JP2016103902A - 電力変換装置およびその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】交流電圧に高調波電圧を重畳することで単独運転を検出する三相の分散電源用電力変換装置において、単独運転を検出するための重畳高調波次数の選択肢を増やす。【解決手段】電力系統に連系する三相の分散電源用自励式電力変換装置であって、電力変換装置は、電力系統の系統連系点の電圧である連系点電圧検出値から系統基本波成分の位相を検出する基本波位相検出部と、基本波位相検出部で検出した周波数の２Ｎ次の周波数（但しＮは３の倍数である自然数）の高調波を算出する高調波電圧重畳量算出部と、電力変換装置の出力電圧指令値に重畳する高調波電圧重畳部と、連系点電圧の交流電圧から２Ｎ次の高調波成分を抽出する高調波成分抽出部と、抽出された高調波成分の電圧振幅に基づいて電力変換器の単独運転を検出する単独運転検出部と、を備える【選択図】 図１

Description

本発明は電力変換装置およびその制御方法に関するものである。

近年、太陽光発電装置や風力発電装置等の自然エネルギーを利用した分散電源の導入が進んでいる。自然エネルギーを利用した分散電源は、自然エネルギーにより発電された電力を、自励式電力変換器によって連系する系統周波数に変換して電力系統に送電する。一般に、分散電源の出力電力は気候により変動し、連系する電力系統の安定度を損なうおそれがある。

このような事情により、電力系統の安定化を目的として、蓄電池に代表される蓄電手段と自励式電力変換器を備える蓄電システムの導入が、小規模系統を中心に進んでいる。

ところで、分散電源や蓄電システムが電力系統に接続されている場合において、事故検出や系統切り替えにより、電力系統の遮断器が開放されることがある。この遮断器の下位に接続される分散電源や蓄電システムの発電電力、そして負荷の消費電力が一致すると、遮断器が開放されても下位系統の電圧が長時間維持される可能性がある。この需給バランスが取れた状態を単独運転状態と呼ぶ。

単独運転状態が発生すると、電力系統の保守を行う場合に、安全性を確保することが必要となる。そのため、国内では系統連系技術要件ガイドライン、海外ではＩＥＣ６２１１６などにより分散電源用の自励式電力変換器や蓄電システム用電力変換器に対し、単独運転を検出する機能を備えること、および単独運転検出後には速やかに系統から開列する機能を備えることが求められている。

単独運転を検出する方法として、３の倍数を除く自然数Ｎに対し、２Ｎ次の高調波電圧を電力変換器より出力させ、該電力変換器の連系点における２Ｎ次の高調波電圧振幅値が通常運転時に比べて単独運転時に大きくなることを利用して単独運転状態を検出する方法が特許文献１で開示されている。

特開２００７−１１０８９４号公報

電力系統に含まれる高調波電圧成分は通常、偶数次数の電圧高調波成分が奇数次数の電圧高調波成分に対して小さい。そのため、偶数次数の電圧高調波で単独運転を検出する方法のほうが、他の機器の高調波電流による電圧ひずみに対して影響が小さいため、精度高く単独運転状態を検出することができる利点がある。

特許文献１では、三相の電力変換器に各相平衡な電圧を重畳させるので、３の倍数である自然数Ｎに対して２Ｎ次の高調波電圧を出力させると、高調波成分が各相共通成分である零相成分となってしまう。そのため、線間電圧では高調波成分がキャンセルされてしまい、非接地の電力変換器や変圧器を介して系統に連系する電力変換器では、系統側に高調波電圧を伝達することができない。上記理由より、特許文献１では電力変換器出力電圧に重畳する高調波次数を、３の倍数を除くよう制限している。

しかしながら、電力変換器が連系する系統に、複数の力率改善用電力コンデンサが連系する場合、電力変換器から見込んだ系統インピーダンスが、４次や８次高調波成分に対して大きな値にならない場合がある。特に、直列リアクトルを備える力率改善用電力コンデンサが、電力変換器の直近に存在する場合、４次高調波に対する系統インピーダンスが小さくなるおそれがある。また、力率改善用電力コンデンサが直列リアクトルを備えない場合、次数の高い高調波成分に対して系統インピーダンスが小さくなるおそれがある。
特許文献１に記載の単独運転検出方式は、単独運転時に単独運転検出用高調波成分に対し、系統インピーダンスが増加することにより単独運転状態を見つける方法であるため、４次や８次の高調波成分に対して系統インピーダンスが十分高くならない場合、単独運転状態を検出できない。
そのため、高調波検出用周波数の選択肢が多いことが望まれるが、特許文献１記載の方法では、２Ｎ次の高調波のうち、３の倍数である自然数Ｎ次の高調波は単独運転検出用の高調波次数に選択することができないため、単独運転検出に６次高調波成分を用いることができない。
よって、電力系統に連系する電力変換装置において、単独運転検出を適切に行うことを本発明の目的とする。

上記課題を解決するために、電力系統に連系する三相の分散電源用自励式電力変換装置であって、電力変換装置は、電力系統の系統連系点の電圧である連系点電圧検出値から系統基本波成分の位相を検出する基本波位相検出部と、基本波位相検出部で検出した周波数の２Ｎ次の周波数（但しＮは３の倍数である自然数）の高調波を算出する高調波電圧重畳量算出部と、電力変換装置の出力電圧指令値に重畳する高調波電圧重畳部と、連系点電圧の交流電圧から２Ｎ次の高調波成分を抽出する高調波成分抽出部と、抽出された高調波成分の電圧振幅に基づいて電力変換器の単独運転を検出する単独運転検出部と、を備えることを特徴とする。

