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JP6367738B2 - 電力変換装置 - Google Patents

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Description

本発明は、電力変換装置に関する。
系統連系向けの絶縁トランスは、系統周波数と同じ数十Ｈｚの低周波で駆動されているため、小型・軽量化が難しいという課題があった。近年、ＳＳＴ（ソリッドステートトランス）の高圧・大電力用途への適用が検討されている。ＳＳＴは、高周波トランスと、高周波トランスを駆動して系統周波数の交流を出力するＤＣ／ＤＣコンバータといった電力回路とを有し、従来の低周波トランスを代替することができる。高周波トランスを数十〜数百ｋＨｚの高周波で駆動することによって、高周波トランスを小型化でき、電力回路と高周波トランスを合わせても、低周波トランス単体と比較して大幅な小型・軽量化を実現できる。
また、系統向けの電力用途として太陽光発電の導入が世界的に拡大している。太陽光発電の電力を制御して系統へ出力するＰＣＳ（パワーコンディショニングシステム）が知られている。
特許文献１には、直流の入力電源の電圧が変動しても昇圧コンバータの動作周波数をほぼ一定に維持して騒音や損失の増大を防止する系統連系インバータ装置が記載されている。
特開２００１−２０９４４５号公報
ＰＣＳの小型・軽量化を実現するために、ＰＣＳにＳＳＴを適用すると、太陽光発電のような広範囲な電圧の変動と、高周波化に対してＤＣ／ＤＣコンバータやインバータといった電力回路に使用されるパワーデバイスのスイッチング損失とが、問題になる。
例えば、太陽光発電の電圧変動には、天候によるＭＰＰＴ（Maximum Power Point Tracking）電圧範囲と、出力停止時のＯＣＶ（Open Circuit Voltage：開路電圧）による電圧上昇とがある。ＰＣＳ内のＤＣ／ＤＣコンバータやインバータには、電解コンデンサやフィルムコンデンサが使われている。電圧が上昇する場合、コンデンサの定格電圧を超過しないように、高耐圧のコンデンサを使用する。コンデンサは、同サイズであっても高耐圧となるほどコンデンサの容量や許容リップル電流値が低下するため、コンデンサの小型・軽量化のためには定格電圧を低下させることが望ましい。
また、ＰＣＳ向けのパワーデバイスとしてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が一般的に使用されている。ＩＧＢＴは高耐圧に適した素子であるが、数ｋＨｚでのスイッチングが現実的であり、数十ｋＨｚでの駆動ではスイッチング損失が問題となる。
上記課題を解決するために、本発明の一態様である電力変換装置は、電源からの直流電力の電圧を変化させるＬＬＣ共振型のＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータからの直流電力を交流電力に変換するインバータと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御するコンバータ制御器と、前記インバータを制御するインバータ制御器と、を備える。前記ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧が予め設定された第一電圧値より低い場合、前記コンバータ制御器は、第一電圧維持制御として、前記入力電圧に応じて前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチングの動作周波数を変更することにより、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を、予め設定された第一電圧範囲内に保つ。前記第一電圧値より高い第二電圧値に対し、前記入力電圧が前記第二電圧値より高い場合、前記コンバータ制御器は、第二電圧維持制御として、前記入力電圧に応じて前記動作周波数を変更することにより、前記出力電圧を、前記第一電圧範囲より高い第二電圧範囲内に保つ。
