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WO2018139172A1 - 電力変換装置及び電力変換方法 - Google Patents

電力変換装置及び電力変換方法 Download PDF

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Publication number
WO2018139172A1
WO2018139172A1 PCT/JP2017/047397 JP2017047397W WO2018139172A1 WO 2018139172 A1 WO2018139172 A1 WO 2018139172A1 JP 2017047397 W JP2017047397 W JP 2017047397W WO 2018139172 A1 WO2018139172 A1 WO 2018139172A1
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WO
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power
voltage
sic
power semiconductor
power conversion
Prior art date
Application number
PCT/JP2017/047397
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English (en)
French (fr)
Inventor
秋山　悟
石川　勝美
Original Assignee
株式会社日立製作所
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社日立製作所 filed Critical 株式会社日立製作所
Priority to JP2018564449A priority Critical patent/JPWO2018139172A1/ja
Publication of WO2018139172A1 publication Critical patent/WO2018139172A1/ja

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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/40—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into DC
    • H02M5/42—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into DC by static converters
    • H02M5/44—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate DC into AC
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    • H02M5/458—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate DC into AC using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M5/4585—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate DC into AC using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having a rectifier with controlled elements
    • H01L29/06—
    • H01L29/12—
    • H01L29/78—
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
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    • H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
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    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/0812—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion control technology, for example, a power conversion device and a power conversion method for a railway vehicle.
  • Patent Document 2 discloses a power semiconductor package in which two power semiconductors each having a switching transistor using silicon carbide (SiC) and a reflux diode are connected in series, and a positive side element and a negative side of each phase.
  • SiC silicon carbide
  • a VVVF inverter is disclosed which uses one for each element.
  • the power semiconductor In the inverter in the railway field, a power semiconductor having a withstand voltage characteristic of 3300 V, which is more than twice the overhead voltage (DC 1500 V), is used because it is necessary to withstand a surge voltage at the time of switching.
  • the power semiconductor refers to a power transistor that is a transistor and a power diode that is a diode.
  • an object of the present invention is to provide a power conversion device with low power loss while using a power semiconductor made of SiC.
  • the present inventor has found that even if the withstand voltage characteristic of the SiC power semiconductor is lowered, the surge voltage at the time of switching can be suppressed while reducing the power loss by adjusting the switching speed of the power transistor.
  • the present invention provides a voltage withstand voltage characteristic even if the withstand voltage of the SiC power semiconductor of the power converter is up to twice the reference voltage.
  • the SiC power transistor was switched so that a voltage exceeding 1 m was not applied.
  • the SiC power transistor of the power converter even if the withstand voltage of the SiC power semiconductor of the power converter is up to twice the reference voltage as a control method of the SiC power transistor of the power converter, The SiC power transistor was switched so that a voltage exceeding the voltage was not applied.
  • the external appearance of the power converter device by 1st Embodiment is shown.
  • the external appearance of the power converter device by 2nd Embodiment is shown.
  • the constituent elements are not necessarily indispensable unless otherwise specified and apparently essential in principle. Needless to say.
  • the shapes, positional relationships, etc. of the components, etc. when referring to the shapes, positional relationships, etc. of the components, etc., the shapes are substantially the same unless otherwise specified, or otherwise apparent in principle. And the like are included. The same applies to numerical values and ranges.
  • reference numeral 1 denotes a power converter that performs DC / AC conversion according to this embodiment as a whole.
  • the power conversion device 1 includes elements A, B, and C that are power semiconductors, a filter capacitor FC, and a control device 5.
  • the elements A, B, and C are controlled by a control device 5 that is a circuit for driving a power semiconductor.
  • the power conversion device 1 includes an overhead wire PAN, a ground switch GS, main motors MM1, MM2, MM3, MM4 serving as a power source for driving a railway vehicle carriage, a main switch MS, a high speed
  • the circuit breaker HB, the circuit breakers LB1, LB2, and the filter resistor FL that blocks the noise current and the charging resistor CHR used when the filter capacitor FC is charged are connected.
  • a voltage of 1.5 kV is applied to the overhead line PAN, the main switch MS is used to electrically disconnect the power converter 1 and the like from the overhead line PAN, and the ground switch GS is connected to the ground side and the power converter 1. Used to electrically disconnect
  • the high-speed circuit breaker HB cuts off the accident current flowing from the power converter 1 to the overhead line PAN when an accident occurs in the power converter 1. Further, the circuit breaker LB1 is opened when the power conversion device 1 malfunctions, and the circuit breaker LB2 is opened when the filter capacitor FC is charged.
  • the filter capacitor FC is applied with a DC voltage of 1.5 kV, which is the same as the overhead line voltage, and the withstand voltages of the elements A, B and C are higher than 1.5 kV and lower than twice 1.5 kV, 1.5 kV. For example, 2.5 kV with a margin of about 10% to 1.5 times.
  • the withstand voltage of a semiconductor element is It is required as follows. Conventionally, the instantaneous maximum voltage expectation rate was doubled, but by withstanding 1.5 times, the withstand voltage can be calculated as 2.5 kV. Moreover, you may estimate with 3 kV, without applying a safety factor.
  • Elements A, B, and C correspond to the U-phase, V-phase, and W-phase, respectively, of three-phase alternating current.
  • the parasitic inductance of the element A is L up and L un
  • the parasitic inductance of the element B is L vp and L vn
  • the parasitic inductance of the element C is L wp and L wn
  • the inductance of the power conversion device 1 is L sp and L sn .
  • the elements A, B, and C include the element component 10 shown in FIG.
