JP2009141512A - 電圧制御発振回路 - Google Patents

Abstract

【課題】
従来と比べて広い周波数帯で使用可能な電圧制御発振回路を提供する。
【解決手段】
本発明に係る電圧制御発振回路は、インバータ、帰還抵抗、圧電振動子が、互いに並列に接続され、上記圧電振動子の少なくとも一方の端子と接地間に可変容量素子を備え、コントロール電圧を変化させることにより上記可変容量素子の容量値を調整し、発振する周波数の制御を行う電圧制御発振回路において、上記帰還抵抗の抵抗値が、コントロール電圧の変化に基づいて調整可能に構成されている。
【選択図】図１

Description

本発明は、広帯域において発振周波数の制御が可能な電圧制御発振回路に関する。

電圧制御発振回路（ＶＣＯ）、特に電圧制御水晶発振回路（ＶＣＸＯ）は、コントロール電圧を外部から与えることにより、出力周波数を変化させることが可能な発振回路である。その原理は、振動子、例えば水晶振動子から見た発振回路の容量成分（これを、一般に、「負荷容量（ＣＬ）」という。）をコントロール電圧で変化させることにより実現させる。なお、負荷容量については、例えば、http://www.citizen.co.jp/crystal/attention/index.htmlを参照されたい。

前記容量成分を変化させる手段としては、主に可変容量ダイオード（バリキャップダイオード）を用いるのが一般的である。

具体的には、以下（イ）〜（ニ）の一連の流れにより周波数が変化する。
（イ）外部からコントロール電圧を入力
（ロ）可変容量ダイオード（バリキャップダイオード）の容量値が変化
（ハ）発振回路の負荷容量（ＣＬ）が変化
（ニ）出力周波数が変化
以上が電圧制御発振回路の主な原理である。一般的には、コントロール電圧は、可変容量ダイオードのみをコントロールし、その他の回路を構成する部品についての制御は行わない。つまり、従来の電圧制御発振回路は、コントロール電圧による発振周波数以外の特性については、変化するに任せ、制御は行っていなかった。

図５に、従来技術に係る電圧制御水晶発振回路（ＶＣＸＯ）の回路構成の一例を示す。図５に示すＶＣＸＯは、インバータ１１、帰還抵抗１２、圧電振動子１３が、それぞれ並列に接続され、前記圧電振動子１３の一方の端子１３ａと接地（ＧＮＤ）間に可変容量素子１４ａと、前記圧電振動子１３の他方の端子１３ｂと接地（ＧＮＤ）間に可変容量素子１４ｂとを備えている。また、前記可変容量素子１４ａ，１４ｂと接地（ＧＮＤ）間には、ダイオード１５ａ，１５ｂが配置され、前記可変容量素子１４ａ，１４ｂ側から接地（ＧＮＤ）間に流れる電流を遮断するようにしている。さらに、前記可変容量素子１４ａ，１４ｂの容量値を調整するためのコントロール電圧Ｖｃが、可変容量素子１４ａ，１４ｂの接地（ＧＮＤ）側の端子に、それぞれ抵抗１６ａ，１６ｂを介して接続されている。

ここでは、コントロール電圧Ｖｃを変化させることにより前記可変容量素子１４ａ，１４ｂの容量値を調整し、ＶＣＸＯから発振させる周波数の制御を行う。

図６に、図５に示す電圧制御水晶発振回路（ＶＣＸＯ）を用いた場合に、負荷容量（ＣＬ）を変化させた場合の負性抵抗の特性を示す。負性抵抗とは、発振回路において、水晶振動子から発振回路側を見た実効的な抵抗成分をいう。（負性抵抗については、例えば、http://www.citizen.co.jp/crystal/attention/index.htmlを参照されたい。）
ここでは、帰還抵抗１２の抵抗値Ｒｆを一定（一例としてＲｆ＝２０ｋΩ固定）とし、ＶＣＸＯの周波数制御端子（ＶＣ端子）に印加するＶＣ電圧を０ＶからＶＤＤまで可変しＣＬを変化させた。ＶＣ電圧を０Ｖ→ＶＤＤ／２→ＶＤＤと高くするに従って、図６に示すようにＣＬが小さくなり、これにより、負性抵抗の抵抗値がプラスからマイナスへ転じる箇所であるカットオフ周波数が、高周波側に移動する。

