JP2013083586A - 電力計測装置、インバータ制御回路、系統連系インバータシステム、および、電力計測方法 - Google Patents

Abstract

【課題】電圧信号および電流信号に逆相分の信号が重畳されている場合でも、基本波（正相分）の有効電力または無効電力を精度よく計測することができる電力計測装置を提供する。
【解決手段】電力計測部７１において、３つの電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを直交する２つの電圧信号Ｖα，Ｖβに変換する電圧信号三相/二相変換部７１１と、３つの電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを直交する２つの電流信号Ｉα，Ｉβに変換する電流信号三相/二相変換部７１２と、電圧信号Ｖα，Ｖβから正相分の信号Ｖ’α，Ｖ’βを抽出する正相分電圧信号抽出部７１３と、電流信号Ｉα，Ｉβから正相分の信号Ｉ’α，Ｉ’βを抽出する正相分電流信号抽出部７１４と、信号Ｖ’α，Ｖ’β，Ｉ’α，Ｉ’βから有効電力Ｐまたは無効電力Ｑを算出する電力算出部７１５とを備えた。各正相分の信号の抽出には、複素係数フィルタを用いる。
【選択図】図２

Description

本発明は、有効電力または無効電力を計測する電力計測装置、当該電力計測装置を備えたインバータ制御回路、当該インバータ制御回路を備えた系統連系インバータシステム、および電力計測方法に関する。

従来、太陽電池などによって生成される直流電力を交流電力に変換して、電力系統に供給する系統連系インバータシステムが開発されている。

図１２は、従来の一般的な系統連系インバータシステムを説明するためのブロック図である。

系統連系インバータシステムＡ１００は、直流電源１が生成した直流電力を交流電力に変換して三相の電力系統Ｂに供給するものである。なお、以下では３つの相をＵ相、Ｖ相およびＷ相とする。

インバータ回路２は、直流電源１から入力される直流電圧をスイッチング素子（図示しない）のスイッチングにより交流電圧に変換する。フィルタ回路３は、インバータ回路２から出力される交流電圧に含まれるスイッチング周波数成分を除去する。変圧回路４は、フィルタ回路３から出力される交流電圧を電力系統Ｂの系統電圧に昇圧（または降圧）する。インバータ制御回路７００は、電流センサ５および電圧センサ６などが検出した電流信号および電圧信号を入力され、これに基づいてＰＷＭ信号を生成してインバータ回路２に出力する。インバータ回路２は、インバータ制御回路７００から入力されるＰＷＭ信号に基づいてスイッチング素子のスイッチングを行う。

インバータ制御回路７００は、出力有効電力および出力無効電力を検出して、これらを目標値に一致させるためのフィードバック制御を行っている。電力計測部７１０は、電圧センサ６より入力される電圧信号Ｖ（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）と電流センサ５より入力される電流信号Ｉ（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）とから、有効電力Ｐおよび無効電力Ｑを算出する。電力制御部７２は、電力計測部７１０が算出した有効電力Ｐおよび無効電力Ｑに基づいて、有効電力制御のための補償信号および無効電力制御のための補償信号を生成する。

電力計測部７１０は、電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを互いに直交するα軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβに変換し、電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを互いに直交するα軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβに変換し、下記（１）式によって有効電力Ｐを算出し、下記（２）式によって無効電力Ｑを算出する。
Ｐ＝Ｖα・Ｉα＋Ｖβ・Ｉβ ・・・ （１）
Ｑ＝−Ｖβ・Ｉα＋Ｖα・Ｉβ ・・・ （２）

赤木泰文、金澤喜平、藤田光悦、難波江章、「瞬時無効電力の一般化理論とその応用」、電気学会論文誌Ｂ、Ｖol.103, No.7, 昭和５８年７月、第４１ページ〜第４８ページ

しかしながら、電力系統Ｂには基本波の正相分の交流信号の他に逆相分の交流信号が含まれているので、電力計測部７１０は基本波の正相分の有効電力および無効電力を精度よく計測することができない。すなわち、電圧センサ６より入力される電圧信号Ｖおよび電流センサ５より入力される電流信号Ｉにも逆相分の信号が含まれているので、これらを基に有効電力Ｐおよび無効電力Ｑを算出した場合、これらには逆相分による誤差が含まれる。算出された有効電力Ｐおよび無効電力Ｑに対して、ローパスフィルタなどによりリプルの除去を行ったとしても、誤差を完全に取り除くことができない。

例えば、α軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβに含まれる基本波の正相分の振幅をＶ₁、逆相分の振幅をＶ_-1とすると、
Ｖα＝Ｖ₁cos（ωt）＋Ｖ_-1cos（−ωt）
Ｖβ＝Ｖ₁sin（ωt）＋Ｖ_-1sin（−ωt）
で表され、α軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβに含まれる基本波の正相分の振幅をＩ₁、逆相分の振幅をＩ_-1とすると、
Ｉα＝Ｉ₁cos（ωt−θ₁）＋Ｉ_-1cos（−ωt−θ_-1）
Ｉβ＝Ｉ₁sin（ωt−θ₁）＋Ｉ_-1sin（−ωt−θ_-1）
で表される。なお、θ₁は正相分の電流信号と電圧信号との位相差であり、θ_-1は逆相分の電流信号と電圧信号との位相差である。

この場合、上記（１）式により有効電力Ｐを算出すると、

となり、これから直流分を抽出すると、
Ｐ＝Ｖ₁Ｉ₁cosθ₁＋Ｖ_-1Ｉ_-1cosθ_-1 ・・・ （３）
となる。上記（３）式に示すように、有効電力Ｐには、正相分の有効電力の他に、逆相分の有効電力も含まれている。

同様に、上記（２）式により無効電力Ｑを算出して、直流分を抽出すると、
Ｑ＝−Ｖ₁Ｉ₁sinθ₁−Ｖ_-1Ｉ_-1sinθ_-1 ・・・ （４）
となる。上記（４）式に示すように、無効電力Ｑには、正相分の無効電力の他に、逆相分の無効電力も含まれている。

基本波の正相分の有効電力および無効電力を精度よく計測することができないと、インバータ制御回路７００は、出力有効電力および出力無効電力を適切に制御することができない。特に、瞬低などの系統擾乱によって電力系統Ｂの逆相分が増加した場合、算出された有効電力Ｐおよび無効電力Ｑが実際の基本波の正相分の有効電力および無効電力とかけ離れたものになるので、出力有効電力および出力無効電力を適切に制御することができなくなる。

本発明は上記した事情のもとで考え出されたものであって、電圧信号および電流信号に複数の信号が重畳されている場合でも、所定成分の有効電力または無効電力を精度よく計測することができる電力計測装置を提供することをその目的としている。