  • the element component 10 includes an SiC-MOSFET 11 which is a MOSFET (metal-oxide-semiconductor field-effect transistor) made of silicon carbide (SiC) and an SiC-SBD 12 which is an SBD made of silicon carbide (SiC).
  • the element component 10 is included in one package.
  • FIG. 3 shows the SiC-MOSFET 11 as a switching element
  • FIG. 3 (A) is a plan view seen from above
  • FIG. 3 (B) is a cross-sectional view along A-A ′.
  • the outer shape of the SiC-MOSFET 11 is rectangular, but it may be square.
  • the gate electrode GPm and the source electrode SPm are arranged on the upper surface of the chip of the SiC-MOSFET 11 in an electrically insulated state.
  • the drain electrode DRm is disposed on the lower surface of the chip of the SiC-MOSFET 11 to form the three terminals of the gate, source and drain of the SiC-MOSFET 11.
  • each electrode of the source electrode SPm, the gate electrode GPm, and the drain electrode DRm is connected to each electrode pad through a metal wiring layer.
  • the active element 15 is disposed under the source electrode SPm.
  • the active element 15 is arranged at the position of line AA ′ in FIG.
  • the source layer N + of the active element 15 is an n + type region and is connected to the source electrode SPm.
  • the source layer N + of the active element 15 is connected to the drift layer DFT via the junction region JFT.
  • the junction region JFT is a channel formed in the base layer P that is a p-type region immediately below the oxide film Tox when a positive voltage is applied to the gate electrode GPm.
  • the oxide film Tox is formed under the gate electrode GPm.
  • the drift layer DFT is an n ⁇ -type region and plays a role of ensuring the withstand voltage of the elements A, B, and C.
  • the substrate SUB is an n + type region disposed under the drift layer DFT, and is connected to the drain electrode DRm.
  • the drift layer thickness tDRT which is the thickness of the drift layer DFT, is about 30 ⁇ m. By securing this thickness, the withstand voltage of the elements A, B, and C is 3.3 kV. Is secured.
  • this withstand voltage takes into account conduction loss caused by channel resistance Rch, junction region resistance Rjfet, and drift resistance Rdft, which are internal resistances of elements A, B, and C when energizing elements A, B, and C. Designed.
  • the channel resistance Rch, the junction region resistance Rjfet, and the drift resistance Rdft are the resistances of the base layer P, the junction region JFT, and the drift layer DFT other than the junction region JFT, respectively.
  • the ratio of the internal resistance to the internal resistance is the largest for the drift resistance Rdft and the greatest influence on the value of the conduction loss. Therefore, in the present invention, by reducing the resistance value of the drift resistor Rdft and reducing the conduction loss, the amount of heat generated by the conduction loss can also be reduced, and the cooler for cooling the heat can be downsized. it can. Needless to say, downsizing of the cooler leads to downsizing of the power converter 1.
  • the drift layer film thickness tDRT is made thinner than 30 ⁇ m, and the impurity concentration of the drift layer DFT is made smaller than 3 ⁇ 10 ⁇ 15 cm ⁇ 3 .
  • FIG. 4 shows a SiC-SBD 12 which is a reflux diode
  • FIG. 4 (A) is a plan view seen from above
  • FIG. 4 (B) is a cross-sectional view along A-A ′.
  • the SiC-SBD 12 includes an anode electrode pad AP, a substrate SUBd, a drift layer DFTd, an active region ACTd, a termination region TMd, a channel stop region CHSTPd, a surface electrode IL1, a stop region electrode IL2, a passivation film IL3, and a back surface.
  • An electrode Cathode is provided.
  • SiC-SBD 12 which is a free-wheeling diode
  • an n + -type substrate SUBd is disposed on the back electrode Cathode
  • an n ⁇ -type drift layer DFTd is formed on the substrate SUBd.
  • p + type and p type termination regions TMd, p + type active regions ACTd, and n + type channel stop regions CHSTPd that protect the surface electrode IL1 and the passivation film IL3 are formed. ing.
  • the surface electrode IL1 is formed on the p + type termination region TMd
  • the passivation film IL3 is formed on the termination region TMd and the channel stop region CHSTPd, and on the channel stop region CHSTPd, A stop region electrode IL2 connected to the channel stop region CHSTPd is formed.
  • the active region ACTd at the center of the SiC-SBD 12 has a so-called JBS (Junction Barrier Schottky) structure in which p + regions and n ⁇ regions are alternately formed, and is a structure for securing a withstand voltage. Junction Termination Extension) structure.
  • JBS Joint Barrier Schottky
  • the drift layer thickness tDRTd which is the thickness of the drift layer DFTd, is about 30 ⁇ m.
  • the withstand voltage of the elements A, B, and C is 3.3 kV. Is secured.
  • the drift layer film thickness tDRTd is made thinner than 30 ⁇ m, and the impurity concentration of the drift layer DFTd is made smaller than 3 ⁇ 10 ⁇ 15 cm ⁇ 3 .
  • the individual functions of the respective parts of the SiC-SBD 12 are for realizing a general rectifying element, and thus description thereof is omitted here.
  • the drift layer thickness tDRT of the power transistor When the withstand voltage of the elements A, B, and C is 2.5 kV, it is realized by setting the drift layer thickness tDRT of the power transistor to 15 ⁇ m or less and the drift layer thickness tDRTd of the power diode to 15 ⁇ m or less. To do.
  • FIG. 5 shows an external view of the power conversion device 1.
