인

: 직류 전압

또한, 이 식(2)을 달리 쓰면 이하의 식(3)으로 된다.

식(4)은 회로 전류(is)(순시값)와 회로 전류 실효값(Is)의 관계를 나타내는 것이다. 또한, is(순시값)는 션트 저항(R1)으로 검출한 값이며, 회로 전류 실효값(Is)은 전류 검출부(11)에서 검출한 값이다.

단

: 회로 전류 실효값

식(3)을 변형해서 식(4)을 대입하면 이하의 식(5)으로 된다.

승압비의 역수를 우변으로 하면 이하의 식(6)으로 된다.

단,

: 회로 전류 실효값

: 승압비

또한, MOSFET의 듀티(d)는 식(7)과 같이 나타내는 것이 가능하다.

단,

: 회로 전류 순시값

이상으로부터, 식(6)에 나타낸 Kp×Is를 제어함으로써, 교류 전원 전압(Vs)의 실효값의 a배로 승압 가능하며, 그때의 MOSFET의 듀티(d)(통류율)는 식(7)으로 부여할 수 있다.

도 11은 전원 전압 반 사이클(양의 극성)에 있어서의 MOSFET(Q2)와 MOSFET(Q1)의 구동 펄스의 온·듀티의 관계를 나타낸 도면이다. 도 11의 세로축은 온·듀티를 나타내고, 가로축은 양의 극성인 전원 전압의 반 사이클분의 시간을 나타내고 있다.

파선으로 나타낸 MOSFET(Q1)의 구동 펄스의 온·듀티는 교류 전원 전압(Vs)과 비례해 있다. 2점 쇄선으로 나타낸 MOSFET(Q2)의 구동 펄스의 온·듀티는 1.0으로부터 MOSFET(Q1)의 구동 펄스의 온·듀티를 감산한 것으로 된다.

도 11에 있어서, 식(7)으로 나타낸 바와 같이, 회로 전류(is)가 커질수록 역률 개선 전류를 흘려보내기 위해 스위칭 동작을 행하는 MOSFET(Q2)의 구동 펄스의 듀티(d)는 작아지고, 반대로 회로 전류(is)가 작을수록 MOSFET(Q2)의 구동 펄스의 듀티(d)는 커진다. 동기 정류를 행하는 측의 MOSFET(Q1)의 구동 펄스의 듀티(d)는 MOSFET(Q2)의 구동 펄스의 듀티(d)와는 역특성(逆特性)으로 된다.

또한, 실제로는 상하 단락을 회피하기 위해 데드 타임을 고려할 필요가 있다. 도 12는 전원 전압 반 사이클(양의 극성)에 있어서의 데드 타임을 고려한 MOSFET(Q2)의 구동 펄스의 온·듀티를 실선으로 추기한 도면이다. 도 12의 세로축은 온·듀티를 나타내고, 가로축은 교류 전원 전압(Vs)이 양극성인 반 사이클분의 시간을 나타내고 있다.

이와 같이, 소정의 데드 타임을 부여하면 MOSFET(Q2)의 구동 펄스의 듀티는 이 데드 타임만큼 작아진다.

도 13은 교류 전원 전압(Vs)의 순시값(vs)과 회로 전류(is)(순시값)의 관계를 나타낸 도면이다. 실선은 교류 전원 전압(Vs)의 순시값(vs)을 나타내고, 파선은 회로 전류(is)의 순시값을 나타내고 있다. 도 13의 가로축은 양의 극성인 전원 전압의 반 사이클분의 시간을 나타내고 있다.

도 13에 나타내는 바와 같이, 고속 스위칭 제어에 의해, 교류 전원 전압(Vs)의 순시값(vs)과 회로 전류(is)(순시값)는 양쪽 모두 대략 정현파 형상으로 되며, 따라서 역률을 개선할 수 있다.

MOSFET(Q2)의 듀티(d_Q2)를 이하의 식(8)에 나타낸다.

MOSFET(Q1)의 듀티(d_Q1)를 이하의 식(9)에 나타낸다.

또한, 전원 전압과 전류의 관계를 보면, 회로 전류(is)는 정현파 형상으로 제어되어 있기 때문에 역률은 좋은 상태이다. 또한, 이것은 리액터(L1)의 인덕턴스가 작아 전원 전압에 대해 전류의 위상 지연이 없는 상태를 상정하고 있다. 가령, 리액터(L1)의 인덕턴스가 커 전류 위상이 전압 위상에 대해 늦어질 경우에는 전류 위상을 고려해서 듀티(d)를 설정하면 된다.

