JP2013074767A

JP2013074767A - Ｄｃ／ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JP2013074767A
Application number: JP2011214074A
Authority: JP
Inventors: Satoru Murakami; 哲村上; Masaki Yamada; 正樹山田; Ryota Kondo; 亮太近藤; Takashi Kanayama; 隆志金山; Kazutoshi Awane; 和俊粟根
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2011-09-29
Filing date: 2011-09-29
Publication date: 2013-04-22

Abstract

【課題】トランス３によって一次側と二次側とが絶縁されたＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、トランス３の二次側に発生するサージ電圧を容易な構成で抑制すると共に、サージエネルギを確実に有効利用する。
【解決手段】トランス３の二次巻線両端にそれぞれアノードが接続された第１、第２のダイオード９ａ、９ｂおよび整流回路４の共通カソード端４Ａにアノードが接続された第３のダイオード９ｃと、抵抗１１とコンデンサ１０とを直列接続した直列回路とから成るスナバ回路８を備え、第１〜第３のダイオード９ａ〜９ｃのカソードを、抵抗１１とコンデンサ１０との接続点に接続して、トランス３の二次側に発生するサージ電圧をコンデンサ１０の電圧でクランプし、コンデンサ１０に蓄電されたサージエネルギを抵抗１１を介して負荷７に回生する。
【選択図】図１

Description

この発明は、トランスによって一次側と二次側とが絶縁されたＤＣ／ＤＣコンバータに関し、特にスイッチング時に発生するサージ電圧の抑制に関するものである。

従来の電力変換装置は、インバータと、高周波トランスと、双方向スイッチとを備え、高周波トランスにより昇圧された正負の矩形波状パルス列を、双方向スイッチで整流し、同一極性の矩形波状パルス列に変換する。高周波トランスの出力側両端に、電力スイッチ素子ＡＳ１とコンデンサＣ１の直列回路と、該直列回路と逆向きの電力スイッチ素子ＡＳ２とコンデンサＣ２の直列回路と、を２つ以上接続し、電力スイッチ素子ＡＳ１、ＡＳ２が高周波トランスの出力電圧の極性に同期して動作し、トランスの出力電圧に発生するサージ電圧を、コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧にクランプする（例えば、特許文献１参照）。

特開２００７-２１５３２４号公報

従来の電力変換装置では、スイッチング素子をトランスの出力電圧の極性に同期して動作させサージ電流をコンデンサに蓄電させていた。このため、サージ電圧の抑制にスイッチング制御が必要で回路構成を容易にするには限界があった。また、コンデンサからの放電電流はトランス側に流れるため、蓄電されたサージエネルギの利用も限られるものであった。

この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、トランスの二次側に発生するサージ電圧を容易な構成で抑制すると共に、サージエネルギを確実に有効利用できるＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的とする。

この発明に係る第１のＤＣ／ＤＣコンバータは、複数の半導体スイッチング素子を有して直流電力を交流電力に変換するインバータと、該インバータの交流出力に一次側が接続されたトランスと、複数の半導体素子を有し該トランスの二次側に接続された整流回路とを備えて、入力された直流電力をＤＣ／ＤＣ変換して負荷に出力する。そして、一端が上記負荷の正極に接続された抵抗と一端が上記負荷の負極に接続されたコンデンサとを直列接続した直列回路、および上記整流回路の所定部にアノードがそれぞれ接続され、カソードが上記抵抗と上記コンデンサとの接続点にそれぞれ接続された第１〜第３のダイオードを有するスナバ回路を備え、上記スナバ回路は、上記コンデンサの電力を上記抵抗を介して上記負荷に回生するものである。