上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。

本発明の第１の側面によって提供される電力計測装置は、検出された三相交流の各相の電圧信号および各相の電流信号に基づいて、有効電力または無効電力を計測する電力計測装置であって、前記３つの電圧信号を第１の電圧信号および第２の電圧信号に変換する電圧信号変換手段と、前記３つの電流信号を第１の電流信号および第２の電流信号に変換する電流信号変換手段と、前記第１の電圧信号に含まれる所定成分の信号である第１の成分電圧信号と、前記第２の電圧信号に含まれる前記所定成分の信号である第２の成分電圧信号とを、それぞれ抽出する成分電圧信号抽出手段と、前記第１の電流信号に含まれる前記所定成分の信号である第１の成分電流信号と、前記第２の電流信号に含まれる前記所定成分の信号である第２の成分電流信号とを、それぞれ抽出する成分電流信号抽出手段と、前記成分電圧信号抽出手段によって抽出された前記第１の成分電圧信号および前記第２の成分電圧信号と、前記成分電流信号抽出手段によって抽出された前記第１の成分電流信号および前記第２の成分電流信号とから、有効電力または無効電力を算出する電力算出手段とを備えており、前記成分電圧信号抽出手段および前記成分電流信号抽出手段は、それぞれ複素係数フィルタを用いて各信号を抽出することを特徴とする。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記成分電圧信号抽出手段または前記成分電流信号抽出手段が用いる複素係数フィルタは、帯域通過型の複素係数フィルタである。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記複素係数フィルタのｚ変換表現による伝達関数Ｈ(z)は、通過帯域の正規化中心角周波数をΩ_d（−π＜Ω_d＜π）、通過帯域の帯域幅を決めるパラメータをｒ（０＜ｒ＜１）、虚数単位をｊ、自然対数の底ｅの指数関数をexp（）とした場合、

である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記成分電圧信号抽出手段または前記成分電流信号抽出手段が用いる複素係数フィルタは、帯域阻止型の複素係数フィルタである。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記複素係数フィルタのｚ変換表現による伝達関数Ｈ(z)は、阻止帯域の正規化中心角周波数をΩ_d（−π＜Ω_d＜π）、阻止帯域の帯域幅を決めるパラメータをｒ（０＜ｒ＜１）、虚数単位をｊ、自然対数の底ｅの指数関数をexp（）とした場合、

である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記成分電圧信号抽出手段または前記成分電流信号抽出手段は、複数の複素係数フィルタを多段に接続したフィルタを用いる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記電力算出手段は、前記第１の成分電圧信号をＶα、前記第２の成分電圧信号をＶβ、前記第１の成分電流信号をＩα、前記第２の成分電流信号をＩβとすると、有効電力Ｐを下記式によって算出する。

Ｐ＝Ｖα・Ｉα＋Ｖβ・Ｉβ

本発明の好ましい実施の形態においては、前記電力算出手段は、前記第１の成分電圧信号をＶα、前記第２の成分電圧信号をＶβ、前記第１の成分電流信号をＩα、前記第２の成分電流信号をＩβとすると、無効電力Ｑを下記式によって算出する。

Ｑ＝−Ｖβ・Ｉα＋Ｖα・Ｉβ

本発明の好ましい実施の形態においては、前記所定成分は、前記三相交流の基本波の成分である。

本発明の第２の側面によって提供されるインバータ制御回路は、本発明の第１の側面によって提供される電力計測装置によって計測された有効電力または無効電力を用いて出力電力制御を行うことを特徴とする。

本発明の第３の側面によって提供される系統連系インバータシステムは、本発明の第２の側面によって提供されるインバータ制御回路と、前記インバータ制御回路によって制御されるインバータ回路とを備えていることを特徴とする。

本発明の第４の側面によって提供される電力計測方法は、検出された三相交流の各相の電圧信号および各相の電流信号に基づいて、有効電力または無効電力を計測する電力計測方法であって、前記３つの電圧信号を第１の電圧信号および第２の電圧信号に変換する第１の工程と、前記３つの電流信号を第１の電流信号および第２の電流信号に変換する第２の工程と、前記第１の電圧信号に含まれる所定成分の信号である第１の成分電圧信号と、前記第２の電圧信号に含まれる前記所定成分の信号である第２の成分電圧信号とを、それぞれ抽出する第３の工程と、前記第１の電流信号に含まれる前記所定成分の信号である第１の成分電流信号と、前記第２の電流信号に含まれる前記所定成分の信号である第２の成分電流信号とを、それぞれ抽出する第４の工程と、前記第３の工程によって抽出された前記第１の成分電圧信号および前記第２の成分電圧信号と、前記第４の工程によって抽出された前記第１の成分電流信号および前記第２の成分電流信号とから、有効電力または無効電力を算出する第５の工程とを備えており、前記第３の工程および前記第４の工程は、それぞれ複素係数フィルタを用いて各信号を抽出することを特徴とする。

本発明によれば、複素係数フィルタによって各電圧信号および各電流信号から所定成分の信号がそれぞれ抽出され、当該抽出された所定成分の信号を用いて有効電力または無効電力が算出される。したがって、検出された各電圧信号および各電流信号に複数の信号が重畳されている場合でも、所定成分の信号のみを抽出して演算を行うので、所定成分の有効電力および無効電力を精度よく計測することができる。

本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

第１実施形態に係る系統連系インバータシステムを説明するためのブロック図である。 第１実施形態に係る電力計測部の内部構成を説明するためのブロック図である。 複素係数バンドパスフィルタの演算処理を示すブロック図である。 複素係数バンドパスフィルタの複素演算処理を行う回路構成を示す図である。 複素係数バンドパスフィルタの周波数特性を示す図である。 複素係数ノッチフィルタの演算処理を示すブロック図である。 複素係数ノッチフィルタの複素演算処理を行う回路構成を示す図である。 複素係数ノッチフィルタの周波数特性を示す図である。 第３実施形態に係る正相分電圧信号抽出部の内部構成を説明するためのブロック図である。 第３実施形態に係る正相分電圧信号抽出部の周波数特性を示す図である。 第４実施形態に係るインバータ制御回路の内部構成を説明するためのブロック図である。 従来の一般的な系統連系インバータシステムを説明するためのブロック図である。

以下、本発明の実施の形態を、本発明に係る電力計測装置を系統連系インバータシステムのインバータ制御回路に備えた場合を例として、図面を参照して具体的に説明する。

図１は、第１実施形態に係る系統連系インバータシステムを説明するためのブロック図である。

同図に示すように、系統連系インバータシステムＡは、直流電源１、インバータ回路２、フィルタ回路３、変圧回路４、電流センサ５、電圧センサ６、およびインバータ制御回路７を備えている。