도 14는, 교류 전원 전압(Vs)이 양극성일 경우에, 리액터(L1)에 의한 전류 위상의 지연분을 고려했을 경우의 MOSFET(Q2)의 듀티를 나타낸 도면이다. 도 14의 세로축은 MOSFET(Q2)의 듀티를 나타내고, 가로축은 양의 극성인 전원 전압의 반 사이클분의 시간을 나타내고 있다.

실선은 리액터(L1)에 의한 전류 위상의 지연분을 고려하지 않은 경우의 MOSFET(Q2)의 듀티를 나타내고 있다. 파선은 리액터(L1)에 의한 전류 위상의 지연분을 고려했을 경우의 MOSFET(Q2)의 듀티를 나타내고 있다. 이와 같이 제어하는 것에 의해, 리액터(L1)의 인덕턴스가 큰 경우여도 전류를 정현파 형상으로 제어 가능하다.

이상, 고속 스위칭과 동기 정류를 조합해서 실시할 경우에 대해 설명을 행해 왔다. 또한, 전술한 바와 같이 고속 스위칭과 다이오드 정류를 조합해도 된다. 즉, 교류 전원 전압(Vs)이 양의 극성일 경우, MOSFET(Q1)는 상시 오프 상태이며 MOSFET(Q2)만 고속 스위칭을 행한다. 이와 같이 제어를 행해도 역률의 개선 효과를 얻을 수 있다.

≪부분 스위칭 동작≫

상기한 바와 같이, 고속 스위칭 동작을 행함으로써 회로 전류(is)를 정현파로 성형할 수 있어 높은 역률을 확보할 수 있다. 그러나, 스위칭 주파수가 크면 클수록 스위칭 손실은 커진다.

회로의 입력이 클수록 고조파 전류도 증대하므로, 특히 고차(高次)의 고조파 전류의 규제값을 만족하는 것이 어려워지기 때문에, 입력 전류가 클수록 높은 역률을 확보할 필요가 있다. 반대로 입력이 작을 경우에는 고조파 전류도 작아지므로 필요 이상으로 역률을 확보할 필요가 없는 경우가 있다. 즉, 환언하면 부하 조건에 따라 효율을 고려하면서 최적인 역률을 확보함으로써 고조파 전류를 저감하면 된다고 할 수 있다.

그래서, 스위칭 손실의 증대를 억제하면서 역률을 개선할 경우에는 부분 스위칭 동작을 행하면 된다.

부분 스위칭 동작이란, 고속 스위칭 동작과 같이 소정 주파수에서 역률 개선 동작을 행하는 것은 아니며, 교류 전원 전압(Vs)의 반 사이클 중에서, 소정의 위상에서 복수 회 역률 개선 동작을 행함으로써 직류 전압(Vd)의 승압과 역률의 개선을 행하는 동작 모드이다. 고속 스위칭 동작의 경우에 비해 MOSFET(Q1, Q2)의 스위칭 횟수가 적은만큼 스위칭 손실의 저감이 가능하다. 이하, 도 15를 이용해서 부분 스위칭 동작의 설명을 행한다.

도 15의 (a)∼(d)는 교류 전원 전압(Vs)이 양인 사이클에 있어서의 MOSFET(Q1)의 구동 펄스와 교류 전원 전압(Vs), 회로 전류(is)의 관계를 나타낸 도면이다.

도 15의 (a)는 교류 전원 전압의 순시값(vs)을 나타내고, 도 15의 (b)는 회로 전류(is)를 나타내고 있다. 도 15의 (c)는 MOSFET(Q2)의 구동 펄스를 나타내고, 도 15의 (d)는 MOSFET(Q1)의 구동 펄스를 나타내고 있다.

도 15의 (a)에 나타내는 바와 같이 교류 전원 전압의 순시값(vs)은 대략 정현파 형상이다.

도 15의 (b)의 일점 쇄선은 이상적인 회로 전류(is)를 대략 정현파 형상으로 나타내고 있다. 이때, 가장 역률이 개선된다.

