JP6467524B2 - 電力変換装置および鉄道車両 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置および鉄道車両に関し、例えば、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの技術に関する。

例えば、特許文献１には、チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、スイッチング素子と平滑フィルタの間に共振回路を備える構成が示される。当該共振回路は、リアクトル、コンデンサ、共振スイッチおよびダイオードを備え、共振スイッチは、スイッチング素子をターンオフする際のオン期間でオンに制御される。これにより、スイッチング素子を、ゼロ電流の状態でターンオフすることができる。また、特許文献２および特許文献３には、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、トランスの二次側の整流回路の出力側に共振回路を備える構成が示される。

特許文献２の共振回路は、リアクトル、コンデンサおよび共振スイッチを備え、共振スイッチは、トランスの一次側のスイッチング素子をターンオフする際のオン期間でオンに制御される。これにより、一次側のスイッチング素子を、ほぼゼロ電流の状態でターンオフすることができる。さらに、共振回路内にリアクトルを設け、併せてトランスの漏れインダクタンスを小さくすることで、整流回路のリカバリ時や、トランスの一次側のターンオン時に生じ得る過電圧を抑制できる。一方、特許文献３の共振回路は、コンデンサおよび共振スイッチに対して直列にリアクトルが接続される構成となっている。当該リアクトルは、共振動作用の素子として利用されると共に、共振スイッチのターンオン時の突入サージ電流を抑制する素子としても利用される。

特開平４−２７５０６０号公報 特開２０１２−７５２１０号公報 特開２０１４−１９５３７３号公報

例えば、鉄道車両等の照明・空調等に電力を供給する電源装置では、架線の直流電圧（例えば数ｋＶ）を商用周波数（例えば６０Ｈｚ）の交流電圧に変換し、トランスでその電圧レベルを変換することで、商用電源（例えば６０ＨｚのＡＣ４４０Ｖ）を生成するような方式が用いられる。ただし、このように、商用周波数の交流電圧をトランスを用いて変換すると、大型のトランスが必要となり、電源装置の大型化を招く恐れがある。

そこで、架線の直流電圧を、一旦、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを介して所定の直流電圧に変換したのち、インバータを介して商用電源に変換するような方式を用いることが有益となる。この場合、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、高周波数のトランスを用いることができるため、トランスの小型化、ひいては電源装置の小型化が図れる。しかし、このような方式を用いると、比較的多くのスイッチング素子が必要とされるため、これに伴う電力損失が懸念される。例えば、特許文献２等の方式を用いると、電力損失を低減することが可能であるが、特に、鉄道車両等を代表とする大電力用途では、電力損失の更なる低減が求められる。

本発明は、このようなことに鑑みてなされたものであり、その目的の一つは、電力損失の低減を実現可能な電力変換装置および鉄道車両を提供することにある。

本発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうち、代表的な実施の形態の概要を簡単に説明すれば、次のとおりである。

本実施の形態による電力変換装置は、トランスと、スイッチング素子と、ダイオード回路と、フィルタ回路と、共振回路と、制御回路とを有する。スイッチング素子は、トランスの一次コイルに交流電圧を印加する。ダイオード回路は、トランスの二次コイルの出力電圧を整流する整流ダイオードと、還流電流を流す還流ダイオードとを含む。フィルタ回路は、ダイオード回路の出力電圧を平滑化する。共振回路は、ダイオード回路とフィルタ回路の段間に設けられ、直列に接続される共振インダクタ、共振コンデンサ、共振スイッチを含む。制御回路は、スイッチング素子がオフの期間で共振スイッチをターンオンする。

本願において開示される発明のうち、代表的な実施の形態によって得られる効果を簡単に説明すると、電力損失の低減が実現可能になる。

本発明の実施の形態１による電力変換装置において、その構成例を示す回路図である。 図１の電力変換装置における主要な動作例を説明する概略図である。 図１の電力変換装置における主要な動作例を説明する概略図である。 図１の電力変換装置における詳細な動作例を示す波形図である。 図１の電力変換装置において、制御回路ＣＴＬＵの主要部の構成例を示す概略図である。 図４Ａのステートマシン回路において、ステート（ＳＴ２）時の主要な処理内容の一例を示すフロー図である。 本発明の実施の形態１による電力変換装置において、主要な効果の一例を示す波形図である。 本発明の実施の形態２による電力変換装置において、その構成例を示す回路図である。 本発明の実施の形態３による電力変換装置において、その構成例を示す回路図である。 図７の電力変換装置における主要な動作例を説明する概略図である。 図７の電力変換装置における主要な動作例を説明する概略図である。 図７の電力変換装置において、力行モード動作時の詳細な動作例を示す波形図である。 図７の電力変換装置において、回生モード動作時の詳細な動作例を示す波形図である。 本発明の実施の形態４による鉄道車両において、その構成例を示す概略図である。 図１１の主変換装置におけるインバータ装置の構成例を示す概略図である。 図１１の主変換装置におけるＰＷＭコンバータ装置の構成例を示す概略図である。 本発明の一実施の形態による電力変換装置において、その他の構成例を示す概略図である。

以下の実施の形態においては便宜上その必要があるときは、複数のセクションまたは実施の形態に分割して説明するが、特に明示した場合を除き、それらは互いに無関係なものではなく、一方は他方の一部または全部の変形例、詳細、補足説明等の関係にある。また、以下の実施の形態において、要素の数等（個数、数値、量、範囲等を含む）に言及する場合、特に明示した場合および原理的に明らかに特定の数に限定される場合等を除き、その特定の数に限定されるものではなく、特定の数以上でも以下でも良い。

さらに、以下の実施の形態において、その構成要素（要素ステップ等も含む）は、特に明示した場合および原理的に明らかに必須であると考えられる場合等を除き、必ずしも必須のものではないことは言うまでもない。同様に、以下の実施の形態において、構成要素等の形状、位置関係等に言及するときは、特に明示した場合および原理的に明らかにそうでないと考えられる場合等を除き、実質的にその形状等に近似または類似するもの等を含むものとする。このことは、上記数値および範囲についても同様である。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。

（実施の形態１）
《電力変換装置の構成》
図１は、本発明の実施の形態１による電力変換装置において、その構成例を示す回路図である。図１に示す電力変換装置は、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータとなっている。当該電力変換装置は、一次コイルＬ１および二次コイルＬ２を含むトランスＴＲと、トランスＴＲの一次側に設けられる一次側駆動回路Ｌ１ＤＵおよびコンデンサＣ１と、トランスＴＲの二次側に設けられるダイオード回路ＤＤＵ、共振回路ＲＳＵおよびフィルタ回路ＦＬＵと、制御回路ＣＴＬＵとを備える。コンデンサＣ１には、直流電圧を生成する電源Ｅが並列に接続される。フィルタ回路ＦＬＵの先には負荷回路ＬＤが接続される。なお、実際上、二次コイルＬ２には、トランスＴＲの漏れ電力や配線インピーダンス等に起因する漏れインダクタＬｌｅａｋが等価的に直列接続される。

一次側駆動回路Ｌ１ＤＵは、この例ではフルブリッジ回路となっており、電源Ｅからの直流電圧が供給され、一次コイルＬ１に交流電圧を印加する。一次側駆動回路Ｌ１ＤＵは、一次コイルＬ１に正極性の交流電圧を印加するスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４と、一次コイルＬ１に負極性の交流電圧を印加するスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３とを備える。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のそれぞれは、この例ではＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）で構成される。また、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４には、それぞれ、還流ダイオードＤ１〜Ｄ４が並列に接続される。

ダイオード回路ＤＤＵは、この例では、ダイオードＤ５〜Ｄ８を備えるフルブリッジダイオード回路となっている。ダイオードＤ５，Ｄ８は、一次コイルＬ１の正極性の交流電圧に応じた二次コイルＬ２の出力電圧を整流する整流動作と、一次側駆動回路Ｌ１ＤＵのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオフ時に還流電流を流す還流動作とを行う。ダイオードＤ６，Ｄ７は、一次コイルＬ１の負極性の交流電圧に応じた二次コイルＬ２の出力電圧を整流する整流動作と、一次側駆動回路Ｌ１ＤＵのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオフ時に還流電流を流す還流動作とを行う。