直流電源１は、インバータ回路２に接続している。インバータ回路２、フィルタ回路３、および変圧回路４は、この順で、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の出力電圧の出力ラインに直列に接続されて、三相交流の電力系統Ｂに接続している。電流センサ５および電圧センサ６は、変圧回路４の出力側に設置されている。インバータ制御回路７は、インバータ回路２に接続されている。系統連系インバータシステムＡは、直流電源１が出力する直流電力を交流電力に変換して電力系統Ｂに供給する。なお、系統連系インバータシステムＡの構成は、これに限られない。例えば、電流センサ５および電圧センサ６を変圧回路４の入力側に設けてもよいし、インバータ回路２の制御に必要な他のセンサを設けていてもよい。また、変圧回路４をフィルタ回路３の入力側に設けるようにしてもよいし、変圧回路４を設けない、いわゆるトランスレス方式にしてもよい。また、直流電源１とインバータ回路２との間にＤＣ／ＤＣコンバータ回路を設けるようにしてもよい。

直流電源１は、直流電力を出力するものであり、例えば太陽電池を備えている。太陽電池は、太陽光エネルギーを電気エネルギーに変換することで、直流電力を生成する。直流電源１は、生成された直流電力を、インバータ回路２に出力する。なお、直流電源１は、太陽電池により直流電力を生成するものに限定されない。例えば、直流電源１は、燃料電池、蓄電池、電気二重層コンデンサやリチウムイオン電池であってもよいし、ディーゼルエンジン発電機、マイクロガスタービン発電機や風力タービン発電機などにより生成された交流電力を直流電力に変換して出力する装置であってもよい。

インバータ回路２は、直流電源１から入力される直流電圧を交流電圧に変換して、フィルタ回路３に出力するものである。インバータ回路２は、三相インバータであり、図示しない３組６個のスイッチング素子を備えたＰＷＭ制御型インバータ回路である。インバータ回路２は、インバータ制御回路７から入力されるＰＷＭ信号に基づいて、各スイッチング素子のオンとオフとを切り替えることで、直流電源１から入力される直流電圧を交流電圧に変換する。なお、インバータ回路２はこれに限定されず、例えば、マルチレベルインバータであってもよい。

フィルタ回路３は、インバータ回路２から入力される交流電圧から、スイッチングによる高周波成分を除去するものである。フィルタ回路３は、リアクトルとコンデンサとからなるローパスフィルタを備えている。フィルタ回路３で高周波成分を除去された交流電圧は、変圧回路４に出力される。なお、フィルタ回路３の構成はこれに限定されず、高周波成分を除去するための周知のフィルタ回路であればよい。変圧回路４は、フィルタ回路３から出力される交流電圧を系統電圧とほぼ同一のレベルに昇圧または降圧する。

電流センサ５は、変圧回路４から出力される各相の交流電流（すなわち、系統連系インバータシステムＡの出力電流）を検出するものである。検出された電流信号Ｉ（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）は、インバータ制御回路７に入力される。電圧センサ６は、電力系統Ｂの各相の系統電圧を検出するものである。検出された電圧信号Ｖ（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）は、インバータ制御回路７に入力される。なお、系統連系インバータシステムＡが出力する出力電圧は、系統電圧とほぼ一致している。

インバータ制御回路７は、インバータ回路２を制御するものであり、例えばマイクロコンピュータなどによって実現されている。インバータ制御回路７は、電流センサ５から入力される電流信号Ｉ、および、電圧センサ６から入力される電圧信号Ｖに基づいて、系統連系インバータシステムＡが出力する出力電圧の波形を指令するための指令値信号を生成し、当該指令値信号に基づいて生成されるパルス信号をＰＷＭ信号として出力する。インバータ回路２は、入力されるＰＷＭ信号に基づいて各スイッチング素子のオンとオフとを切り替えることで、指令値信号に対応した波形の交流電圧を出力する。

インバータ制御回路７は、指令値信号の波形を変化させて系統連系インバータシステムＡの出力電圧の波形を変化させることで、出力電力および出力電流を制御している。すなわち、インバータ制御回路７は、出力有効電力および出力無効電力を検出して、これらを目標値に一致させるためのフィードバック制御を行い、出力電流を検出して、これを目標値に一致させるためのフィードバック制御を行う。出力電力のフィードバック制御のための補償信号が出力電流のフィードバック制御の目標値に用いられ、出力電流のフィードバック制御のための補償信号が電圧信号Ｖを基にした信号に加算されることで指令値信号が生成される。なお、図１においては、出力電力制御および出力電流制御を行うための構成のみを記載して、その他の構成を省略している。

インバータ制御回路７は、電力計測部７１、電力制御部７２、電流制御部７３、系統対抗分生成部７４、およびＰＷＭ信号生成部７５を備えている。

電力計測部７１は、電流センサ５より入力される電流信号Ｉ（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）および電圧センサ６より入力される電圧信号Ｖ（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）に基づいて、系統連系インバータシステムＡの出力有効電力および出力無効電力を演算するものである。電力計測部７１は、演算結果の有効電力Ｐおよび無効電力Ｑを電力制御部７２に出力する。電力計測部７１で行われる演算処理の詳細については後述する。

電力制御部７２は、電力計測部７１より入力される有効電力Ｐおよび無効電力Ｑに基づいて、有効電力制御のための補償信号および無効電力制御のための補償信号を生成するものである。電力制御部７２は、有効電力Ｐおよび無効電力Ｑをそれぞれの目標値に一致させるためのフィードバック制御（例えば、ＰＩ制御）を行うためのものであり、当該制御のための補償信号を電流制御部７３に出力する。

電流制御部７３は、電流センサ５より入力される電流信号Ｉ（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）に基づいて、電流制御のための補償信号を生成するものである。電流制御部７３は、いわゆる三相/二相変換処理（αβ変換処理）および回転座標変換処理（ｄｑ変換処理）を行って、３つの電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを２つのｄ軸電流信号およびｑ軸電流信号に変換する。そして、ｄ軸電流信号およびｑ軸電流信号を電力制御部７２より入力される有効電力制御のための補償信号および無効電力制御のための補償信号にそれぞれ一致させるためのフィードバック制御（例えば、ＰＩ制御）を行う。さらに、電流制御部７３は、当該制御のために生成された２つの補償信号を、いわゆる静止座標変換処理（逆ｄｑ変換処理）および二相/三相変換処理（逆αβ変換処理）によって、３つの補償信号に変換して出力する。

系統対抗分生成部７４は、電圧センサ６から電圧信号Ｖ（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）を入力されて、系統指令値信号を生成して出力する。系統指令値信号は系統連系インバータシステムＡが出力する出力電圧の波形を指令するための指令値信号の基準となるものである。系統対抗分生成部７４が出力する系統指令値信号と、電流制御部７３が出力する３つの補償信号とがそれぞれ加算されて、指令値信号が算出され、ＰＷＭ信号生成部７５に入力される。

