JP5538481B2 - 電力変換装置、モーター駆動制御装置、送風機、圧縮機および冷凍空気調和装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

従来、交流電源を直流に変換して負荷に供給する電力変換装置がある。例えば、下記特許文献１では、交流電源からの入力を全波整流する整流器と、ＰＷＭ信号によりオン・オフするスイッチング素子を有した昇圧型チョッパー回路で構成され、前記整流器で整流された電圧を平滑化するアクティブフィルターと、前記スイッチング素子をオン・オフ制御するＰＷＭ信号を生成して前記アクティブフィルターのＰＷＭ制御を行うアクティブフィルター制御回路と、前記アクティブフィルター制御回路で生成されるＰＷＭ信号の最大オンデューティーの制限値を前記交流電源の入力電圧に応じて変化させるデューティー変化手段と、を有する電力変換装置に関する技術が開示されている。

また、近年では、電源電流に含まれる高調波成分による障害を抑制するため、高調波電流を発生する電子機器に対して、国際的に規制が設けられている。この規制をクリアするため、電源変換装置では、コンバーターにてＡＣまたはＤＣでのチョッピングにより電源短絡を行い、電源電流に含まれる高調波電流を抑制する施策がとられる。また、チョッピングにより母線電圧の昇圧を行い、システム全体としての損失を抑制する方法としても用いられている。

特開平１０-１２７０４７号公報

しかしながら、上記従来の技術によれば、回路保護の観点からチョッピングのオンデューティーに制限を設けているものであり、昇圧や力率等の回路の性能向上のために制限を設けるものではなかった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、オンデューティーを制限した場合に、回路の性能向上可能な電力変換装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、交流電源を整流する整流器と、スイッチング素子を含むチョッパー回路を構成する昇圧コンバーターと、前記スイッチング素子の動作を制御するスイッチング制御手段と、前記昇圧コンバーターの出力を平滑する平滑コンデンサーと、前記整流器が整流した整流電圧を検出する整流電圧検出手段と、前記平滑コンデンサーが平滑した母線電圧を検出する母線電圧検出手段と、を備え、前記スイッチング制御手段は、前記母線電圧の目標値である母線電圧指令値と前記母線電圧との偏差に基づいて、前記スイッチング素子のオンデューティーを算出するオンデューティー演算手段と、前記整流電圧に基づいて算出した制限値で前記オンデューティーを制限し、前記整流電圧に基づいて前記母線電圧指令値を可変する制御を行うオンデューティー制限手段と、前記オンデューティー制限手段で制限されたオンデューティーに基づいて、前記スイッチング素子を開閉する駆動パルスを生成する駆動パルス生成手段と、を備えることを特徴とする。

本発明によれば、オンデューティーを制限した場合に、回路の性能を向上できる、という効果を奏する。

図１は、実施の形態１に係る電力変換装置の構成例を示す図である。 図２は、実施の形態１に係るスイッチング制御部の構成例を示す図である。 図３は、昇圧コンバーター動作時の昇圧リアクターに流れる電流波形を示す図である。 図４は、昇圧コンバーターにおいてスイッチング素子の開閉を繰り返したときの昇圧リアクターに流れる電流波形を示す図である。 図５は、昇圧コンバーターが動作していないときの昇圧リアクターに流れる電流波形を示す図である。 図６は、昇圧コンバーター動作時の昇圧リアクターに流れる電流波形を示す図である。 図７は、オンデューティー制限部においてオンデューティーの制限がないときの各電圧との関係を示す図である。 図８は、オンデューティー制限部においてオンデューティーを制限したときの各電圧との関係を示す図である。 図９は、オンデューティー制限部においてオンデューティーの制限がないときの各電圧との関係を示す図である。 図１０は、オンデューティー制限部においてオンデューティーを制限したときの各電圧との関係を示す図である。 図１１は、モーター駆動制御装置の構成例を示す図である。 図１２は、実施の形態３に係る電力変換装置の構成例を示す図である。 図１３は、昇圧コンバーターのスイッチング素子のオン・オフおよび昇圧リアクターの電流の状態を示す図である。 図１４は、実施の形態３に係るスイッチング制御部の構成例を示す図である。 図１５は、母線電流検出部を備えた電力変換装置の構成例を示す図である。 図１６は、母線電流検出部を備えた電力変換装置の構成例を示す図である。 図１７は、母線電流検出部から検出値を入力するスイッチング制御部の構成例を示す図である。 図１８は、母線電流検出部から検出値を入力するスイッチング制御部の構成例を示す図である。

以下に、本発明にかかる電力変換装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本実施の形態に係る電力変換装置の構成例を示す図である。図１において、電力変換装置は、三相交流電源１と、三相整流器２と、昇圧コンバーター３と、平滑コンデンサー７と、整流電圧検出部８と、母線電圧検出部９と、スイッチング制御部１０と、を備える。