  • a three-phase high side hereinafter referred to as an upper arm side
  • a low side hereinafter referred to as an upper arm side
  • a large-sized cooler for attaching six power semiconductors to one metal plate hereinafter referred to as a heat block
  • a heat block for attaching six power semiconductors to one metal plate (hereinafter referred to as a heat block) and further performing heat block cooling on the heat block is provided. It is installed.
  • the power semiconductor refers to a unit including a certain number of chips such as 20, for example. Also, for use in power conversion devices for railway vehicles, it is assumed that the rated current is for one phase and a power semiconductor of 600A to 1200A.
  • a large cooler is installed in the power conversion device, and the power conversion device occupies a certain ratio in the railway vehicle, so there is no room in the space of the railway vehicle, for example, installation of new equipment such as a storage battery, etc. I can't. If there is enough space in the railway vehicle, new equipment can be installed to save energy in the railway vehicle.
  • the depth of the cooler is half of the conventional length.
  • the element A can be divided into the element A1 and the element A2 as in the past, with the element component 10 as a minimum unit.
  • the element B can be divided into an element B1 and an element B2, and the element C can be divided into an element C1 and an element C2.
  • FIG. 5A shows that the height HHP1 and width WHP1 of the cooler are not different from the conventional length, but the depth LHP1 of the cooler is about half of the conventional length.
  • the arrangement of the heat block and the elements A1, A2, B1, B2, C1, and C2 has not been changed conventionally.
  • the height direction of the cooler is the height direction of the railway vehicle
  • the width direction is the traveling direction of the railway vehicle which is the rail direction of the railroad
  • the depth direction is the width of the railcar which is the sleeper direction of the railroad.
  • the arrangement of the elements A1, A2, B1, B2, C1, and C2 is changed, and the ratio of the height HHP2 and the width WHP2 of the cooler is reversed from that in FIG. Also good. Furthermore, if the volume of the cooler is such that each part of the power conversion device 1 can be cooled to the heat resistant temperature, the volume of the cooler may be reduced to the minimum necessary.
  • the cooler is a heat pipe type using a refrigerant, but since the calorific value is smaller than that of the conventional one, an aluminum heat sink type having a low cost but a low cooling capacity may be used.
  • the drift layer film thickness tDRT is made thinner than before, or the impurity concentration of the drift layer DFT is made smaller than before.
  • the withstand voltage of the elements A, B, and C can be made lower than twice the overhead line voltage, and the depth of the cooler can be reduced to about half.
  • the volume of the cooler can be halved by using a power semiconductor having a lower withstand voltage than before, and the power converter 1 can be miniaturized.
  • the arrangement of the elements A1, A2, B1, B2, C1, and C2 it is possible to cope with installation of various vehicles under the floor.
  • the number of power semiconductors is six as usual, but as shown in FIG. 6, the number of power semiconductors is three per phase. It is good.
  • the elements A, B, and C are of a so-called 2-in-1 type.
  • the number of chips required for one phase is 40, which is two power semiconductors in the first embodiment, whereas in this embodiment, the number of chips is 20 by using a 2-in-1 type power semiconductor. It can be a piece.
  • the cooling performance of the cooler needs to be as usual, and the volume of the cooler is as usual.
  • the loop area is reduced because the components are arranged in a concentrated manner, the parasitic inductance per power semiconductor is reduced to about 10 nH, and the instantaneous maximum voltage (hereinafter, referred to as the power semiconductor switching operation) (Surge voltage) is reduced, and the withstand voltage of the power semiconductor can be reduced.
  • the power semiconductor switching operation the instantaneous maximum voltage (hereinafter, referred to as the power semiconductor switching operation) (Surge voltage) is reduced, and the withstand voltage of the power semiconductor can be reduced.
  • the power converter 1 can be miniaturized even if the volume of the cooler is the same as before.
  • the elements A, B, and C may be arranged in the height direction of the cooler as shown in FIG. 6A or in the width direction of the cooler as shown in FIG. 6B.
  • the power converter 1 can be reduced in size by using a 2-in-1 power semiconductor.
  • the arrangement of the elements A, B, and C it is possible to cope with installation of various vehicles under the floor.
  • the switching operation of the power transistor is performed as shown by the dotted line in FIG. 7 as before, but as indicated by the solid line in FIG. It is good also as an operation
  • the switching operation includes a turn-on operation in which the switch in the power transistor is turned on to make the power transistor conductive, and a turn-off operation in which the switch is turned off.
  • the control device 5 controls the switching operation of the elements A, B, and C by changing the gate-source voltage V GS as shown in FIG. 7A, for example.
  • a turn-on operation is performed in which the gate-emitter voltage V GE is changed from the negative standby voltage ⁇ V KK to the drive voltage V PP .
  • the collector-emitter voltage V CE lowers from the high potential side voltage V CC to the voltage V ON when the switch ON.
  • the collector current I C rises until the switch current I SW is the rated current of 0A.
  • bipolar pn diode uses a power semiconductor that is used as a freewheeling diode, since the recovery current is superimposed, the collector current I C is instantaneously large current flows (hereinafter, maximum instantaneous In some cases, the rated current capacity of the power semiconductor is exceeded, and the power semiconductor generates heat with an unexpected amount of heat.
  • the gate-emitter voltage V GE transitions from the drive voltage V PP to the standby voltage ⁇ V KK .
  • the collector-emitter voltage V CE transitions from voltage V ON at switch ON to the high potential side voltage V CC, the collector current I C is to 0A from the switch current I SW descend.
  • turn-off loss E OFF that is a power loss during the turn-off operation is larger than the turn-on loss E ON that is a power loss during the turn-on operation.