電力変換装置を小型化しつつ、電力変換装置の効率の低下を防ぐことができる。
実施例１のＰＣＳの構成を示す。 比較例のＰＣＳの構成を示す。 実施例１のＬＬＣ共振コンバータ１０の制御方法を示す。 定周波制御における駆動電圧ＳＷと電流Ｉの関係を示す。 昇圧制御における駆動電圧ＳＷと電流Ｉの関係を示す。 降圧制御における駆動電圧ＳＷと電流Ｉの関係を示す。 実施例１の第一変形例のＰＣＳの構成を示す。 実施例１の第二変形例のＰＣＳの構成を示す。 実施例２のＰＣＳの構成を示す。 実施例２のＬＬＣ共振コンバータ１０の制御方法を示す。 実施例２の変形例のＰＣＳの構成を示す。
以下、本発明の実施例について図面を用いて説明する。
本実施例では、電力変換装置の一例として、太陽光発電装置（以下、太陽光発電）からの直流電力を交流電力に変換し、系統へ出力するＰＣＳについて説明する。
まず、本実施例の構成について以下で説明する。
図１は、実施例１のＰＣＳの構成を示す。
本実施例は、低圧（例えば１００Ｖ，２００Ｖ系）へ連系する数ｋＷから数十ｋＷ級のＰＣＳを想定している。このＰＣＳは、Ｈブリッジ型のＬＬＣ共振型のＤＣ／ＤＣコンバータ（以下、ＬＬＣ共振コンバータと呼ぶ）１０と、インバータ１１と、出力フィルタ１２と、コンバータ制御器１３と、インバータ制御器１４とを含む。
ＬＬＣ共振コンバータ１０は、太陽光発電に接続され、太陽光発電からの直流電力を受ける。ＬＬＣ共振コンバータ１０は、高周波トランス１を含み、直流電力の電圧を変換し、Ｈブリッジダイオード整流後の直流電力を出力する。三相のインバータ１１は、ＬＬＣ共振インバータ１０から出力される直流電力を交流電力に変換する。ＬＣの出力フィルタ１２は、インバータ１１から出力される交流電力を平滑化する。コンバータ制御器１３は、ＬＬＣ共振コンバータ１０の制御周波数（動作周波数）を制御する。インバータ制御器１４は、インバータ１１をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御する。
ＬＬＣ共振コンバータ１０の１次側（太陽光発電側）は６００Ｖ以下の低圧であるため、パワーデバイス（駆動素子）として、高周波駆動に適したＭＯＳ ＦＥＴを適用することを想定している。スイッチング周波数は数十ｋＨｚから数百ｋＨｚを想定している。ＭＯＳ ＦＥＴとして、高耐圧・高周波スイッチングに適したＳｉＣ ＭＯＳ ＦＥＴを適用しても構わないし、その他同様の機能を有するものでも構わない。
ＬＬＣ共振コンバータ１０の２次側（インバータ１１側）はダイオードによる平滑化を想定している。このダイオードは、Ｓｉのダイオードであってもよいし、導通損失を低減させるためにＳｉ型のショットキーバリアダイオードやＳｉＣショットキーバリアダイオードを適用しても構わないし、ＳｉＣ ＭＯＳ ＦＥＴを同期させて使用することで損失低減させても構わないし、その他同様の機能を有するものでも構わない。
高周波トランス１は、ＬＬＣ共振とするために、高周波トランス１の励磁インダクタンスＬｍに共振対応させたリーケージインダクタンス２（インダクタンス＝Ｌｒ）と共振コンデンサ３（キャパシタンス＝Ｃｒ）とに接続される。なお、リーケージインダクタンス２は、高周波トランス１内の漏れ磁束の定数の調整が可能となる構造として高周波トランス１内で一体化しても構わない。共振コンデンサ３は、フィルムコンデンサを使用することを想定しているが、同様の機能を有するものであれば構わない。
インバータ１１におけるＰＷＭ等のスイッチング周波数は数ｋＨｚ以下と、ＬＬＣ共振コンバータ１０の制御周波数と比較して低いため、駆動素子としてＩＧＢＴを適用することを想定している。
ここで、比較例を用いて、本実施例の効果について説明する。