フィルタ回路ＦＬＵは、ダイオード回路ＤＤＵの出力に直列接続されるインダクタＬと、ダイオード回路ＤＤＵの出力に並列接続されるコンデンサＣ２とを含み、ダイオード回路ＤＤＵの出力電圧（および出力電流）を平滑化する。共振回路ＲＳＵは、ダイオード回路ＤＤＵとフィルタ回路ＦＬＵの段間に設けられ、直列接続されるコンデンサ（共振コンデンサと呼ぶ）Ｃｒ、インダクタ（共振インダクタと呼ぶ）Ｌｒ、スイッチング素子（共振スイッチと呼ぶ）Ｓｒを含む。当該共振コンデンサＣｒ、共振インダクタＬｒ、共振スイッチＳｒは、ダイオード回路ＤＤＵの出力ノードとなる２個のノード間に直列接続され、さらに、フィルタ回路ＦＬＵの入力ノードとなる２個のノード間にも直列接続される。

共振スイッチＳｒは、この例では、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）で構成される。また、共振スイッチＳｒには、ダイオード（共振ダイオードと呼ぶ）Ｄｒが並列に接続される。共振ダイオードＤｒは、例えば、ＭＯＳＦＥＴの内蔵ダイオード等である。制御回路ＣＴＬＵは、一次側駆動回路Ｌ１ＤＵの各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４および共振スイッチＳｒのオン・オフを制御する。

なお、特に限定はされないが、電源Ｅは、例えば、数ｋＶ等の直流電圧を生成し、フィルタ回路ＦＬＵからは、例えば、数百Ｖ等の直流電圧が生成される。また、共振回路ＲＳＵにおける各素子（Ｃｒ，Ｌｒ，Ｓｒ）は、直列接続であればよく、その接続順序は、特に問わない。

《電力変換装置の概略動作》
図２Ａおよび図２Ｂは、図１の電力変換装置における主要な動作例を説明する概略図である。図１の制御回路ＣＴＬＵは、まず、図２Ａに示すように、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をオンに制御することで、一次コイルＬ１から二次コイルＬ２に電力を伝送する動作（電力伝送動作と呼ぶ）を実行する（ステップＳＰ１００）。この場合、二次コイルＬ２から出力される交流電圧は、整流ダイオードとして動作するダイオードＤ５，Ｄ８で整流され、フィルタ回路ＦＬＵで平滑化されたのち負荷回路ＬＤに供給される（ステップＳＰ１００）。

次に、制御回路ＣＴＬＵは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をターンオフすることで図２Ｂで述べるような還流動作に移行するが、その移行の際の前処理として、共振スイッチＳｒをターンオンする。これにより、共振回路ＲＳＵには、共振電流ｉｒが流れ（ステップＳＰ１０１）、共振回路ＲＳＵ（および漏れインダクタＬｌｅａｋ）の共振周波数によって定まる時間を経過したのち、逆方向の共振電流（−ｉｒ）が流れる（ステップＳＰ１０２）。

この逆方向の共振電流（−ｉｒ）が負荷電流ｉＬＤに等しくなると、二次コイルＬ２に流れる電流はゼロとなり、これに伴い一次コイルＬ１に流れる電流（すなわち、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４に流れる電流）もゼロとなる。この際に、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４には、厳密には、トランスＴＲの励磁電流に相当する電流が流れるが、当該電流は微小であるため、本明細書では無視する。制御回路ＣＴＬＵは、このようにしてスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４に流れる電流がゼロとなった状態で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をターンオフする（ステップＳＰ１０３）。その結果、スイッチング損失を低減できる。

スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をターンオフすると、図２Ｂに示すような還流動作に移行する。すなわち、図２Ｂにおいて、制御回路ＣＴＬＵは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオフに制御することで、フィルタ回路ＦＬＵに流れる電流を、還流ダイオードとして動作するダイオードＤ５〜Ｄ８を介して還流させる（ステップＳＰ１０４）。次に、制御回路ＣＴＬＵは、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をターンオンすることで図２Ａの場合と同様の電力伝送動作（ただし、逆極性となる）に移行するが、その移行の際の前処理として、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオフの期間で共振スイッチＳｒをターンオンする。

これにより、共振回路ＲＳＵには、共振電流ｉｒが流れ（ステップＳＰ１０５）、共振回路ＲＳＵの共振周波数によって定まる時間を経過したのち、逆方向の共振電流（−ｉｒ）が流れる（ステップＳＰ１０６）。この逆方向の共振電流（−ｉｒ）が負荷電流ｉＬＤに等しくなると、ダイオードＤ５〜Ｄ８の電流はゼロとなる。制御回路ＣＴＬＵは、このようにしてダイオードＤ５，Ｄ８に流れる電流がゼロとなった状態で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をターンオフする（ステップＳＰ１０７）。

その結果、ダイオードＤ５，Ｄ８のリカバリ損失を低減できる。すなわち、図２ＢのようにダイオードＤ５〜Ｄ８に還流電流（言い換えれば順方向電流）が流れた状態で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をターンオンすると、図２Ａの場合のダイオードＤ６，Ｄ７と同様に、ダイオードＤ５，Ｄ８に逆バイアスが印加されることになる。ダイオードを順バイアス（順方向電流が流れている状態）から逆バイアスに切り換えると、リカバリ電流と呼ばれる大きな電流が流れ、リカバリ損失と呼ばれる電力損失が生じることが知られている。図２Ｂの方式を用いると、ダイオードを、電流がゼロの状態から逆バイアスに切り換えることができるため、リカバリ電流は流れない。

《電力変換装置の詳細動作》
図３は、図１の電力変換装置における詳細な動作例を示す波形図である。図３において、ｖＴは、一次コイルＬ１の電圧であり、ｉＴは、一次コイルＬ１の電流である。ｉ１〜ｉ４は、それぞれ、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４および／またはダイオードＤ１〜Ｄ４に流れる電流であり、ｉ５〜ｉ８は、それぞれ、ダイオードＤ５〜Ｄ８に流れる電流である。ｉｒは、共振回路ＲＳＵに流れる電流（共振電流）であり、ｖＣｒは、共振コンデンサＣｒの電圧であり、ｖＬｒは、共振インダクタＬｒの電圧である。ｖＬｌｅａｋは、漏れインダクタＬｌｅａｋの電圧である。また、ここでは、説明の便宜上、トランスＴＲの巻数比は１：１と仮定する。

まず、時刻ｔ１以前の期間では、制御回路ＣＴＬＵは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をオンに、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をオフにそれぞれ制御する。これにより、電圧ｖＴは、電源Ｅの直流電圧に等しくなる。また、電流ｉＴ，ｉ１，ｉ４，ｉ５，ｉ８のそれぞれは、負荷電流ｉＬＤに等しくなる。

次いで、時刻ｔ１〜ｔ２の期間では、図２Ａに示したように、制御回路ＣＴＬＵは、共振スイッチＳｒをターンオンする。これにより、電流ｉＴ，ｉ１，ｉ４，ｉ５，ｉ８は、負荷電流ｉＬＤに共振電流ｉｒが加えられた値となる。その後、制御回路ＣＴＬＵは、共振電流ｉｒがゼロより小さくなったら（すなわち、共振電流ｉｒの極性が反転したら）、電流経路が共振ダイオードＤｒに移るため、共振スイッチＳｒをターンオフする。

続いて、時刻ｔ２〜ｔ３の期間において、共振電流（−ｉｒ）は、負荷電流ｉＬＤに等しくなる。これに伴い、図２Ａでも述べたように、電流ｉＴ，ｉ１，ｉ４，ｉ５，ｉ８はゼロになる。制御回路ＣＴＬＵは、この状態で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をターンオフする。その結果、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４を、電流がゼロの状態でターンオフできるため、スイッチング損失を低減できる。その後、時刻ｔ３〜ｔ４の期間では、共振コンデンサＣｒの放電が終わるまで、引き続き共振ダイオードＤｒに電流が流れる。

次いで、時刻ｔ４において、共振コンデンサＣｒの放電が終わり（共振電流がゼロとなり）、共振ダイオードＤｒに代わってダイオードＤ５〜Ｄ８に還流経路が形成される。その結果、時刻ｔ４〜ｔ５の期間は、電流（還流電流）ｉ５〜ｉ８のそれぞれは、“ｉＬＤ／２”となる。