ＰＷＭ信号生成部７５は、入力される指令値信号と、所定の周波数（例えば、４ｋＨｚ）の三角波信号として生成されたキャリア信号とに基づいて、三角波比較法によりＰＷＭ信号を生成する。三角波比較法では、指令値信号とキャリア信号とがそれぞれ比較され、例えば、指令値信号がキャリア信号より大きい場合にハイレベルとなり、小さい場合にローレベルとなるパルス信号がＰＷＭ信号として生成される。生成されたＰＷＭ信号は、インバータ回路２に出力される。

次に、電力計測部７１の詳細について、図２〜図５を参照して説明する。

図２は、電力計測部７１の内部構成を説明するためのブロック図である。

同図に示すように、電力計測部７１は、電圧信号三相/二相変換部７１１、電流信号三相/二相変換部７１２、正相分電圧信号抽出部７１３、正相分電流信号抽出部７１４、および電力算出部７１５を備えている。

電圧信号三相/二相変換部７１１は、電圧センサ６より入力される３つの電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを、α軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβに変換するものである。電圧信号三相/二相変換部７１１は、いわゆる三相/二相変換処理（αβ変換処理）を行うものであり、電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを互いに直交するα軸成分とβ軸成分とにそれぞれ分解して、各軸成分をまとめることでα軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβを生成する。

電圧信号三相/二相変換部７１１で行われる変換処理は、下記（５）式に示す行列式で表される。

電流信号三相/二相変換部７１２は、電流センサ５より入力される３つの電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、α軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβに変換するものである。電流信号三相/二相変換部７１２は、いわゆる三相/二相変換処理（αβ変換処理）を行うものであり、電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを互いに直交するα軸成分とβ軸成分とにそれぞれ分解して、各軸成分をまとめることでα軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβを生成する。

電流信号三相/二相変換部７１２で行われる変換処理は、下記（６）式に示す行列式で表される。

正相分電圧信号抽出部７１３は、電圧信号三相/二相変換部７１１より入力されるα軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβから、基本波の正相分の信号を抽出するものであり、複素係数バンドパスフィルタ（帯域通過型の複素係数フィルタ）を備えている。

当該複素係数バンドパスフィルタは、ｚ変換表現による伝達関数Ｈ(z)が下記（７）式で表される複素係数の１次ＩＩＲフィルタで構成されている。下記（７）式において、複素係数ａ₁におけるｆ_dは、通過帯域の中心周波数ｆ₀をサンプリング周波数で正規化した正規化周波数である。また、Ω_dは、正規化角周波数である。例えば、サンプリング周波数をｆ_srとすると、正規化周波数ｆ_dはｆ₀／ｆ_sr、正規化角周波数Ω_dは２π・ｆ_d＝２π・（ｆ₀／ｆ_sr）となる。なお、正規化角周波数Ω_dは、−π＜Ω_d＜πである。また、ｒは通過帯域の帯域幅を決めるパラメータ（０＜ｒ＜１）であり、ｊは虚数単位、exp（）は自然対数の底ｅの指数関数である。

図３は、上記（７）式の演算処理を示すブロック図である。同図に示すように、複素係数バンドパスフィルタは、上記（７）式の分母の演算処理がフィードバック回路で構成され、そのフィードバック回路の出力に分子の係数ｂ₀を乗算する回路によって構成される。

図３に示すブロック図において、ｕ[k]（ｋ：離散時間を表すインデックス番号）は入力データ、ｘ[k]は状態データ、ｙ[k]は出力データである。入力データｕ[k]、状態データｘ[k]および出力データｙ[k]の間には、
ｘ[k]＝ｒ・exp（ｊ・Ω_d）・ｘ[k-1]＋ｕ[k] …（８）
ｙ[k]＝（１−ｒ）・ｘ[k] …（９）
が成立する。

複素係数バンドパスフィルタにおいては、入力データｕ[k]が複素データか実データ（複素データの虚数部が「０」のデータ）かに関わらず、状態データｘ[k]および出力データｙ[k]が複素データとなる。したがって、入力データｕ[k]、状態データｘ[k]および出力データｙ[k]をそれぞれｕ[k]＝ｕ_r[k]＋ｊ・ｕ_j[k]、ｘ[k]＝ｘ_r[k]＋ｊ・ｘ_j[k]、ｙ[k]＝ｙ_r[k]＋ｊ・ｙ_j[k]の複素データとし、複素係数ａ₁をａ₁＝ｒ・exp（ｊ・Ω_d）＝ａ_r＋ｊ・ａ_j＝ｒ・cos(Ω_d)＋j・ｒ・sin(Ω_d)として、上記（８）式および（９）式に代入して、実数部と虚数部の関係式に分けると、
ｘ_r[k]＝r・cos(Ω_d)・ｘ_r[k-1]−r・sin(Ω_d)・ｘ_j[k-1]＋ｕ_r[k] ・・・ （１０）
ｘ_j[k]＝r・cos(Ω_d)・ｘ_j[k-1]＋r・sin(Ω_d)・ｘ_r[k-1]＋ｕ_j[k] ・・・ （１１）
ｙ_r[k]＝（１−ｒ）・ｘ_r[k] ・・・ （１２）
ｙ_j[k]＝（１−ｒ）・ｘ_j[k] ・・・ （１３）
となる。

図４は、上記（１０）式〜（１３）式に基づき複素係数バンドパスフィルタの複素演算処理を行う回路構成を示す図である。同図において、係数ａ_rおよび係数ａ_jは、それぞれ複素係数ａ₁＝ｒ・exp(j・Ω_d)の実数部および虚数部であり、ａ_r＝r・cos(Ω_d)、ａ_j＝r・sin(Ω_d)である。

同図に示すように、複素係数バンドパスフィルタは、６個の乗算器１２ａ〜１２ｆと、２個の加算器１２ｇ，１２ｈと、２個の遅延回路１２ｉ，１２ｊで構成される。遅延回路１２ｉは、状態データの実数部ｘ_r[k-1]を生成する回路であり、遅延回路１２ｊは、状態データの虚数部ｘ_j[k-1]を生成する回路である。乗算器１２ａ，１２ｂはそれぞれ上記（１０）式の第１項と第２項（負の符号を含む）を演算する演算器であり、加算器１２ｇは上記（１０）式の第１項と第２項と第３項を加算する演算器である。したがって、加算器１２ｇから上記（１０）式で示す状態データの実数部ｘ_r[k]が出力される。

一方、乗算器１２ｃ，１２ｄはそれぞれ上記（１１）式の第１項と第２項を演算する演算器であり、加算器１２ｈは上記（１１）式の第１項と第２項と第３項を加算する演算器である。したがって、加算器１２ｈから上記（１１）式で示す状態データの虚数部ｘ_j[k]が出力される。また、乗算器１２ｅ，１２ｆはそれぞれ上記（１２）式および（１３）式を演算する演算器である。