電力コンデンサが備えられた電力系統に連系する電力変換装置において、単独運転検出を適切に行うことができる。

本実施例の電力変換器を備えた電力系統全体を示した図である。 電力変換器１の主回路構成を示した図である。 制御器１００の演算器構成図である。 位相算出器１００４の演算内容を示した図である。 高調波電圧重畳量算出器１０３０の構成を示す図である。 Ｎを３とした場合のｔｈｅｔａ、および位相換算器１０３０Ｅ、１０３０５、１０３０６、１０３０７、の出力である２ＮＴｈｅｔａ２ｌＴＨＥＴＡ＿Ｕ２、ＴＨＥＴＡ＿Ｖ２、そしてＴＨＥＴＡ＿Ｗ２を示す。 Ｕ、Ｖ、Ｗ相平衡している波形ｖｕ＿ｒｅｆ、ｖｖ＿ｒｅｆ、ｖｗ＿ｒｅｆを示す。 振幅の等しく、位相が１２０度ずれた三相の高調波重畳量ｄｅｌ＿ｖｕ＿ｒｅｆ２、ｄｅｌ＿ｖｖ＿ｒｅｆ２、ｄｅｌ＿ｖｗ＿ｒｅｆ２を示す。 高調波重畳を行ったｖｕ＿ｒｅｆ２、ｖｖ＿ｒｅｆ２、ｖｗ＿ｒｅｆ２の波形を示す。 連系点電圧に含まれる２Ｎ次の高調波電圧振幅値を算出し、判定値との大小比較を実施する単独運転検出器１０４０を示す。 直流回路に蓄電池３１が接続される蓄電池用インバータを示す。 直流回路に蓄電池３１が接続される風車の連系用インバータを示す。 第２の実施例の電力変換器を備えた電力系統全体を示した図である。 第２の実施例の電力変換器における電力変換器２の構成を示す。 第２の実施例の電力変換器における制御器１０１の構成を示す。 第２の実施例の電力変換器における単独運転検出器１０４１を示す。

本発明の第一の実施例を、図１を用いて説明する。

図１は、本実施例の電力変換器を備えた電力系統全体を示した図である。

電力変換器１は、電力変換器の直流回路に太陽光パネル３０が接続され、太陽光パネルにより発電された直流電力を系統周波数に周波数変換し、電力系統３００および負荷２００に供給する太陽光発電用インバータである。

電力系統３００には、電力変換器１、負荷２００、電力用コンデンサ６００が、遮断器４００を介して並列接続される。遮断器４００は、系統事故検出時および系統メンテナンスのため電力系統３００の運営者により開閉される。

電力変換器１は、インバータ１０、高調波フィルタ２０、コンタクタ４０、電力変換器１出力電流検出用電流センサ７２ＣＴｕ、７２ＣＴｗ、連系点電圧を検出するための電圧センサ７０ＰＴｕｖ、７０ＰＴｖｗ、直流回路電圧検出用電圧センサ７１ＰＴ、そして上記電流・電圧センサの出力を元にインバータ１０のゲート信号ＧａｔｅＵＰ〜ＷＮ、およびコンタクタＯＮ／ＯＦＦ信号ＣＴＴｃｔｌを算出する制御器１００により構成される。

電力変換器１の系統連系点には、負荷２００および力率改善用電力コンデンサ６００が並列接続される。負荷２００は、抵抗、リアクトル、およびコンデンサの並列回路によりその電気特性が示されるものである。

図２は、電力変換器１の主回路構成を示した図である。

電力変換器１の主回路は、ＩＧＢＴとダイオードが逆並列接続されるＩＧＢＴモジュール１０ｋ〜１０ｐ、および直流コンデンサ１０ｃにより構成されるインバータと、２つの三相リアクトルと三相コンデンサにより構成される高調波フィルタ、電力変換器の出力電流検出用電流センサ７２ＣＴｕ、７２ＣＴｗ連系点、電圧検出用電圧センサ７０ＰＴｕｖ、７０ＰＴｖｗ、直流電圧検出用７１ＰＴ、およびコンタクタ４０により構成される。

直流回路端子Ｐ、Ｎには太陽光パネルが接続され、交流端子Ｕ、Ｖ、Ｗには高調波フィルタ２０が接続され、インバータから電力系統３００に流出する高調波を低減する。

ＩＧＢＴモジュールのゲート信号ＧａｔｅＵＰ〜ＷＮは、制御器１００において算出されたものであり、後述するように電圧指令値とインバータ出力電圧の瞬時平均値が一致するよう算出されたものである。

図３は、制御器１００の演算器構成図である。

制御器１００は、連系点電圧検出値ｖｓｕｖ、ｖｓｖｗ、出力電流検出値ｉｓｕ、ｉｓｗ、直流電圧検出値ｖｄｃを入力し、インバータ１０のゲート信号ＧａｔｅＵＰ〜ＷＮ、及びコンタクタ４００のＯＮ／ＯＦＦ信号ＣＴＴｃｔｒｌを算出する。

制御器１００は、連系点電圧位相検出部１００５、直流電圧制御部１０５１、無効電力制御部１０７０、電流制御部１０２３、および単独運転検出部１０４０を主な構成部として有している。

まず、連系点電圧位相検出部１００５について説明する。

連系点電圧位相検出部１００５によって検出された連系点電圧検出値ｖｓｕｖ、ｖｓｖｗは、相電圧算出器１００１に入力され、相電圧算出器１００１は相電圧ｖｓｕ、ｖｓｖ、ｖｓｗを算出する。相電圧は零相成分をゼロとして、（数式１）に従い、線間電圧検出値であるｖｓｕｖ、ｖｓｖｗより相電圧ｖｓｕ、ｖｓｖ、ｖｓｗを算出する。