またこの発明に係る第２のＤＣ／ＤＣコンバータは、複数の半導体スイッチング素子を有して直流電力を交流電力に変換するインバータと、該インバータの交流出力に一次側が接続されたトランスと、複数の半導体素子を有し該トランスの二次側に接続された整流回路とを備えて、入力された直流電力をＤＣ／ＤＣ変換して負荷に出力する。そして、上記整流回路の所定部にアノードがそれぞれ接続され、カソードが互いに接続された第１〜第３のダイオードと、該第１〜第３のダイオードの互いの接続点と上記負荷の負極との間に接続されたコンデンサと、ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子、ダイオードおよびリアクトルから成り上記コンデンサと上記負荷との間に接続された降圧チョッパ回路と、を有するスナバ回路を備え、上記スナバ回路は、上記コンデンサの電力を上記降圧チョッパ回路を介して上記負荷に回生するものである。

またこの発明に係る第３のＤＣ／ＤＣコンバータは、複数の半導体スイッチング素子を有して直流電力を交流電力に変換するインバータと、該インバータの交流出力に一次側が接続されたトランスと、複数の半導体素子を有し該トランスの二次側に接続された整流回路とを備えて、入力された直流電力をＤＣ／ＤＣ変換して負荷に出力する。そして、上記トランスをセンタータップ型で構成し、上記整流回路を２つのダイオードで構成し、一端が上記負荷の正極に接続された抵抗と一端が上記負荷の負極に接続されたコンデンサとを直列接続した直列回路、および上記トランスの二次巻線両端にそれぞれアノードが接続され、カソードが上記抵抗と上記コンデンサとの接続点に接続された第１、第２のダイオードを有するスナバ回路を備え、上記スナバ回路は、上記コンデンサの電力を上記抵抗を介して上記負荷に回生するものである。

上記第１のＤＣ／ＤＣコンバータによると、トランスの二次側に発生するサージ電圧は、スナバ回路の第１〜第３のダイオードによりコンデンサの電圧にクランプされ、該コンデンサに蓄電される。このため、スイッチング制御を要することなく容易な回路構成でサージ電圧を抑制し、整流回路の各素子を過電圧から保護することができる。また、コンデンサに蓄えられたサージエネルギは抵抗を介して出力側に回生されるため確実に有効利用できる。

上記第２のＤＣ／ＤＣコンバータによると、トランスの二次側に発生するサージ電圧は、スナバ回路の第１〜第３のダイオードによりコンデンサの電圧にクランプされ、該コンデンサに蓄電される。このため、スイッチング制御を要することなく容易な回路構成でサージ電圧を抑制し、整流回路の各素子を過電圧から保護することができる。また、コンデンサに蓄えられたサージエネルギは降圧チョッパ回路を介して出力側に回生されるため確実に有効利用できる。

上記第３のＤＣ／ＤＣコンバータによると、センタータップ型トランスの二次側に発生するサージ電圧は、スナバ回路の第１、第２のダイオードによりコンデンサの電圧にクランプされ、該コンデンサに蓄電される。このため、スイッチング制御を要することなく容易な回路構成でサージ電圧を抑制し、整流回路の各素子を過電圧から保護することができる。また、コンデンサに蓄えられたサージエネルギは抵抗を介して出力側に回生されるため確実に有効利用できる。

この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータの構成図である。この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する各部の波形図である。この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣコンバータの構成図である。この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣコンバータの構成図である。この発明の実施の形態３による降圧チョッパ回路の制御を示す制御ブロック図である。この発明の実施の形態４によるＤＣ／ＤＣコンバータの構成図である。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成を示した図である。図１に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータは、直流電源１の電圧Ｖｉｎをトランス３で絶縁された二次側直流電圧に変換し、例えばバッテリ等の負荷７に直流電圧Ｖｏｕｔを出力する。
ＤＣ／ＤＣコンバータは、絶縁されたトランス３と、トランス３の一次巻線３ａに接続され、ソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）から成る半導体スイッチング素子Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、Ｓｄをフルブリッジ構成して、直流電源１の直流電圧Ｖｉｎを交流電圧に変換するインバータとしての単相インバータ２と、トランス３の二次巻線３ｂに接続され、整流素子（半導体素子）としてのダイオード４ａ〜４ｄをフルブリッジ構成した整流回路４とを備える。なお、４Ａは、ダイオード４ａ、４ｃのカソード同士が接続された共通カソード端、４Ｂは、ダイオード４ｂ、４ｄのアノード同士が接続された共通アノード端である。また、整流回路４の出力には出力平滑用のリアクトル５と平滑コンデンサ６が接続され、負荷７へ直流電圧Ｖｏｕｔが出力される。