本実施形態では、電圧信号三相/二相変換部７１１が、３つの電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを、互いに直交するα軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβに変換している。α軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβは、それぞれ複素データｕ_r＋ｊ・ｕ_jの実数部と虚数部に対応させることができるので、α軸電圧信号Ｖαのサンプリングデータを入力データの実数部ｕ_r[k]として加算器１２ｇに入力し、β軸電圧信号Ｖβのサンプリングデータを入力データの虚数部ｕ_j[k]として加算器１２ｈに入力している。

α軸電圧信号Ｖαのサンプリングデータが入力される毎に、遅延回路１２ｉ、乗算器１２ａ，１２ｂ，１２ｅおよび加算器１２ｇで上記（１０）式および（１２）式の演算処理が繰り返され、これにより、乗算器１２ｅからは出力データｙ_r[k]が出力される。出力データｙ_r[k]は、α軸電圧信号Ｖαから正規化角周波数Ω_dに対応する成分のみを抽出したものとなる。また、β軸電圧信号Ｖβのサンプリングデータが入力される毎に、遅延回路１２ｊ、乗算器１２ｃ，１２ｄ，１２ｆおよび加算器１２ｈで上記（１１）式および（１３）式の演算処理が繰り返され、これにより、乗算器１２ｆからは出力データｙ_j[k]が出力される。出力データｙ_j[k]は、β軸電圧信号Ｖβから正規化角周波数Ω_dに対応する成分のみを抽出したものとなる。

バンドパスフィルタを実係数の２次ＩＩＲフィルタで構成した場合、その２次ＩＩＲフィルタの伝達関数Ｈ(ｚ)（ｚ＝exp（j・ω））は、
Ｈ(ｚ)＝(1-r²+2(r-1)・r・cos(Ω_d)・z^-1)/(1-2r・cos(Ω_d)・z^-1+ r²・z^-2)
で表わされる。この伝達関数Ｈ(z)の振幅特性Ｍ(ω)を求めると、

となり、(１−２ｒ・cos(Ω_d±ω)＋ｒ²)＝０を満たすωで極が表れるから、２次ＩＩＲフィルタはその極の周波数を通過させる特性を有する。ｒ≒１とすると、cos(Ω_d±ω)≒１より、２次ＩＩＲフィルタを通過させる正規化周波数ｆ_dはｆ_d＝±Ω_d／２πとなるから、実係数の２次ＩＩＲフィルタでは、正相分、逆相分とも通過させることになる。

一方、上記（７）式に示す伝達関数Ｈ(z)の振幅特性Ｍ(ω)求めると、
Ｍ(ω)＝（１−ｒ）／√｛１−２ｒ・cos(Ω_d−ω)＋ｒ²｝
となり、(１−２ｒ・cos(Ω_d−ω)＋ｒ²)＝０を満たすωだけに極が表れる。したがって、複素係数の１次ＩＩＲフィルタを通過させる正規化周波数ｆ_dはｆ_d＝Ω_d／２πとなるから、複素係数の１次ＩＩＲフィルタでは、正相分または逆相分のいずれか一方のみを通過させることができる。

正相分電圧信号抽出部７１３は、電圧信号三相/二相変換部７１１より入力されるα軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβから、基本波の正相分の信号を抽出するものである。抽出された正相分電圧信号Ｖ’α，Ｖ’βは、電力算出部７１５に出力される。正相分電圧信号抽出部７１３が備える複素係数バンドパスフィルタの通過帯域を決定する正規化角周波数Ω_dとして、系統電圧の基本波（正相分）の角周波数ω₀（例えば、ω₀＝１２０π[rad/sec]（６０[Ｈｚ]））を正規化したω_dがあらかじめ設定されている。正相分電圧信号抽出部７１３は、α軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβを入力データｕ_r[k]およびｕ_j[k]（図４参照）として複素係数バンドパスフィルタに入力し、出力データｙ_r[k]およびｙ_j[k]を正相分電圧信号Ｖ’α，Ｖ’βとして出力する。

図５は、正相分電圧信号抽出部７１３が備える複素係数バンドパスフィルタの周波数特性を示す図である。通過帯域の中心角周波数を系統電圧の基本波（正相分）の角周波数ω₀としているので、その他の角周波数の信号（逆相分および高調波成分）を好適に除去して、正相分のみを抽出することができる。

正相分電流信号抽出部７１４は、電流信号三相/二相変換部７１２より入力されるα軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβから、基本波の正相分の信号を抽出するものであり、正相分電圧信号抽出部７１３と同様の複素係数バンドパスフィルタを備えている。抽出された正相分電流信号Ｉ’α，Ｉ’βは、電力算出部７１５に出力される。正相分電流信号抽出部７１４が備える複素係数バンドパスフィルタの通過帯域を決定する正規化角周波数Ω_dにも、正相分電圧信号抽出部７１３と同様、正規化角周波数ω_dがあらかじめ設定されている。正相分電流信号抽出部７１４は、α軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβを入力データｕ_r[k]およびｕ_j[k]（図４参照）として複素係数バンドパスフィルタに入力し、出力データｙ_r[k]およびｙ_j[k]を正相分電流信号Ｉ’α，Ｉ’βとして出力する。正相分電流信号抽出部７１４が備える複素係数バンドパスフィルタの周波数特性も図５の特性を示すので、角周波数ω₀以外の角周波数の信号（逆相分および高調波成分）を好適に除去して、正相分のみを抽出することができる。

なお、正相分電圧信号抽出部７１３および正相分電流信号抽出部７１４が備える複素係数バンドパスフィルタは、上記（７）式に示す伝達関数Ｈ(z)のものに限定されない。例えば、複素係数の２次以上のＩＩＲフィルタなどで構成された複素係数バンドパスフィルタであってもよい。

電力算出部７１５は、有効電力Ｐおよび無効電力Ｑを算出するものである。電力算出部７１５は、正相分電圧信号抽出部７１３より入力される正相分電圧信号Ｖ’α，Ｖ’βと、正相分電流信号抽出部７１４より入力される正相分電流信号Ｉ’α，Ｉ’βとから、下記（１４）式によって有効電力Ｐを算出し、下記（１５）式によって無効電力Ｑを算出する。算出された有効電力Ｐおよび無効電力Ｑは、電力制御部７２に出力される。
Ｐ＝Ｖ’α・Ｉ’α＋Ｖ’β・Ｉ’β ・・・ （１４）
Ｑ＝−Ｖ’β・Ｉ’α＋Ｖ’α・Ｉ’β ・・・ （１５）