相電圧ｖｓｕ、ｖｓｖ、ｖｓｗはα−β変換器１００２に出力される。α−β変換器１００２は数式２に従い、相電圧をα−β変換する。

α−β変換器１００２は連系点電圧のα成分であるｖｓ＿ａｌｐとβ成分であるｖｓ＿ｂｅｔをｄ−ｑ変換器１００３に出力する。

ｄ−ｑ変換器１００３はｖｓ＿ａｌｐ、ｖｓ＿ｂｅｔおよび後述するｃｏｓテーブル出力値ｃｏｓ、及びｓｉｎテーブル出力値ｓｉｎを入力し、連系点電圧ｄ軸成分ｖｓｄ、ｑ軸成分ｖｓｑを（数式３）に従い算出する。

連系点電圧ｑ軸成分ｖｓｑは位相算出器１００４に出力され、位相算出器１００４は連系点電圧位相ｔｈｅｔａを算出する。位相算出器１００４の演算内容を、図４を用いて説明する。

図４は、位相算出器１００４の演算内容を示した図である。

位相算出部１００４は、ｖｓｑの値をＰＩ制御器１００４１に入力し、補正角周波数であるｄｅｌ＿ｏｍｅｇを算出する。

補正角周波数ｄｅｌ＿ｏｍｅｇと定格角周波数Ｏｍｅｇ０は加算器１００４２において加算され、その和であるｏｍｅｇａは時間積分器１００４３に出力される。

時間積分器１００４３は、角周波数ｏｍｅｇａを時間積分し、連系点電圧の基本波成分の位相ｔｈｅｔａを算出する。

位相算出器１００４は、連系点電圧の基本波成分の位相ｔｈｅｔａを出力する。

制御器内部で算出する連系点電圧位相算出値ｔｈｅｔａと連系点電圧の位相が一致している場合、連系点電圧のｑ軸成分は０となる。一方、連系点電圧位相算出値ｔｈｅｔａと連系点電圧位相が一致しない場合、連系点電圧ｑ軸成分ｖｓｑには非零の値となる。そのため、上記構成を備えることで連系点電圧の基本波成分の位相を検出することが可能となる。

図３に戻り、連系点電圧位相算出部１００５の説明を継続する。

連系点電圧の基本波成分の位相ｔｈｅｔａはｃｏｓテーブル１００６およびｓｉｎテーブル１００７に入力され、両テーブルは位相ｔｈｅｔａに対応したｃｏｓ、およびｓｉｎを算出する。前述のｄ−ｑ変換器１００３はｃｏｓテーブル１００６、ｓｉｎテーブル１００７の出力を用いて連系点電圧α成分ｖｓ＿ａｌｐ、β成分ｖｓ＿ｂｅｔをｄ−ｑ変換している。

連系点電圧ｄ軸成分ｖｓｄおよびｑ軸成分ｖｓｑは無効電力制御部の無効電力算出器１０７０に出力される。

次に、直流電圧制御部１０５１について説明する。

電圧センサ７１ＰＴにより検出される直流電圧検出値ｖｄｃおよび電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆは減算器１０５０に入力され、その差が直流電圧制御器１０５１に出力される。直流電圧制御器１０５１はＰＩ制御器により構成されており、減算器１０５０で算出された直流電圧指令値と直流電圧検出値の差に対してＰＩ演算を施し、その結果を有効電流指令値として減算器１０１３に出力する。

次に無効電力制御部１０７０について説明する。

電力変換器１の電力系統側に出力する無効電力は、無効電力算出器１０７０において連系点電圧ｖｓｄ、ｖｓｑおよび出力電流の有効電流ｉｓｄ、無効電流ｉｓｑより（数式４）に従い算出し、その出力である無効電力算出値Ｑｆｂを減算器１０７１に出力する。

ｉｓｄ、ｉｓｑの算出方法について説明する。

電力変換器１の交流出力電流ｉｓｕ、ｉｓｗは減算器１０１０に入力され、減算器１０１０はｖ相の電流値であるｉｓｖを算出する。また、ｕ相相電流ｉｓｕ、ｖ相送電流、ｗ相相電流はα−β変換器１０１１によりα成分ｉｓ＿ａｌｐ、およびβ成分ｉｓ＿ｂｅｔに変換され、その出力はｄ−ｑ変換器１０１２に出力される。なお、ｕ相、ｖ相、ｗ相に対するα−β変換は（数式２）と等しいものであるため、重複説明を省略する。

交流出力電流のα変換、β変換値であるｉｓ＿ａｌｐ、ｉｓ＿ｂｅｔはｄ−ｑ変換器１０１２に出力され、ｄ−ｑ変換器１０１２はｉｓ＿ａｌｐ、ｉｓ＿ｂｅｔをｃｏｓテーブル１００６出力ｃｏｓ、ｓｉｎテーブル１００７出力ｓｉｎを用いてｄ−ｑ変換を実施し、出力電流ｄ軸成分ｉｓｄと、出力電流ｑ軸成分ｉｓｑと、を算出する。なお、演算は（数式３）と等しいものであるため、重複説明を省略する。