三相整流器２は、６個の整流ダイオード２ａ〜２ｆをブリッジ接続した構成となっており、三相交流電源１の交流電圧を整流する。昇圧コンバーター３は、昇圧リアクター４と、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）のようなスイッチング素子５と、例えばファストリカバリダイオードのような逆流防止素子６と、を備えてチョッパー回路を構成する。平滑コンデンサー７は、昇圧コンバーター３の出力を平滑する。整流電圧検出部８は、三相整流器２が整流した直流電圧を検出する。母線電圧検出部９は、昇圧コンバーター３の出力電圧を平滑コンデンサー７で平滑した電圧である母線電圧を検出し、出力する。スイッチング制御部１０は、整流電圧検出部８および母線電圧検出部９からの検出信号に基づいて、スイッチング素子５を動作させる駆動信号を生成する。

図２は、本実施の形態に係るスイッチング制御部１０の構成例を示す図である。図２において、スイッチング制御部１０は、母線電圧制御部２１と、オンデューティー制限部２２と、駆動パルス生成部２３と、を備える。

母線電圧制御部２１は、母線電圧検出部９の出力信号である母線電圧と母線電圧の目標値である母線電圧指令値とに基づいて、スイッチング素子５のオンデューティー（図２のｄｕｔｙ＿ｐｒｅに相当）を演算するオンデューティー演算部である。オンデューティーの演算は、例えば、母線電圧検出部９の出力信号である母線電圧と母線電圧指令値との偏差を比例積分制御して行う。なお、演算方法として比例積分制御を挙げたが、一例であり、これに限定するものではない。例えば、微分項を追加して比例積分微分制御とするなどの方法をとることも可能である。

オンデューティー制限部２２は、母線電圧制御部２１で演算したオンデューティーに対して、整流電圧検出部８の検出値に基づいて算出した制限値で制限をかける。

駆動パルス生成部２３は、母線電圧制御部２１で演算したオンデューティーに対してオンデューティー制限部２２で制限をかけた出力値（図２のＤｏｎに相当）に基づいて、スイッチング素子５を動作させる駆動パルスを生成する。駆動パルスの生成は、例えば、三角波や鋸歯波のようなキャリア信号とオンデューティーを比較し、キャリア信号よりオンデューティーが大きくなる区間だけ、スイッチング素子５がオンするようにパルス信号を出力する。

つづいて、昇圧コンバーター３の昇圧動作について説明する。昇圧コンバーター３の入力電圧は、三相整流器２の出力である整流電圧であり、これを整流電圧Ｖｄｓとする。また、昇圧コンバーター３の出力電圧は平滑コンデンサー７で平滑され、平滑後の電圧を母線電圧Ｖｏとする。

昇圧コンバーター３では、スイッチング素子５がオンの場合、逆流防止素子６は導通が阻止され、昇圧リアクター４には整流電圧Ｖｄｓが印加される。一方、昇圧コンバーター３では、スイッチング素子５がオフの場合、逆流防止素子６は導通し、昇圧リアクター４には、整流電圧Ｖｄｓと母線電圧Ｖｏとの差分の電圧がスイッチング素子５オン時と逆向きに誘導される。

このとき、エネルギーの観点からは、スイッチング素子５のオン時に昇圧リアクター４に蓄積されたエネルギーが、スイッチング素子５のオフ時に負荷へ移送されると見ることができる。スイッチング素子５のオン・オフ時に、昇圧リアクター４に出入りするエネルギーが等しいとすると、オンデューティーＤｏｎと、整流電圧Ｖｄｓおよび母線電圧Ｖｏとの関係は、次の式（１）のように表すことができる。

Ｖｏ＝Ｖｄｓ／（１−Ｄｏｎ） …（１）

したがって、スイッチング制御部１０のオンデューティー制限部２２においてスイッチング素子５のオンデューティーＤｏｎを制御することにより、昇圧コンバーター３の出力電圧を制御することができる。また、上記の式（１）をＤｏｎについて解くと次の式（２）のように表すことができる。

Ｄｏｎ＝（Ｖｏ−Ｖｄｓ）／Ｖｏ …（２）

上記の式（２）において母線電圧Ｖｏに所望の母線電圧指令値Ｖｏ^*を代入することにより、所望の母線電圧を得るためのオンデューティー理論値を得ることができる。なお、図２では、母線電圧制御部２１およびオンデューティー制限部２２の両方に母線電圧Ｖｏおよび母線電圧指令値Ｖｏ^*が入力される構成としているが、これに限定するものではない。母線電圧制御部２１に母線電圧Ｖｏおよび母線電圧指令値Ｖｏ^*を入力し、母線電圧制御部２１からオンデューティー制限部２２に対して、演算したオンデューティーとともに母線電圧Ｖｏおよび母線電圧指令値Ｖｏ^*を出力するようにしてもよい。