時刻ｔ５〜ｔ６の期間では、この還流電流が流れている状態（言い換えれば、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオフの期間）で、図２Ｂに示したように、制御回路ＣＴＬＵは、共振スイッチＳｒをターンオンする。その結果、電流ｉ５〜ｉ８のそれぞれは、“（ｉＬＤ＋ｉｒ）／２”となる。その後、制御回路ＣＴＬＵは、共振電流ｉｒがゼロより小さくなったら（すなわち、共振電流ｉｒの極性が反転したら）、共振スイッチＳｒをターンオフする。

続いて、時刻ｔ６〜ｔ７の期間において、図２Ｂで説明したように、共振電流（−ｉｒ）は負荷電流ｉＬＤに等しくなり、これに伴い、電流ｉ５〜ｉ８はゼロになる。また、共振電流ｉｒは、共振コンデンサＣｒの放電が終わるまで、共振ダイオードＤｒに流れ続ける。この状態で、時刻ｔ７において、制御回路ＣＴＬＵは、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をターンオンする。その結果、電圧ｖＴは、電源Ｅの直流電圧の逆極性の電圧（負電圧）となり、ダイオードＤ５，Ｄ８は、逆バイアスに伴いオフとなる。ただし、この際に、電流はゼロであるため、リカバリ損失は生じない。

その後、時刻ｔ７〜ｔ８において、電流ｉ２，ｉ３，ｉ６，ｉ７および電流（−ｉＴ）のそれぞれは、負荷電流ｉＬＤに等しくなり、前述した時刻ｔ１以前の期間に対して、一次側駆動回路Ｌ１ＤＵおよびダイオード回路ＤＤＵの中の電流経路を入れ替えた状態で同様の動作が行われる。また、時刻ｔ８〜ｔ１４の期間でも、前述した時刻ｔ１〜ｔ７の期間と同様の動作が行われる。

《制御回路の概略構成および動作》
図４Ａは、図１の電力変換装置において、制御回路ＣＴＬＵの主要部の構成例を示す概略図である。図４Ａの制御回路ＣＴＬＵは、例えば、アナログディジタル変換器ＡＤＣ等の検出回路と、ステートマシン（シーケンサ）回路ＳＭＵと、ドライバ回路ＤＶＵとを備える。アナログディジタル変換器ＡＤＣは、例えば、図１における共振スイッチ（ＭＯＳＦＥＴ）のソース・ドレイン間電圧Ｖｄｓと、ダイオードＤ５〜Ｄ８に流れる電流ｉ５〜ｉ８とを検出する。

電流ｉ５〜ｉ８は、特に個別に検出する必要はなく、例えば、図１のダイオード回路ＤＤＵの出力ノードに、ホール効果やカレントトランス等を利用した一般的な電流センサを接続することで、ダイオード回路ＤＤＵの出力電流として検出してもよい。ステートマシン回路ＳＭＵは、３個のステートＳＴ１Ａ，ＳＴ１Ｂ，ＳＴ２を備え、ステートＳＴ１ＡとステートＳＴ２の間を移行し、また、ステートＳＴ１ＢとステートＳＴ２の間を移行する。

ステートＳＴ１Ａは、図２Ａに示したように、主に、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をオン（スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をオフ）に制御することで、前述した電力伝送動作を実行するステートである。同様に、ステートＳＴ１Ｂも、主に、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をオン（スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をオフ）に制御することで、前述した電力伝送動作を実行するステートである。一方、ステートＳＴ２は、図２Ｂに示したように、主に、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオフに制御することで、前述した還流動作を実行するステートである。ドライバ回路ＤＶＵは、ステートマシン回路ＳＭＵから出力される制御信号に基づいて、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３および共振スイッチＳｒのオン・オフを制御する。

図４Ｂは、図４Ａのステートマシン回路において、ステート（ＳＴ２）時の主要な処理内容の一例を示すフロー図である。図４Ｂにおいて、まず、ステートマシン回路ＳＭＵは、移行元がステートＳＴ１Ａの場合にはスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をターンオフし、移行元がステートＳＴ１Ｂの場合にはスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をターンオフする（ステップＳＰ３０１）。その後、ステートマシン回路ＳＭＵは、例えば、予め定めた所定のタイミングで共振スイッチＳｒをターンオンする（ステップＳＰ３０２）。

次いで、ステートマシン回路ＳＭＵは、図３の時刻ｔ６に示したように共振回路ＲＳＵの共振電流ｉｒの極性が反転するのを待つ（ステップＳＰ３０３）。具体的には、ステートマシン回路ＳＭＵは、例えば、図４Ａのアナログディジタル変換器ＡＤＣによって検出される共振スイッチＳｒの電圧Ｖｄｓの極性を監視すればよい。ステートマシン回路ＳＭＵは、共振電流ｉｒの極性が反転すると、共振スイッチＳｒをターンオフする（ステップＳＰ３０４）。

続いて、ステートマシン回路ＳＭＵは、ダイオードＤ５〜Ｄ８の電流（還流電流）ｉ５〜ｉ８が予め定めた閾値電流Ｉｔｈ（例えば、ゼロに近い電流）よりも低下するのを待つ（ステップＳＰ３０５）。具体的には、ステートマシン回路ＳＭＵは、例えば、図４Ａのアナログディジタル変換器ＡＤＣによって検出されるダイオード回路ＤＤＵの出力電流を監視すればよい。ステートマシン回路ＳＭＵは、電流ｉ５〜ｉ８が予め定めた閾値電流Ｉｔｈよりも低下すると、ステートＳＴ１ＡまたはステートＳＴ１Ｂへ移行する（ステップＳＰ３０６）。

なお、図示は省略するが、ステートマシン回路ＳＭＵは、例えば、図２ＡのステップＳＰ１０３（図３の時刻ｔ３）において、ステートＳＴ１ＡからステートＳＴ２へ移行する際にも、ダイオード回路ＤＤＵの出力電流を監視することで、電流ｉ１，ｉ４がゼロになったか否かを判別することができる。また、図４Ａの制御回路ＣＴＬＵにおけるステートマシン回路ＳＭＵやアナログディジタル変換器ＡＤＣは、例えば、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）等のハードウェアで構成することや、マイクロコントローラ（MCU：Micro Control Unit）等を用いたプロセッサのプログラム処理等で実装することも可能である。

さらに、各電流を検出する検出回路は、勿論、図４Ａのようなアナログディジタル変換器ＡＤＣに限らず、コンパレータ等のハードウェアであってもよく、各電流の検出箇所に関しても、特に図４Ａの例に限定されるものではなく、図３の動作を実行するのに必要とされる箇所に、適宜、電流センサ等を設ければよい。また、図４Ｂの例では、電流等の検出結果に基づいて各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４および共振スイッチＳｒの制御タイミングを定めたが、場合によっては、このような検出結果を用いずに、当該制御タイミングを設計値で定めることも可能である。

すなわち、例えば、図２ＢのステップＳＰ１０７（図３の時刻ｔ７）において、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３は、電流ｉ５，ｉ８がゼロの状態でターンオンすることが望ましい。ただし、電流ｉ５，ｉ８は、必ずしもゼロである必要はなく、共振スイッチＳｒを用いない場合よりも低減された状態であれば、その分、リカバリ損失の低減効果が得られる。ここで、例えば、図３の時刻ｔ５〜ｔ７の各期間の長さは、共振回路ＲＳＵの特性等に応じて設計段階である程度予測することができる。したがって、仮に、当該期間の長さに製造ばらつきや環境等に応じた若干のばらつきが生じた場合でも、リカバリ損失の低減効果を十分に得ることができる。

《本実施の形態１の主要な効果》
図５は、本発明の実施の形態１による電力変換装置において、主要な効果の一例を示す波形図である。図５では、比較例として、本実施の形態１の方式を適用しない場合の波形図も併せて示されている。まず、比較例では、還流動作から電力伝送動作（ここでは、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をターンオン）に移行する際の前処理として、共振スイッチＳｒのターンオンが行われない。この場合、例えば、ダイオードＤ５では、還流動作の期間で順方向の導通損失が生じることに加えて、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をターンオンした際に生じるリカバリ電流と逆バイアスによって、大きなリカバリ損失が生じ得る。

一方、本実施の形態１の方式を適用すると、ダイオードＤ５では、還流動作の期間で順方向の導通損失は生じるが、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をターンオンした際にリカバリ電流は生じないため、リカバリ損失を低減できる。その結果、例えば、図２ＡのステップＳＰ１０３および図３の時刻ｔ３に示したような、スイッチング素子のターンオフ時におけるスイッチング損失の低減効果と併せて、電力損失を低減することが可能になる。