本実施形態において、３つの電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが互いに直交するα軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβに変換され、３つの電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが互いに直交するα軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβに変換される。複素係数バンドパスフィルタによって、α軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβから正相分電圧信号Ｖ’α，Ｖ’βが抽出され、α軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβから正相分電流信号Ｉ’α，Ｉ’βが抽出される。そして、抽出された正相分電圧信号Ｖ’α，Ｖ’βと正相分電流信号Ｉ’α，Ｉ’βとから、有効電力Ｐおよび無効電力Ｑが算出される。したがって、検出された電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗおよび電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに逆相分や高調波成分が重畳されている場合でも、基本波の正相分の信号のみを抽出して演算を行うので、基本波の正相分の有効電力および無効電力を精度よく計測することができる。

上記第１実施形態においては、複素係数バンドパスフィルタを用いて正相分の信号を抽出する場合について説明したが、複素係数ノッチフィルタ（帯域阻止型の複素係数フィルタ）を用いて正相分の信号を抽出するようにしてもよい。以下に、複素係数ノッチフィルタを用いる場合を第２実施形態として説明する。

第２実施形態に係る電力計測部の内部構成を説明するためのブロック図は、図２に示す第１実施形態の電力計測部７１のものと共通する。第２実施形態においては、図２に示す正相分電圧信号抽出部７１３および正相分電流信号抽出部７１４は複素係数ノッチフィルタを備えている。正相分電圧信号抽出部７１３および正相分電流信号抽出部７１４は、複素係数ノッチフィルタが逆相分の通過を抑制することで正相分を抽出する。

正相分電圧信号抽出部７１３および正相分電流信号抽出部７１４が備える複素係数ノッチフィルタは、ｚ変換表現による伝達関数Ｈ(z)が下記（１６）式で表される複素係数の１次ＩＩＲフィルタで構成されている。下記（１６）式において、Ω_dは阻止帯域の正規化中心角周波数（−π＜Ω_d＜π）であり、ｒは阻止帯域の帯域幅を決めるパラメータ（０＜ｒ＜１）であり、ｊは虚数単位、exp（）は自然対数の底ｅの指数関数である。

図６は、上記（１６）式の演算処理を示すブロック図である。図６は、図３に示すブロック図に対して、出力データｙ[k]を入力データｕ[k]から減算した値を新しく出力データｅ[k]として出力する回路を追加したものである。出力データはｅ[k]となるので、以下では、ｙ[k]を単にデータｙ[k]と記載する。図６に示すブロック図の詳細説明は省略する。

図７は、複素係数ノッチフィルタの複素演算処理を行う回路構成を示す図である。図７は、図４に示すブロック図に対して、実数部の乗算器１２ｅの後段に加算器１２ｎを追加し、当該加算器１２ｎで入力データの実数部ｕ_r[k]からデータｙ[k]の実数部ｙ_r[k]を減算して出力データの実数部ｅ_r[k]を出力する構成としている。また、虚数部の乗算器１２ｆの後段に加算器１２ｏを追加し、当該加算器１２ｏで入力データの虚数部ｕ_j[k]からデータｙ[k]の虚数部ｙ_j[k]を減算して出力データの虚数部ｅ_j[k]を出力する構成としている。図７に示す回路の演算処理の詳細説明は省略する。

乗算器１２ｅより出力されるデータｙ_r[k]を入力データｕ_r[k]から減算した値が、出力データｅ_r[k]として出力される。出力データｅ_r[k]は、入力データｕ_r[k]から正規化角周波数Ω_dに対応する成分のみを抑制したものとなる。また、乗算器１２ｆより出力されるデータｙ_j[k]を入力データｕ_j[k]から減算した値が、出力データｅ_j[k]として出力される。出力データｅ_j[k]は、入力データｕ_j[k]から正規化角周波数Ω_dに対応する成分のみを抑制したものとなる。

正相分電圧信号抽出部７１３が備える複素係数ノッチフィルタの阻止帯域を決定する正規化角周波数Ω_dとして、系統電圧の基本波の逆相分の角周波数「−ω₀」を正規化した「−ω_d」があらかじめ設定されている。正相分電圧信号抽出部７１３は、α軸電圧信号Ｖαおよびβ軸電圧信号Ｖβを入力データｕ_r[k]およびｕ_j[k]として複素係数ノッチフィルタに入力し、出力データｅ_r[k]およびｅ_j[k]を正相分電圧信号Ｖ’α，Ｖ’βとして出力する。

図８は、正相分電圧信号抽出部７１３が備える複素係数ノッチフィルタの周波数特性を示す図である。阻止帯域の中心角周波数を系統電圧の基本波の逆相分の角周波数「−ω₀」としているので、その他の角周波数の信号（正相分）を好適に通過させて、正相分のみを抽出することができる。

正相分電流信号抽出部７１４が備える複素係数ノッチフィルタの阻止帯域を決定する正規化角周波数Ω_dにも、正相分電圧信号抽出部７１３と同様、正規化角周波数「−ω_d」があらかじめ設定されている。正相分電流信号抽出部７１４は、α軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβを入力データｕ_r[k]およびｕ_j[k]として複素係数ノッチフィルタに入力し、出力データｅ_r[k]およびｅ_j[k]を正相分電流信号Ｉ’α，Ｉ’βとして出力する。正相分電流信号抽出部７１４が備える複素係数ノッチフィルタの周波数特性も図８の特性を示すので、角周波数「−ω₀」以外の角周波数の信号（正相分）を好適に通過させて、正相分のみを抽出することができる。

なお、正相分電圧信号抽出部７１３および正相分電流信号抽出部７１４が備える複素係数ノッチフィルタは、上記（１６）式に示す伝達関数Ｈ(z)のものに限定されない。例えば、複素係数の２次以上のＩＩＲフィルタなどで構成された複素係数ノッチフィルタであってもよい。

第２実施形態においても、正相分電圧信号Ｖ’α，Ｖ’βと正相分電流信号Ｉ’α，Ｉ’βとをそれぞれ抽出することができ、これらを用いて有効電力Ｐおよび無効電力Ｑが算出される。したがって、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

第２実施形態においては、正相分電圧信号抽出部７１３および正相分電流信号抽出部７１４が基本波の逆相分の通過を抑制することで正相分を抽出する。したがって、入力される信号に高調波成分が含まれていた場合、正相分電圧信号抽出部７１３および正相分電流信号抽出部７１４は、高調波成分も通過させてしまう。電力系統Ｂに高調波成分が含まれている場合に当該高調波成分の通過も抑制することで、基本波の正相分をより精度よく抽出する場合を、第３実施形態として、以下に説明する。