ここで、昇圧コンバーター３動作時の電流波形について説明する。図３は、昇圧コンバーター３動作時の昇圧リアクター４に流れる電流波形を示す図である。図３（ａ）は、スイッチング素子５オン時の電流ＩＬｏｎの傾きを示し、図３（ｂ）は、スイッチング素子５オフ時の電流ＩＬｏｆｆの傾きを示す。また、図４は、昇圧コンバーター３においてスイッチング素子５の開閉を繰り返したときの昇圧リアクター４に流れる電流波形を示す図である。図４（ａ）は、スイッチング素子５がオンの期間とオフの期間での電流変化量が等しい場合を示し、図４（ｂ）は、オンの期間の電流変化量がオフの期間の電流変化量より大きい場合を示し、図４（ｃ）は、オンの期間の電流変化量がオフの期間の電流変化量より小さい場合を示す。

スイッチング素子５がオンの場合、昇圧リアクター４には、整流電圧Ｖｄｓが印加される。このとき、昇圧リアクター４において、電源（図１において左側にある三相交流電源１）側から負荷側（図１において右側、以下同様とする。）に流れる電流ＩＬｏｎは直線的に増加し、その傾きΔＩＬｏｎは次の式（３）で表すことができる（図３（ａ））。なお、Ｌは昇圧リアクター４のインダクタンス値とする。

ΔＩＬｏｎ＝Ｖｄｓ／Ｌ …（３）

また、スイッチング素子５がオフの場合、昇圧リアクター４には、整流電圧Ｖｄｓと母線電圧Ｖｏとの差分の電圧がスイッチング素子５のオン時とは逆向き（図１において右側から左側）に印加される。このとき、昇圧リアクター４において、電源側から負荷側に流れる電流ＩＬｏｆｆは直線的に減少し、その傾きΔＩＬｏｆｆは次の式（４）で表すことができる（図３（ｂ））。

ΔＩＬｏｆｆ＝（Ｖｄｓ−Ｖｏ）／Ｌ …（４）

これらの式（３）、（４）より、母線電圧指令値Ｖｏ^*、整流電圧Ｖｄｓ、オンデューティーＤｏｎが、上記の式（２）の関係を満たす（イコールの）場合、スイッチング素子５がオンする期間とオフする期間での電流の変化量が等しい（図４（ａ））。

また、オンデューティーＤｏｎが、上記の式（２）を満たす値より大きい場合、スイッチング素子５がオンの期間における電流変化量が、オフの期間における電流変化量より大きくなるため、スイッチング素子５の開閉を繰り返すことによって、電流は次第に増加していく（図４（ｂ））。

また、オンデューティーＤｏｎが、上記の式（２）を満たす値より小さい場合、スイッチング素子５がオンの期間における電流変化量が、オフの期間における電流変化量より小さくなるため、スイッチング素子５の開閉を繰り返すことによって、電流は次第に減少していく（図４（ｃ））。

したがって、スイッチング制御部１０においてオンデューティーＤｏｎを変化させることにより、昇圧コンバーター３の昇圧リアクター４において電源側から負荷側に流れる電流の波形を変化させることが可能である。

図５は、昇圧コンバーター３が動作していないときの昇圧リアクター４に流れる電流波形を示す図である。また、図６は、昇圧コンバーター３動作時の昇圧リアクター４に流れる電流波形を示す図である。本実施の形態のように、三相交流電源１の交流電圧を、三相整流器２で整流する場合、各相の入力電流は、電源電圧周期の１８０度中に１２０度の通電区間を持つ（図５（ｂ））。また、この通電区間における電流は、その区間での、昇圧リアクター４を電源側から負荷側に流れる電流と同一であり、各相の電流を併せると図５（ａ）のように表すことができる。昇圧コンバーター３動作時も同様であり、各相の入力電流は、電源電圧周期の１８０度中に１２０度の通電区間を持つ（図６（ｂ））。また、この通電区間における電流は、その区間での、昇圧リアクター４を電源側から負荷側に流れる電流と同一であり、各相の電流を併せると図６（ａ）のように表すことができる。

図３〜６に示すように、スイッチング制御部１０においてオンデューティーＤｏｎを変化させることによって、昇圧リアクター４に流れる電流の波形が変化し、このとき各相の入力電流の波形も変化することになる。電力変換装置では、昇圧コンバーター３動作時の昇圧リアクター４に流れる電流波形を、図４（ａ）のようにスイッチング素子５がオンする期間とオフする期間での電流の変化量を等しくし、かつ、図６のように振れ幅が小さく一定の範囲で推移させる変化とすることにより、母線電圧を昇圧するだけでなく、力率の向上や、入力電流に含まれる高調波成分の低減も図ることが可能となる。