（実施の形態２）
《電力変換装置（変形例）の構成》
図６は、本発明の実施の形態２による電力変換装置において、その構成例を示す回路図である。図６に示す電力変換装置は、図１の構成例と比較して、共振回路ＲＳＵ１の構成が異なっている。図６の共振回路ＲＳＵ１は、図１の場合と同様に、ダイオード回路ＤＤＵとフィルタ回路ＦＬＵの段間に設けられ、直列に接続される共振インダクタＬｒ、共振コンデンサＣｒ、共振スイッチＳｒを含む。

当該共振インダクタＬｒ、共振コンデンサＣｒ、共振スイッチＳｒは、ダイオード回路ＤＤＵの出力ノードとなる２個のノード間に直列接続される。ただし、図１の場合と異なり、フィルタ回路ＦＬＵの入力ノードとなる２個のノード間には、共振コンデンサＣｒ、共振スイッチＳｒが直列接続され、共振インダクタＬｒは、ダイオード回路の出力ノードの一方と、フィルタ回路ＦＬＵの入力ノードの一方との間に設けられる。

このような構成を用いても、実施の形態１の場合と同様の動作を行うことで、同様の効果が得られる。

（実施の形態３）
《電力変換装置（応用例）の構成》
図７は、本発明の実施の形態３による電力変換装置において、その構成例を示す回路図である。図７に示す電力変換装置は、図１の構成例と比較して、ダイオード回路ＤＤＵ１および制御回路ＣＴＬＵ１の構成が異なっている。図７のダイオード回路ＤＤＵ１は、ダイオードＤ５〜Ｄ８にそれぞれ並列に接続されるスイッチング素子（同期スイッチと呼ぶ）Ｓ５〜Ｓ８を備える。同期スイッチＳ５〜Ｓ８のそれぞれは、例えば、ＭＯＳＦＥＴ等で構成される。制御回路ＣＴＬＵ１は、図１の場合と同様の構成で同様の動作を行うことに加えて、さらに、同期スイッチＳ５〜Ｓ８のオン・オフを制御する。

概略的には、制御回路ＣＴＬＵ１は、実施の形態１で述べたような、ダイオードＤ５，Ｄ８が整流動作および還流動作を行う期間で同期スイッチＳ５，Ｓ８をオンに制御する。同様に、制御回路ＣＴＬＵ１は、ダイオードＤ６，Ｄ７が整流動作および還流動作を行う期間で、同期スイッチＳ６，Ｓ７をオンに制御する。これにより、図５に示したような還流動作時の導通損失を低減することが可能になる。さらに、ダイオードＤ５〜Ｄ８が整流動作を行う際の導通損失も低減することが可能になる。

《電力変換装置（応用例）の概略動作》
図８Ａおよび図８Ｂは、図７の電力変換装置における主要な動作例を説明する概略図である。図７に示す電力変換装置は、同期スイッチＳ５〜Ｓ８を備えることで、実施の形態１で述べたようなトランスＴＲの一次側から二次側に向けた電力伝送動作（還流動作を含めて力行モード時動作と呼ぶ）に加えて、トランスＴＲの二次側から一次側に向けた電力伝送動作（回生モード時動作と呼ぶ）を行うことも可能である。図８Ａおよび図８Ｂには、当該回生モード時動作の概略的な動作内容が示される。なお、この場合、負荷回路ＬＤは、回生電力を生成することが可能なモータ等である。

図７の制御回路ＣＴＬＵ１は、まず、図８Ａに示すように、同期スイッチＳ５〜Ｓ８を共にオンに制御することで、負荷回路ＬＤからの回生電力を、フィルタ回路ＦＬＵのインダクタＬに蓄積する動作（回生電力蓄積動作と呼ぶ）を実行する（ステップＳＰ４００）。その後、制御回路ＣＴＬＵ１は、同期スイッチＳ６，Ｓ７をターンオフすることで、図８Ｂで述べるような回生電力伝送動作に移行するが、その移行の際の前処理として、共振スイッチＳｒをターンオンする。

これにより、共振回路ＲＳＵには、共振電流ｉｒが流れる（ステップＳＰ４０１）。この共振電流ｉｒが回生電力に伴う負荷電流（−ｉＬＤ）に等しくなると、同期スイッチＳ５〜Ｓ８に流れる電流はゼロとなる。制御回路ＣＴＬＵ１は、このようにして同期スイッチＳ６，Ｓ７に流れる電流がゼロとなった状態で、同期スイッチＳ６，Ｓ７をターンオフする（ステップＳＰ４０２）。その結果、同期スイッチＳ６，Ｓ７におけるスイッチング損失を低減できる。

その後、共振回路ＲＳＵでは、共振回路ＲＳＵの共振周波数によって定まる時間を経過したのち、逆方向の共振電流（−ｉｒ）が流れる（ステップＳＰ４０３）。この共振電流（−ｉｒ）は、図８Ｂに示すような回生電力伝送動作の中で、ステップＳＰ４０２でオン状態となっている同期スイッチＳ５，Ｓ８を介して二次コイルＬ２に流れる。

図８Ｂにおいて、制御回路ＣＴＬＵ１は、図８Ａで述べたように、同期スイッチＳ５，Ｓ８をオンに、同期スイッチＳ６，Ｓ７をオフにそれぞれ制御することで、インダクタＬに蓄積された回生電力および共振電流（−ｉｒ）に伴う電力を、二次コイルＬ２から一次コイルＬ１に伝送する動作（回生電力伝送動作と呼ぶ）を実行する（ステップＳＰ４０３）。当該一次コイルＬ１に伝送された回生電力は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４の還流ダイオードＤ１，Ｄ４を介して電源Ｅに伝送される（ステップＳＰ４０３）。

その後、制御回路ＣＴＬＵ１は、同期スイッチＳ６，Ｓ７をターンオンすることで、図８Ａで述べたような回生電力蓄積動作に移行するが、その移行の際の前処理として、共振スイッチＳｒをターンオンする。これにより、共振回路ＲＳＵには、共振電流ｉｒが流れる（ステップＳＰ４０４）。この共振電流ｉｒが回生電力に伴う負荷電流（−ｉＬＤ）に等しくなると、二次コイルＬ２に流れる電流はゼロとなり、これに伴い一次コイルＬ１に流れる電流（言い換えれば、ダイオードＤ１，Ｄ４に流れる電流）もゼロとなる。

制御回路ＣＴＬＵ１は、このようにしてダイオードＤ１，Ｄ４に流れる電流がゼロとなった状態で、スイッチング素子Ｓ６，Ｓ７をターンオンする（ステップＳＰ４０５）。その結果、ダイオードＤ１，Ｄ４におけるリカバリ損失を低減できる。すなわち、仮に、ダイオードＤ１，Ｄ４に順方向電流が流れた状態から図８Ａに示したような回生電力蓄積動作に移行すると、ダイオードＤ１，Ｄ４は、順バイアスから逆バイアスに切り替わり、その際のリカバリ電流によってリカバリ損失が生じ得る。一方、図８Ｂのように、ダイオードＤ１，Ｄ４に流れる電流をゼロにした状態で、ダイオードＤ１，Ｄ４を逆バイアスに切り換えると、リカバリ電流は生じない。

その後、共振回路ＲＳＵには、共振回路ＲＳＵの特性等によって定まる時間を経過したのち、逆方向の共振電流（−ｉｒ）が流れる（ステップＳＰ４０６）。当該共振電流（−ｉｒ）は、図８Ａに示したような回生電力蓄積動作の中で、フィルタ回路ＦＬＵのインダクタＬに蓄積される。

以降、制御回路ＣＴＬＵ１は、回生電力蓄積動作を経たのち、同期スイッチＳ６，Ｓ７をオンに、同期スイッチＳ５，Ｓ８をオフにそれぞれ制御する（すなわち、同期スイッチＳ５，Ｓ８をターンオフする）ことで、図８Ｂの場合と同様の回生電力伝送動作（ただし、逆極性となる）を実行する。このように、制御回路ＣＴＬＵ１は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオフの期間（言い換えれば、ダイオードＤ１〜Ｄ４に順方向電流が流れ得る期間）で、共振スイッチＳｒをターンオンすることで、リカバリ損失を低減する。