また、ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランス３の二次側に発生するサージ電圧を抑制するためのスナバ回路８を備える。スナバ回路８は、整流回路４にそれぞれアノードが接続される第１〜第３のダイオード９ａ〜９ｃと、コンデンサ１０と抵抗１１を直列接続した直列回路とを備える。第１、第２のダイオード９ａ、９ｂは、整流回路４の所定部としての交流端子となるトランス二次巻線３ｂの両端にそれぞれアノードが接続される。また第３のダイオード９のアノードは、整流回路４の所定部としての共通カソード端４Ａに接続される。第１〜第３のダイオード９ａ〜９ｃのカソードは互いに接続され、その接続点は、コンデンサ１０と抵抗１１との接続点に接続される。抵抗１１の他端は平滑コンデンサ６または負荷７の正極に接続され、コンデンサ１０、平滑コンデンサ６および負荷７の負極は互いに接続され、整流回路４の共通アノード端４Ｂに接続される。

更に、主回路の外部には制御回路２０が配置され、入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏｕｔはそれぞれモニタされて制御回路２０へ入力される。制御回路２０は、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧になるように、単相インバータ２内の半導体スイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄへのゲート信号２０ａを出力し、半導体スイッチング素子Ｓａ〜ＳｄのオンＤｕｔｙ（オン期間）を制御する。
なお、単相インバータ２の半導体スイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄは、ＭＯＳＦＥＴに限らず、ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の自己消弧型半導体スイッチング素子でもよい。

このように構成されるＤＣ／ＤＣコンバータの動作について以下に説明する。
図２は、単相インバータ２の半導体スイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄへのゲート信号２０ａとなる、半導体スイッチング素子Ｓａ、Ｓｄへのゲート信号および半導体スイッチング素子Ｓｂ、Ｓｃへのゲート信号と、トランス二次側に発生する電圧とを示す波形図である。なお、ゲート信号がＨｉｇｈのとき、各半導体スイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄはオンする。
単相インバータ２は、半導体スイッチング素子Ｓａ、Ｓｄの同時オンと、半導体スイッチング素子Ｓｂ、Ｓｃの同時オンとを交互に同じオンＤｕｔｙ（オン期間）ｔｘで行い、この期間に、トランス３が一次側から二次側へ電力伝送しトランス二次側に電圧が発生する。

半導体スイッチング素子Ｓａ、Ｓｄの同時オンと、半導体スイッチング素子Ｓｂ、Ｓｃの同時オンとの間には、アーム短絡を防止するためにデッドタイムｔｄを要するため、１周期をＴとすると、オンＤｕｔｙ（ｔｘ）は、
ｔｘ≦Ｔ／２―ｔｄ
となる。
また出力電圧Ｖｏｕｔは、トランス３の巻線比ｎとすると、入力電圧Ｖｉｎ、オンＤｕｔｙ（ｔｘ）、周期Ｔを用いて次の式にて示される。
Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ・ｎ・（２ｔｘ／Ｔ）

即ち、出力電圧Ｖｏｕｔを増加させる場合はオンＤｕｔｙ（ｔｘ）を（Ｔ／２―ｔｄ）以下の範囲で大きくし、出力電圧Ｖｏｕｔを低下させる場合はオンＤｕｔｙ（ｔｘ）を小さくすることで制御できる。