図２は、比較例のＰＣＳの構成を示す。
比較例のＰＣＳは、インバータ１１ｘと、出力フィルタ１２ｘと、昇圧トランス１５ｘと、インバータ制御器１４ｘを含む。インバータ１１ｘは、太陽光発電の直流電力を入力とし、直流電力から三相交流電力へ変換する。出力フィルタ１２ｘは、三相交流電力を平滑化する。昇圧トランス１５ｘは、三相交流電圧を数百Ｖから６．６ｋＶ以上に昇圧して、系統へ出力する。太陽光発電の電圧は天候によって大きく変化するため、ＰＣＳは、太陽光発電とインバータ１１ｘの間に昇圧チョッパを含んで、太陽光発電の最大電力を出力するためのＭＰＰＴ制御により入力電圧変動に対応してもよい。昇圧トランス１５ｘは、系統周波数で動作するため、大型になる。
実施例１の高周波トランス１の周波数は、比較例の昇圧トランス１５ｘの周波数に比べて高い。したがって、高周波トランス１は、昇圧トランス１５ｘに比べて小型化することができ、本実施例のＰＣＳは、比較例のトランスに比べて小型化することができる。
次に、本実施例のＬＬＣ共振コンバータ１０の制御方法について述べる。
図３は、実施例１のＬＬＣ共振コンバータ１０の制御方法を示す。
この図の上段は、ＬＬＣ共振コンバータ１０の入力電圧Ｖｉｎに対するＬＬＣ共振コンバータ１０の２次側出力電圧Ｖｄｃを示す。この図の中段は、入力電圧Ｖｉｎに対する晴天時の太陽光発電出力電力と曇天時の太陽光発電出力電力とを示す。この図の下段は、入力電圧Ｖｉｎに対するＬＬＣ共振コンバータ１０の制御周波数を示す。太陽光発電からの入力電圧Ｖｉｎの変化に対し、太陽光発電出力電力は中段のグラフのように変化する。コンバータ制御器１３は、ＭＰＰＴの機能を含む。ＭＰＰＴは、太陽光発電出力電力が最大となるように入力電圧を制御する。晴天時及び曇天時の夫々において、太陽光発電出力電力が最大となる入力電圧を最大電力点電圧と呼び、最大電力点電圧の範囲を最大電力点電圧範囲と呼ぶ。例えば、最大電力点電圧範囲の下限値は、曇天時（雨天時を含む）の最大電力点電圧以下であり、最大電力点電圧範囲の上限値は、晴天時の最大電力点電圧以上である。また、入力電圧Ｖｉｎに対して通常入力電圧範囲が予め設定される。通常入力電圧範囲は、下限値Ｖ１１（第一電圧値）と上限値Ｖ１２（第二電圧値）とにより定められ、最大電力点電圧範囲を含む。また、出力電圧Ｖｄｃに対して出力電圧範囲が予め設定される。出力電圧範囲は、下限値２１と上限値２２とにより定められる。
コンバータ制御器１３は、制御周波数の矩形波の駆動電圧ＳＷ（駆動信号）を、ＬＬＣ共振コンバータ１０の１次側のＭＯＳ ＦＥＴのゲートに与える。入力電圧Ｖｉｎが通常入力電圧範囲内である場合、コンバータ制御器１３は、制御周波数を、予め設定された特定制御周波数ｆ１１（例えば２０ｋＨｚ）とし、Ｄｕｔｙ比を５０％（デッドタイム有）で不変とする、定周波制御（第一周波数維持制御）を行う。これにより、２次側出力電圧Ｖｄｃは入力電圧Ｖｉｎに比例して変化する。例えば、入力電圧Ｖｉｎが通常入力電圧範囲の下限値Ｖ１１からＶ１２まで変化すると、出力電圧Ｖｄｃは出力電圧範囲の下限値Ｖ２１から上限値Ｖ２２まで変化する。特定制御周波数ｆ１１は、ＬＬＣ共振コンバータ１０の共振周波数であってもよい。
日照が悪く、最大電力点電圧が低下し、入力電圧Ｖｉｎが通常入力電圧範囲より低下した場合、コンバータ制御器１３は、入力電圧Ｖｉｎの低下に応じて制御周波数を低下させ、Ｄｕｔｙ比を５０％（デッドタイム有）で不変とする、昇圧制御（第一電圧維持制御）を行う。これにより、コンバータ制御器１３は、出力電圧Ｖｄｃの下降を抑制し、出力電圧Ｖｄｃを出力電圧範囲の下限値Ｖ２１に保つ。
インバータ１１の出力停止時のように入力電圧ＶｉｎがＯＣＶで通常入力電圧範囲より上昇した場合、コンバータ制御器１３は、入力電圧Ｖｉｎの増加に応じて制御周波数を増加させ、Ｄｕｔｙ比を５０％（デッドタイム有）と不変とする、降圧制御（第二電圧維持制御）を行う。これにより、コンバータ制御器１３は、出力電圧Ｖｄｃの上昇を抑制し、出力電圧Ｖｄｃを出力電圧範囲の上限値Ｖ２２に保つ。