  • turn-off loss E OFF and turn-on loss E ON is part of the conduction losses.
  • the gate-emitter voltage during the turn-off operation is effective.
  • the transition time from the drive voltage V PP of the gate-emitter voltage V GE to the standby voltage ⁇ V KK during the turn-off operation is shortened, an instantaneous maximum voltage is generated in the collector-emitter voltage V CE , and the power semiconductor It was necessary to increase the withstand voltage.
  • the transition time between the turn-on operation and the turn-off operation is lengthened. In practice, the operation is as shown in FIGS.
  • FIG. 7A shows the transition of the gate-source voltage V GS over time in the MOSFET switching operation.
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • FIG. 7B shows the transition of the drain-source voltage VDS with time in the switching operation of the MOSFET.
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • FIG. 7 (C) shows changes with time of the drain current I D in the switching operation of the MOSFET.
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • FIG. 7D shows a switching loss that is a power loss in the switching operation of the MOSFET.
  • the switching loss includes a turn-on loss E ON at turn-on and a turn-off loss E OFF at turn-off.
  • the switching loss is energy, and the portion where the current and voltage overlap as shown in FIG. Note that as shown in FIG. 7D, if the internal resistance that is part of the conduction loss is small, the power loss can be reduced.
  • control is performed so as to increase the transition time of the gate-source voltage V GS .
  • This increases the transition time of the drain-source voltage VDS and the drain current ID .
  • the speed of the switching operation is slow, it is possible to suppress the instantaneous maximum voltage of the drain-source voltage V DS. Therefore, the withstand voltage of the power semiconductor can be minimized.
  • the instantaneous maximum voltage expectation rate in the equation (1) can be about 1.2 times, and the withstand voltage of the power semiconductor can be reduced to about 2.0 kV.
  • the element made of SiC is a unipolar element, there is no superposition of the recovery current at the turn-on that occurs in the IGBT element, so that the instantaneous maximum current at the turn-on is small and the turn-on loss E ON can be reduced.
  • the transition time from the driving voltage V PP of the gate-source voltage V GS to the standby voltage ⁇ V KK during the turn-off operation can be made shorter than before, and the instantaneous maximum voltage in the drain-source voltage V DS can be reduced. Can be suppressed small, and the withstand voltage of the power semiconductor can be reduced.