여기에서 예를 들면, 이상(理想) 전류 상의 점(P1)을 생각했을 경우, 이 점에서의 기울기를 di(P1)/dt로 해둔다. 다음으로, 전류가 제로인 상태로부터 MOSFET(Q2)를 시간 ton1_Q2에 걸쳐서 온했을 때의 전류의 기울기를 di(ton1_Q2)/dt로 해둔다. 또한 시간 ton1_Q2에 걸쳐서 온한 후, 시간 toff_Q2에 걸쳐서 오프했을 경우의 전류의 기울기를 di(toff1_Q2)/dt로 해둔다. 이때 di(ton1_Q2)/dt와 di(toff1_Q2)/dt의 평균값이 점(P1)에 있어서의 기울기 di(P1)/dt와 같아지도록 제어한다.

다음으로, 점(P1)과 마찬가지로, 점(P2)에서의 전류의 기울기를 di(P2)/dt로 해둔다. 그리고, MOSFET(Q2)를 시간 ton2_Q2에 걸쳐서 온했을 때의 전류의 기울기를 di(ton2_Q2)/dt로 해두고, 시간 toff2_Q2에 걸쳐서 오프했을 경우의 전류의 기울기를 di(toff2_Q2)/dt로 해둔다. 점(P1)의 경우와 마찬가지로, di(ton2_Q2)/dt와 di(toff2_Q2)/dt의 평균값이 점(P2)에 있어서의 기울기 di(P2)/dt와 같아지도록 한다. 이후 이것을 반복해간다. 이때, MOSFET(Q2)의 스위칭 횟수가 많을수록 이상적인 정현파에 근사하는 것이 가능하다.

또한, 이와 같이 MOSFET(Q1)와 MOSFET(Q2)의 스위칭을 상보로 전환하고 있는 것은, 부분 스위칭 동작과 동기 정류 동작을 조합해서 실시하고 있기 때문이다.

또한, 경우에 따라서는 부분 스위칭 동작과 다이오드 정류 동작을 조합해서 실시해도 된다.

≪제어 모드의 전환≫

본 발명의 직류 전원 장치(1)는, 다이오드 정류 제어와 동기 정류 제어와 부분 스위칭 제어와 고속 스위칭 제어를 실시 가능하다. 예를 들면 사용하는 기기에 따라서는, 부하 조건에 따라 고효율화 우선의 영역, 승압과 역률 개선 우선의 영역 등 요구되는 성능이 바뀌는 경우가 있다. 그래서, 전술한 4가지의 제어를 실시하는 모드를 미리 정해진 문턱값 정보를 기초로 해서 선택적으로 전환함으로써, 보다 최적으로 고효율화와 고조파 전류의 저감을 양립 가능해진다.

도 16은 부하의 크기에 따른 직류 전원 장치의 동작 모드의 전환을 설명한 도면이다. 이 도면에 있어서, 제 1 문턱값을 「문턱값 #1」, 제 2 문턱값을 「문턱값 #2」로 생략해서 기재하고 있다. 또한, 제 1∼제 8 제어 방법을 단순히 「#1」 내지 「#8」로 생략해서 기재하고 있다.

제 1 제어 방법은, 미리 정해진 제 1 문턱값 정보에 의거해서 동기 정류 제어를 실시하는 모드와, 동기 정류 제어 및 부분 스위칭 제어를 동시에 실시하는 모드를 전환한다는 것이다. 또한, 도면에서는 부분 스위칭 제어를 「부분 SW」로 생략해서 기재하고 있다.

제 2 제어 방법은, 미리 정해진 제 1 문턱값 정보에 의거해서 동기 정류 제어를 실시하는 모드와, 동기 정류 제어 및 고속 스위칭 제어를 동시에 실시하는 모드를 전환한다는 것이다. 또한, 도면에서는 고속 스위칭 제어를 「고속 SW」로 생략해서 기재하고 있다.

제 3 제어 방법은, 미리 정해진 제 1, 제 2 문턱값 정보에 의거해서 동기 정류 제어를 행하는 모드와, 동기 정류 제어 및 부분 스위칭 제어를 동시에 실시하는 모드와, 동기 정류 제어 및 고속 스위칭 제어를 동시에 실시하는 모드를 전환한다는 것이다.

제 4 제어 방법은, 미리 정해진 제 1 문턱값 정보에 의거해서 동기 정류 제어를 실시하는 모드와, 다이오드 정류 제어 및 부분 스위칭 제어를 동시에 실시하는 모드를 전환한다는 것이다.

제 5 제어 방법은, 미리 정해진 제 1 문턱값 정보에 의거해서 동기 정류 제어를 실시하는 모드와, 다이오드 정류 제어 및 고속 스위칭 제어를 동시에 실시하는 모드를 전환한다는 것이다.