また、この図の上段に示すように、入力電圧Ｖｉｎの変化に対して出力電圧Ｖｄｃは連続している。また、この図の下段に示すように、入力電圧Ｖｉｎの変化に対して制御周波数は連続している。
定周波制御と降圧制御と昇圧制御のそれぞれにおける、ＬＬＣ共振コンバータ１０の１次側ＭＯＳ ＦＥＴのスイッチング損失について以下で述べる。
図４は、定周波制御における駆動電圧ＳＷと電流Ｉの関係を示す。
電流Ｉは、ＬＬＣ共振コンバータ１０の共振周波数で変動する。定周波制御において、駆動電圧ＳＷは、一定の特定動作周波数を有する。ＭＯＳ ＦＥＴのＯＮ（駆動電圧ＳＷの立ち上がり）時には、ＭＯＳ ＦＥＴを流れる電流ＩはＭＯＳ ＦＥＴのボディダイオードを通して逆方向に流れるため、ＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）となり、ＯＮ時のスイッチング損失は発生しない。ＭＯＳ ＦＥＴのＯＦＦ（ＳＷの立ち下がり）時には、電流Ｉはピークアウトして十分に低く抑えられるため、ＯＦＦ時のスイッチング損失も小さくなる。このように、特定制御周波数に保つことにより、駆動電圧ＳＷの波形と電流Ｉの波形との関係を一定に保つことができる。これにより、定周波制御においては高効率なスイッチングが実現できる。
図５は、昇圧制御における駆動電圧ＳＷと電流Ｉの関係を示す。
電流Ｉは、定周波制御時と同じ共振周波数で変動する。定周波制御時と比較して、制御周波数は低くなるため、駆動電圧ＳＷの周期（パルス幅）は長くなる。ＭＯＳ ＦＥＴのＯＮ時には、電流ＩはＭＯＳ ＦＥＴのボディダイオードを通して逆方向に流れるため、ＺＶＳとなり、ＯＮ時のスイッチング損失は発生しない。ＭＯＳ ＦＥＴのＯＦＦ時には、電流Ｉとしてリーケージインダクタンス２による共振電流が流れるため、定周波制御時と比較してスイッチング損失は増加する。しかし、制御周波数を低下させることにより、駆動電圧ＳＷのパルス幅が延びているため、ＯＦＦ時の電流Ｉは小さく、昇圧制御においては高効率なスイッチングが実現できる。
図６は、降圧制御における駆動電圧ＳＷと電流Ｉの関係を示す。
電流Ｉは、定周波制御時と同じ共振周波数で変動する。定周波制御時と比較して、制御周波数は高くなるため、駆動電圧ＳＷの周期（パルス幅）は、定周波制御時より短くなる。ＭＯＳ ＦＥＴのＯＮ時には、電流ＩはＭＯＳ ＦＥＴのボディダイオードを通して逆方向に流れるため、ＺＶＳとなり、ＯＮ時のスイッチング損失は発生しない。ＭＯＳ ＦＥＴのＯＦＦ時には、電流Ｉはピーク付近での遮断となるため、定周波制御時と比較してスイッチング損失は大きくなる。また、定周波制御時と比較して制御周波数を増加させているため、降圧制御においてはスイッチング損失が更に大きくなる。但し、コンバータ制御器１３は、ＯＣＶの抑制のためのＯＶＰ（Over Voltage Protection）の機能を含む。降圧制御時において、ＯＶＰが入力電圧の上昇に応じてＬＬＣ共振コンバータ１０の出力を停止させることにより、降圧制御によるスイッチング損失はＰＣＳの効率に影響を与えない。
以上から、ＭＰＰＴにより入力電圧Ｖｉｎが大きくなる通常入力電圧範囲においては、定周波制御により効率を高めることができる。また、日照が低く、入力電圧Ｖｉｎが通常入力電圧範囲より低い場合においても、昇圧制御により効率を高めることができる。太陽光発電出力電力の全範囲での高効率化が実現できる。また、インバータ１１の出力停止時のように入力電圧Ｖｉｎが通常入力電圧範囲より高い場合、ＯＣＶ抑制により２次側のコンデンサ電圧への影響を抑制することができる。