減算器１０７１は所定の無効電力指令値Ｑｒｅｆと無効電力算出器１０７０の出力であるＱｆｂの差を算出し、その差を無効電力制御器１０７２に出力する。

無効電力制御器１０７２はＰＩ制御器により構成され、減算器１０７１の出力に対しＰＩ制御演算を施し、電力変換器１の無効電流指令値ｉｑｒｅｆを算出する。

無効電流指令値ｉｑｒｅｆは、減算器１０１４に出力される。

次に、電流制御部について説明する。

出力電流ｄ軸成分ｉｓｄは減算器１０１３に、出力電流ｑ軸成分ｉｓｑは減算器１０１４に出力される。

減算器１０１３は、直流電圧制御器１０５１の出力である有効電流指令値とｉｓｄの差を算出し、この差をｄ軸電流制御器１０１５に出力する。減算器１０１４は、加算器１０７４の出力である無効電流指令値ｉｑｒｅｆとｉｓｑの差を算出し、この差をｑ軸電流制御器１０１６に出力する。

ｄ軸電流制御器１０１５、およびｑ軸電流制御器１０１６はＰＩ制御器で構成され、入力される指令値と出力電流ｄ軸成分およびｑ軸成分の差にＰＩ制御演算を施し、この差を低減するためのインバータ１０のｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値を算出する。

ｄ軸電流制御器１０１５の出力であるｄ軸電圧指令値は、加算器１０１７に出力される。加算器１０１７は固定値であるＶｄ０とｄ軸電流制御器１０１５の出力を加算し、あらたなｄ軸電圧指令値ｖｄｒｅｆを算出する。Ｖｄ０は連系点電圧の振幅が定格である場合にインバータ１０の出力電圧と連系点電圧の振幅が等しくなる値である。Ｖｄ０との加算をすることにより、インバータ１０のゲートデブロック時に系統から電力変換器１に過大な電流が流入することを防ぐことができる。

加算器１０１７の出力であるｖｄｒｅｆ、およびｑ軸電流制御器１０１６の出力であるｑ軸電圧指令値ｖｑｒｅｆは逆ｄ−ｑ変換器１０１８に入力される。逆ｄ−ｑ変換器１０１８は、ｖｄｒｅｆ、ｖｑｒｅｆに加え、ｃｏｓテーブル１００６の出力ｃｏｓとｓｉｎテーブル１００７の出力ｓｉｎを入力し、（数式５）に従いｖｄｒｅｆ、ｖｑｒｅｆを固定座標系の電圧ベクトルｖａｌｐ、ｖｂｅｔを算出する。

逆ｄ−ｑ変換器１０１８の出力であるｖａｌｐ、ｖｂｅｔは２相―３相変換器１０１９に出力され、２相―３相変換器１０１９は数式６に従いｖａｌｐ、ｖｂｅｔからインバータ１０の相電圧出力指令値ｖｕ＿ｒｅｆ、ｖｖ＿ｒｅｆ、ｖｗ＿ｒｅｆを算出する。

相電圧出力指令値には、加算器１０２２ｕ、１０２２ｖ、１０２２ｗにおいて、後述の高調波電圧重畳量算出器１０３０からの出力を加算し、新たな相電圧指令値ｖｕ＿ｒｅｆ２、ｖｖ＿ｒｅｆ２、ｖｗ＿ｒｅｆ２を逆ｄ−ｑ変換器１０１８に出力する。

逆ｄ−ｑ変換器１０１８は相電圧指令値ｖｕ＿ｒｅｆ２、ｖｖ＿ｒｅｆ２、ｖｗ＿ｒｅｆ２をＰＷＭ演算器１０２１に出力する。

ＰＷＭ演算器１０２１は上記相電圧指令値に加え、搬送波算出器１０２０の出力であるｔｒｉ、および後述する単独運転検出器１０４０の出力であるＩＳＬＡＮＤＩＮＧ＿ＦＬＧを入力し、インバータ１０のＩＧＢＴモジュールへのゲート信号ＧａｔｅＵＰ〜ＷＮを算出し、インバータ１０に出力する。

ＩＳＬＡＮＤＩＮＧ＿ＦＬＧが０の場合、搬送波算出器１０２０はインバータ１０のスイッチング周波数と等しい周波数を持つ三角波ｔｒｉを算出し、ＰＷＭ演算器１０２１は上記相電圧指令値とｔｒｉの大小比較をすることによりゲート信号ＧａｔｅＵＰ〜ＷＮを算出する。

Ｕ相を例に、ゲート信号の算出方法を説明する。

相電圧指令値ｖｕ＿ｒｅｆ２がｔｒｉ以上の場合、ＩＧＢＴモジュール１０ｋのゲート信号ＧａｔｅＵＰをオン、ＩＧＢＴモジュール１０ｎのゲート信号をオフとする。逆に相電圧指令値ｖｕ＿ｒｅｆがｔｒｉより小さい場合、ＩＧＢＴモジュール１０ｋのゲート信号ＧａｔｅＵＰをオフ、ＩＧＢＴモジュール１０ｎのゲート信号をオンとする。本演算により、インバータ１０の交流出力端子Ｕには、瞬時平均電圧が電圧指令値ｖｕ＿ｒｅｆ２に対応したパルス電圧を出力できる。

Ｖ相、Ｗ相も同様にゲート信号を算出するため、重複説明を省く。

単独運転検出器１０４０の出力ＩＳＬＡＮＤＩＮＧ＿ＦＬＧが１の場合、ＰＷＭ演算器１０２１は搬送波ｔｒｉと相電圧指令値ｖｕ＿ｒｅｆ２、ｖｖ＿ｒｅｆ２、ｖｗ＿ｒｅｆ２の大小関係に依存せず、すべてのゲート信号をオフにする。本演算により単独運転を検出した場合は、安全かつ速やかにインバータ１０のスイッチングを停止させ、単独運転状態を回避できる。