  • the volume of the cooler of the power converter 1 can be reduced, and the power converter 1 can be downsized.
  • the power semiconductor includes the SiC-MOSFET 11 and the SiC-SBD 12 in this embodiment. However, the power semiconductor does not need to include the SiC-MOSFET 11 and the SiC-SBD 12.
  • the power conversion device 1 is a device that converts DC power into AC power. However, as shown in FIG. It is good also as an apparatus which pressure
  • the power conversion device 2 shown in FIG. 8 has a configuration in which a full-bridge converter 20 including elements D and E is further added to the power conversion device 1, and a control device 21 that is a circuit for driving a power semiconductor or the like is used as an element. A to E are controlled.
  • the full-bridge converter 20 is installed between the power converter 1 and the overhead line ACPAN to which an alternating voltage of 20 kV or 25 kV is applied.
  • the overhead line ACPAN and the full-bridge converter 20 are connected via the main transformer MTR. ing.
  • the full-bridge converter 20 also changes the volume of the cooler, changes the number of necessary power semiconductors, and slows the switching operation speed. Thus, the size can be reduced.
  • a power converter used for a railway vehicle has been described as an example.
  • the present invention is not limited to this and is also applied to a wind power generation system, a solar power generation system, and the like. be able to.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)

Abstract

電力変換装置のＳｉＣ製パワー半導体の耐電圧が基準電圧の２倍を上限としたものであっても、耐電圧特性の電圧を超える電圧が印加されないように、ＳｉＣ製パワートランジスタをスイッチング動作させるようにした。

Description

電力変換装置及び電力変換方法
　本発明は、電力変換の制御技術に係り、例えば、鉄道車両用の電力変換装置及び電力変換方法に関する。
　鉄道の電力変換装置のスイッチング素子として、従来から、高速での動作が可能で、高耐圧動作であるＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が利用されている（特許文献１）。
　一方、鉄道分野を中心に、鉄道車両システムの電力損失を低減できることから、ＳｉＣ製の電力関連用途向けの半導体であるＳｉＣ製パワー半導体の開発が進んでおり、例えば、ＳｉＣ製ＳＢＤ（ショットキーバリアダイオード）を搭載したインバータ装置が製品化されている。また、特許文献２には、炭化珪素（ＳｉＣ）を使用したスイッチング用のトランジスタと還流用のダイオードとを有するパワー半導体を２直列に接続したパワー半導体パッケージを、各相のプラス側素子とマイナス側素子とにそれぞれ１つずつ使用するＶＶＶＦインバータが開示されている。
　鉄道分野のインバータでは、スイッチング時のサージ電圧に耐える必要から、架線電圧（直流１５００Ｖ）の倍以上である３３００Ｖの耐電圧特性を備えたパワー半導体が使用されている。なおここでは、パワー半導体はトランジスタであるパワートランジスタとダイオードであるパワーダイオードを指すものとする。
特開２０１２－３９８６６ 特開２０１３－１６２６９０
　しかしながら、高い耐電圧特性を持つパワー半導体は、ＳｉＣ製の素子であっても、結局のところ、電力損失を無視することができないという課題あった。
　そこで、本発明は、ＳｉＣ製のパワー半導体を使用しながら、電力損失が少ない電力変換装置等を提供することを目的とする。
　本発明者は、ＳｉＣ製パワー半導体の耐電圧特性を下げても、パワートランジスタのスイッチング速度を調整することにより、電力損失を低減しながら、スイッチング時のサージ電圧を抑制できるという知見を得た。
　本発明は、当該知見に基づいて、前記目的を達成するために、電力変換装置のＳｉＣ製パワー半導体の耐電圧が基準電圧の２倍を上限としたものであっても、耐電圧特性の電圧を超える電圧が印加されないように、ＳｉＣ製パワートランジスタをスイッチング動作させるようにした。
　また本発明においては、電力変換装置のＳｉＣ製パワートランジスタの制御方法として、電力変換装置のＳｉＣ製パワー半導体の耐電圧が基準電圧の２倍を上限としたものであっても、耐電圧特性の電圧を超える電圧が印加されないように、ＳｉＣ製パワートランジスタをスイッチング動作させるようにした。
　本発明によれば、ＳｉＣ製のパワー半導体を使用しながら、電力損失が少ない電力変換装置等を実現できる。