《電力変換装置（応用例）の詳細動作》
図９は、図７の電力変換装置において、力行モード動作時の詳細な動作例を示す波形図である。図９では、前述した図３に対して、同期スイッチＳ５〜Ｓ８のオン・オフ信号が追加されている。また、電流ｉ５〜ｉ８のそれぞれは、対応するダイオードおよび／または同期スイッチに流れる電流である。ここでは、図３の場合との相違点に着目して説明を行う。

まず、時刻ｔ２以前の期間では、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のオンに伴いダイオードＤ５，Ｄ８が整流動作を行うため、制御回路ＣＴＬＵ１は、同期スイッチＳ５，Ｓ８をオンに制御する。これにより、電流ｉ５，ｉ８は、主として同期スイッチＳ５，Ｓ８を流れるため、ダイオードＤ５，Ｄ８の整流動作時の導通損失を低減できる。

次いで、図３の場合と同様に、時刻ｔ２〜ｔ３では、共振ダイオードＤｒを介して逆方向の共振電流（−ｉｒ）が流れており、時刻ｔ３〜ｔ４では、当該逆方向の共振電流（−ｉｒ）がゼロとなり、ダイオードＤ５〜Ｄ８に還流電流が流れ始める。この期間では、ダイオードＤ５，Ｄ８は、還流動作を行うため、制御回路ＣＴＬＵ１は、引き続き同期スイッチＳ５，Ｓ８をオンに保つ。

さらに、制御回路ＣＴＬＵ１は、時刻ｔ３〜ｔ４でダイオードＤ６，Ｄ７が還流動作を開始したことを受けて、時刻ｔ４で、同期スイッチＳ６，Ｓ７をターンオンする。続いて、時刻ｔ４〜ｔ６では、ダイオードＤ５〜Ｄ８が引き続き還流動作を行っているため、制御回路ＣＴＬＵ１は、引き続き同期スイッチＳ５〜Ｓ８をオンに保つ。これにより、電流ｉ５〜ｉ８は、主として同期スイッチＳ５〜Ｓ８を流れるため、ダイオードＤ５〜Ｄ８の還流動作時の導通損失を低減できる。

ここで、時刻ｔ６〜ｔ７において、制御回路ＣＴＬＵ１は、時刻ｔ５における共振スイッチＳｒのターンオンに応じて電流ｉ５，ｉ８がゼロになる前に同期スイッチＳ５，Ｓ８をターンオフし、電流ｉ５，ｉ８の経路をダイオードＤ５，Ｄ８に移す。時刻ｔ７において、制御回路ＣＴＬＵ１は、電流ｉ５，ｉ８がゼロになったことに伴いスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をターンオンする。この際には、同期スイッチＳ５，Ｓ８は既にオフ状態であるため、ダイオードＤ５，Ｄ８に逆バイアスが印加される。ただし、電流ｉ５，ｉ８はゼロであるため、リカバリ電流は発生しない。

その後、時刻ｔ７〜ｔ９では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のオンに伴いダイオードＤ６，Ｄ７が整流動作を行うため、制御回路ＣＴＬＵ１は、引き続き同期スイッチＳ６，Ｓ７をオンに保つ。そして、時刻ｔ９〜ｔ１４の期間では、前述した時刻ｔ２〜ｔ７の期間に対して、一次側駆動回路Ｌ１ＤＵおよびダイオード回路ＤＤＵ１の中の電流経路を入れ替えた状態で同様の動作が行われる。

図１０は、図７の電力変換装置において、回生モード動作時の詳細な動作例を示す波形図である。ここでは、説明の便宜上、トランスＴＲの巻数比は１：１と仮定する。まず、時刻ｔ１以前の期間では、制御回路ＣＴＬＵ１は、図８Ｂに示したような回生電力伝送動作を行う。すなわち、制御回路ＣＴＬＵ１は、同期スイッチＳ５，Ｓ８をオンに、同期スイッチＳ６，Ｓ７をオフにそれぞれ制御する。これにより、電流ｉ５，ｉ８，ｉＴ，ｉ１，ｉ４のそれぞれは、負荷電流ｉＬＤに等しくなる。この際には、負荷電流ｉＬＤは負極性であるため、電流ｉ５，ｉ８，ｉＴ，ｉ１，ｉ４も負極性となる。また、当該期間では、トランスＴＲの電圧ｖＴは、正電圧となり、ダイオードＤ１，Ｄ４を介して負極性の電流ｉ１，ｉ４が流れる。

次いで、時刻ｔ１〜ｔ２の期間では、制御回路ＣＴＬＵ１は、図８ＢのステップＳＰ４０４に示したように、共振スイッチＳｒをターンオンする。これにより、共振電流ｉｒが流れ、電流ｉ５，ｉ８，ｉＴ，ｉ１，ｉ４のそれぞれは、“ｉＬＤ＋ｉｒ”となる。“ｉＬＤ”は負極性であり、“ｉｒ”は正極性であるため、電流ｉ５，ｉ８，ｉＴ，ｉ１，ｉ４のそれぞれは、共振電流ｉｒが増加するほど、ゼロに近づいていく。

続いて、時刻ｔ２〜ｔ３の期間では、共振電流ｉｒは“−ｉＬＤ”に等しくなり、電流ｉ５，ｉ８，ｉＴ，ｉ１，ｉ４のそれぞれはゼロになる。この状態で、制御回路ＣＴＬＵ１は、同期スイッチＳ６，Ｓ７をターンオンし、図８Ａに示したような回生電力蓄積動作に移行する。同期スイッチＳ６，Ｓ７をターンオンすると、ダイオードＤ１，Ｄ４は、電源Ｅの直流電圧を“Ｖ”とすると“Ｖ／２”の逆バイアスが印加されるため自動的にオフとなる。この際には、ダイオードＤ１，Ｄ４の電流はゼロのため、リカバリ損失を低減できる。また、共振電流ｉｒは、正極性（＞０）であるため、制御回路ＣＴＬＵ１は、共振スイッチＳｒのオン状態を保つ。

次いで、時刻ｔ３〜ｔ４において、共振電流ｉｒは、負極性（≦０）となり、共振ダイオードＤｒに電流が流れるようになる。制御回路ＣＴＬＵ１は、このように共振電流ｉｒの極性が反転したら、共振スイッチＳｒをターンオフする。共振電流ｉｒは、共振コンデンサＣｒの放電が終わるまで流れ続け、これに応じて、電流ｉ５〜ｉ８のそれぞれは、“（ｉＬＤ＋ｉｒ）／２”となる。また、トランスＴＲに電力は伝送されず、フィルタ回路ＦＬＵのインダクタＬに回生電力が蓄積される。

その後、時刻ｔ４において、共振コンデンサＣｒの放電が終わり、時刻ｔ４〜ｔ５において、電流ｉ５〜ｉ８のそれぞれは、“ｉＬＤ／２”に落ち着く。続いて、時刻ｔ５〜ｔ６において、制御回路ＣＴＬＵ１は、図８ＡのステップＳＰ４０１の場合のように、共振スイッチＳｒをターンオンする。これにより、共振電流ｉｒが流れ、電流ｉ５〜ｉ８のそれぞれは、“（ｉＬＤ＋ｉｒ）／２”となる。“ｉＬＤ”は負極性であり、“ｉｒ”は正極性であるため、電流ｉ５〜ｉ８のそれぞれは、共振電流ｉｒが増加するほど、ゼロに近づいていく。

次いで、時刻ｔ６において、共振電流ｉｒは、“−ｉＬＤ”に等しくなり、電流ｉ５〜ｉ８のそれぞれは、ゼロとなる。この状態で、制御回路ＣＴＬＵ１は、同期スイッチＳ５，Ｓ８をターンオフする。これにより、図８Ａの場合と同様に、同期スイッチＳ５，Ｓ８におけるスイッチング損失を低減できる。

時刻ｔ６〜ｔ７において、制御回路ＣＴＬＵ１は、同期スイッチＳ５，Ｓ８をターンオフすることで、回生電力伝送動作に移行する。電流ｉ６，ｉ７のそれぞれは、“（ｉＬＤ＋ｉｒ）／２”となる。また、トランスＴＲに負電圧が印加されるため、電流ｉ２，ｉ３のそれぞれも、“（ｉＬＤ＋ｉｒ）／２”となる。さらに、共振電流ｉｒは、正極性（＞０）であるため、制御回路ＣＴＬＵ１は、共振スイッチＳｒのオン状態を保つ。