上記のように、半導体スイッチング素子Ｓａ、Ｓｄの同時オンと、半導体スイッチング素子Ｓｂ、Ｓｃの同時オンとを交互に繰り返すと、電流は正負の向きが反転して流れる。このような転流時に、トランス３の漏洩インダクタンスや回路のインダクタンス成分により、トランス３や整流回路４の共通カソード端にサージ電圧が発生するが、トランス３の二次側に設けられたスナバ回路８が上記サージ電圧を抑制する。これによりトランス二次側には、図２に示すように良好な波形の電圧が発生する。なお、スナバ回路８のようなサージ抑制回路のない場合の電圧波形を比較例として併せて図示した。図に示すようにサージ抑制回路のない場合は、サージ電圧はトランス３の二次巻線に電圧が発生開始する際、即ちトランス３がオンする際に発生している。

スナバ回路８の動作の詳細について以下に説明する。
ＤＣ／ＤＣコンバータが起動すると、コンデンサ１０は、リアクトル５と平滑コンデンサ６により平滑された電圧Ｖｏｕｔで抵抗１１を介して初期充電される。また、コンデンサ１０の電圧がトランス３の二次側電圧よりも低いと、トランス二次巻線３ｂから第１、第２のダイオード９ａ、９ｂを介してコンデンサ１０に電流が流入して充電される。
転流時に、トランス３の二次側電圧にサージ電圧が発生すると、トランス二次巻線３ｂから第１、第２のダイオード９ａ、９ｂを介してコンデンサ１０にサージ電流が流入し、整流回路４の共通カソード端４Ａにサージ電圧が発生すると、第３のダイオード９ｃを介してコンデンサ１０にサージ電流が流入する。このため、いずれもサージ電圧はコンデンサ１０の電圧にクランプされると共に、サージ電流はコンデンサ１０に充電される。
なお、実際にはサージ電圧は、コンデンサ１０の電圧に各ダイオード９ａ、９ｂ、９ｃの順方向電圧を加えた電圧となる。

コンデンサ１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータが起動すると、出力電圧Ｖｏｕｔから抵抗１１を介して初期充電されているため、トランス３がオンする際に過大なサージ電流が流れることはない。
また、サージ電流の充電によりコンデンサ１０の電圧が上昇すると、コンデンサ１０の電力は抵抗１１を介して平滑コンデンサ６（または負荷７）に回生される。

以上のように、この実施の形態では、トランス３の二次側に、第１〜第３のダイオード９ａ〜９ｃと、コンデンサ１０と、抵抗１１とから成るスナバ回路８を備えて、トランス３の二次側にサージ電圧が発生すると、第１〜第３のダイオード９ａ〜９ｃを介してコンデンサ１０にサージ電流が流入するようにした。このため、トランス３の二次側に発生するサージ電圧はコンデンサ１０の電圧でクランプされて抑制され、整流回路４のダイオード４ａ〜４ｄに過電圧が印加されるのが防止でき整流回路４が保護できる。また、従来のようにスイッチング素子を用いず第１〜第３のダイオード９ａ〜９ｃを用いているため、スイッチング制御を要することなく容易な回路構成でサージ電圧を抑制し、整流回路４の各素子を保護できる。また第１〜第３のダイオード９ａ〜９ｃには過大なサージ電流が流れることはなく、小容量な素子を用いることができる。
さらに、コンデンサ１０の電力は抵抗１１を介して平滑コンデンサ６（または負荷７）に回生できるため、サージ電圧により発生したサージエネルギを確実に負荷側に回生して有効利用でき、ＤＣ／ＤＣコンバータの電力変換効率を向上させる。また、コンデンサ１０の電圧上昇を防ぐことでサージ電圧の抑制効果を高い状態で持続できる。

実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２について説明する。
図３は、この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成を示した図である。この実施の形態では、図３に示すように、スナバ回路８１が、第１〜第３のダイオード９ａ〜９ｃと、コンデンサ１０ａ、１０ｂ、１０ｃと抵抗１１ａ、１１ｂ、１１ｃを直列接続した３つの直列回路とを備える。第１、第２のダイオード９ａ、９ｂは、整流回路４の交流端子となるトランス二次巻線３ｂの両端にそれぞれアノードが接続される。また第３のダイオード９のアノードは、整流回路４の共通カソード端４Ａに接続される。３つの直列回路は並列に配置されて、コンデンサ１０ａ〜１０ｃと抵抗１１ａ〜１１ｃとの各接続点に、各ダイオード９ａ〜９ｃのカソードが個別に接続される。また、抵抗１１ａ〜１１ｃの他端は平滑コンデンサ６または負荷７の正極に接続される。コンデンサ１０ａ〜１０ｃ、平滑コンデンサ６および負荷７の負極は互いに接続され、整流回路４の共通アノード端４Ｂに接続される。スナバ回路８１以外の構成は、上記実施の形態１と同様である。