제 6 제어 방법은, 미리 정해진 제 1, 제 2 문턱값 정보에 의거해서 동기 정류 제어를 실시하는 모드와, 다이오드 정류 제어 및 부분 스위칭 제어를 동시에 실시하는 모드와, 다이오드 정류 제어 및 고속 스위칭 제어를 동시에 실시하는 모드를 전환한다는 것이다.

제 7 제어 방법은, 미리 정해진 제 1, 제 2 문턱값 정보에 의거해서 동기 정류 제어를 실시하는 모드와, 다이오드 정류 제어 및 부분 스위칭 제어를 동시에 실시하는 모드와, 동기 정류 제어 및 고속 스위칭 제어를 동시에 실시하는 모드를 전환한다는 것이다.

제 8 제어 방법은, 미리 정해진 제 1, 제 2 문턱값 정보에 의거해서 동기 정류 제어를 실시하는 모드와, 동기 정류 제어 및 부분 스위칭 제어를 동시에 실시하는 모드와, 다이오드 정류 제어 및 고속 스위칭 제어를 동시에 실시하는 모드를 전환한다는 것이다.

예를 들면, 효율 향상과 고조파 전류의 저감이나 승압을 주 목적으로 하는 것이면 제 1∼제 3 제어 방법으로 전환하면 된다. 또한, 효율은 그다지 우선이 아니며 고조파 전류의 저감이나 승압을 주목적으로 하는 것이면 제 4∼제 6 제어 방법 등의 모드로 전환하면 된다. 예를 들면, 부분 스위칭 동작이나 고속 스위칭 동작과 동기 정류 동작을 조합하는 경우는 교류 전원 전압 반 주기 중에서 2개의 MOSFET를 제어할 필요가 있기 때문에 제어로서는 복잡해진다. 그러나, 다이오드 정류와의 조합이면, 반 주기 중 제어할 MOSFET는 하나이기 때문에 제어의 간략화로도 이어진다. 요컨데, 효율이나 고조파의 저감이나 제어성 등 필요에 따라서 최적인 제어를 선택하면 된다.

또한, 제어 전환의 트리거로 되는 문턱값 정보로서는, 예를 들면 커런트 트랜스(11)에서 검출한 회로 전류가 있다. 혹은 부하 검출부(15)에서 검출한 부하 정보를 이용해도 된다. 부하 정보로서 예를 들면, 부하(H)가 모터나 인버터인 경우는 모터 전류, 모터 회전수, 변조율, 혹은 직류 전압 등을 이용하면 된다.

또한, 제 1, 제 2, 제 4, 제 5 제어 방법과 같이 2가지 모드 사이에서 제어를 전환하는 경우는 문턱값 정보는 1가지(제 1 문턱값 정보)이면 된다. 제 3, 제 6, 제 7, 제 8 제어 방법과 같이 3가지 모드 사이에서 전환할 경우에는, 문턱값 정보는 2가지(제 1 문턱값 정보와 제 2 문턱값 정보) 준비한다. 또한, 제 1 문턱값 정보와 제 2 문턱값 정보는 부하의 크기에 관련되어 있다. 즉, 제 1 문턱값 정보는 제 2 문턱값 정보보다도 크다는 관계가 있다.

예를 들면, 제 3 제어 방법에서는, 제 1 문턱값 미만의 영역에서는 동기 정류 동작으로 동작시키고, 제 1 문턱값 이상·제 2 문턱값 미만의 영역에서는 동기 정류 동작+부분 스위칭 동작으로 동작시키고, 제 2 문턱값 이상의 영역에서는 동기 정류 동작+고속 스위칭 동작으로 동작시킨다. 그 밖의 모드에 관해서도 마찬가지이다.

또한, 제 3, 제 6∼제 8 제어 방법과 같이 부분 스위칭 동작 중에서 고속 스위칭 동작으로 전환할 경우에 직류 전압이 변동하는 경우가 있다. 이것을 회피하기 위해, 부분 스위칭의 동작으로부터 고속 스위칭으로의 전환 순간에, 부분 스위칭 동작 시의 전류에 비 해 고속 스위칭 동작 시의 전류의 피크가 작아지도록 온 시간을 조정해서 전환한다.

도 17은 부분 스위칭으로부터 고속 스위칭으로 전환할 경우의 전류 파형을 설명한 도면이다.