なお、定周波制御において、コンバータ制御器１３は、制御周波数を、一定に保つのではなく、予め設定された第一周波数範囲内で変化させてもよい。例えば、第一周波数範囲は、特定制御周波数ｆ１１を含んでもよい。例えば、定周波制御において、コンバータ制御器１３は、入力電圧Ｖｉｎが高くなるほど、制御周波数を高く設定してもよい。この場合、入力電圧Ｖｉｎに対する制御周波数の傾き（変化率）について、定周波制御における傾きは、昇圧制御及び降圧制御における傾きより小さくてもよい。
また、昇圧制御において、コンバータ制御器１３は、出力電圧Ｖｄｃを、一定に保つのではなく、予め設定された第一電圧範囲内で変化させてもよい。例えば、第一電圧範囲は、出力電圧範囲の下限値Ｖ２１を含んでもよい。また、降圧制御において、コンバータ制御器１３は、出力電圧Ｖｄｃを、一定に保つのではなく、第一電圧範囲より高い第二電圧範囲内に保ってもよい。例えば、第二電圧範囲は、出力電圧範囲の上限値Ｖ２２を含んでもよい。降圧制御及び昇圧制御において、出力電圧を変化させた場合においても、スイッチング損失の低減の効果は得られる。
また、コンバータ制御器１３は、駆動電圧ＳＷのＤｕｔｙ比を、予め設定されたＤｕｔｙ比範囲内で変化させてもよい。
次に、本実施例の変形例について説明する。
図７は、実施例１の第一変形例のＰＣＳの構成を示す。
実施例１のＰＣＳと比較すると、第一変形例のＰＣＳは、インバータ１１の代わりにインバータ１１ｂを含む。この第一変形例のように、インバータ１１ｂは、駆動素子として、ＩＧＢＴの代わりに、ＳｉやＳｉＣのＭＯＳ ＦＥＴを含んでも構わないし、同様の機能を有するものを含んでも構わない。
図８は、実施例１の第二変形例のＰＣＳの構成を示す。
第一変形例のＰＣＳと比較すると、第二変形例のＰＣＳは、ＬＬＣ共振コンバータ１０の代わりにＬＬＣ共振コンバータ１０ｃを含む。この第二変形例のように、ＬＬＣ共振コンバータ１０ｃは、駆動素子として、ＬＬＣ共振コンバータ１０の数の半分の駆動素子を含んでもよい。ＬＬＣ共振コンバータ１０ｃの高周波トランス１の１次側に入力される電圧幅は、ＬＬＣ共振コンバータ１０における電圧幅の１／２となるが、高周波トランス１の巻き数比により、実施例１と同様の電圧に調整可能である。
図９は、実施例２のＰＣＳの構成を示す。
本実施例は、高圧（例えば６．６ｋＶ系）へ連系する数百ｋＷ級のＰＣＳを想定している。本実施例のＰＣＳにおいて、実施例１のＰＣＳの要素の符号と同一符号が付された要素は、同一又は相当物を示し、説明を省略する。実施例１のＰＣＳと比較すると、本実施例のＰＣＳは、インバータ１１の代わりにインバータ１１ｄを含み、コンバータ制御器１３の代わりにコンバータ制御器１３ｄを含み、インバータ制御器１４の代わりにインバータ制御器１４ｄを含む。インバータ１１ｄは、３相の３レベルインバータであり、１相当たり４個の駆動素子を含む。インバータ制御器１４ｄは、インバータ１１ｄのＰＷＭ制御を行う。これにより、スイッチング損失を更に削減することができる。
Ｈブリッジ型のＬＬＣ共振コンバータ１０の１次側入力最大電圧が１０００Ｖである場合、ＭＯＳ ＦＥＴとして、高耐圧・高周波スイッチングに適したＳｉＣ ＭＯＳ ＦＥＴを適用することを想定している。
インバータ１１ｄにおけるＰＷＭ等のスイッチング周波数は数ｋＨｚ以下と、ＬＬＣ共振コンバータの制御周波数と比較して低いため、駆動素子としてＩＧＢＴを適用することを想定しているが、ＳｉやＳｉＣのＭＯＳ ＦＥＴを適用しても構わないし、ＧａＮなど同様の機能を有するものであれば構わない。
次に、本実施例のＬＬＣ共振コンバータ１０の制御方法について述べる。
図１０は、実施例２のＬＬＣ共振コンバータ１０の制御方法を示す。
この図の上段は、ＬＬＣ共振コンバータ１０の入力電圧Ｖｉｎに対するＬＬＣ共振コンバータ１０の２次側出力電圧Ｖｄｃを示す。この図の中段は、入力電圧Ｖｉｎに対する晴天時の太陽光発電出力電力と曇天時の太陽光発電出力電力とを示す。この図の下段は、入力電圧Ｖｉｎに対するＬＬＣ共振コンバータ１０の制御周波数を示す。