図９は、第３実施形態に係る正相分電圧信号抽出部の内部構成を説明するためのブロック図である。

図９に示す正相分電圧信号抽出部７１３’は、多段に接続された４つの複素係数ノッチフィルタ７１３ａ〜７１３ｄを備えている点で、第２実施形態に係る正相分電圧信号抽出部７１３（図２参照）と異なる。複素係数ノッチフィルタ７１３ａは、第２実施形態に係る正相分電圧信号抽出部７１３が備える複素係数ノッチフィルタと同じものであり、基本波の逆相分を抑制するためのものである。複素係数ノッチフィルタ７１３ａの阻止帯域を決定する正規化角周波数Ω_dとして、系統電圧の基本波の逆相分の角周波数「−ω₀」を正規化した「−ω_d」があらかじめ設定されている。複素係数ノッチフィルタ７１３ｂ〜７１３ｄは、それぞれ５次、７次、１１次高調波（正相分）を抑制するためのものである。複素係数ノッチフィルタ７１３ｂ〜７１３ｄの阻止帯域を決定する正規化角周波数Ω_dとして、それぞれ「−５ω_d」、「７ω_d」、「−１１ω_d」があらかじめ設定されている。

図１０は、正相分電圧信号抽出部７１３’の周波数特性を示す図である。同図によると、基本波の逆相分（角周波数「−ω₀」）、５次高調波成分（角周波数「−５ω₀」）、７次高調波成分（角周波数「７ω₀」）、１１次高調波成分（角周波数「−１１ω₀」）が抑制され、その他の成分が通過される。正相分電圧信号抽出部７１３’では、複素係数ノッチフィルタ７１３ａ〜７１３ｄによって、基本波の逆相分だけではなく、５次、７次、１１次高調波（正相分）も抑制されるので、基本波の正相分のみをより好適に通過させることができる。

一般的に、電力系統Ｂに重畳されている高調波は、５次、７次、１１次高調波が多いので、本実施形態においては、これらを抑制するようにしている。なお、正相分電圧信号抽出部７１３’は、抑制する必要がある高調波の次数に応じて設計すればよい。例えば、高調波としては５次高調波のみを抑制したい場合は、複素係数ノッチフィルタ７１３ａおよび７１３ｂのみを備えていればよく、さらに１３次高調波も抑制したい場合には、阻止帯域を決定する正規化角周波数Ω_dとして「１３ω_d」を設定した複素係数ノッチフィルタをさらに備えるようにすればよい。

同様に、第３実施形態に係る正相分電流信号抽出部（図示しないが、説明上、「正相分電流信号抽出部７１４’」とする。）は、第２実施形態に係る正相分電流信号抽出部７１４が備える複素係数ノッチフィルタと、それぞれ５次、７次、１１次高調波（正相分）を抑制するための複素係数ノッチフィルタ（図９に示す複素係数ノッチフィルタ７１３ｂ〜７１３ｄ）とを備えている。すなわち、正相分電圧信号抽出部７１３’のものと同様である。正相分電流信号抽出部７１４’の周波数特性も図１０の特性を示すので、基本波の逆相分、５次高調波成分、７次高調波成分、１１次高調波成分が抑制され、その他の成分（基本波の正相分）が通過される。したがって、基本波の正相分のみをより好適に通過させることができる。

第３実施形態においては、電力系統Ｂに高調波が重畳されている場合でも、基本波の正相分を精度よく抽出することができる。

上記第１ないし第３実施形態においては、有効電力Ｐおよび無効電力Ｑを両方とも算出する場合について説明したが、これに限られない。いずれか一方のみを算出するようにしてもよい。例えば、インバータ制御回路７が入力直流電圧制御により出力有効電力を制御する場合であれば、有効電力制御が必要ないので、有効電力Ｐを算出する必要はない。この場合を第４実施形態として、以下に説明する。

図１１は、第４実施形態に係るインバータ制御回路の内部構成を説明するためのブロック図である。同図において、図１に示すインバータ制御回路７と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

インバータ制御回路７’は、入力直流電圧制御によって出力有効電力を制御する点で、インバータ制御回路７と異なる。具体的には、電力計測部７１’は、有効電力Ｐを算出せず無効電力Ｑのみを算出し、電力制御部７２’は、電力計測部７１’より入力される無効電力Ｑに基づいて、無効電力制御のための補償信号を生成して電流制御部７３に出力する。直流電圧制御部７６は、直流電圧センサ８によって検出された、直流電源１からインバータ回路２に入力される直流電圧を目標値に一致させるためのフィードバック制御（例えば、ＰＩ制御）を行って、当該制御のための補償信号を電流制御部７３に出力する。直流電圧制御部７６による入力直流電圧制御によって、系統連系インバータシステムＡの出力有効電力は制御される。

本実施形態において、電力計測部７１’は、正相分電圧信号Ｖ’α，Ｖ’βと正相分電流信号Ｉ’α，Ｉ’βとをそれぞれ抽出し、これらを用いて無効電力Ｑを算出する。したがって、第４実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

上記第１ないし第４実施形態においては、正相分電圧信号抽出部７１３（７１３’）および正相分電流信号抽出部７１４（７１４’）がどちらも複素係数バンドパスフィルタまたは複素係数ノッチフィルタを用いる場合について説明したが、これに限られない。例えば、正相分電圧信号抽出部７１３が複素係数バンドパスフィルタを用いて正相分の信号を通過させることで抽出し、正相分電流信号抽出部７１４（７１４’）が複素係数ノッチフィルタを用いて逆相分の信号の通過を抑制することで正相分の信号を抽出するようにしてもよい。また、正相分電圧信号抽出部７１３（７１３’）が複素係数ノッチフィルタを用いて逆相分の信号の通過を抑制することで正相分の信号を抽出し、正相分電流信号抽出部７１４が複素係数バンドパスフィルタを用いて正相分信号を通過させることで抽出するようにしてもよい。

上記第１ないし第４実施形態においては、正相分電圧信号抽出部７１３（７１３’）および正相分電流信号抽出部７１４（７１４’）で用いられる正規化角周波数Ω_dをあらかじめ設定しておく場合について説明したが、これに限られない。信号処理のサンプリング周期が固定サンプリング周期の場合、系統電圧の基本波の角周波数を周波数検出装置などで検出して、検出された角周波数を正規化して用いるようにしてもよい。

上記第１ないし第４実施形態においては、基本波の有効電力または無効電力を制御する場合について説明したが、これに限られない。例えば、正相分電圧信号抽出部７１３および正相分電流信号抽出部７１４の複素係数フィルタにおいて、通過帯域または阻止帯域の正規化中心角周波数Ω_dとして基本波の逆相分の角周波数を正規化した正規化角周波数を設定することで、基本波の逆相分の有効電力または無効電力を計測することができる。同様に、正規化中心角周波数Ω_dとして５次高調波（正相分）の角周波数を正規化した正規化角周波数を設定することで、５次高調波の有効電力または無効電力を計測することができる。したがって、基本波以外の有効電力または無効電力を制御するようにすることもできる。

上記第１ないし第４実施形態においては、本発明に係る電力計測装置をインバータ制御回路７に組み込んだ場合について説明したが、これに限られない。本発明に係る電力計測装置をインバータ制御回路７とは別に設けて、算出した有効電力Ｐ（無効電力Ｑ）を系統連系インバータシステムの出力有効電力（出力無効電力）として表示装置に常時表示するようにしつつ、当該電力計測装置が算出した有効電力Ｐおよび無効電力Ｑをインバータ制御回路７に出力するようにしてもよい。