この実施の形態においても、上記実施の形態１と同様に、スナバ回路８１は、トランス３の二次側に設けられて、トランス３の漏洩インダクタンスや回路のインダクタンス成分により転流時にトランス３の二次側に発生するサージ電圧を抑制する。この場合、転流時にトランス二次巻線３ｂにサージ電圧が発生すると第１、第２のダイオード９ａ、９ｂにサージ電流を流す。第１のダイオード９ａを流れるサージ電流はコンデンサ１０ａに流入してサージ電圧がコンデンサ１０ａの電圧にクランプされ、また第２のダイオード９ｂを流れるサージ電流はコンデンサ１０ｂに流入してサージ電圧がコンデンサ１０ｂの電圧にクランプされる。整流回路４の共通カソード端４Ａにサージ電圧が発生すると、第３のダイオード９ｃを介してコンデンサ１０ｃにサージ電流が流入してサージ電圧がコンデンサ１０ｃの電圧にクランプされる。
これにより上記実施の形態１と同様に、スイッチング制御を要することなく容易な回路構成でサージ電圧を抑制でき、整流回路４の各ダイオード４ａ〜４ｄを保護できる。また、各コンデンサ１０ａ〜１０ｃに蓄電されたサージエネルギは、抵抗１１ａ〜１１ｃを介して確実に負荷側に回生して有効利用できる。

この実施の形態では、整流回路４の共通カソード端４Ａに発生するサージエネルギはコンデンサ１０ｃに蓄電し、トランス３の二次側に発生するサージエネルギは半周期分ずつ２つのコンデンサ１０ａ、１０ｂで分担して蓄電するため、各コンデンサ１０ａ〜１０ｃの電圧上昇が抑えられて、サージ抑制能力を向上させることができ、また各抵抗１１ａ〜１１ｃでの損失を抑えて出力側に電力回生できる。

実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３について説明する。
図４は、この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成を示した図である。図４に示すように、スナバ回路８２は、上記実施の形態１における抵抗１１の代わりに、ダイオード１３ｂが逆並列接続された半導体スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ１３ａ、ダイオード１４およびリアクトル１５から成る降圧チョッパ回路１６を備える。ＭＯＳＦＥＴ１３ａのドレインとコンデンサ１０とが接続され、第１〜第３のダイオード９ａ〜９ｃのカソードの互いの接続点に接続される。またリアクトル１５の他端は平滑コンデンサ６または負荷７の正極に接続され、コンデンサ１０、ダイオード１４のアノード、平滑コンデンサ６および負荷７の負極は互いに接続され、整流回路４の共通アノード端４Ｂに接続される。

また、コンデンサ１０の電圧Ｖｃおよびリアクトル１５を流れる電流ｉを検出して制御回路２０へ入力し、制御回路２０は、検出された電圧Ｖｃ、電流ｉに基づいてゲート信号２０ｂを出力し降圧チョッパ回路１６のＭＯＳＦＥＴ１３ａを制御する。ＭＯＳＦＥＴ１３ａの代わりにＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチング素子を用いても良い。
その他の構成は、上記実施の形態１と同様である。

この実施の形態では、上記実施の形態１と同様に、トランス３の二次側電圧にサージ電圧が発生し、その電圧がコンデンサ１０の電圧を超えると、第１〜第３のダイオード９ａ〜９ｃを介してコンデンサ１０にサージ電流が流入し、サージ電圧はコンデンサ１０の電圧にクランプされると共に、サージ電流はコンデンサ１０に充電される。