入力電圧Ｖｉｎに対し、低入力電圧範囲と高入力電圧範囲が予め設定される。低入力電圧範囲は、下限値Ｖ３１（第一電圧値）と上限値Ｖ３２（第三電圧値）とにより定められ、高入力電圧範囲は、下限値Ｖ３３（第四電圧値）と上限値Ｖ３４（第二電圧値）とにより定められる。低入力電圧範囲は、曇天時（雨天時を含む）の最大電力点電圧を含んでもよい。高入力電圧範囲は、晴天時の最大電力点電圧を含んでもよい。また、出力電圧Ｖｄｃに対して出力電圧範囲が予め設定される。出力電圧範囲は、下限値４１と上限値４３とにより定められる。また、出力電圧範囲の下限値Ｖ４１及び上限値Ｖ４３の間に中間値Ｖ４２が予め設定される。
コンバータ制御器１３ｄは、低入力電圧範囲において、定周波制御と同様、制御周波数を、予め設定された第一制御周波数ｆ２１に保つ第一定周波制御（第二周波数維持制御）を行う。これにより、２次側出力電圧Ｖｄｃは入力電圧Ｖｉｎに比例して変化する。例えば、入力電圧Ｖｉｎが低入力電圧範囲の下限値Ｖ３１からＶ３２まで変化すると、出力電圧Ｖｄｃは出力電圧範囲の下限値Ｖ４１から中間値Ｖ４２まで変化する。
コンバータ制御器１３ｄは、高入力電圧範囲において、定周波制御と同様、制御周波数を、第一制御周波数ｆ２１より高い第二制御周波数ｆ２２に保つに保つ第二定周波制御（第三周波数維持制御）を行う。これにより、２次側出力電圧Ｖｄｃは入力電圧Ｖｉｎに比例して変化する。例えば、入力電圧Ｖｉｎが高入力電圧範囲の下限値Ｖ３３からＶ３４まで変化すると、出力電圧Ｖｄｃは出力電圧範囲の中間値Ｖ４２から上限値Ｖ４３まで変化する。
入力電圧Ｖｉｎが低入力電圧範囲より低下した場合、コンバータ制御器１３ｄは、入力電圧Ｖｉｎの低下に応じて制御周波数を低下させる昇圧制御を行う。これにより、コンバータ制御器１３ｄは、出力電圧Ｖｄｃの下降を抑制し、出力電圧Ｖｄｃを出力電圧範囲の下限値Ｖ４１に保つ。
入力電圧ＶｉｎがＯＣＶで高入力電圧範囲より上昇した場合、コンバータ制御器１３ｄは、入力電圧Ｖｉｎの増加に応じて制御周波数を増加させる降圧制御を行う。これにより、コンバータ制御器１３ｄは、出力電圧Ｖｄｃの上昇を抑制し、出力電圧Ｖｄｃを出力電圧範囲の上限値Ｖ４３に保つ。
低入力電圧範囲の上限値Ｖ３２と、高入力電圧範囲の下限値Ｖ３３との間に、入力電圧閾値が予め設定される。インバータ制御器１４ｄは、入力電圧Ｖｉｎが入力電圧閾値より低い場合、インバータ１１ｄを３レベルインバータとして動作させ、入力電圧Ｖｉｎが入力電圧閾値より高い場合、インバータ１１ｄを２レベルインバータとして動作させる、切替制御を行う。コンバータ制御器１３ｄは、入力電圧Ｖｉｎが低入力電圧範囲の上限値Ｖ３２以上であり且つ高入力電圧範囲の下限値Ｖ３３以下である場合、昇圧制御と同様、入力電圧Ｖｉｎの低下に応じて制御周波数を低下させる中間昇圧制御（第三電圧維持制御）を行う。これにより、コンバータ制御器１３ｄは、出力電圧Ｖｄｃを、出力電圧範囲の中間値Ｖ４２に保ち、切替制御におけるチャタリングを防ぐことができる。なお、インバータ制御器１４ｄは、入力電圧Ｖｉｎの上昇と下降におけるヒステリシスを持つ切替制御を行ってもよい。
定周波制御においては、実施例１と同様、スイッチング損失が小さく、高効率なスイッチングが実現できる。
昇圧制御及び中間昇圧制御においては、実施例１と同様、スイッチング損失が小さく、高効率なスイッチングが実現できる。
降圧制御においては、実施例１と同様、ＯＮ時のスイッチング損失は発生せず、定周波制御時と比較してスイッチング損失が大きくなるが、ＯＣＶ抑制により、スイッチング損失はＰＣＳの効率に影響を与えない。
なお、第一定周波制御において、コンバータ制御器１３ｄは、制御周波数を、一定に保つのではなく、予め設定された第二周波数範囲内で変化させてもよい。例えば、第二周波数範囲は、第一制御周波数ｆ２１を含んでもよい。また、第二定周波制御において、コンバータ制御器１３ｄは、制御周波数を、一定に保つのではなく、第二周波数範囲より高い第三周波数範囲内で変化させてもよい。例えば、第三周波数範囲は、第二制御周波数ｆ２２を含んでもよい。例えば、第一定周波制御及び第二定周波制御において、コンバータ制御器１３ｄは、入力電圧Ｖｉｎが高くなるほど、制御周波数を高く設定してもよい。この場合、第一定周波制御及び第二定周波制御における傾きは、昇圧制御と中間昇圧制御と降圧制御とにおける傾きより小さくてもよい。