第１の実施の形態による電力変換装置を示す回路図である。 本実施の形態による電力変換装置の一部を示す回路図である。 ＳｉＣ製パワー半導体のＭＯＳＦＥＴの平面及び断面である。 ＳｉＣ製パワー半導体のＳＢＤの平面及び断面である。 第１の実施の形態による電力変換装置の外観を示す。 第２の実施の形態による電力変換装置の外観を示す。 第３の実施の形態によるパワートランジスタのスイッチング動作を示す波形図である。 第４の実施の形態による電力変換装置を示す回路図である。
　以下図面について、本発明の一実施の形態を詳述する。以下の実施の形態においては、便宜上その必要があるときは、複数のセクションまたは実施の形態に分割して説明するが、特に明示した場合を除き、それらは互いに無関係なものではなく、一方は他方の一部または全部の変形例、詳細、補足説明等の関係にある。また、以下の実施の形態において、要素の数等（個数、数値、量、範囲等を含む）に言及する場合、特に明示した場合及び原理的に明らかに特定の数に限定される場合等を除き、その特定の数に限定されるものではなく、特性の数以上でも以下でもよい。
　さらに、以下の実施の形態において、その構成要素（要素ステップ等も含む）は、特に明示した場合および原理的に明らかに必須であると考えられる場合等を除き、必ずしも必須のものではないことは言うまでもない。同様に、以下の実施の形態において、構成要素等の形状、位置関係等に言及するときは、特に明示した場合および原理的に明らかにそうでないと考えられる場合等を除き、実質的にその形状等に近似または類似するもの等を含むものとする。このことは、数値および範囲についても同様である。
（１）第１の実施の形態
（１－１）本実施の形態による電力変換装置の構成
　図１において、１は全体として本実施の形態による直流交流変換を行う電力変換装置を示す。この電力変換装置１は、パワー半導体である素子Ａ，Ｂ，Ｃ、フィルタコンデンサＦＣ及び制御装置５を備える。パワー半導体の駆動用の回路などである制御装置５によって、素子Ａ，Ｂ，Ｃは制御される。
　図１に示すように、電力変換装置１には、架線ＰＡＮ、接地スイッチＧＳ、鉄道車両の台車を駆動するための動力源となる主電動機ＭＭ１，ＭＭ２，ＭＭ３，ＭＭ４、主スイッチＭＳ、高速度遮断器ＨＢ、断流器ＬＢ１，ＬＢ２、フィルタコンデンサＦＣが充電される際に利用される充電抵抗ＣＨＲ及びノイズ電流を遮断するフィルタリアクトルＦＬが接続されている。
　架線ＰＡＮには、１．５ｋＶの電圧が印加されており、主スイッチＭＳは、架線ＰＡＮから電力変換装置１などを電気的に切り離すために用い、接地スイッチＧＳは、接地側と電力変換装置１とを電気的に切り離すために用いる。
　高速度遮断器ＨＢは、電力変換装置１で事故が発生した際に、電力変換装置１から架線ＰＡＮへ流れる事故電流を遮断する。また、断流器ＬＢ１は電力変換装置１が動作不良となった場合に開放され、断流器ＬＢ２はフィルタコンデンサＦＣを充電する場合に開放される。
　フィルタコンデンサＦＣには、架線電圧と同じ１．５ｋＶの直流電圧が印加され、素子Ａ，Ｂ，Ｃの耐電圧は、１．５ｋＶより高く１．５ｋＶの２倍よりも低い、１．５ｋＶの１．５倍に１割程度の余裕を持たせた例えば２．５ｋＶとする。
　なお、半導体の素子の耐電圧は一般的に、次式
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 のように求められる。従来は、瞬時最大電圧見込み率を２倍としていたが、１．５倍と見積もることで、耐電圧は２．５ｋＶと算出できる。また、安全率をかけずに、３ｋＶと見積もってもよい。
　素子Ａ，Ｂ，Ｃは、それぞれ３相交流のＵ相、Ｖ相及びＷ相に相当する。また素子Ａの寄生インダクタンスはＬｕｐ，Ｌｕｎであり、素子Ｂの寄生インダクタンスはＬｖｐ，Ｌｖｎであり、素子Ｃの寄生インダクタンスはＬｗｐ，Ｌｗｎである。電力変換装置１のインダクタンスはＬｓｐ，Ｌｓｎとする。
　素子Ａ，Ｂ，Ｃは、図２に示す素子構成要素１０を備える。素子構成要素１０は、炭化ケイ素（ＳｉＣ）製ＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）であるＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ１１及び炭化ケイ素（ＳｉＣ）を材料としたＳＢＤであるＳｉＣ－ＳＢＤ１２から構成される。また、素子構成要素１０は１つのパッケージに同梱される。
　図３は、スイッチング素子としてのＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ１１を示しており、図３（Ａ）は上から見た平面図であり、図３（Ｂ）はＡ－Ａ’断面図である。図３（Ａ）においては、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ１１の外形は矩形としているが、正方形でもよい。
　図３（Ａ）に示すように、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ１１のチップの上面には、ゲート電極ＧＰｍ及びソース電極ＳＰｍが電気的に絶縁された状態で配置されている。また図３（Ｂ）に示すように、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ１１のチップの下面には、ドレイン電極ＤＲｍが配置され、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ１１のゲート、ソース及びドレインの３端子を形成している。
　なお図示していないが、ソース電極ＳＰｍ、ゲート電極ＧＰｍ及びドレイン電極ＤＲｍの各極は金属配線層を介して各電極パッドに接続される。
　図３（Ｂ）において、ソース電極ＳＰｍの下には、活性素子１５が配置されている。活性素子１５は、図３（Ａ）におけるＡ－Ａ’線の箇所に配置される。活性素子１５のソース層Ｎ＋は、ｎ＋型の領域であり、ソース電極ＳＰｍに接続される。
　また活性素子１５のソース層Ｎ＋は、接合領域ＪＦＴを介してドリフト層ＤＦＴに接続される。なお接合領域ＪＦＴは、ゲート電極ＧＰｍに正電圧が印加される際に、酸化膜Ｔｏｘ直下のｐ型の領域であるベース層Ｐ内に形成されるチャネルである。なお酸化膜Ｔｏｘはゲート電極ＧＰｍの下に形成される。
　またドリフト層ＤＦＴは、ｎ－型の領域であり、素子Ａ，Ｂ，Ｃの耐電圧を確保する役目を担う。基板ＳＵＢは、ドリフト層ＤＦＴの下に設置されるｎ＋型の領域であり、ドレイン電極ＤＲｍが接続される。