なお、図６は正極性ＶＣＸＯの例であり、ＶＣ電圧を高くするに従ってＣＬが小さくなり、これにより発振周波数は高くなるが、負極性ＶＣＸＯの場合は、この逆になる。即ち、ＶＣ電圧を高くするに従ってＣＬが大きくなり、発振周波数は低くなる。

本発明と似た構成を備えた発振回路が特許文献１に記載されている。この特許文献１には、インバータと、前記インバータに並列に接続された帰還抵抗と、インバータの入出力と接地電圧Ｖｓｓ間に各々接続されたコンデンサと、前記インバータの入出力端子間に接続された圧電振動子からなる発振回路において、前記帰還抵抗が複数個有り、前記帰還抵抗を切り換えることにより、基本波発振とオーバトーン発振を選択できることを特徴とする発振回路が記載されている。これにより、（イ）従来の発振回路の構成を用いた発振器用のインバータは、帰還抵抗の抵抗値が固定であるため、基本波用と、オーバトーン（３次、５次等の高次）を発振させるためのＩＣを各々別々に用いなければならない、（ロ）プロセス上や、実装上でのバラツキによる不発振や、異常発振を起こす、という従来技術に対する課題を解決できるとしたものである。
特開２００４−１２８５９３号公報

電圧制御発振回路のコントロール電圧は、可変容量ダイオードの制御以外には使われず、変化させる出力周波数以外の特性については制御されておらず、変化するに任せていた。図６に示すように、従来技術に係るＶＣＸＯにおいては、コントロール電圧Ｖｃを変化させて可変容量ダイオードの容量の調整を行うと、負荷容量（ＣＬ）が変化し、負性抵抗のカットオフ周波数が変化する。このため、１つのモデルのＶＣＸＯでは、対応可能な周波数帯が狭い帯域（図６中、Ｂで示す３８ＭＨｚから４５ＭＨｚ程度の範囲）となっていた。そのため、使用する周波数に合わせて商品のラインアップ（品種）を増やさざるを得ないという問題があった。

また、上記特許文献１に記載の発振回路は、上述のように、複数の帰還抵抗を切り替え、これにより、基本波とオーバトーンとを選択可能とした構成である。また、インバータの入出力と接地電圧Ｖｓｓ間に各々接続されたコンデンサが固定容量で構成されている。このように、上記特許文献１に記載の発振回路は、後述する本発明とは構成および解決課題が異なるものである。

そこで本発明は、従来と比べて広い周波数帯で使用可能な電圧制御発振回路を提供することを目的とする。

本発明者等は、従来の電圧制御発振回路（ＶＣＯ）、特に電圧制御水晶発振回路（ＶＣＸＯ）の対応可能な周波数帯を広くできる方法について鋭意検討を行った。

発振回路の対応可能な周波数が狭い範囲に限定される最大の理由は、発振回路の容量成分である負荷容量（ＣＬ）の変化に伴い、負性抵抗のカットオフ周波数が変化することにある。負性抵抗のカットオフ周波数を一定にできれば、対応可能な周波数範囲は広がり、商品のラインナップを少なくすることが可能となる。

負性抵抗の特性は発振回路の負荷容量の変化によって影響を受ける以外に、帰還抵抗の変化によってもその特性が変化することがわかった。そこで、従来固定の値として使用していた帰還抵抗の値を、Ｖｃ端子からのコントロール電圧に応じて可変とできるように構成し、負荷容量の変化に合わせて帰還抵抗の抵抗値を変化させることで、負性抵抗のカットオフ周波数を一定の周波数にしておくことが可能であることを見出した。これにより、従来と比べて広い周波数帯で使用可能な電圧制御発振回路が構成できることを見出した。