また、中間昇圧制御において、コンバータ制御器１３ｄは、出力電圧Ｖｄｃを、一定に保つのではなく、第一電圧範囲より高く且つ第二電圧範囲より低い第三電圧範囲内で変化させてもよい。例えば、第一電圧範囲は、出力電圧範囲の下限値Ｖ４１を含んでもよく、第三電圧範囲は、出力電圧範囲の中間値Ｖ４２を含んでもよく、第二電圧範囲は、出力電圧範囲の上限値Ｖ４３を含んでもよい。
なお、コンバータ制御器１３ｄは、実施例１の制御を行っても構わない。
図１１は、実施例２の変形例のＰＣＳの構成を示す。
実施例２のＰＣＳと比較すると、本変形例のＰＣＳは、インバータ１１ｄの代わりにインバータ１１ｅを含み、インバータ制御器１４ｄの代わりにインバータ制御器１４ｅを含む。インバータ１１ｅは、３相の新３レベルインバータであり、１相当たり３個の駆動素子を含む。インバータ制御器１４ｅは、インバータ１１ｅのＰＷＭ制御を行う。これにより、スイッチング損失を更に削減することができる。
以上の各実施例によれば、ＰＣＳは、広範囲な入力電圧に対し、ＳＳＴ化による高周波駆動に伴う効率の低下を防止する。また、ＬＬＣ共振コンバータの出力電圧の変動幅を抑えながら、高周波化によるパワーデバイスのスイッチング損失を低減できる。結果、系統と同じ低周波で駆動されていた従来の系統連系向けのトランスをＳＳＴに置き換えることが可能となるため、ＰＣＳの小型化及び軽量化を実現できる。
本発明は、以上の実施例に限定されるものでなく、その趣旨から逸脱しない範囲で、他の様々な形に変更することができる。以上では、２つの実施例を挙げたが、もちろん用途に応じてそれらの実施例に記述した内容を組み合わせて使用しても構わない。なお、蓄電池等、他の電源に接続される電力変換装置に対し、本発明を適用することができる。
１…高周波トランス、 ２…リーケージインダクタンス、 ３…共振コンデンサ、 １０、１０ｃ…ＬＬＣ共振コンバータ、 １１、１１ｂ、１１ｃ、１１ｅ…インバータ、 １２…出力フィルタ、 １３、１３ｄ…コンバータ制御器、 １４、１４ｄ、１４ｅ…インバータ制御器

Claims (10)

  1. 電源からの直流電力の電圧を変化させるＬＬＣ共振型のＤＣ／ＤＣコンバータと、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータからの直流電力を交流電力に変換するインバータと、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御するコンバータ制御器と、
    前記インバータを制御するインバータ制御器と、
    を備え、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧が予め設定された第一電圧値より低い場合、前記コンバータ制御器は、第一電圧維持制御として、前記入力電圧が増大するほど前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチングの動作周波数を増大させることにより、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を、予め設定された第一電圧範囲内に保ち、
    前記第一電圧値より高い第二電圧値に対し、前記入力電圧が前記第二電圧値より高い場合、前記コンバータ制御器は、第二電圧維持制御として、前記入力電圧が増大するほど前記動作周波数を増大させることにより、前記出力電圧を、前記第一電圧範囲より高い第二電圧範囲内に保ち、