　従来の構造においては、ドリフト層ＤＦＴの膜厚であるドリフト層膜厚ｔＤＲＴは３０μｍほどの厚さであり、この厚さを確保することで、３．３ｋＶという素子Ａ，Ｂ，Ｃの耐電圧を確保している。
　なお、この耐電圧は、素子Ａ，Ｂ，Ｃへの通電の際に、素子Ａ，Ｂ，Ｃの内部抵抗であるチャネル抵抗Ｒｃｈ、接合領域抵抗Ｒｊｆｅｔ及びドリフト抵抗Ｒｄｆｔによって発生する導通損失を考慮して設計されている。なおチャネル抵抗Ｒｃｈ、接合領域抵抗Ｒｊｆｅｔ及びドリフト抵抗Ｒｄｆｔはそれぞれ接合領域ＪＦＴ以外のベース層Ｐ、接合領域ＪＦＴ及びドリフト層ＤＦＴが持つ抵抗である。
　内部抵抗に占める割合は、ドリフト抵抗Ｒｄｆｔが最も大きく導通損失の値への影響も最も大きい。このため、本発明においてはドリフト抵抗Ｒｄｆｔの抵抗値を減らして導通損失を減らすことで、導通損失による発生する熱の量も減らすことができ、熱を冷やすための冷却器を小型化することができる。言うまでもないが、冷却器の小型化は、電力変換装置１の小型化につながる。
　ドリフト抵抗Ｒｄｆｔの抵抗値を減らす方法としては、例えば、ドリフト層膜厚ｔＤＲＴを３０μｍより薄くすることや、ドリフト層ＤＦＴの不純物濃度を３×１０－１５ｃｍ－３より小さくすることが挙げられる。
　図４は、還流ダイオードであるＳｉＣ－ＳＢＤ１２を示しており、図４（Ａ）は上から見た平面図であり、図４（Ｂ）はＡ－Ａ’断面図である。図４に示すように、ＳｉＣ－ＳＢＤ１２はアノード電極パッドＡＰ、基板ＳＵＢｄ、ドリフト層ＤＦＴｄ、アクティブ領域ＡＣＴｄ、ターミネーション領域ＴＭｄ、チャネルストップ領域ＣＨＳＴＰｄ、表面電極ＩＬ１、ストップ領域電極ＩＬ２、パッシベーション膜ＩＬ３、裏面電極Ｃａｔｈｏｄｅを備える。
　なお、表面電極ＩＬ１及びストップ領域電極ＩＬ２よりも上に形成されたパッシベーション膜および樹脂膜などは図４において省略している。還流ダイオードであるＳｉＣ－ＳＢＤ１２において、裏面電極Ｃａｔｈｏｄｅの上にｎ＋型である基板ＳＵＢｄが設置され、基板ＳＵＢｄの上にｎ－型のドリフト層ＤＦＴｄが形成されている。
　また、ドリフト層ＤＦＴｄの上には、表面電極ＩＬ１及びパッシベーション膜ＩＬ３を保護するｐ＋型とｐ型のターミネーション領域ＴＭｄ、ｐ＋型のアクティブ領域ＡＣＴｄ及びｎ＋型のチャネルストップ領域ＣＨＳＴＰｄが形成されている。
　また、ｐ＋型のターミネーション領域ＴＭｄの上には、表面電極ＩＬ１が形成され、ターミネーション領域ＴＭｄ及びチャネルストップ領域ＣＨＳＴＰｄの上には、パッシベーション膜ＩＬ３が形成され、チャネルストップ領域ＣＨＳＴＰｄの上には、チャネルストップ領域ＣＨＳＴＰｄに接続するストップ領域電極ＩＬ２が形成されている。
　なおＳｉＣ－ＳＢＤ１２の中央部にあるアクティブ領域ＡＣＴｄは、ｐ＋領域とｎ－領域が交互に形成されたいわゆるＪＢＳ（Junction Barrier Schottky）構造であり、耐電圧を確保するための構造であるＪＴＥ（Junction Termination Extension）構造ではない。
　従来の構造においては、ドリフト層ＤＦＴｄの膜厚であるドリフト層膜厚ｔＤＲＴｄは３０μｍほどの厚さであり、この厚さを確保することで、３．３ｋＶという素子Ａ，Ｂ，Ｃの耐電圧を確保している。
　ドリフト抵抗の抵抗値を減らす方法としては、例えば、ドリフト層膜厚ｔＤＲＴｄを３０μｍより薄くすることや、ドリフト層ＤＦＴｄの不純物濃度を３×１０－１５ｃｍ－３より小さくすることが挙げられる。
　また、ＳｉＣ－ＳＢＤ１２の各部位の個別の機能については一般的な整流素子を実現するためのものであるため、ここでは説明を省略する。
　なお素子Ａ，Ｂ，Ｃの耐電圧を２．５ｋＶとする場合は、パワートランジスタのドリフト層膜厚ｔＤＲＴを１５μｍ以下とし、かつ、パワーダイオードのドリフト層膜厚ｔＤＲＴｄを１５μｍ以下とすることで実現する。
　図５は、電力変換装置１の外観図を示す。図５に示すように、一般的な鉄道車両における電力変換装置では、過大電圧によってパワー半導体に発生する熱を冷やすために、３相のハイサイド（以下、上アーム側とする）及びローサイド（以下、下アーム側とする）に１つのパワー半導体を対応付けるため６個のパワー半導体を１つの金属板（以下、ヒートブロックとする）を取り付け、さらにヒートブロックにヒートブロック冷却を行う大型の冷却器を設置している。
　ここでいうパワー半導体とは、例えば２０個などの一定のチップ数を含む単位を示している。また、鉄道車両用の電力変換装置に使用するため、定格電流は１相分で、６００Ａ～１２００Ａのパワー半導体を想定している。
　なお大型の冷却器が電力変換装置には設置されており、電力変換装置は鉄道車両において一定の割合を占領しているため鉄道車両の空間に余裕がなく、例えば蓄電池などの新しい機器の設置などができない。鉄道車両の空間に余裕ができれば、新しい機器を設置して鉄道車両の省エネルギー化を図ることができる。
　図５においては、冷却器の奥行を従来の長さの半分にしている。なお、素子Ａは、素子構成要素１０を最小単位として、従来のように素子Ａ１及び素子Ａ２に分割することが可能である。同様に素子Ｂは素子Ｂ１及び素子Ｂ２に、素子Ｃは素子Ｃ１及び素子Ｃ２に分割することが可能である。
　図５（Ａ）は、冷却器の高さＨＨＰ１及び幅ＷＨＰ１は従来の長さと変わらないが、冷却器の奥行きＬＨＰ１が従来の長さに比べて半分程度となっている。なおヒートブロック及び素子Ａ１，Ａ２，Ｂ１，Ｂ２，Ｃ１，Ｃ２の配置は従来から変更はない。
　ここで、冷却器の高さ方向は、鉄道車両の高さ方向とし、幅方向は、線路のレール方向である鉄道車両の進行方向とし、奥行き方向は、線路の枕木方向である鉄道車両の幅とする。
　なお図５（Ｂ）のように、素子Ａ１，Ａ２，Ｂ１，Ｂ２，Ｃ１，Ｃ２の配置が変更され、冷却器の高さＨＨＰ２及び幅ＷＨＰ２の比率が図５（Ａ）と逆になってもよい。さらには、電力変換装置１の各部を耐熱温度まで冷却できるような冷却器の体積であれば、冷却器の体積を必要最小限に小さくしてよい。
　ここで、冷却器は冷媒を用いるヒートパイプ型が望ましいが、発熱量が従来に比べて少ないため、コストが低いが冷却能力も低いアルミヒートシンク型でもよいものとする。
（１－２）本実施の形態の効果
　以上のように本実施の形態の電力変換装置１では、ドリフト層膜厚ｔＤＲＴを従来よりも薄くしたり、ドリフト層ＤＦＴの不純物濃度を従来よりも小さくしたりすることで素子Ａ，Ｂ，Ｃの耐電圧を架線電圧の２倍よりも低い値とし、冷却器の奥行の長さを半分程度とすることができる。