昇圧コンバーター３動作時の昇圧リアクター４に流れる電流波形を振れ幅が小さく一定の範囲で変化させるため、具体的に、オンデューティー制限部２２におけるオンデューティーＤｏｎを制限する処理について説明する。オンデューティーＤｏｎの制限は、例えば、三相交流電源１の交流電圧が所定の電圧値より増加した場合に必要となる。図７は、オンデューティー制限部２２においてオンデューティーＤｏｎの制限がないときの各電圧との関係を示す図である。

三相交流電源１の交流電圧が増加すると、三相整流器２で整流した電圧である整流電圧Ｖｄｓも増加する。また、式（２）から分かるように、母線電圧指令値Ｖｏ^*が一定であれば、整流電圧Ｖｄｓの増加に伴い、オンデューティーＤｏｎは０に近づく。ここで、オンデューティーＤｏｎは０〜１の範囲の値であるので、整流電圧Ｖｄｓが母線電圧指令値Ｖｏ^*以上になると、オンデューティーＤｏｎが０となり、昇圧コンバーター３の動作は停止する。

このように、昇圧コンバーター３が停止した場合、母線電圧Ｖｏについては所望の電圧値を得ることができるが、前述のような力率向上や入力電流の高調波低減の効果を得ることができなくなる。

そのため、オンデューティー制限部２２においてオンデューティーＤｏｎに下限を設け、母線電圧Ｖｏの昇圧動作を必要最低限とする制御を行う。これにより、スイッチング制御部１０では、力率向上や入力電流の高調波低減といった効果を損なうことなく、昇圧コンバーター３を動作させることができる。図８は、オンデューティー制限部２２においてオンデューティーＤｏｎを制限したときの各電圧との関係を示す図である。

このときのオンデューティーＤｏｎの制限値は、例えば、式（２）に基づいて以下の式（５）のように決めることができる。

Ｄｏｎ＞（Ｖｏ−Ｖｄｓ）／Ｖｏ …（５）

ここで、Ｖｏには母線電圧指令値Ｖｏ^*を入れ、その値は整流電圧Ｖｄｓを基準として、例えば、１．１倍、１．５倍といった定数倍、または、＋１０Ｖ、＋５０Ｖといった一定差分の値とする。すなわち、通常は母線電圧指令値Ｖｏ^*の値を一定としておき、整流電圧Ｖｄｓと母線電圧指令値Ｖｏ^*との差分が前記の定数倍または一定差分以下となる場合に、母線電圧指令値Ｖｏ^*の値を整流電圧Ｖｄｓの値に基づいて可変する。オンデューティー制限部２２は、図示しない母線電圧指令値Ｖｏ^*の生成部に対して母線電圧指令値Ｖｏ^*の値を可変する制御を行う。

前述のように、式（２）を満たすとき、スイッチング素子５がオンの期間における電流変化量が、オフの期間における電流変化量と等しくなることから、式（５）のような下限値を設けることで、昇圧リアクター４に流れる電流は、少なくとも連続モードとなる。

また、オンデューティーＤｏｎの制限値は、例えば、三相交流電源１の交流電圧が所定の電圧値より減少した場合に必要となる。図９は、オンデューティー制限部２２においてオンデューティーＤｏｎの制限がないときの各電圧との関係を示す図である。

三相交流電源１の交流電圧が減少すると、三相整流器２で整流した電圧である整流電圧Ｖｄｓも減少する。また、図９から分かるように、母線電圧指令値Ｖｏ^*が一定であれば、整流電圧Ｖｄｓの減少に伴い、昇圧比が増加する。このとき、母線電圧Ｖｏの昇圧が母線電圧指令値Ｖｏ^*が一定とした場合の電圧値より低くてよい場合には、必要以上に昇圧することになる。オンデューティー制限部２２において、母線電圧Ｖｏの昇圧が母線電圧指令値Ｖｏ^*が一定とした場合の電圧値より低くてよいかどうかを判断する方法としては、例えば、実施の形態２で後述するように、負荷側から取得した交流電圧の指令値などを用いて行うことができる。

そのため、オンデューティー制限部２２においてオンデューティーＤｏｎに上限を設け、母線電圧Ｖｏの昇圧動作を必要最低限とする制御を行う。これにより、スイッチング制御部１０では、昇圧コンバーター３の昇圧動作に伴う損失を最小限に抑制することができる。図１０は、オンデューティー制限部２２においてオンデューティーＤｏｎを制限したときの各電圧との関係を示す図である。