도 17의 (a)는 부분 스위칭 제어 시의 교류 전원 전압의 순시값(vs)과 입력 전류(Is)를 모식적으로 나타내고 있다.

도 17의 (b)는 고속 스위칭 제어로 전환했을 때의 교류 전원 전압의 순시값(vs)과 입력 전류(is)를 모식적으로 나타내고 있다. 이때의 전류(is)의 피크는 도 17의 (a)에 나타낸 전류(is)의 피크보다도 작게 되어 있다. 이와 같이 온 시간을 조정해서 전환함으로써 직류 전압의 변동을 억제하는 것이 가능하다. 이것은, 부분 스위칭에 반해 고속 스위칭 시에는 역률이 좋기 때문에 전류가 작아진다. 즉, 부분 스위칭의 전류 진폭과 같아지도록 전환해 버리면 직류 전압이 지나치게 승압되어 버리기 때문이다. 이것에 의해 직류 전압(Vd)의 변동을 억제하는 것이 가능하다.

마찬가지로, 고속 스위칭으로부터 부분 스위칭으로의 전환 시에는, 앞서와는 반대로 전류의 진폭이 커지도록 온 시간을 조정해서 전환함으로써, 반대로 직류 전압의 저하를 방지하는 것이 가능하다.

또한, 각 제어의 전환은 전원 전압 제로 크로스의 타이밍에서 행함으로써 안정적으로 제어의 전환을 행할 수 있다.

<공기 조화기와 직류 전원 장치의 동작>

도 18은 본 실시형태에 있어서의 공기 조화기의 실내기, 실외기, 및 리모컨의 정면도이다.

도 18에 나타내는 바와 같이, 공기 조화기(A)는, 소위 룸 에어컨이며 실내기(100)와, 실외기(200)와, 리모컨(Re)과, 도시하지 않은 직류 전원 장치(도 1 참조)를 구비하고 있다. 실내기(100)와 실외기(200)는 냉매 배관(300)으로 접속되며, 주지의 냉매 사이클에 의해 실내기(100)가 설치되어 있는 실내를 공조한다. 또한, 실내기(100)와 실외기(200)는 통신 케이블(도시하지 않음)을 통해 서로 정보를 송수신하도록 되어 있다. 또한 실외기(200)에는 배선(도시하지 않음)으로 이어져 있으며 실내기(100)를 통해 교류 전압이 공급되어 있다. 직류 전원 장치는 실외기(200)에 구비되어 있으며 실내기(100)측으로부터 공급된 교류 전력을 직류 전력으로 변환하고 있다.

리모컨(Re)은 유저에 의해 조작되어 실내기(100)의 리모컨 송수신부(Q)에 대해 적외선 신호를 송신한다. 이 적외선 신호의 내용은 운전 요구, 설정 온도의 변경, 타이머, 운전 모드의 변경, 정지 요구 등의 지령이다. 공기 조화기(A)는 이러한 적외선 신호의 지령에 의거해서, 냉방 모드, 난방 모드, 제습 모드 등의 공조 운전을 행한다. 또한, 실내기(100)는, 리모컨 송수신부(Q)로부터 리모컨(Re)에 실온 정보, 습도 정보, 전기료 정보 등의 데이터를 송신한다.

공기 조화기(A)에 탑재된 직류 전원 장치의 동작의 흐름에 대해 설명한다. 직류 전원 장치는 고효율 동작과 역률의 개선에 의한 고조파 전류의 저감과 직류 전압(Vd)의 승압을 행하는 것이다. 그리고, 동작 모드로서는 상기와 같이, 다이오드 정류 동작, 동기 정류 동작, 고속 스위칭 동작, 부분 스위칭 동작의 4가지 동작 모드를 구비하고 있다.

예를 들면 부하(H)로서 공기 조화기(A)의 인버터나 모터를 생각했을 경우, 부하가 작고 효율 중시의 운전이 필요하면 직류 전원 장치를 동기 정류 모드로 동작시키면 된다.

부하가 커져 승압과 역률의 확보가 필요하면 직류 전원 장치에 고속 스위칭 동작을 실행시키면 된다. 또한 공기 조화기(A)의 정격 운전 시와 같이, 부하로서는 그다지 크지 않지만 승압이나 역률의 확보가 필요할 경우에는 부분 스위칭 동작을 실행시키면 된다. 또한, 부분 스위칭과 고속 스위칭 시에는 다이오드 정류와 동기 정류의 어느 쪽을 조합해도 된다.