コンタクタ制御信号算出器１００８はＩＳＬＡＮＤＩＮＧ＿ＦＬＧを入力し、ＩＳＬＡＮＤＩＮＧ＿ＦＬＧが０の場合はコンタクタ４０の制御信号ＣＴＴｃｔｒｌをオン、ＩＳＬＡＮＤＩＮＧ＿ＦＬＧが１の場合はＣＴＴｃｔｒｌをオフとする。これにより、単独運転を検出した場合は上述のＰＷＭ演算器１０１１のゲートブロックに加え、コンタクタ４０の開放が可能となり、停電となっている電力系統から電力変換器１を開列することができる。

以降、本発明の特徴点である高調波電圧重畳量算出器１０３０および単独運転検出器１０４０について、図を用いて説明する。

図５は、高調波電圧重畳量算出器１０３０の構成を示す図である。

高調波電圧重畳量算出器１０３０の着目点は、連系点電圧に同期し、それぞれ位相の異なる３の倍数を含む自然数２Ｎ次の高調波電圧を算出し、単独運転検出用の電圧指令値重畳量として出力する点である。

高調波電圧重畳量算出器１０３０は、位相算出器１００４の出力である連系点電圧の基本波位相ｔｈｅｔａを入力とする。

基本波位相ｔｈｅｔａは乗算器１０３０１に入力される。乗算器１０３０１はｔｈｅｔａを２Ｎ倍し、その積である２Ｎｔｈｅｔａを位相換算器１０３０Ｅ、および加算器１０３０２、１０３０３、１０３０４に出力する。

加算器１０３０２では２Ｎｔｈｅｔａに所定の値であるＤＥＬ＿ＴＨ＿Ｕを加算し、その和を位相換算器１０３０５に出力する。同様に、加算器１０３０３、１０３０４では所定値ＤＥＬ＿ＴＨ＿Ｖ、ＤＥＬ＿ＴＨ＿Ｗを加算し、それぞれの出力であるＴＨＥＴＡ＿Ｖ、ＴＨＥＴＡ＿Ｗを位相換算器１０３０６、１０３０７に出力する。

所定値ＤＥＬ＿ＴＨ＿Ｕ、ＤＥＬ＿ＴＨ＿Ｖ、ＤＥＬ＿ＴＨ＿Ｗは０以上３６０度以内の値を持ち、３つのうち少なくとも２つは異なる値を持つ。本構成により、線間電圧の高調波成分がキャンセルすることを防ぐことができる。

位相換算器１０３０５、１０３０６、１０３０７、１０３０Ｅは、入力信号を３６０度で除算した値の余りを出力する。たとえば、入力信号として４２０度が入力された場合、６０度を出力する。

図６は、Ｎを３とした場合のｔｈｅｔａ、および位相換算器１０３０Ｅ、１０３０５、１０３０６、１０３０７、の出力である２ＮＴｈｅｔａ２ｌＴＨＥＴＡ＿Ｕ２、ＴＨＥＴＡ＿Ｖ２、そしてＴＨＥＴＡ＿Ｗ２を示す。位相は全て３６０度を上限とした、のこぎり波となる。

位相換算器１０３０５の出力ＴＨＥＴＡ＿Ｕ２はｃｏｓテーブル１０３０８に入力される。同様に、位相換算器１０３０６の出力ＴＨＥＴＡ＿Ｖ２はｃｏｓテーブル１０３０９に、位相換算器１０３０７の出力ＴＨＥＴＡ＿Ｗ２はｃｏｓテーブル１０３０Ａに入力される。

ｃｏｓテーブル１０３０８は、入力信号を位相とした振幅１のｃｏｓ値ｄｅｌ＿ｖｕ＿ｒｅｆを算出し、該出力は乗算器１０３０Ｂに入力される。乗算器１０３０Ｂではｄｅｌ＿ｖｕ＿ｒｅｆと、所定の値ＧａｉｎＵを乗算し、その積ｄｅｌ＿ｖｕ＿ｒｅｆ２を高調波電圧重畳量算出器１０３０のＵ相分電圧重畳量として出力する。

同様に、Ｖ相、Ｗ相の電圧重畳量ｄｅｌ＿ｖｖ＿ｒｅｆ２、ｄｅｌ＿ｖｗ＿ｒｅｆ２を算出する。

ｄｅｌ＿ｖｕ＿ｒｅｆ、ｄｅｌ＿ｖｖ＿ｒｅｆ、ｄｅｌ＿ｖｗｒｅｆは加算器１０２２ｕ、１０２２ｖ、そして１０２２ｗにそれぞれ出力される。

ＧａｉｎＵ、ＧａｉｎＶ、ＧａｉｎＷは電力変換器１の出力電圧に含まれる高調波成分の振幅に相当する。上記値を過大な値に設定すると、系統電圧のひずみが大きくなり、変圧器の異音などを引き起こすおそれがある。そのため、２相―３相変換器１０１９の出力する電圧指令値基本波振幅の数％程度に設定するのが良い。

ＤＥＬ＿ＴＨ＿Ｕ、ＤＥＬ＿ＴＨ＿Ｖ、ＤＥＬ＿ＴＨ＿Ｗは、少なくとも２つの値が異なればよい。しかし、後述する単独運転検出器１０４０での検出精度を高めるために、互いに１２０度異なる位相であり、ＴＨＥＴＡ＿Ｕ２に対してＴＨＥＴＡ＿Ｖ２が１２０度遅れて、ＴＨＥＴＡ＿Ｗ２がＴＨＥＴＡ＿Ｖ２に対して１２０度遅れた値となるのが望ましい。