このときのオンデューティーＤｏｎの制限値は、例えば、式（２）に基づいて以下の式（６）のように決めることができる。

Ｄｏｎ＜（Ｖｏ−Ｖｄｓ）／Ｖｏ …（６）

ここで、Ｖｏには母線電圧指令値Ｖｏ^*を入れ、その値は整流電圧Ｖｄｓを基準として、例えば、１．１倍、１．５倍といった定数倍、または、＋１０Ｖ、＋５０Ｖといった一定差分の値とする。すなわち、通常は母線電圧指令値Ｖｏ^*の値を一定としておき、整流電圧Ｖｄｓと母線電圧指令値Ｖｏ^*との差分が前記の定数倍または一定差分以上となる場合に、母線電圧指令値Ｖｏ^*の値を整流電圧Ｖｄｓの値に基づいて可変する。オンデューティー制限部２２は、図示しない母線電圧指令値Ｖｏ^*の生成部に対して母線電圧指令値Ｖｏ^*の値を可変する制御を行う。

なお、三相交流電源１の交流電圧が安定しており一定のレベルで推移している場合、すなわち、図７や図９に示す状態に至らない場合、オンデューティー制限部２２は、オンデューティーＤｏｎを制限する必要はないため、母線電圧制御部２１で演算したオンデューティー（ｄｕｔｙ＿ｐｒｅ）をオンデューティーＤｏｎとして駆動パルス生成部２３へ出力する。

以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置では、昇圧コンバーターのスイッチング素子の動作を制御するスイッチング制御部は、オンディーティーを制御して昇圧コンバーターに流れる電流波形を変化させ、昇圧コンバーターに入力される整流電圧の値に応じてオンディーティーに制限をかける。このとき、昇圧コンバーターに流れる電流波形を一定の振れ幅で推移するようにスイッチング素子の開閉を制御する。また、母線電圧指令値について、整流電圧との関係に応じて可変する制御を行う。これにより、回路性能の向上として、昇圧コンバーターのチョッパー回路における損失を最小限に抑制し、母線電圧を昇圧するだけでなく、力率の向上や、入力電流に含まれる高調波成分の低減が可能となる。

実施の形態２．
本実施の形態では、具体的に、電力変換装置に接続する負荷について説明する。実施の形態１と異なる部分について説明する。

図１１は、電力変換装置に、インバーター、モーターおよびインバーター制御部を接続した状態を示す図である。一例として、電力変換装置に接続する負荷として、直流電圧を交流電圧に変換するインバーター３１と、インバーター３１の出力である交流電圧が印加されることで駆動するモーター３２とを接続し、インバーター３１には、インバーター制御部３３が接続されている。また、電力変換装置側では、スイッチング制御部１０に替えてスイッチング制御部１０ａを備える。ここでは、図１１全体としてモーター駆動制御装置を構成するものとする。

インバーター３１は、例えば、ＩＧＢＴのようなスイッチング素子を三相ブリッジ構成もしくは二相ブリッジ構成とする。インバーター３１を制御するインバーター制御部３３は、例えば、インバーター３１からモーター３２に流れる電流を検出するモーター電流検出部３４を用いて、モーター３２が所望の回転数にて回転するような電圧指令を演算して、インバーター３１内のスイッチング素子を駆動するパルスを生成する。

スイッチング制御部１０ａの構成はスイッチング制御部１０同様とするが、オンデューティー制限部２２が、さらに、インバーター制御部３３からの電圧指令を取得して昇圧コンバーター３の制御を行う。

なお、スイッチング制御部１０ａによるコンバーター制御やインバーター制御部３３によるインバーター制御は、例えば、マイコンのような演算手段を用いて実現することが可能である。

通常、モーター３２の回転数を上げるには、回転数に伴い、インバーター３１から出力される交流電圧も高い電圧が必要となる。インバーター３１から出力される交流電圧の大きさは、インバーター３１に印加される電圧、すなわち、平滑コンデンサー７の出力である直流電圧（母線電圧Ｖｏ）により制限される。

本実施の形態では、モーター駆動制御装置において、モーター３２の回転数を上げるため、インバーター３１から出力する交流電圧として、前述の平滑コンデンサー７からの出力である母線電圧Ｖｏによって制限される電圧以上の電圧が必要な場合に、スイッチング制御部１０ａが、インバーター制御部３３からの電圧指令を取得して昇圧コンバーター３の昇圧動作を制御する。これにより、インバーター３１において出力電圧を制限させないようにすることができる。

また、モーター３２の回転数が低く、インバーター３１で必要な出力電圧が平滑コンデンサー７からの出力である母線電圧Ｖｏによって制限される電圧以下であって、昇圧コンバーター３の昇圧動作による力率向上や入力電流の高調波低減といった効果が必要な場合に、スイッチング制御部１０ａでは、インバーター３１の出力電圧を制限させない前述の動作と比較して、母線電圧指令値Ｖｏ^*を下げて昇圧コンバーター３を動作させる制御を行う。