도 19는 부하의 크기에 따라 직류 전원 장치(1)의 동작 모드와 공기 조화기(A)의 운전 영역을 전환하는 모습을 설명한 개요도이다.

부하에 문턱값 #1, #2를 설정하며, 또한 기기로서 공기 조화기(A)를 생각했을 경우, 부하가 작은 중간 영역에 있어서, 직류 전원 장치는 동기 정류를 행하며, 정격 운전 시에는 부분 스위칭(다이오드 정류 또는 동기 정류 중 어느 하나를 조합함)을 행하고, 필요에 따라 고속 스위칭(다이오드 정류 또는 동기 정류 중 어느 하나를 조합함)을 행한다.

정격 운전보다도 부하가 더 큰 저온 난방 운전 영역 등에 있어서, 직류 전원 장치(1)는 고속 스위칭을 행하고, 필요에 따라 부분 스위칭(다이오드 정류 또는 동기 정류 중 어느 하나를 조합함)을 행한다.

이상과 같이, 직류 전원 장치는, 공기 조화기(A)의 운전 영역에 따른 최적인 동작 모드로 전환함으로써, 고효율 동작을 행하면서 고조파 전류의 저감을 행하는 것이 가능하다.

또한, 부하(H)가 인버터나 모터 등일 경우, 부하의 크기를 결정하는 파라미터로서, 인버터나 모터에 흐르는 전류, 인버터의 변조율, 모터의 회전 속도를 생각할 수 있다. 또한, 직류 전원 장치에 통류하는 회로 전류(is)로 부하(H)의 크기를 판단해도 된다. 또한, 직류 전압으로 부하의 크기를 판단해도 된다.

예를 들면 부하의 크기가 문턱값 #1 이하이면, 직류 전원 장치는 동기 정류를 행하고, 문턱값 #1을 초과하면 부분 스위칭(다이오드 정류 또는 동기 정류 중 어느 하나를 조합함)을 행한다. 또는 부하의 크기가 문턱값 #2를 초과하면, 직류 전원 장치는 고속 스위칭(다이오드 정류 또는 동기 정류 중 어느 하나를 조합함)을 행하고, 문턱값 #2 이하이면 부분 스위칭(다이오드 정류 또는 동기 정류 중 어느 하나를 조합함)을 행한다.

이상과 같이 직류 전원 장치는, 부하의 크기에 따른 최적인 동작 모드로 전환함으로써, 고효율 동작을 행하면서 고조파 전류의 저감을 행하는 것이 가능하다.

본 실시형태에서는 MOSFET(Q1, Q2)로서 수퍼 정션 MOSFET를 사용한 예를 설명했다. 이 MOSFET(Q1, Q2)로서 SiC(Silicon Carbide)-MOSFET나 GaN(Gallium nitride)을 이용한 스위칭 소자를 이용함으로써 한층 더 고효율 동작을 실현하는 것이 가능하다.

이와 같이, 본 실시형태의 직류 전원 장치를 공기 조화기(A)에 구비시킴으로써, 에너지 효율(즉, APF)이 높으며 또한 신뢰성을 높일 수 있다. 공기 조화기 이외의 기기에 본 실시형태의 직류 전원 장치를 탑재해도 고효율이며 신뢰성을 높이는 것이 가능하다.

본 발명은 상기한 실시형태로 한정되는 것은 아니며 다양한 변형예가 포함된다. 예를 들면 상기한 실시형태는 본 발명을 알기 쉽게 설명하기 위해 상세히 설명한 것이며 반드시 설명한 모든 구성을 구비하는 것으로 한정되는 것은 아니다. 임의의 실시형태의 구성의 일부를 다른 실시형태의 구성으로 치환하는 것이 가능하며, 임의의 실시형태의 구성에 다른 실시형태의 구성을 부가하는 것도 가능하다. 또한, 각 실시형태의 구성의 일부에 대해 다른 구성의 추가·삭제·치환을 하는 것도 가능하다.

또한, MOSFET(Q1, Q2)로서 고속 trr 타입의 소자를 이용하고 있지만, 구체적으로 trr을 300ns 이하의 소자를 이용함으로써 고효율 동작이 가능하다.

또한, MOSFET(Q1, Q2)의 온 저항에 관해서도 작을수록 동기 정류의 효과가 높아진다. 구체적으로는 온 저항을 0.1Ω 이하로 함으로써 고효율 동작이 가능하다.