本発明は、上記の知見に基づきなされたもので、以下のような特徴を有する。
［１］インバータ、帰還抵抗、圧電振動子が、互いに並列に接続され、前記圧電振動子の少なくとも一方の端子と接地間に可変容量素子を備え、コントロール電圧を変化させることにより前記可変容量素子の容量値を調整し、発振する周波数の制御を行う電圧制御発振回路において、前記帰還抵抗の抵抗値が、コントロール電圧の変化に基づいて調整可能に構成されていることを特徴とする電圧制御発振回路である。
［２］上記［１］において、帰還抵抗が、トランジスタと、該トランジスタのソース端子と圧電振動子の一方の端子との間に設けられた第１の抵抗と、前記トランジスタのドレイン端子と圧電振動子の他方の端子との間に設けられた第２の抵抗と、前記トランジスタのソース端子とドレイン端子との間に設けられた第３の抵抗とを備え、前記トランジスタのゲート端子とコントロール電圧の供給端子とが制御回路を介して接続されていることを特徴とする電圧制御発振回路である。
［３］上記［１］または［２］において、コントロール電圧が変化した際に、負性抵抗のカットオフ周波数が高周波側に移動しようとする場合に、前記カットオフ周波数を低周波側に引き戻す方向に、帰還抵抗の抵抗値制御を行うように構成されていることを特徴とする電圧制御発振回路である。

本発明によれば、従来と比べて広い周波数帯で使用可能な電圧制御発振回路が提供される。

図１に、本発明に係る電圧制御発振回路の一例を示す。図１においては、前記電圧制御発振回路として、電圧制御水晶発振回路（ＶＣＸＯ）を用いた場合を説明する。

図1に示すＶＣＸＯは、インバータ１１、帰還抵抗１２、圧電振動子１３が、それぞれ並列に接続され、前記圧電振動子１３の少なくとも一方の端子と接地（ＧＮＤ）間に可変容量素子１４を備えている。ここでは、図１に示すように、前記圧電振動子１３の一方の端子１３ａと接地（ＧＮＤ）間に可変容量素子１４ａと、前記圧電振動子１３の他方の端子１３ｂと接地（ＧＮＤ）間に可変容量素子１４ｂとを備えている。なお、前記可変容量素子１４ａ，１４ｂは、少なくともそのいずれかを有していれば、本発明の効果を奏することができる。

また、前記可変容量素子１４ａ，１４ｂと接地（ＧＮＤ）間には、ダイオード１５ａ，１５ｂを配置してもよい。この場合、前記可変容量素子１４ａ，１４ｂ側から接地（ＧＮＤ）間に流れる電流は、前記ダイオード１５ａ，１５ｂにより遮断される。

さらに、前記可変容量素子１４ａ，１４ｂの容量値を調整するためのコントロール電圧Ｖｃが、可変容量素子１４ａ，１４ｂの接地（ＧＮＤ）側の端子に、それぞれ抵抗１６ａ，１６ｂを介して接続されている。ここでは、前記コントロール電圧Ｖｃを変化させることにより前記可変容量素子１４ａ，１４ｂの容量値を調整し、ＶＣＸＯから発振させる周波数の制御を行う。

本発明においては、さらに、前記帰還抵抗１２の抵抗値が、コントロール電圧Ｖｃの変化に基づいて調整可能に構成されている。

図２に、前記帰還抵抗１２の回路構成の一例を示す。図２に示すように、前記帰還抵抗１２は、ＮＭＯＳトランジスタ１２１と、このトランジスタ１２１のソース端子Ｓと圧電振動子１３の一方の端子１３ａとの間に設けられた第１の抵抗Ｒ１と、前記トランジスタ１２１のドレイン端子Ｄと圧電振動子１３の他方の端子１３ｂとの間に設けられた第２の抵抗Ｒ２と、前記トランジスタ１２１のソース端子Ｓとドレイン端子Ｄとの間に設けられた第３の抵抗Ｒ３とを備えている。なお、前記トランジスタ１２１の基板電位は、動作の安定化のために接地させておくことが好ましい。