以上により、高調波電圧重畳量算出器１０３０は、位相の異なる単独運転検出用の三相分の高調波重畳量を算出できる。

また、上記高調波重畳量は連系点電圧の基本波成分の位相で算出されるため、電力変換器１が複数個同一連系点に接続された場合でも、各ＰＣＳの出力する高調波重畳量の位相が相ごとに等しくなるため、互いに相殺されることはない。すなわち、電力変換器間の干渉を回避することができる利点がある。

ｄｅｌ＿ｖｕ＿ｒｅｆ、ｄｅｌ＿ｖｖ＿ｒｅｆ、ｄｅｌ＿ｖｗ＿ｒｅｆのうち、少なくとも２つは位相の異なる２Ｎ次の高調波である。そのため、電力変換器１の線間電圧のうち、少なくとも１相分には２Ｎ次の高調波電圧が重畳し、連系点電圧には２Ｎ次の高調波成分が重畳する。

通常時の２Ｎ次に対する系統インピーダンスに比べ、単独運転状態での２Ｎ次系統インピーダンスは大きい系統においては、単独運転状態において連系点電圧に含まれる２Ｎ次の高調波電圧振幅が大きくなる。本実施例の電力変換器１は、この連系点電圧に含まれる２Ｎ次高調波電圧振幅値が所定の値より大きくなった場合に単独運転状態であると判断し、全てのゲート信号をOFFにするゲートブロックおよびコンタクタ４０の開放を実施する。

基本波振幅に対し、高調波重畳量を２．５％相当になるようにＧａｉｎＵ、ＧａｉｎＶ、ＧａｉｎＷを設定し、ＤＥＬ＿ＴＨ＿Ｕを０度、ＤＥＬ＿ＴＨ＿Ｖを２４０度、ＤＥＬ＿ＴＨ＿Ｗを１２０度とした場合のｖｕ＿ｒｅｆ、ｖｖ＿ｒｅｆ、ｖｗ＿ｒｅｆ、高調波重畳量ｄｅｌ＿ｖｕ＿ｒｅｆ２、ｄｅｌ＿ｖｖ＿ｒｅｆ２、ｄｅｌ＿ｖｗ＿ｒｅｆ２、およびｖｕ＿ｒｅｆ２、ｖｖ＿ｒｅｆ２、ｖｗ＿ｒｅｆ２の波形を図７〜図９に示す。ここで、重畳する高調波次数は６次（Ｎ＝３）の場合を示す。

図７は、Ｕ、Ｖ、Ｗ相平衡している波形ｖｕ＿ｒｅｆ、ｖｖ＿ｒｅｆ、ｖｗ＿ｒｅｆを示す。

図８は、振幅の等しく、位相が１２０度ずれた三相の高調波重畳量ｄｅｌ＿ｖｕ＿ｒｅｆ２、ｄｅｌ＿ｖｖ＿ｒｅｆ２、ｄｅｌ＿ｖｗ＿ｒｅｆ２を示す。

図９は、高調波重畳を行ったｖｕ＿ｒｅｆ２、ｖｖ＿ｒｅｆ２、ｖｗ＿ｒｅｆ２の波形を示す。

Ｕ、Ｖ、Ｗ相平衡している波形ｖｕ＿ｒｅｆ、ｖｖ＿ｒｅｆ、ｖｗ＿ｒｅｆに対し、振幅の等しく、位相が１２０度ずれた三相の高調波重畳量を重畳すると、Ｕ、Ｖ、Ｗ相で不平衡な電圧指令値が算出される。この不平衡性により、重畳する高調波電圧が３の倍数である２Ｎ次の高調波でも、系統側に高調波電圧成分を出力することが可能となる。

図１０は、連系点電圧に含まれる２Ｎ次の高調波電圧振幅値を算出し、判定値との大小比較を実施する単独運転検出器１０４０を示す。

α―β変換器１００２の出力ｖｓ＿ａｌｐおよびｖｓ＿ｂｅｔ、そして高調波電圧重畳量算出器１０３０の出力であるｃｏｓ２Ｎ、ｓｉｎ２Ｎはｄ−ｑ変換器１０４０１に入力される。

ｄ−ｑ変換器１０４０１は（数式７）に従い、ｖｓ＿ｄｈ、ｖｓ＿ｑｈを算出する。

（数式７）により、連系点電圧に含まれる２Ｎ次の高調波成分はｖｓ＿ｄｈ、ｖｓ＿ｑｈの直流成分として算出される。

ｖｓ＿ｄｈ、ｖｓ＿ｑｈは移動平均値算出器１０４０２、１０４０３に出力される。移動平均算出器１０４０２、１０４０３は連系点電圧基本波成分の１周期を窓とした移動平均を算出し、その出力ａｖｅ＿ｖｓ＿ｄｈ、ａｖｅ＿ｖｓ＿ｑｈを乗算器１０４０４、１０４０５に出力する。

乗算器１０４０４、１０４０５はａｖｅ＿ｖｓ＿ｄｈ、ａｖｅ＿ｖｓ＿ｑｈの二乗値を算出し、その出力を加算器１０４０６に出力する。加算器１０４０６は入力信号の和ｖｓｈを比較器１０４０７に出力する。

ｖｓｈは、上記演算により、連系点電圧に含まれる２Ｎ次高調波成分の振幅二乗値に相当する。

比較器１０４０７は所定値ＶＳＨ＿ＴＨとｖｓｈを大小比較し、ｖｓｈがＶＳＨ＿ＴＨより小さい場合は０を、ｖｓｈがＶＳＨ＿ＴＨより大きくなった場合は１を単独運転状態検出フラグＩＳＬＡＮＤＩＮＧ＿ＦＬＧとしてコンタクタ制御信号算出器１００８およびＰＷＭ演算器１０２１に出力する。