上記第１ないし第４実施形態においては、本発明に係る電力計測装置を系統連系インバータシステムに用いた場合について説明したが、これに限られない。本発明に係る電力計測装置は、単体で、三相交流の有効電力または無効電力を計測するための計測装置として用いることもできる。

本発明に係る電力計測装置、インバータ制御回路、系統連系インバータシステム、および、電力計測方法は、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係る電力計測装置、インバータ制御回路、系統連系インバータシステム、および、電力計測方法の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。

Ａ 系統連系インバータシステム
１ 直流電源
２ インバータ回路
３ フィルタ回路
４ 変圧回路
５ 電流センサ
６ 電圧センサ
７，７’ インバータ制御回路
７１，７１’ 電力計測部
７１１ 電圧信号三相/二相変換部（電圧信号変換手段）
７１２ 電流信号三相/二相変換部（電流信号変換手段）
７１３，７１３' 正相分電圧信号抽出部（成分電圧信号抽出手段）
７１３ａ〜７１３ｄ 複素係数ノッチフィルタ
７１４ 正相分電流信号抽出部（成分電流信号抽出手段）
７１５ 電力算出部
７２，７２’ 電力制御部
７３ 電流制御部
７４ 系統対抗分生成部
７５ ＰＷＭ信号生成部
７６ 直流電圧制御部
８ 直流電圧センサ
Ｂ 電力系統

Claims (12)

1. 検出された三相交流の各相の電圧信号および各相の電流信号に基づいて、有効電力または無効電力を計測する電力計測装置であって、
   前記３つの電圧信号を第１の電圧信号および第２の電圧信号に変換する電圧信号変換手段と、
   前記３つの電流信号を第１の電流信号および第２の電流信号に変換する電流信号変換手段と、
   前記第１の電圧信号に含まれる所定成分の信号である第１の成分電圧信号と、前記第２の電圧信号に含まれる前記所定成分の信号である第２の成分電圧信号とを、それぞれ抽出する成分電圧信号抽出手段と、
   前記第１の電流信号に含まれる前記所定成分の信号である第１の成分電流信号と、前記第２の電流信号に含まれる前記所定成分の信号である第２の成分電流信号とを、それぞれ抽出する成分電流信号抽出手段と、
   前記成分電圧信号抽出手段によって抽出された前記第１の成分電圧信号および前記第２の成分電圧信号と、前記成分電流信号抽出手段によって抽出された前記第１の成分電流信号および前記第２の成分電流信号とから、有効電力または無効電力を算出する電力算出手段と、
   を備えており、
   前記成分電圧信号抽出手段および前記成分電流信号抽出手段は、それぞれ複素係数フィルタを用いて各信号を抽出する、
   ことを特徴とする電力計測装置。
2. 前記成分電圧信号抽出手段または前記成分電流信号抽出手段が用いる複素係数フィルタは、帯域通過型の複素係数フィルタである、請求項１に記載の電力計測装置。
3. 前記複素係数フィルタのｚ変換表現による伝達関数Ｈ(z)は、通過帯域の正規化中心角周波数をΩ_d（−π＜Ω_d＜π）、通過帯域の帯域幅を決めるパラメータをｒ（０＜ｒ＜１）、虚数単位をｊ、自然対数の底ｅの指数関数をexp（）とした場合、
   

   

   である、請求項２に記載の電力計測装置。
4. 前記成分電圧信号抽出手段または前記成分電流信号抽出手段が用いる複素係数フィルタは、帯域阻止型の複素係数フィルタである、請求項１に記載の電力計測装置。
5. 前記複素係数フィルタのｚ変換表現による伝達関数Ｈ(z)は、阻止帯域の正規化中心角周波数をΩ_d（−π＜Ω_d＜π）、阻止帯域の帯域幅を決めるパラメータをｒ（０＜ｒ＜１）、虚数単位をｊ、自然対数の底ｅの指数関数をexp（）とした場合、
   

   

   である、請求項４に記載の電力計測装置。
6. 前記成分電圧信号抽出手段または前記成分電流信号抽出手段は、複数の複素係数フィルタを多段に接続したフィルタを用いる、請求項４または５に記載の電力計測装置。
7. 前記電力算出手段は、前記第１の成分電圧信号をＶα、前記第２の成分電圧信号をＶβ、前記第１の成分電流信号をＩα、前記第２の成分電流信号をＩβとすると、有効電力Ｐを下記式によって算出する、
   請求項１ないし６のいずれかに記載の電力計測装置。
   
   Ｐ＝Ｖα・Ｉα＋Ｖβ・Ｉβ
   
8. 前記電力算出手段は、前記第１の成分電圧信号をＶα、前記第２の成分電圧信号をＶβ、前記第１の成分電流信号をＩα、前記第２の成分電流信号をＩβとすると、無効電力Ｑを下記式によって算出する、
   請求項１ないし７のいずれかに記載の電力計測装置。
   
   Ｑ＝−Ｖβ・Ｉα＋Ｖα・Ｉβ
   
9. 前記所定成分は、前記三相交流の基本波の成分である、請求項１ないし８のいずれかに記載の電力計測装置。
10. 請求項１ないし９に記載の電力計測装置によって計測された有効電力または無効電力を用いて出力電力制御を行うことを特徴とするインバータ制御回路。
11. 請求項１０に記載のインバータ制御回路と、前記インバータ制御回路によって制御されるインバータ回路とを備えていることを特徴とする系統連系インバータシステム。
12. 検出された三相交流の各相の電圧信号および各相の電流信号に基づいて、有効電力または無効電力を計測する電力計測方法であって、
    前記３つの電圧信号を第１の電圧信号および第２の電圧信号に変換する第１の工程と、
    前記３つの電流信号を第１の電流信号および第２の電流信号に変換する第２の工程と、
    前記第１の電圧信号に含まれる所定成分の信号である第１の成分電圧信号と、前記第２の電圧信号に含まれる前記所定成分の信号である第２の成分電圧信号とを、それぞれ抽出する第３の工程と、
    前記第１の電流信号に含まれる前記所定成分の信号である第１の成分電流信号と、前記第２の電流信号に含まれる前記所定成分の信号である第２の成分電流信号とを、それぞれ抽出する第４の工程と、
    前記第３の工程によって抽出された前記第１の成分電圧信号および前記第２の成分電圧信号と、前記第４の工程によって抽出された前記第１の成分電流信号および前記第２の成分電流信号とから、有効電力または無効電力を算出する第５の工程と、
    を備えており、
    前記第３の工程および前記第４の工程は、それぞれ複素係数フィルタを用いて各信号を抽出する、
    ことを特徴とする電力計測方法。

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