브리지 정류 회로(10)는 MOSFET(Q1, Q2)의 기생 다이오드와 다이오드(D1, D2)의 구성에 한하지 않으며, MOSFET(Q1, Q2)에 각각 다이오드를 병렬 접속하고, 이것에 다이오드(D1, D2)를 조합해서 구성해도 된다.

상기한 각 구성, 기능, 처리부, 처리 수단 등은 그들의 일부 또는 전부를 예를 들면 집적 회로 등의 하드웨어로 실현해도 된다. 상기한 각 구성, 기능 등은 프로세서가 각각의 기능을 실현하는 프로그램을 해석해서 실행하는 것에 의해 소프트웨어로 실현해도 된다. 각 기능을 실현하는 프로그램, 테이블, 파일 등의 정보는 메모리, 하드 디스크 등의 기록 장치, 또는 플래시 메모리 카드, DVD(Digital Versatile Disk) 등의 기록 매체에 설치할 수 있다.

각 실시형태에 있어서, 제어선이나 정보선은 설명상 필요한 것으로 생각되는 것을 나타내고 있으며, 제품상 반드시 모든 제어선이나 정보선을 나타내고 있다고는 할 수 없다. 실제로는 거의 모든 구성이 상호 접속되어 있는 것으로 생각해도 된다.

1 : 직류 전원 장치 10 : 정류 회로
11 : 전류 검출부 R1 : 션트 저항
12 : 게인 제어부 13 : 교류 전압 검출부
14 : 제로 크로스 판정부 15 : 부하 검출부
16 : 승압비 제어부 17 : 직류 전압 검출부
18 : 컨버터 제어부(제어 수단) 19 : 전원 회로
VS : 교류 전원 C1 : 평활 콘덴서
D1 : 다이오드(제 1 다이오드) D2 : 다이오드(제 2 다이오드)
D3 : 다이오드(제 3 다이오드) D4 : 다이오드(제 4 다이오드)
ha, hb, hc, hd : 배선 L1 : 리액터
Q1 : MOSFET(제 1 스위칭 소자) Q2 : MOSFET(제 2 스위칭 소자)