上記メカニズムにより、単独運転検出器１０４０は、連系点電圧に含まれる２Ｎ次の高調波電圧振幅値を算出し、判定値との大小比較を実施して単独運転状態を検出することができる。

以上より、本実施例の電力変換器１は、単独運転検出に３の倍数を含む自然数Ｎに対し、２Ｎ次の高調波成分を用いて単独運転を検出することが可能となる。また、非接地もしくは系統に変圧器を介して連系する電力変換器であっても、電力系統に２Ｎ次の高調波成分を出力することが可能となり、結果として当該高調波成分に対する系統インピーダンスの変化を検出することが可能となる。これにより、単独運転状態を検出するための高調波成分の選択肢を増やすことができ、力率改善用コンデンサが連系する系統においても単独運転を検出することができる。

本実施例においては、電力変換器１は太陽光インバータであったが、図１１に示すように直流回路に蓄電池３１が接続される蓄電池用インバータや、図１２に示すようにブレード３２、シャフト３３、発電機３４、整流器３５により風力エネルギーを直流電力に変換する風車の連系用インバータであっても同様の効果を奏す。

本発明第二の実施例を、図１３を用いて説明する。

本発明第一実施例と第二実施例の差は、電力変換器１の制御器１０１が、単独運転を検出する条件として２Ｎ次の高調波電圧振幅が判定値より大きくなった状態が所定時間以上経過したときに電力変換器１が単独運転状態にあると判断してインバータ１０をゲートブロックしてコンタクタ４００を開放させる手段を備える点である。

上記時間要素を設けることにより、変圧器投入などの系統電圧の一時的なひずみによる単独運転の誤検出を低減できる。
図１４には、本発明第二の実施例である電力変換器２を示す。実施例１記載の電力変換器１と同じ部品については、同じ番号で明示しており、説明の重複を省く。

電力変換器１と電力変換器２の違いは、制御器１０１の単独運転検出器に時限要素を含めた点である。

図１５に、制御器１０１の構成を示す。

単独運転検出器１０４１以外は実施例１記載の制御器１００と同じ構成を備える。

本実施例の新規な点である単独運転検出器１０４１の構成を、図１６を用いて説明する。

実施例１記載の単独運転検出器１０４０と本実施例の単独運転検出器１０４１の差異は、比較器１０４０７の出力がカウンタ部１０４１０に入力され、カウンタ部により比較器１０４０７の出力ＯＶＥＲ＿ＦＬＧが１である間カウンタＣＯＵＮＴＥＲがカウントアップされて、該カウンタが判定値Ｔ１より大きくなった場合に単独運転検出フラグＩＳＬＡＮＤＩＮＧ＿ＦＬＧを１に設定する点である。

以下、単独運転検出器１０４０との差異であるカウンタ部１０４１０について説明する。

カウンタ部は比較器１０４０７の出力であるＯＶＥＲ＿ＦＬＧを入力とする。連系点電圧に含まれる２Ｎ次電圧高調波の振幅が判定値を超えた場合、ＯＶＥＲ＿ＦＬＧは１に設定され、それ以外は０に設定される。

ＯＶＥＲ＿ＦＬＧはカウンタ部１０４１０内部のスイッチ１０４１１に入力される。スイッチ１０４１１はＯＶＥＲ＿ＦＬＧが１のとき、前回値演算器１０４１３を、ＯＶＥＲ＿ＦＬＧが０のとき０を出力する。

スイッチ１０４１１の出力は加算器１０４１２に入力され、所定値である１との和ＣＯＵＮＴＥＲを出力する。

ＣＯＵＮＴＥＲは前回値演算器１０４１３および比較器１０４１４に出力される。

比較器１０４１４はＣＯＵＮＴＥＲが第二の所定値Ｔ１より大きい場合、単独運転状態フラグＩＳＬＡＮＤＩＮＧ＿ＦＬＧを１に設定し、それ以外では０に設定する。

上記構成をカウンタ部が備えることにより、ＯＶＥＲ＿ＦＬＧが継続して１である場合は、カウンタＣＯＵＮＴＥＲが第二の所定値Ｔ１より大きくなったときに単独運転検出フラグＩＳＬＡＮＤＩＮＧ＿ＦＬＧが１になり、ＯＶＥＲ＿ＦＬＧが０になったらスイッチ１０４１１は出力を０に切替え、加算器１０４１２の出力は１のままとなる。