次いで、時刻ｔ７〜ｔ８において、共振電流ｉｒは、負極性（≦０）となり、共振ダイオードＤｒに電流が流れるようになる。制御回路ＣＴＬＵ１は、このように共振電流ｉｒの極性が反転したら、共振スイッチＳｒをターンオフする。共振電流ｉｒは、共振コンデンサＣｒの放電が終わるまで流れ続け、当該共振電流ｉｒに伴う電力は、トランスＴＲを介して一次側に伝送される。時刻ｔ８において、共振コンデンサＣｒの放電が終わると、電流ｉ６，ｉ７のそれぞれは、“ｉＬＤ／２”に落ち着く。

時刻ｔ８〜ｔ９では、前述した時刻ｔ１以前の期間に対して、一次側駆動回路Ｌ１ＤＵおよびダイオード回路ＤＤＵ１の中の電流経路を入れ替えた状態で同様の動作が行われる。また、時刻ｔ９〜ｔ１６の期間でも、前述した時刻ｔ１〜ｔ８の期間と同様の動作が行われる。

《本実施の形態３の主要な効果》
以上、本実施の形態３の電力変換装置を用いると、実施の形態１で述べた各種効果に加えて、力行モード動作時に、ダイオード回路ＤＤＵ１における各ダイオードの導通損失を低減することが可能になる。さらに、回生モード動作を行うことが可能になり、この際にも、各スイッチング素子のターンオフ時のスイッチング損失や、各ダイオードのリカバリ損失を低減することが可能になる。これらの結果、電力損失の低減が実現可能になる。

なお、ここでは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をＩＧＢＴで構成したが、特に、これに限定されるものではなく、必要とされる素子耐圧を満たせるパワートランジスタであれば適宜変更可能である。例えば、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を、ＳｉＣ等を代表とするワイド・バンドギャップ材料を用いたＭＯＳＦＥＴ等で構成することも可能である。この場合、図８ＢのステップＳＰ４０３において、力行モード動作時のダイオード回路ＤＤＵ１の場合と同様の同期整流を行うと、ダイオードＤ１，Ｄ４の導通損失を低減することが可能となる。また、本実施の形態３における制御回路ＣＴＬＵ１は、例えば、図４Ａのステートマシン回路ＳＭＵに対して、回生モード動作時のステートを適宜追加すること等で、図４Ａの場合と同様にして構成することができる。

（実施の形態４）
《鉄道車両の概略構成》
図１１は、本発明の実施の形態４による鉄道車両において、その構成例を示す概略図である。図１１に示す鉄道車両は、パンタグラフＰＴと、ホイールＷＨと、主変換装置ＣＩと、バッテリ装置ＢＡＴと、補助電源装置ＡＰＵと、負荷装置ＬＯＤｍ，ＬＯＤｓとを備える。パンタグラフＰＴは、架線ＯＷからの電力を集電する。架線ＯＷには、例えば、数ｋＶ程度の直流電圧が伝送される場合や、数十ｋＶ程度の交流電圧が伝送される場合がある。ここでは、交流電圧が伝送される場合を例とする。

主変換装置ＣＩは、ＰＷＭコンバータ装置ＰＷＭＣと、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置ＤＣＣｍと、インバータ装置ＩＮＶｍと、直流リンクコンデンサＣ１０，Ｃ１１とを備える。主変換装置ＣＩは、例えば、ホイールＷＨを接地電源電圧として動作する。ＰＷＭコンバータ装置ＰＷＭＣは、架線ＯＷからの交流電圧を直流電圧ｖ１に変換して直流リンクコンデンサＣ１０に保持する。

絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置ＤＣＣｍは、直流リンクコンデンサＣ１０に蓄えられる直流電圧ｖ１を、所定の電圧レベルを持つ直流電圧ｖ２に変換して、直流リンクコンデンサＣ１１に保持する。インバータ装置ＩＮＶｍは、直流リンクコンデンサＣ１１に保持される直流電圧ｖ２を交流電圧に変換する。

負荷装置ＬＯＤｍは、例えば、車両の動力源となるモータ等であり、インバータ装置ＩＮＶｍからの交流電圧を電源として動作する。バッテリ装置ＢＡＴは、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置ＤＣＣｍからの直流電圧ｖ２で充電され、例えば、架線ＯＷからの電力供給が停止した場合であっても、インバータ装置ＩＮＶｍや、補助電源装置ＡＰＵに直流電圧ｖ２を供給することができる。

補助電源装置ＡＰＵは、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置ＤＣＣｓと、直流リンクコンデンサＣ１２と、インバータ装置ＩＮＶｓとを備える。絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置ＤＣＣｓは、直流リンクコンデンサＣ１１またはバッテリ装置ＢＡＴからの直流電圧ｖ２を、所定の電圧レベルを持つ直流電圧ｖ３に変換して、直流リンクコンデンサＣ１２に保持する。インバータ装置ＩＮＶｓは、直流リンクコンデンサＣ１２に保持される直流電圧ｖ３を交流電圧（例えば、商用電源の交流電圧）に変換する。負荷装置ＬＯＤｓは、車両内の照明設備や空調設備等であり、インバータ装置ＩＮＶｓからの交流電圧を電源として動作する。

このような構成において、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置ＤＣＣｍ，ＤＣＣｓのいずれか一方または両方に、実施の形態１〜３で述べたような電力変換装置が適用される。特に、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置ＤＣＣｍでは、負荷装置ＬＯＤｍ（例えばモータ等）からの回生電力を得ることが可能であるため、実施の形態３の構成を適用することが有益となる。

また、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置（電力変換装置）ＤＣＣｍ，ＤＣＣｓでは、比較的高い周波数（例えば、数ｋＨｚ程度）のトランスＴＲを用いることができるため、例えば、商用周波数のトランスを用いて電力変換を行うような一般的な構成と比較して、トランスＴＲの小型化や重量の低減等が実現可能となる。また、実施の形態１〜３で述べたような電力損失の低減効果は、特に、鉄道車両のような大電力用途のシステムにおいて、より顕著に得られる。

図１２は、図１１の主変換装置におけるインバータ装置の構成例を示す概略図である。図１２のインバータ装置ＩＮＶｍは、３相（ｕ相、ｖ相、ｗ相）の上アームＨＡｕ，ＨＡｖ，ＨＡｗおよび下アームＬＡｕ，ＬＡｖ，ＬＡｗを備える。各アーム（ＨＡｕ，ＨＡｖ，ＨＡｗ，ＬＡｕ，ＬＡｖ，ＬＡｗ）は、例えば、ＭＯＳＦＥＴとその内蔵ダイオード等によって構成される。

当該インバータ装置ＩＮＶｍは、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置ＤＣＣｍからの直流電圧ｖ２を、各アームのスイッチングによって３相の交流電圧に変換することで、モータ等の負荷装置ＬＯＤｍを駆動する。更には、当該インバータ装置ＩＮＶｍは、負荷装置ＬＯＤｍからの回生電力を各アームのスイッチング（すなわち同期整流）によって直流電圧に変換し、当該直流電圧を絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置ＤＣＣｍに伝送することも可能である。

一方、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置ＤＣＣｍは、図７に示したような構成で図１０に示したような回生モード動作を行うことで、負荷装置ＬＯＤｍからの回生電力をＰＷＭコンバータ装置ＰＷＭＣに伝送することが可能である。このような回生モード動作を行うため、図７のように、例えば、同期スイッチＳ５〜Ｓ８をＭＯＳＦＥＴで構成すると、通常、そのダイオードＤ５〜Ｄ８には、ＭＯＳＦＥＴの内蔵ダイオードとなるＰＮ接合ダイオードが用いられる。また、鉄道車両のような大電力用途では、耐圧と導通損失の観点から、ＰＮ接合ダイオードを用いることが望ましい場合もある。ただし、ＰＮ接合ダイオードでは、ショットキーバリアダイオード等と比較して、リカバリ損失が大きくなる恐れがある。そこで、本実施の形態の方式によってリカバリ損失を低減することが有益となる。