これにより、昇圧コンバーター３の動作に伴う損失を最低限に抑えて、力率向上や入力電流の高調波低減といった効果を得ることができる。なお、このような場合、通常より母線電圧指令値Ｖｏ^*が小さく設定されるため、電源電圧変動により整流電圧Ｖｄｓが増加すると、母線電圧Ｖｏを超過しやすくなる。そのため、実施の形態１で説明したように、オンデューティーＤｏｎの下限を設けることが有効となる。

また、この区間では、母線電圧Ｖｏの昇圧より、力率向上や入力電流の高調波低減といった効果を得ることが主目的である。そのため、電源電圧変動により整流電圧Ｖｄｓが減少すると、必要以上に母線電圧Ｖｏの昇圧を行うことになる。したがって、実施の形態１で説明したように、オンデューティーＤｏｎの上限を設けることで、必要以上に昇圧コンバーター３の損失を発生させることがなくなる。

本実施の形態では、モーター駆動制御装置において、モーターの回転数が低く、インバーターの出力電圧が、平滑コンデンサーの出力である直流電圧による制限値以下である場合に、オンデューティーＤｏｎの下限・上限を設けることで、実施の形態１と同様、損失が小さく、力率向上や入力電流の高調波低減といった効果を有効に得ることができる。このようなモーター駆動制御装置を、送風機もしくは圧縮機のモーターの少なくとも１つを駆動するのに用いて、空気調和機や冷蔵庫、冷凍庫を構成しても同様の効果を得ることができる。

実施の形態３．
本実施の形態では、電力変換装置において、昇圧コンバーターを並列接続する構成について説明する。実施の形態１と異なる部分について説明する。

図１２は、本実施の形態に係る電力変換装置の構成例を示す図である。図１２に示すように、電力変換装置は、昇圧コンバーター３に替えて昇圧コンバーター３´を備え、昇圧コンバーター３´を、昇圧リアクター４ａとスイッチング素子５ａと逆流防止素子６ａとからなる昇圧コンバーター３ａと、昇圧リアクター４ｂとスイッチング素子５ｂと逆流防止素子６ｂとからなる昇圧コンバーター３ｂとを、並列接続する構成とすることも可能である。この場合、電力変換装置では、スイッチング制御部１０に替えて２つのスイッチング素子を制御可能なスイッチング制御部１０ｂを備える。

昇圧コンバーター３ａ、３ｂのそれぞれにおいて、スイッチング素子５ａ、５ｂをオン・オフした場合の挙動は実施の形態１と同様となる。ただし、電源各相の導通区間に現れる電流波形は、昇圧リアクター４ａの電流と昇圧リアクター４ｂの電流との加算となる。図１３は、昇圧コンバーター３´内のスイッチング素子５ａ、５ｂのオン・オフおよび昇圧リアクター４ａ、４ｂの電流の状態を示す図である。図１３（ａ）はスイッチング素子５ａのオンデューティーを示し、図１３（ｂ）は昇圧リアクター４ａの電流波形を示し、
図１３（ｃ）はスイッチング素子５ｂのオンデューティーを示し、図１３（ｄ）は昇圧リアクター４ｂの電流波形を示し、図１３（ｅ）は昇圧リアクター４ａ、４ｂの加算電流波形を示す。

特に、スイッチング素子５ａ、５ｂの互いのオンタイミング位相をずらすことで、昇圧リアクター４ａの電流と昇圧リアクター４ｂの電流との加算電流におけるスイッチングリプルは相殺し合い、スイッチング素子５ａ、５ｂのスイッチングが同一のオンデューティーで、１８０度の位相をもってずれた場合に、加算電流のスイッチングリプルが最も小さくなる。また、このときの加算電流の、スイッチングに起因する電流リプルは、スイッチング周期Ｔｓｗの１／２倍となる。

ここで、オンデューティーが５０％未満の場合、スイッチング素子５ａとスイッチング素子５ｂのオン・オフの組合せは、オン−オフとオフーオフの２通りの組合せとなる。スイッチング素子５ａと５ｂのオン時の傾きやオフ時の傾きは、昇圧リアクター４ａ、４ｂが同じインダクタンス値であれば同じである。そのため、オン−オフの組合せとなる区間においては、加算電流の傾きΔＩｄｃｕｐは、前述のΔＩＬｏｎとΔＩＬｏｆｆの加算で求めることができ、次の式（７）で表すことができる。