また、前記トランジスタ１２１のゲート端子Ｇとコントロール電圧Ｖｃの供給端子２１とは、制御回路１６を介して接続されている。

図２に示す回路構成において、前記供給端子２１には、コントロール電圧Ｖｃが供給される。なお、前記供給端子２１に供給されるコントロール電圧Ｖｃの電圧をＶ１と記載する。ここでは、Ｖｃ＝Ｖ１とする。

前記供給端子２１に供給された電圧Ｖ１は、制御回路１６により電圧Ｖ２に変換され、前記トランジスタ１２１のゲート端子Ｇに供給される。ここでは、Ｖ２＝αＶ１と表すことができる。

ここで、前記制御回路１６の構成としては、電圧Ｖ１が高くなると電圧Ｖ２が低くなり、逆に電圧Ｖ１が低くなると電圧Ｖ２が高くなるように構成されてありさえすれば、何でも良い。例えば、電圧Ｖ１と電圧Ｖ２とが反比例の関係になるように構成されている回路などが挙げられる。

ここで、前記帰還抵抗１２の抵抗値Ｒｆは、次式（１）で表すことができる。
Ｒｆ＝Ｒ１＋Ｒ２＋（Ｒ３×ＲＮ）／（Ｒ３＋ＲＮ） ・・・（１）
なお、上式（１）において、ＲＮは、ＮＭＯＳトランジスタ１２１のドレインとソース間の抵抗値を表している。

図２において、ＮＭＯＳトランジスタ１２１のゲート端子Ｇに供給する電圧Ｖ２を低くすると、ＮＭＯＳトランジスタ１２１はＯＦＦとなる方向へ働く。この場合、ドレインとソース間の抵抗値ＲＮは高くなり、上式（１）で表される帰還抵抗１２の抵抗値Ｒｆは高抵抗となる。なお、ＮＭＯＳトランジスタ１２１が完全にＯＦＦとなった場合の動作を補償するため、ソース端子Ｓとドレイン端子Ｄとは、抵抗Ｒ３を介して接続されている。前記Ｒ３を接続しない場合には、ＮＭＯＳトランジスタ１２１が完全にＯＦＦとなった場合にドレインとソース間の導通がなくなり回路として動作しなくなるためである。

また、ＮＭＯＳトランジスタ１２１のゲート端子Ｇに供給する電圧Ｖ２を高くすると、ＮＭＯＳトランジスタ１２１はＯＮとなる方向へ働く。この場合、ドレインとソース間の抵抗値ＲＮは低くなり、上式（１）で表される帰還抵抗１２の抵抗値Ｒｆは低抵抗となる。

このように、ＮＭＯＳトランジスタ１２１のゲート端子Ｇに供給される電圧Ｖ２の値を調整することで、上式（１）で表される帰還抵抗１２の抵抗値Ｒｆを任意に調整可能となる。なお、前記電圧Ｖ２の値は、電圧Ｖ１、つまり、コントロール電圧Ｖｃの値に基づき調整される。ここで、コントロール電圧Ｖｃから電圧Ｖ２への変換は、前記制御回路１６の設定により任意に調整可能である。

図３に、負荷容量（ＣＬ）を一定として、帰還抵抗１２の抵抗値Ｒｆを変化させた場合の負性抵抗特性の一例を示す。図３に示す場合は、ＣＬをある容量値に固定し、Ｒｆ＝１４０ｋΩ（大：実線）→４２ｋΩ（中：破線）→２０ｋΩ（小：一点鎖線）と変化させた場合の特性である。Ｒｆの値を大きくすることにより、カットオフ周波数が低周波数側へシフトしていることが判る。