図１３は、図１１の主変換装置におけるＰＷＭコンバータ装置の構成例を示す概略図である。図１３に示すＰＷＭコンバータ装置ＰＷＭＣは、インダクタＬｐと、スイッチング素子Ｓｈ１，Ｓｈ２，Ｓｌ１，Ｓｌ２と、スイッチング素子Ｓｈ１，Ｓｈ２，Ｓｌ１，Ｓｌ２にそれぞれ並列接続されるダイオードＤｈ１，Ｄｈ２，Ｄｌ１，Ｄｌ２とを備える。スイッチング素子Ｓｈ１，Ｓｈ２，Ｓｌ１，Ｓｌ２のそれぞれは、例えば、ＩＧＢＴ等で構成される。

ダイオードＤｈ１，Ｄｌ２は、パンタグラフＰＴからインダクタＬｐを介して伝送される交流電源の正極性の電圧を整流することで直流電圧ｖ１に変換する。同様に、ダイオードＤｈ２，Ｄｌ１は、パンタグラフＰＴからインダクタＬｐを介して伝送される交流電源の負極性の電圧を整流することで直流電圧ｖ１に変換する。一方、スイッチング素子Ｓｈ１，Ｓｌ２は、回生モード動作に伴う絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置ＤＣＣｍからの直流電圧を、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号で変調することで正極性の電圧に変換し、インダクタＬｐを介して架線ＯＷに伝送する。同様に、スイッチング素子Ｓｈ２，Ｓｌ１は、回生モード動作に伴う絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置ＤＣＣｍからの直流電圧を、ＰＷＭ信号で変調することで負極性の電圧に変換し、インダクタＬｐを介して架線ＯＷに伝送する。

以上、本実施の形態４の鉄道車両を用いることで、実施の形態１〜３の場合と同様に、電力損失の低減が実現可能になる。さらに、図１１に示したように、架線ＯＷからの電力を、一旦、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置ＤＣＣｍ，ＤＣＣｓである程度低い直流電圧に変換した上で交流電圧に変換する方式を用いることで、比較的高い周波数のトランスＴＲを用いることができ、鉄道車両の小型化等が実現可能になる。

以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能である。例えば、前述した実施の形態は、本発明を分かり易く説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施の形態の構成の一部を他の実施の形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施の形態の構成に他の実施の形態の構成を加えることも可能である。また、各実施の形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

例えば、前述した各実施の形態では、電力変換装置の一例として、フルブリッジ方式の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた。ただし、本実施の形態による電力変換装置は、必ずしもこのような構成に限定されるものではなく、場合によっては、図１４に示すような１石式のフォワードコンバータ（絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ）等であってもよい。図１４は、本発明の一実施の形態による電力変換装置において、その他の構成例を示す概略図である。

図１４の構成例では、スイッチング素子Ｓ１０によってトランスＴＲの一次コイルＬ１に交流電圧が印加される。スイッチング素子Ｓ１０がオンの場合には、二次コイルＬ２からの出力電圧がダイオード回路ＤＤＵ２内の整流ダイオードＤ１０を介してフィルタ回路ＦＬＵに伝送される。一方、スイッチング素子Ｓ１０がオフの場合には、フィルタ回路ＦＬＵのインダクタＬに流れる電流がダイオード回路ＤＤＵ２内の還流ダイオードＤ１１を介して還流する。

例えば、このような構成において、ダイオード回路ＤＤＵ２とフィルタ回路ＦＬＵの段間に共振回路ＲＳＵを設けることでも、実施の形態１の場合と同様の効果が得られる。すなわち、スイッチング素子Ｓ１０がオンの期間で共振回路ＲＳＵ内の共振スイッチをターンオンすることで、電流がゼロの状態でスイッチング素子Ｓ１０をターンオフすることができる。さらに、スイッチング素子Ｓ１０がオフの期間（すなわち還流ダイオードＤ１１が還流動作を行っている期間）で共振スイッチをターンオンすることで、還流ダイオードＤ１１の電流がゼロの状態でスイッチング素子Ｓ１０をターンオンする（すなわち、還流ダイオードＤ１１に逆バイアスを印加する）ことができ、リカバリ損失を低減できる。

ＡＤＣ アナログディジタル変換器
ＡＰＵ 補助電源装置
ＢＡＴ バッテリ装置
Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ
Ｃ１０〜Ｃ１２ 直流リンクコンデンサ
ＣＩ 主変換装置
ＣＴＬＵ，ＣＴＬＵ１ 制御回路
Ｃｒ 共振コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード
Ｄ１０，Ｄ１１ ダイオード
Ｄｈ１，Ｄｈ２，Ｄｌ１，Ｄｌ２ ダイオード
ＤＣＣｍ，ＤＣＣｓ 絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置
ＤＤＵ，ＤＤＵ１，ＤＤＵ２ ダイオード回路
ＤＶＵ ドライバ回路
Ｅ 電源
ＦＬＵ フィルタ回路
ＨＡｕ，ＨＡｖ，Ｈａｗ 上アーム
ＩＮＶｍ，ＩＮＶｓ インバータ装置
Ｌ インダクタ
Ｌ１ 一次コイル
Ｌ１ＤＵ 一次側駆動回路
Ｌ２ 二次コイル
ＬＡｕ，ＬＡｖ，ＬＡｗ 下アーム
ＬＤ 負荷回路
Ｌｌｅａｋ 漏れインダクタ
ＬＯＤｍ，ＬＯＤｓ 負荷装置
Ｌｒ 共振インダクタ
ＯＷ 架線
ＰＴ パンタグラフ
ＰＷＭＣ ＰＷＭコンバータ装置
ＲＳＵ，ＲＳＵ１ 共振回路
Ｓ１〜Ｓ４ スイッチング素子
Ｓ５〜Ｓ８ スイッチング素子（同期スイッチ）
Ｓ１０ スイッチング素子
Ｓｈ１，Ｓｈ２，Ｓｌ１，Ｓｌ２ スイッチング素子
ＳＭＵ ステートマシン回路
Ｓｒ スイッチング素子（共振スイッチ）
ＴＲ トランス
ＷＨ ホイール

Claims (14)