以上のような構成を備えることで、変圧器の投入などにより、連系点電圧に含まれる２Ｎ次が一時的に判定値を超えた場合でも単独運転状態を誤検出することを回避できる。

本実施例によれば、電力変換器１は、単独運転検出に３の倍数を含む自然数Ｎに対し、２Ｎ次の高調波成分を用いて単独運転を検出することが可能となる。

さらに、単独運転状態の判定に時間要素を備えることにより、変圧器の投入などの擾乱が発生した場合でも単独運転状態を誤検出することを回避できる。

１、２・・・電力変換器、１０・・・インバータ、２０・・・高調波フィルタ、３０・・・太陽光パネル、４０・・・コンタクタ、７０ＰＴｕｖ、７０ＰＴｖｗ、７１ＰＴ・・・電圧センサ、７２ＣＴｕ、７２ＣＴｗ・・・電流センサ、１００・・・制御器、２００・・・負荷、３００・・・電力系統、４００・・・遮断器、６００・・・電力用コンデンサ、ＧａｔｅＵＰ〜ＧａｔｅＷＮ・・・ゲート信号、ＣＴＴｃｔｌ・・・コンタクタＯＮ／ＯＦＦ信号、１０ｋ〜１０ｐ・・・ＩＧＢＴモジュール、１０ｃ・・・直流コンデンサ、１００１・・・相電圧算出器、１００２、１０１１・・・α−β変換器、１０１３、１０１２、１０４０１・・・ｄ−ｑ変換器、１００４・・・位相算出器、２０Ｌ１、２０Ｌ２・・・リアクトル、２０Ｃ・・・フィルタコンデンサ、１００６、１０３０Ｆ、１０３０８、１０３０９、１０３０Ａ・・・ｃｏｓテーブル、１００７、１０３０Ｇ・・・ｓｉｎテーブル、１０５１・・・直流電圧制御器、１０７２・・・無効電力制御器、１０１５、１０１６・・・電流制御器、１０１８・・・逆ｄ−ｑ変換器、１０１９・・・２相―３相変換器、１０２０・・・搬送波算出器、１０２１・・・ＰＷＭ演算器、１０３０・・・高調波電圧重畳量算出器、１０４０・・・単独運転検出器、１０３０Ｅ、１０３０５、１０３０６、１０３０７・・・位相換算器、１０４０７、１０４１４・・・比較器、１０４１１・・・スイッチ、１０４１３・・・前回値演算器、

Claims (14)

1. 電力系統に連系する三相の分散電源用自励式電力変換装置であって、
   前記電力変換装置は、
   前記電力系統の系統連系点の電圧である連系点電圧検出値から系統基本波成分の位相を検出する基本波位相検出部と、
   前記基本波位相検出部で検出した周波数の２Ｎ次の周波数（但しＮは３の倍数である自然数）の高調波を算出する高調波電圧重畳量算出部と、
   前記電力変換装置の出力電圧指令値に重畳する高調波電圧重畳部と、
   前記連系点電圧の交流電圧から前記２Ｎ次の高調波成分を抽出する高調波成分抽出部と、
   前記抽出された高調波成分の電圧振幅に基づいて前記電力変換器の単独運転を検出する単独運転検出部と、
   を備える電力変換装置。
   
2. Ｎが３の倍数の場合は、前記電力変換装置の三相電圧が三相不平衡である請求項１に記載の電力変換装置。
   
3. 前記高調波は、少なくとも２つは位相の異なるものである請求項１に記載の電力変換装置。
   
4. 前記位相は、互いに１２０度異なるものである請求項３に記載の電力変換装置。
   
5. 前記電力系統および前記電力変換装置を電気的に切り離す開閉部と、を有し、
   前記単独運転検出部は、前記高調波成分の電圧振幅が所定値を超えた場合は、前記開閉部を開放して電力変換装置を前記電力系統から電気的に切り離す請求項１に記載の電力変換装置。
   
6. 前記単独運転検出部は、前記が所定値を超えた場合には、前記電力変換装置のゲート信号をオフする請求項５に記載の電力変換装置。
   
7. 前記単独運転検出部は、前記高調波成分の電圧振幅が所定値を超える状態が所定の期間継続した場合には、前記開閉手段を開放して電力変換装置を電力系統から電気的に切り離す請求項５に記載の電力変換装置。
   
8. 前記電力系統の系統連系点には、電力用コンデンサが前記開閉部を介して並列接続される請求項１に記載の電力変換装置。
   
9. 前記電力変換装置が太陽光インバータである請求項１ないし８のいずれかに記載の電力変換装置。
   
10. 前記電力変換装置が蓄電池用インバータである請求項１ないし８のいずれかに記載の電力変換装置。
    
11. 前記電力変換装置が風力発電用インバータである請求項１ないし８のいずれかに記載の電力変換装置。
    
12. 電力系統に連系する三相の分散電源用自励式電力変換装置の制御方法であって、
    前記電力系統の系統連系点の電圧である連系点電圧検出値から系統基本波成分の位相を検出し、
    前記検出した周波数の２Ｎ次の周波数（但しＮは３の倍数である自然数）の高調波を算出し、
    前記電力変換装置の出力電圧指令値に重畳し、
    前記連系点電圧の交流電圧から前記２Ｎ次の高調波成分を抽出し、
    前記抽出された高調波成分の電圧振幅に基づいて前記電力変換器の単独運転を検出する電力変換装置の制御方法。
    
13. 電力系統の系統連系点の電圧である連系点電圧検出値から系統基本波成分の位相を検出する基本波位相検出部と、
    前記基本波位相検出部で検出した周波数の２Ｎ次の周波数（但しＮは３の倍数である自然数）の高調波を算出する高調波電圧重畳量算出部と、
    前記電力変換装置の出力電圧指令値に重畳する高調波電圧重畳部と、
    前記連系点電圧の交流電圧から前記２Ｎ次の高調波成分を抽出する高調波成分抽出部と、
    前記抽出された高調波成分の電圧振幅に基づいて前記電力変換器の単独運転を検出する単独運転検出部と、
    を備える電力変換装置と、
    前記電力変換装置に接続される発電手段と、
    を有する電力システム。
    
14. 電力系統の系統連系点の電圧である連系点電圧検出値から系統基本波成分の位相を検出する基本波位相検出部と、
    前記基本波位相検出部で検出した周波数の２Ｎ次の周波数（但しＮは３の倍数である自然数）の高調波を算出する高調波電圧重畳量算出部と、
    前記電力変換装置の出力電圧指令値に重畳する高調波電圧重畳部と、
    前記連系点電圧の交流電圧から前記２Ｎ次の高調波成分を抽出する高調波成分抽出部と、
    前記抽出された高調波成分の電圧振幅に基づいて前記電力変換器の単独運転を検出する単独運転検出部と、
    を備える電力変換装置と、
    前記電力変換装置に接続される電力貯蔵手段と、
    を有する電力システム。