ここで、図１に示すＶＣＸＯにおいて、出力周波数を変化させるために、コントロール電圧Ｖｃを調整してＣＬの値を小さくした場合、従来技術に係るＶＣＸＯでは、カットオフ周波数が高周波側に移動した。そこで、本発明においては、カットオフ周波数が高周波側に移動するのを低周波側に引き戻す方向、つまり、Ｒｆの値を大きくする方向に帰還抵抗１２の抵抗値の制御を行う。

図４に、負荷容量（ＣＬ）と帰還抵抗１２の抵抗値Ｒｆの双方を制御した場合の負性抵抗特性の一例を示す。ＣＬの値が小さい場合はＲｆの値を大きくし、ＣＬの値が大きい場合はＲｆの値を小さくすることにより、カットオフ周波数を、常に、ほぼ一定の値としておくことが可能となることがわかる。なお、図４は、正極性ＶＣＸＯの例とし、ＶＣ＝０ＶにおけるＣＬ（大）の場合にはＲｆ＝２０ｋΩ（小：一点鎖線）、ＶＣ＝ＶＤＤ／２におけるＣＬ（中）の場合にはＲｆ＝１００ｋΩ（中：破線）、ＶＣ＝ＶＤＤにおけるＣＬ（小）の場合にはＲｆ＝１４２ｋΩ（大：実線）とすることにより、カットオフ周波数は、約１０ＭＨｚでほぼ一定となり、使用可能な周波数帯域も２０ＭＨｚ〜４５ＭＨｚ程度（図４中、Ａで表示した範囲）となった。

以上のような構成とすることで、従来と比べて広い周波数帯で使用可能な電圧制御発振回路を実現することができる。

本発明に係る電圧制御発振回路の一例を示す図である。 本発明に係る帰還抵抗の回路構成の一例を示す図である。 本発明に係る負荷容量（ＣＬ）を一定として、帰還抵抗の抵抗値Ｒｆを変化させた場合の負性抵抗特性の一例を示す図である。 本発明に係る負荷容量（ＣＬ）と帰還抵抗の抵抗値Ｒｆの双方を制御した場合の負性抵抗特性の一例を示す図である。 従来技術に係る電圧制御水晶発振回路（ＶＣＸＯ）の回路構成の一例を示す図である。 図５に示す電圧制御水晶発振回路（ＶＣＸＯ）を用いた場合に、負荷容量（ＣＬ）を変化させた場合の負性抵抗の特性を示す図である。

符号の説明

１１ インバータ
１２ 帰還抵抗
１２１ ＮＭＯＳトランジスタ
１３ 圧電振動子
１４ａ，１４ｂ 可変容量素子
１５ａ，１５ｂ ダイオード
１６ 制御回路
２１ 供給端子

Claims (3)

1. インバータ、帰還抵抗、圧電振動子が、互いに並列に接続され、
   前記圧電振動子の少なくとも一方の端子と接地間に可変容量素子を備え、
   コントロール電圧を変化させることにより前記可変容量素子の容量値を調整し、発振する周波数の制御を行う電圧制御発振回路において、
   前記帰還抵抗の抵抗値が、コントロール電圧の変化に基づいて調整可能に構成されていることを特徴とする電圧制御発振回路。
2. 帰還抵抗が、トランジスタと、該トランジスタのソース端子と圧電振動子の一方の端子との間に設けられた第１の抵抗と、前記トランジスタのドレイン端子と圧電振動子の他方の端子との間に設けられた第２の抵抗と、前記トランジスタのソース端子とドレイン端子との間に設けられた第３の抵抗とを備え、前記トランジスタのゲート端子とコントロール電圧の供給端子とが制御回路を介して接続されていることを特徴とする請求項１に記載の電圧制御発振回路。
3. コントロール電圧が変化した際に、負性抵抗のカットオフ周波数が高周波側に移動しようとする場合に、前記カットオフ周波数を低周波側に引き戻す方向に、帰還抵抗の抵抗値制御を行うように構成されていることを特徴とする請求項１または２に記載の電圧制御発振回路。

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