    前記入力電圧が、前記第一電圧値以上であり且つ前記第二電圧値以下である場合、前記コンバータ制御器は、第一周波数維持制御として、前記動作周波数を、予め設定された第一周波数範囲内に保つことにより、前記入力電圧が増大するほど、前記出力電圧を増大させ、
    前記コンバータ制御器は、前記第一周波数維持制御において、前記入力電圧が増大するほど、前記動作周波数を増大させ、
    前記入力電圧の変化に対する前記動作周波数の変化を示す変化率について、前記第一周波数維持制御における変化率は、前記第一電圧維持制御及び前記第二電圧維持制御における変化率より小さい、
    電力変換装置。
  2. 前記インバータは、２レベルインバータである、
    請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記コンバータ制御器は、前記第一電圧値より高い第三電圧値と、前記第三電圧値より高く且つ前記第二電圧値より低い第四電圧値を用い、前記入力電圧が、前記第三電圧値より高く且つ前記第四電圧値より低い場合、第三電圧維持制御として、前記入力電圧が増大するほど、前記動作周波数を増大させることにより、前記出力電圧を、前記第一電圧範囲より高く且つ前記第二電圧範囲より低い第三電圧範囲内に保つ、
    請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 前記入力電圧が、前記第一電圧値以上であり且つ前記第三電圧値以下である場合、前記コンバータ制御器は、第二周波数維持制御として、前記動作周波数を、予め設定された第二周波数範囲内に保ち、
    前記入力電圧が、前記第四電圧値以上であり且つ前記第二電圧値以下である場合、前記コンバータ制御器は、第三周波数維持制御として、前記動作周波数を、前記第二周波数範囲より高い第三周波数範囲内に保つ、
    請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 前記コンバータ制御器は、前記第二周波数維持制御及び前記第三周波数維持制御において、前記入力電圧が増大するほど、前記動作周波数を増大させ、
    前記入力電圧の変化に対する前記動作周波数の変化を示す変化率について、前記第二周波数維持制御及び前記第三周波数維持制御における変化率は、前記第一電圧維持制御と前記第二電圧維持制御と前記第三電圧維持制御とにおける変化率より小さい、
    請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 前記インバータは、３レベルインバータである、
    請求項５に記載の電力変換装置。
  7. 前記インバータ制御器は、前記第三電圧維持制御中に、前記インバータの３レベル動作と２レベル動作とを切り替える、
    請求項６に記載の電力変換装置。
  8. 前記コンバータ制御器は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの駆動信号のデューティ比を、予め設定されたデューティ比範囲内に保つ、
    請求項１に記載の電力変換装置。
  9. 前記コンバータ制御器は、前記第二電圧維持制御において、ＯＶＰにより前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力を停止させる、
    請求項１に記載の電力変換装置。
  10. 前記電源は、太陽光発電装置であり、
    前記コンバータ制御器は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータに対してＭＰＰＴを行い、
    前記第一電圧値は、前記太陽光発電装置の最大電力点電圧の下限値以下であり、
    前記第二電圧値は、前記最大電力点電圧の上限値以上である、
    請求項１に記載の電力変換装置。
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