ΔＩｄｃｕｐ＝ΔＩＬｏｎ＋ΔＩＬｏｆｆ＝（２＊Ｖｄｓ−Ｖｏ）／Ｌ …（７）

また、オフ−オフの組合せとなる区間においては、加算電流の傾きΔＩｄｃｄｏｗｎは、前述のΔＩＬｏｆｆの２倍で求めることができ、次の式（８）で表すことができる。

ΔＩｄｃｄｏｗｎ＝２*ΔＩＬｏｆｆ＝２＊（Ｖｄｓ−Ｖｏ）／Ｌ …（８）

ここで、オン−オフの組合せとなる区間Ｔｏｎｏｆｆは、スイッチング素子５ａ、５ｂのオン時間と同一時間となり、次の式（９）で表すことができる。

Ｔｏｎｏｆｆ＝Ｄｏｎ＊Ｔｓｗ …（９）

また、オフ−オフの組合せとなる区間Ｔｏｆｆｏｆｆは、次の式（１０）で表すことができる。

Ｔｏｆｆｏｆｆ＝（１／２−Ｄｏｎ）＊Ｔｓｗ …（１０）

このとき、スイッチング制御部１０ｂを、例えば、図１４のように構成することができる。図１４は、本実施の形態に係るスイッチング制御部１０ｂの構成例を示す図である。駆動パルス生成部２３に替えて駆動パルス生成部２３ａ、２３ｂを備える点が、スイッチング制御部１０と異なる。スイッチング制御部１０ｂでは、駆動パルス生成部２３ａ、２３ｂにおいて、オンデューティーと比較する三角波や鋸歯波のキャリア信号を、駆動パルス生成部２３ａと２３ｂで位相をずらすことで、所定の位相だけずれた、スイッチング素子５ａ、５ｂの駆動パルスを生成することができる。なお、同一のキャリア信号に対してオンデューティーをＤｏｎと１−Ｄｏｎのようにしてもよい。いずれの場合にもおいても、前述したオンデューティーを制限することによる回路性能向上の効果を得ることができる。

また、スイッチング制御部では、さらに母線電流を用いてオンデューティーを得ることも可能である。図１５、１６は、母線電流検出部を備えた電力変換装置の構成例を示す図である。また、図１７、１８は、母線電流検出部から検出値を入力するスイッチング制御部の構成例を示す図である。図１７において、スイッチング制御部１０ｃは、母線電圧制御部２１ａと、母線電流制御部４２と、オンデューティー制限部２２と、駆動パルス生成部２３と、を備える。また、図１８において、スイッチング制御部１０ｄは、母線電圧制御部２１ａと、母線電流制御部４２と、オンデューティー制限部２２と、駆動パルス生成部２３ａ、２３ｂと、を備える。図１５、１７は昇圧コンバーター３の構成に対応し、図１６、１８は昇圧コンバーター３´の構成に対応する。

図１５、１６に示すように、母線電流検出部４１は、三相整流器２から昇圧リアクタ４に流れる電流値ｉｄｃを検出し、スイッチング制御部１０ｃまたはスイッチング制御部１０ｄへ出力する。

図１７、１８において、母線電圧制御部２１ａは、母線電圧指令値Ｖｏ^*と母線電圧検出部９からの検出値（母線電圧Ｖｏ）との偏差に基づいて母線電流指令値ｉｄｃ^*を算出する。母線電流制御部４２は、該母線電流指令値ｉｄｃ^*と母線電流検出部４１の検出値（母線電流）ｉｄｃとの偏差を、例えば、比例積分制御などを行うことによって制限前のオンデューティーを得る。オンデューティー制限部２２以降の動作は、実施の形態１、２と同様である。

これにより、実施の形態１、２と同様、母線電流制御を行うことができ、力率向上や入力電流の高調波低減といった効果を高めることができる。なお、このような構成においても、同様に、前述したオンデューティーを制限することによる回路性能向上の効果を得ることができる。

なお、本実施の形態では、母線電圧制御部２１ａと母線電流制御部４２とを用いて制限前のオンデューティーを得ているが、これに限定するものではない。例えば、母線電圧制御部において、母線電圧指令値Ｖｏ^*、母線電圧Ｖｏ、および母線電流ｉｄｃを入力し、制限前のオンデューティーを得るようにしてもよい。

以上のように、本発明にかかる電力変換装置は、電力の変換に有用であり、特に、交流電源と接続する場合に適している。

１ 三相交流電源
２ 三相整流器
２ａ〜２ｆ 整流ダイオード
３、３´、３ａ、３ｂ 昇圧コンバーター
４、４ａ、４ｂ 昇圧リアクター
５、５ａ、５ｂ スイッチング素子
６、６ａ、６ｂ 逆流防止素子
７ 平滑コンデンサー
８ 整流電圧検出部
９ 母線電圧検出部
１０、１０ａ、１０ｂ、１０ｃ スイッチング制御部
２１、２１ａ 母線電圧制御部
２２ オンデューティー制限部
２３ 駆動パルス生成部
３１ インバーター
３２ モーター
３３ インバーター制御部
３４ モーター電流検出部
４１ 母線電流検出部
４２ 母線電流制御部