そして、コンデンサ１０の電圧Ｖｃは、降圧チョッパ回路１６により目標電圧Ｖｃ^＊に制御される。降圧チョッパ回路１６の制御について、図５に基づいて以下に説明する。
予め設定された目標電圧Ｖｃ^＊と検出されたコンデンサ１０の電圧Ｖｃとの差分をフィードバック量３１としてＰＩ演算して電流指令値ｉ^＊を求める。この電流指令値ｉ^＊と検出されたリアクトル１５の電流値ｉとの偏差３２をＰＩ演算した信号３３を、判定器３４にて判定し、ＰＷＭ制御器３５にてＭＯＳＦＥＴ１３ａへのゲート信号２０ｃを生成して出力する。
判定器３４は、コンデンサ１０の電圧Ｖｃが出力電圧Ｖｏｕｔより低い場合は、ＭＯＳＦＥＴ１３ａをオフさせ、コンデンサ１０の電圧Ｖｃが出力電圧Ｖｏｕｔ以上の場合にＭＯＳＦＥＴ１３ａをＰＷＭ制御して降圧動作するように判定する。

この実施の形態では、上記実施の形態１と同様に、トランス３の二次側に発生するサージ電圧はコンデンサ１０の電圧でクランプされて抑制され、整流回路４のダイオード４ａ〜４ｄに過電圧が印加されるのが防止でき整流回路４が保護できる。また、従来のようにスイッチング素子を用いず第１〜第３のダイオード９ａ〜９ｃを用いているため、スイッチング制御を要することなく容易な回路構成でサージ電圧を抑制し、整流回路４の各素子を保護できる。また第１〜第３のダイオード９ａ〜９ｃには過大なサージ電流が流れることはなく、小容量な素子を用いることができる。
さらに、コンデンサ１０の電力は降圧チョッパ回路１６を介して平滑コンデンサ６（または負荷７）に回生できるため、サージ電圧により発生したサージエネルギを確実に負荷側に回生して有効利用できる。この場合、抵抗１１を用いた場合よりも損失が低減してサージエネルギの有効利用が促進でき、ＤＣ／ＤＣコンバータの電力変換効率の向上が図れる。また、コンデンサ１０の電圧Ｖｃを降圧チョッパ回路１６により制御するため、コンデンサ１０の電圧上昇がより抑制でき、サージ電圧の抑制効果を高めることができる。

実施の形態４．
次に、この発明の実施の形態４について説明する。
図６は、この発明の実施の形態４によるＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成を示した図である。ＤＣ／ＤＣコンバータは、直流電源１の電圧Ｖｉｎをトランス３０で絶縁された二次側直流電圧に変換し、例えばバッテリ等の負荷７に直流電圧Ｖｏｕｔを出力する。
図６に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータは、センタータップ型のトランス３０と、トランス３０の一次巻線３ａに接続され、直流電源１の直流電圧Ｖｉｎを交流電圧に変換するインバータとしての単相インバータ２ａと、トランス３０の二次巻線３ｃ、３ｄに接続された２つのダイオード４ｅ、４ｆから成る整流回路４１とを備える。また、二次巻線３ｃ、３ｄの接続点（中点）には出力平滑用のリアクトル５が接続され、リアクトル５には平滑コンデンサ６が接続され、負荷７へ直流電圧Ｖｏｕｔが出力される。さらにＤＣ／ＤＣコンバータは、トランス３０の二次側に発生するサージ電圧を抑制するためのスナバ回路８３を備える。なお、４Ｂは、ダイオード４ｂ、４ｄのアノード同士が接続された共通アノード端である。