1. 一次コイルおよび二次コイルを含むトランスと、
   前記一次コイルに交流電圧を印加するスイッチング素子と、
   前記二次コイルの出力電圧を整流する整流ダイオードと、還流電流を流す還流ダイオードとを含むダイオード回路と、
   インダクタおよびコンデンサを含み、前記ダイオード回路の出力電圧を平滑化するフィルタ回路と、
   前記ダイオード回路と前記フィルタ回路の段間に設けられ、直列に接続される共振インダクタ、共振コンデンサ、共振スイッチを含む共振回路と、
   前記スイッチング素子および前記共振スイッチのオン・オフを制御する制御回路と、
   を有し、
   前記制御回路は、
   前記スイッチング素子をオンに制御することで、前記一次コイルから前記二次コイルに電力を伝送する第１の動作と、
   前記スイッチング素子をオフに制御することで、前記フィルタ回路に流れる電流を前記還流ダイオードを介して還流させる第２の動作と、
   を実行し、
   前記第２の動作から前記第１の動作に移行する際の前処理として、前記共振スイッチをターンオンする、
   電力変換装置。
2. 請求項１記載の電力変換装置において、
   前記制御回路は、さらに、前記第１の動作から前記第２の動作に移行する際の前処理として、前記共振スイッチをターンオンする、
   電力変換装置。
3. 請求項１記載の電力変換装置において、
   前記スイッチング素子は、
   電源からの直流電圧が供給され、前記一次コイルに第１極性の交流電圧を印加する第１のスイッチング素子と、
   前記電源からの直流電圧が供給され、前記一次コイルに前記第１極性と反対の第２極性の交流電圧を印加する第２のスイッチング素子と、
   を備え、
   前記ダイオード回路は、
   前記第１極性の交流電圧に応じた前記二次コイルの出力電圧を整流する整流動作と、前記還流電流を流す還流動作とを行う第１のダイオードと、
   前記第２極性の交流電圧に応じた前記二次コイルの出力電圧を整流する整流動作と、前記還流電流を流す還流動作とを行う第２のダイオードと、
   を備え、
   前記制御回路は、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子が共にオフの期間で前記共振スイッチをターンオンする、
   電力変換装置。
4. 請求項３記載の電力変換装置において、
   前記制御回路は、
   前記第１のスイッチング素子をオンに、前記第２のスイッチング素子をオフにそれぞれ制御することで、電力を、前記一次コイルから前記二次コイルおよび前記第１のダイオードを介して伝送する第３の動作と、
   前記第２のスイッチング素子をオンに、前記第１のスイッチング素子をオフにそれぞれ制御することで、電力を、前記一次コイルから前記二次コイルおよび前記第２のダイオードを介して伝送する第４の動作と、
   前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子を共にオフに制御することで、前記フィルタ回路に流れる電流を前記第１のダイオードおよび前記第２のダイオードを介して還流させる第５の動作と、
   を実行し、
   前記第５の動作から前記第３の動作に移行する際の前処理として、前記共振スイッチをターンオンし、前記第５の動作から前記第４の動作に移行する際の前処理として、前記共振スイッチをターンオンする、
   電力変換装置。
5. 請求項４記載の電力変換装置において、
   前記ダイオード回路は、さらに、
   前記第１のダイオードに並列に接続される第１の同期スイッチと、
   前記第２のダイオードに並列に接続される第２の同期スイッチと、
   を備え、
   前記制御回路は、さらに、前記第１のダイオードが前記整流動作および前記還流動作を行う期間で前記第１の同期スイッチをオンに制御し、前記第２のダイオードが前記整流動作および前記還流動作を行う期間で前記第２の同期スイッチをオンに制御する、
   電力変換装置。
6. 請求項５記載の電力変換装置において、
   前記制御回路は、さらに
   前記第１の同期スイッチおよび前記第２の同期スイッチを共にオンに制御することで、前記フィルタ回路の前記インダクタに回生電力を蓄積する第６の動作と、
   前記第１の同期スイッチをオンに、前記第２の同期スイッチをオフにそれぞれ制御することで、前記回生電力を、前記二次コイルから前記一次コイルおよび前記第１のスイッチング素子の還流ダイオードを介して前記電源に伝送する第７の動作と、
   前記第２の同期スイッチをオンに、前記第１の同期スイッチをオフにそれぞれ制御することで、前記回生電力を、前記二次コイルから前記一次コイルおよび前記第２のスイッチング素子の還流ダイオードを介して前記電源に伝送する第８の動作と、
   を実行し、
   前記第７の動作から前記第６の動作に移行する際の前処理として、前記共振スイッチをターンオンし、前記第８の動作から前記第６の動作に移行する際の前処理として、前記共振スイッチをターンオンする、
   電力変換装置。
7. 請求項６記載の電力変換装置において、
   前記制御回路は、さらに、前記第６の動作から前記第７の動作に移行する際の前処理として、前記共振スイッチをターンオンし、前記第６の動作から前記第８の動作に移行する際の前処理として、前記共振スイッチをターンオンする、
   電力変換装置。
8. 一次コイルおよび二次コイルを含むトランスと、
   前記一次コイルに交流電圧を印加するスイッチング素子と、
   前記二次コイルの出力電圧を整流する整流ダイオードと、還流電流を流す還流ダイオードとを含むダイオード回路と、
   インダクタおよびコンデンサを含み、前記ダイオード回路の出力電圧を平滑化するフィルタ回路と、
   前記ダイオード回路と前記フィルタ回路の段間に設けられ、直列に接続される共振インダクタ、共振コンデンサ、共振スイッチを含む共振回路と、
   前記スイッチング素子および前記共振スイッチのオン・オフを制御し、前記スイッチング素子をターンオンすることで前記還流ダイオードを順バイアスから逆バイアスに切り換える際の前処理として前記共振スイッチをターンオンする制御回路と、
   を有する電力変換装置。
9. 請求項８記載の電力変換装置において、
   さらに、前記還流ダイオードに流れる電流を検出する電流センサを備え、
   前記制御回路は、前記共振スイッチをターンオンしたのち、前記共振回路に流れる電流の極性が反転した時点で前記共振スイッチをターンオフし、前記電流センサで検出される電流が所定のしきい値よりも低下した時点で前記スイッチング素子をターンオンする、
   電力変換装置。
10. 架線からの電力を用いて生成される第１の直流電圧を、所定の電圧レベルを持つ第２の直流電圧に変換する電力変換装置と、
    前記第２の直流電圧を交流電圧に変換するインバータ装置と、
    前記インバータ装置からの前記交流電圧を電源として動作する負荷装置と、
    を有する鉄道車両であって、
    前記電力変換装置は、
    一次コイルおよび二次コイルを含むトランスと、
    前記第１の直流電圧を電源として、前記一次コイルに第１極性の交流電圧を印加する第１のスイッチング素子と、
    前記第１の直流電圧を電源として、前記一次コイルに前記第１極性と反対の第２極性の交流電圧を印加する第２のスイッチング素子と、
    前記第１極性の交流電圧に応じた前記二次コイルの出力電圧を整流する整流動作と、還流電流を流す還流動作とを行う第１のダイオードと、前記第２極性の交流電圧に応じた前記二次コイルの出力電圧を整流する整流動作と、前記還流電流を流す還流動作とを行う第２のダイオードと、を含むダイオード回路と、
    インダクタおよびコンデンサを含み、前記ダイオード回路の出力電圧を平滑化するフィルタ回路と、
    前記ダイオード回路と前記フィルタ回路の段間に設けられ、直列に接続される共振インダクタ、共振コンデンサ、共振スイッチを含む共振回路と、
    前記第１のスイッチング素子、前記第２のスイッチング素子および前記共振スイッチのオン・オフを制御し、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子が共にオフの期間で前記共振スイッチをターンオンする制御回路と、
    を備える、
    鉄道車両。
11. 請求項１０記載の鉄道車両において、
    前記制御回路は、
    前記第１のスイッチング素子をオンに、前記第２のスイッチング素子をオフにそれぞれ制御することで、電力を、前記一次コイルから前記二次コイルおよび前記第１のダイオードを介して伝送する第３の動作と、
    前記第２のスイッチング素子をオンに、前記第１のスイッチング素子をオフにそれぞれ制御することで、電力を、前記一次コイルから前記二次コイルおよび前記第２のダイオードを介して伝送する第４の動作と、
    前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子を共にオフに制御することで、前記フィルタ回路に流れる電流を前記第１のダイオードおよび前記第２のダイオードを介して還流させる第５の動作と、
    を実行し、
    前記第５の動作から前記第３の動作に移行する際の前処理として、前記共振スイッチをターンオンし、前記第５の動作から前記第４の動作に移行する際の前処理として、前記共振スイッチをターンオンする、
    鉄道車両。
12. 請求項１１記載の鉄道車両において、
    前記ダイオード回路は、さらに、
    前記第１のダイオードに並列に接続される第１の同期スイッチと、
    前記第２のダイオードに並列に接続される第２の同期スイッチと、
    を備え、
    前記制御回路は、さらに、前記第１のダイオードが前記整流動作および前記還流動作を行う期間で前記第１の同期スイッチをオンに制御し、前記第２のダイオードが前記整流動作および前記還流動作を行う期間で前記第２の同期スイッチをオンに制御する、
    鉄道車両。
13. 請求項１２記載の鉄道車両において、
    前記制御回路は、さらに
    前記第１の同期スイッチおよび前記第２の同期スイッチを共にオンに制御することで、前記フィルタ回路の前記インダクタに回生電力を蓄積する第６の動作と、
    前記第１の同期スイッチをオンに、前記第２の同期スイッチをオフにそれぞれ制御することで、前記回生電力を、前記二次コイルから前記一次コイルおよび前記第１のスイッチング素子の還流ダイオードを介して前記電源に伝送する第７の動作と、
    前記第２の同期スイッチをオンに、前記第１の同期スイッチをオフにそれぞれ制御することで、前記回生電力を、前記二次コイルから前記一次コイルおよび前記第２のスイッチング素子の還流ダイオードを介して前記電源に伝送する第８の動作と、
    を実行し、
    前記第７の動作から前記第６の動作に移行する際の前処理として、前記共振スイッチをターンオンし、前記第８の動作から前記第６の動作に移行する際の前処理として、前記共振スイッチをターンオンする、
    鉄道車両。
14. 請求項１３記載の鉄道車両において、
    前記制御回路は、さらに、前記第６の動作から前記第７の動作に移行する際の前処理として、前記共振スイッチをターンオンし、前記第６の動作から前記第８の動作に移行する際の前処理として、前記共振スイッチをターンオンする、
    鉄道車両。

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