Claims (11)

1. 交流電源を整流する整流器と、
   スイッチング素子を含むチョッパー回路を構成する昇圧コンバーターと、
   前記スイッチング素子の動作を制御するスイッチング制御手段と、
   前記昇圧コンバーターの出力を平滑する平滑コンデンサーと、
   前記整流器が整流した整流電圧を検出する整流電圧検出手段と、
   前記平滑コンデンサーが平滑した母線電圧を検出する母線電圧検出手段と、
   を備え、
   前記スイッチング制御手段は、
   前記母線電圧の目標値である母線電圧指令値と前記母線電圧との偏差に基づいて、前記スイッチング素子のオンデューティーを算出するオンデューティー演算手段と、
   前記整流電圧に基づいて算出した制限値で前記オンデューティーを制限し、前記整流電圧に基づいて前記母線電圧指令値を可変する制御を行うオンデューティー制限手段と、
   前記オンデューティー制限手段で制限されたオンデューティーに基づいて、前記スイッチング素子を開閉する駆動パルスを生成する駆動パルス生成手段と、
   を備え、
   前記オンデューティー制限手段は、負荷側に接続される装置の動作状態に基づいて前記制限値を有効にする、
   ことを特徴とする電力変換装置。
2. 交流電源を整流する整流器と、
   第一のスイッチング素子を含むチョッパー回路を構成する第一の昇圧コンバーターと、
   第二のスイッチング素子を含むチョッパー回路を構成し、前記第一の昇圧コンバーターと並列に接続された第二の昇圧コンバーターと、
   前記第一のスイッチング素子および前記第二のスイッチング素子の動作を制御するスイッチング制御手段と、
   前記昇圧コンバーターの出力を平滑する平滑コンデンサーと、
   前記整流器が整流した整流電圧を検出する整流電圧検出手段と、
   前記平滑コンデンサーが平滑した母線電圧を検出する母線電圧検出手段と、
   を備え、
   前記スイッチング制御手段は、
   前記母線電圧の目標値である母線電圧指令値と前記母線電圧との偏差に基づいて、前記スイッチング素子のオンデューティーを算出するオンデューティー演算手段と、
   前記整流電圧に基づいて算出した制限値で前記オンデューティーを制限し、前記整流電圧に基づいて前記母線電圧指令値を可変する制御を行うオンデューティー制限手段と、
   前記オンデューティー制限手段で制限されたオンデューティーに基づいて、前記スイッチング素子を開閉する駆動パルスを生成する駆動パルス生成手段と、
   を備え、
   前記オンデューティー制限手段は、負荷側に接続される装置の動作状態に基づいて前記制限値を有効にする、
   ことを特徴とする電力変換装置。
3. 前記オンデューティー制限手段は、前記整流電圧と前記母線電圧が所定の差分となるように算出した値を前記制限値とする、
   ことを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 前記オンデューティー制限手段は、前記整流器が整流した整流電圧の電流である母線電流のモードが所定の電流モードとなるように算出した値を前記制限値とする、
   ことを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
5. 前記所定の電流モードを連続モードとする、
   ことを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記整流器が整流した整流電圧の電流である母線電流を検出する母線電流検出手段、
   を備え、
   前記オンデューティー演算手段は、さらに前記母線電流を用いて前記オンデューティーを算出する、
   ことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１つに記載の電力変換装置。
7. 請求項１〜６のいずれか１つに記載の電力変換装置と、
   スイッチング素子を含み、前記電力変換装置の出力である直流電圧を交流電圧に変換するインバーターと、
   前記インバーターのスイッチング素子を制御するインバーター制御手段と、
   前記インバーターの出力である交流電圧に基づいて駆動するモーターと、
   を備えることを特徴とするモーター駆動制御装置。
8. 前記オンデューティー制限手段は、前記インバーター制御手段から取得した前記モーターへ出力する交流電圧の指令値に基づいて、前記インバーターに印加される直流電圧と、前記インバーターから出力される交流電圧との比が所定の値以下となる区間で、前記制限値を有効にする、
   ことを特徴とする請求項７に記載のモーター駆動制御装置。
9. 請求項７または８に記載のモーター駆動制御装置でモーターを駆動することを特徴とする送風機。
10. 請求項７または８に記載のモーター駆動制御装置でモーターを駆動することを特徴とする圧縮機。
11. 請求項９に記載の送風機および請求項１０に記載の圧縮機の少なくとも一方を用いた冷凍空気調和装置。

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