この場合、直流電源１の直流電圧Ｖｉｎを交流電圧に変換するインバータとして、ゼロ電圧スイッチング回路である単相インバータ２ａを用いる。この単相インバータ２ａは、各半導体スイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄのスイッチング時の素子の両端電圧がほぼ零電圧にできるゼロ電圧スイッチング回路であり、各半導体スイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄにはそれぞれ並列にコンデンサ１８ａ〜１８ｄが接続される。また、半導体スイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄとトランス３との間の交流出力線には共振リアクトル１９が接続される。
主回路の外部には制御回路２０が配置され、入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏｕｔはそれぞれモニタされて制御回路２０へ入力される。制御回路２０は、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧になるように、単相インバータ２ａ内の半導体スイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄへのゲート信号２０ｃを、各半導体スイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄがゼロ電圧スイッチングとなるように生成して出力する。

スナバ回路８３は、トランス３０の二次巻線３ｃ、３ｄの両端にそれぞれアノードが接続される第１、第２のダイオード９ａ、９ｂと、コンデンサ１０と抵抗１１を直列接続した直列回路とを備える。第１、第２のダイオード９ａ、９ｂのカソードは、コンデンサ１０と抵抗１１との接続点に接続される。抵抗１１の他端は平滑コンデンサ６または負荷７の正極に接続され、コンデンサ１０、平滑コンデンサ６および負荷７の負極は互いに接続され、整流回路４の共通アノード端４Ｂに接続される。

ＤＣ／ＤＣコンバータが起動すると、コンデンサ１０は、リアクトル５と平滑コンデンサ６により平滑された電圧Ｖｏｕｔで抵抗１１を介して初期充電される。また、コンデンサ１０の電圧がトランス３の二次側電圧よりも低いと、トランス二次巻線３ｂから第１、第２のダイオード９ａ、９ｂを介してコンデンサ１０に電流が流入して充電される。
上述したように、トランス３０の漏洩インダクタンスや回路のインダクタンス成分により転流時にトランス３０にサージ電圧が発生するものであり、単相インバータ２ａでは、トランス一次側にコンデンサ１８ａ〜１８ｄおよび共振リアクトル１９を備え、サージ電圧が大きくなる。トランス３０の二次側電圧にサージ電圧が発生すると、トランス二次巻線３ｂから第１、第２のダイオード９ａ、９ｂを介してコンデンサ１０にサージ電流が流入し、サージ電圧はコンデンサ１０の電圧にクランプされると共に、サージ電流はコンデンサ１０に充電される。
また、サージ電流の充電によりコンデンサ１０の電圧が上昇すると、コンデンサ１０の電力は抵抗１１を介して平滑コンデンサ６（または負荷７）に回生される。

この実施の形態は、センタータップ型のトランス３０を用い、整流回路４１を２つのダイオード４ｅ、４ｆで構成したため、スナバ回路８３は、上記実施の形態１〜３で示した第３のダイオード９ｃが不要となる。また、スナバ回路８３により、スイッチング制御を要することなく容易な回路構成でサージ電圧を抑制し、整流回路４１の各素子を保護できる。また、サージエネルギを確実に負荷側に回生して有効利用でき、ＤＣ／ＤＣコンバータの電力変換効率を向上させる。さらに、コンデンサ１０の電圧上昇を防ぐことでサージ電圧の抑制効果を高い状態で持続できる。
この場合、スイッチング損失を殆ど０にしたゼロ電圧スイッチング回路にスナバ回路８３を用いたため、より電力変換効率を高め、信頼性も向上できる。

なお、トランス３０の一次側に、ゼロ電圧スイッチング回路ではない単相インバータ２を用いても良い。

１直流電源、２，２ａインバータとしての単相インバータ、３，３０トランス、３ａ一次巻線、３ｂ，３ｃ，３ｄ二次巻線、４，４１整流回路、
４Ａ共通カソード端、４ａ〜４ｄ整流素子としてのダイオード、
４ｅ，４ｆダイオード、７負荷、８，８１〜８３スナバ回路、
９ａ第１のダイオード、９ｂ第２のダイオード、９ｃ第３のダイオード、
１０，１０ａ，１０ｂ，１０ｃコンデンサ、１１，１１ａ，１１ｂ，１１ｃ抵抗、
１３ａ半導体スイッチング素子、１３ｂダイオード、１４ダイオード、
１５リアクトル、１６降圧チョッパ回路、２０制御回路、
Ｓａ〜Ｓｄ半導体スイッチング素子、Ｖｉｎ入力電圧、Ｖｏｕｔ出力電圧、
Ｖｃコンデンサ電圧、Ｖｃ^＊コンデンサの目標電圧。