Claims

교류 전원에 접속되며, 제 1 내지 제 4 다이오드를 갖는 정류 회로와,
상기 제 3 다이오드를 기생 다이오드로서 포함하거나, 또는 상기 제 3 다이오드에 병렬 접속되어 있고, 당해 제 3 다이오드가 오프하는 방향에 대해서 내전압(耐電壓) 특성을 가지며, 또한 상기 제 1 내지 제 4 다이오드의 순방향 전압 강하보다도 포화 전압이 낮은 제 1 스위칭 소자와,
상기 제 4 다이오드를 기생 다이오드로서 포함하거나, 또는 상기 제 4 다이오드에 병렬 접속되어 있고, 당해 제 4 다이오드가 오프하는 방향에 대해서 내전압 특성을 가지며, 또한 상기 제 1 내지 제 4 다이오드의 순방향 전압 강하보다도 포화 전압이 낮은 제 2 스위칭 소자와,
상기 교류 전원과 상기 정류 회로 사이에 설치되는 리액터와,
상기 정류 회로의 출력측에 접속되며, 당해 정류 회로로부터 인가되는 전압을 평활화하는 평활 콘덴서와,
상기 제 1 내지 제 4 다이오드를 이용하는 다이오드 정류 제어, 상기 교류 전원의 전압의 극성에 동기해서 상기 제 1 스위칭 소자와 상기 제 2 스위칭 소자를 스위칭하는 동기 정류 제어, 상기 교류 전원의 반(半) 주기 동안에 상기 리액터를 부분적으로 상기 교류 전원에 단락(短絡)시키는 제어를 반복해서 복수 회 실시하는 부분 스위칭 제어, 또는, 교류 전(全) 주기에 걸쳐서 상기 리액터를 소정 주파수에서 단락시키는 고속 스위칭 제어를 실시하는 제어 수단을 구비하고,
상기 동기 정류 제어, 상기 부분 스위칭 제어, 및 상기 고속 스위칭 제어에 있어서, 상기 제 1 스위칭 소자의 구동 펄스와 상기 제 2 스위칭 소자의 구동 펄스는 시간적으로 항상 레벨이 서로 반전하고 있는 것을 특징으로 하는 직류 전원 장치.
제 1 항에 있어서,
상기 제어 수단은, 미리 정해진 문턱값 정보에 의거해서, 상기 동기 정류 제어를 실시하는 모드와, 상기 동기 정류 제어 및 상기 부분 스위칭 제어를 동시에 실시하는 모드를 전환하는
것을 특징으로 하는 직류 전원 장치.
제 1 항에 있어서,
상기 제어 수단은, 미리 정해진 문턱값 정보에 의거해서, 상기 동기 정류 제어를 실시하는 모드와, 상기 동기 정류 제어 및 상기 고속 스위칭 제어를 동시에 실시하는 모드를 전환하는
것을 특징으로 하는 직류 전원 장치.
제 1 항에 있어서,
상기 제어 수단은, 미리 정해진 문턱값 정보에 의거해서, 상기 동기 정류 제어를 실시하는 모드와, 상기 동기 정류 제어 및 상기 부분 스위칭 제어를 동시에 실시하는 모드와, 상기 동기 정류 제어 및 상기 고속 스위칭 제어를 동시에 실시하는 모드를 전환하는
것을 특징으로 하는 직류 전원 장치.
제 1 항에 있어서,
상기 제어 수단은, 미리 정해진 문턱값 정보에 의거해서, 상기 동기 정류 제어를 실시하는 모드와, 상기 다이오드 정류 제어 및 상기 부분 스위칭 제어를 동시에 실시하는 모드를 전환하는
것을 특징으로 하는 직류 전원 장치.
제 1 항에 있어서,
상기 제어 수단은, 미리 정해진 문턱값 정보에 의거해서, 상기 동기 정류 제어를 실시하는 모드와, 상기 다이오드 정류 제어 및 상기 고속 스위칭 제어를 동시에 실시하는 모드를 전환하는
것을 특징으로 하는 직류 전원 장치.
제 1 항에 있어서,
상기 제어 수단은, 미리 정해진 문턱값 정보에 의거해서, 상기 동기 정류 제어를 실시하는 모드와, 상기 다이오드 정류 제어 및 상기 부분 스위칭 제어를 동시에 실시하는 모드와, 상기 다이오드 정류 제어 및 상기 고속 스위칭 제어를 동시에 실시하는 모드를 전환하는
것을 특징으로 하는 직류 전원 장치.
제 1 항에 있어서,
상기 제어 수단은, 미리 정해진 문턱값 정보에 의거해서, 상기 동기 정류 제어를 실시하는 모드와, 상기 다이오드 정류 제어 및 상기 부분 스위칭 제어를 동시에 실시하는 모드와, 상기 동기 정류 제어 및 상기 고속 스위칭 제어를 동시에 실시하는 모드를 전환하는
것을 특징으로 하는 직류 전원 장치.
제 1 항에 있어서,
상기 제어 수단은, 미리 정해진 문턱값 정보에 의거해서, 상기 동기 정류 제어를 실시하는 모드와, 상기 동기 정류 제어 및 상기 부분 스위칭 제어를 동시에 실시하는 모드와, 상기 다이오드 정류 제어 및 상기 고속 스위칭 제어를 동시에 실시하는 모드를 전환하는
것을 특징으로 하는 직류 전원 장치.
제 2 항 내지 제 9 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 제어 수단은, 상기 교류 전원이 인가하는 교류 전압의 제로 크로스에서 제어를 전환하는
것을 특징으로 하는 직류 전원 장치.
제 2 항 내지 제 9 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 제어 수단은, 상기 부분 스위칭 제어로부터 상기 고속 스위칭 제어로 전환하거나, 또는 상기 고속 스위칭 제어로부터 상기 부분 스위칭 제어로 전환할 경우, 직류 전압의 변동이 없이 일정해지도록 전환하는
것을 특징으로 하는 직류 전원 장치.
제 10 항에 있어서,
상기 제어 수단은, 상기 문턱값 정보로서, 회로 전류, 모터 전류, 모터 회전수, 변조율, 직류 전압 중 어느 하나를 이용하는
것을 특징으로 하는 직류 전원 장치.
제 1 항 내지 제 9 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 제 1, 제 2 스위칭 소자는, 수퍼 정션 MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor), SiC-MOSFET, 또는 GaN(Gallium nitride)을 이용한 스위칭 소자인
것을 특징으로 하는 직류 전원 장치.
제 1 항 내지 제 9 항 중 어느 한 항에 기재된 직류 전원 장치를 구비한
것을 특징으로 하는 공기 조화기.