Claims

複数の半導体スイッチング素子を有して直流電力を交流電力に変換するインバータと、該インバータの交流出力に一次側が接続されたトランスと、複数の半導体素子を有し該トランスの二次側に接続された整流回路とを備えて、入力された直流電力をＤＣ／ＤＣ変換して負荷に出力するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
一端が上記負荷の正極に接続された抵抗と一端が上記負荷の負極に接続されたコンデンサとを直列接続した直列回路、および上記整流回路の所定部にアノードがそれぞれ接続され、カソードが上記抵抗と上記コンデンサとの接続点にそれぞれ接続された第１〜第３のダイオードを有するスナバ回路を備え、
上記スナバ回路は、上記コンデンサの電力を上記抵抗を介して上記負荷に回生することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
上記整流回路は、複数の整流素子と、該複数の整流素子の共通カソード端および共通アノード端とを有し、
上記スナバ回路内の上記第１、第２のダイオードの各アノードは上記トランスの二次巻線両端に接続され、上記第３のダイオードのアノードは上記整流回路の上記共通カソード端に接続されたことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
上記第１〜第３のダイオードのカソードが互いに接続されて、その接続点が上記抵抗と上記コンデンサとの接続点に接続されたことを特徴とする請求項１または２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
３つの上記直列回路を並列に備えて、該各直列回路が上記第１〜第３のダイオードの各カソードに個別に接続されたことを特徴とする請求項１または２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
複数の半導体スイッチング素子を有して直流電力を交流電力に変換するインバータと、該インバータの交流出力に一次側が接続されたトランスと、複数の半導体素子を有し該トランスの二次側に接続された整流回路とを備えて、入力された直流電力をＤＣ／ＤＣ変換して負荷に出力するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
上記整流回路の所定部にアノードがそれぞれ接続され、カソードが互いに接続された第１〜第３のダイオードと、該第１〜第３のダイオードの互いの接続点と上記負荷の負極との間に接続されたコンデンサと、ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子、ダイオードおよびリアクトルから成り上記コンデンサと上記負荷との間に接続された降圧チョッパ回路と、を有するスナバ回路を備え、
上記スナバ回路は、上記コンデンサの電力を上記降圧チョッパ回路を介して上記負荷に回生することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
上記整流回路は、複数の整流素子と、該複数の整流素子の共通カソード端および共通アノード端とを有し、
上記スナバ回路内の上記第１、第２のダイオードの各アノードは上記トランスの二次巻線両端に接続され、上記第３のダイオードのアノードは上記整流回路の上記共通カソード端に接続されたことを特徴とする請求項５に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
上記コンデンサの電圧を検出する手段を有し、該コンデンサの電圧が所定の電圧になるように上記降圧チョッパ回路を動作させることを特徴とする請求項５または６に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
複数の半導体スイッチング素子を有して直流電力を交流電力に変換するインバータと、該インバータの交流出力に一次側が接続されたトランスと、複数の半導体素子を有し該トランスの二次側に接続された整流回路とを備えて、入力された直流電力をＤＣ／ＤＣ変換して負荷に出力するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
上記トランスをセンタータップ型で構成し、
上記整流回路を２つのダイオードで構成し、
一端が上記負荷の正極に接続された抵抗と一端が上記負荷の負極に接続されたコンデンサとを直列接続した直列回路、および上記トランスの二次巻線両端にそれぞれアノードが接続され、カソードが上記抵抗と上記コンデンサとの接続点に接続された第１、第２のダイオードを有するスナバ回路を備え、
上記スナバ回路は、上記コンデンサの電力を上記抵抗を介して上記負荷に回生することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。