　従って本電力変換装置１によれば、従来よりも耐電圧が低いパワー半導体を利用することで冷却器の体積を半減して、電力変換装置１を小型化することができる。なお素子Ａ１，Ａ２，Ｂ１，Ｂ２，Ｃ１，Ｃ２の配置を変更することなどで、様々な車両の床下への設置に対応できる。
（２）第２の実施の形態
　第１の実施の形態においては、パワー半導体の個数を従来通り６個としたが、図６に示すようにパワー半導体の個数を１相あたり１つとして３個としてもよい。図６においては、素子Ａ，Ｂ，Ｃはいわゆる２ｉｎ１型である。
　１相に必要なチップ数が、第１の実施の形態においては、パワー半導体が２つ分の４０個だったのに対し、本実施の形態では、２ｉｎ１型のパワー半導体を使用することで２０個とすることができる。
　しかしながら、パワー半導体内のチップ数を削減すると、１チップ当たりの部品の集約密度が増え１チップ当たりの導通損失は増加してしまい、発生する熱量も増加するため、パワー半導体の導通損失が増加し、導通損失によって発生する熱量も増加してしまう。このため、冷却器の冷却性能は、従来通りとする必要があり、冷却器の体積は従来通りとする。
　なお、２ｉｎ１型のパワー半導体では、部品を集約して配置するためループ面積が小さくなり１つのパワー半導体当たりの寄生インダクタンスが１０ｎＨ程度と小さくなり、パワー半導体のスイッチング動作時の瞬時最大電圧（以下、サージ電圧とする）が小さくなり、パワー半導体の耐電圧を低減できる。
　パワー半導体数を半減することで、冷却器の体積は従来通りとしても、電力変換装置１を小型化することができる。なお素子Ａ，Ｂ，Ｃの配置は図６（Ａ）のように冷却器の高さ方向に並べてもよいし、図６（Ｂ）のように冷却器の幅方向に並べてもよい。
　従って本電力変換装置１によれば、２ｉｎ１型のパワー半導体を使用することで電力変換装置１を小型化することができる。なお素子Ａ，Ｂ，Ｃの配置を変更することなどで、様々な車両の床下への設置に対応できる。
（３）第３の実施の形態
　第１及び第２の実施の形態においては、パワートランジスタのスイッチング動作は従来通り、図７に示す点線のような動作としているが、図７の実線で示すような動作としてもよい。なおスイッチング動作には、パワートランジスタ内のスイッチをＯＮにしてパワートランジスタを導通状態にするターンオン動作とスイッチをＯＦＦにするターンオフ動作がある。なお、制御装置５は、例えば図７（Ａ）のようにゲートソース間電圧ＶＧＳを変更することによって素子Ａ，Ｂ，Ｃのスイッチング動作を制御する。
　従来は基本的なスイッチング動作として、まずゲートエミッタ間電圧ＶＧＥを、負の値である待機電圧－ＶＫＫから駆動電圧ＶＰＰに遷移させるターンオン動作が行われる。この際に、コレクタエミッタ間電圧ＶＣＥが高電位側電圧ＶＣＣからスイッチＯＮ時電圧ＶＯＮに低下する。
　逆に、コレクタ電流ＩＣは０Ａから定格電流であるスイッチ電流ＩＳＷまで上昇する。バイポーラ型のｐｎダイオードが還流ダイオードとして使われているパワー半導体を使用するような従来の場合、リカバリ電流が重畳するため、コレクタ電流ＩＣには瞬時的に大量の電流が流れ（以下、瞬時最大電流とする）、場合によってはパワー半導体の定格電流容量を超えてしまい、パワー半導体が想定外の熱量で発熱してしまう。
　これに対して、ターンオフ動作の際は、ゲートエミッタ間電圧ＶＧＥは、駆動電圧ＶＰＰから待機電圧－ＶＫＫに遷移する。この際、パワートランジスタは非導通状態となるため、コレクタエミッタ間電圧ＶＣＥは、スイッチＯＮ時電圧ＶＯＮから高電位側電圧ＶＣＣに遷移し、コレクタ電流ＩＣはスイッチ電流ＩＳＷから０Ａへ低下する。
　バイポーラ型のパワートランジスタを使用するような従来の場合、少数キャリアがチップ内に残留するためコレクタ電流ＩＣが０Ａへ低下するのに時間がかかる（以下、テイル電流とする）。このためターンオフ動作時の電力損失であるターンオフ損失ＥＯＦＦはターンオン動作時の電力損失であるターンオン損失ＥＯＮと比較して大きくなる。言うまでもないが、ターンオフ損失ＥＯＦＦ及びターンオン損失ＥＯＮは、導通損失の一部である。
　このため、従来はパワー半導体の導通損失を抑えるためには主に、ターンオフ動作時のターンオフ損失ＥＯＦＦを削減するのが効果的であり、一般的に、ターンオフ動作の際の、ゲートエミッタ間電圧ＶＧＥの駆動電圧ＶＰＰから待機電圧－ＶＫＫへの遷移時間を短くすることで導通損失が最小限に抑えられる。
　しかしながら、ターンオフ動作の際の、ゲートエミッタ間電圧ＶＧＥの駆動電圧ＶＰＰから待機電圧－ＶＫＫへの遷移時間を短くするとコレクタエミッタ間電圧ＶＣＥにおいて瞬時最大電圧が発生してしまい、パワー半導体の耐電圧を高くする必要があった。これに対して、本実施の形態のパワートランジスタにおいては、ターンオン動作及びターンオフ動作の遷移時間を長くする。実際上は、図７（Ａ）～（Ｄ）に示すような動作となる。
　図７（Ａ）は、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング動作におけるゲートソース間電圧ＶＧＳの時間による推移を示している。なお、従来では、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を使用することもある為、ゲートソース間電圧ＶＧＳに相当するゲートエミッタ間電圧ＶＧＥという表記を併用している。
　図７（Ｂ）は、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング動作におけるドレインソース間電圧ＶＤＳの時間による推移を示している。なお、従来では、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を使用することもある為、ドレインソース間電圧ＶＤＳに相当するコレクタエミッタ間電圧ＶＣＥという表記を併用している。
　図７（Ｃ）は、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング動作におけるドレイン電流ＩＤの時間による推移を示している。なお、従来では、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を使用することもある為、ドレイン電流ＩＤに相当するコレクタ電流ＩＣという表記を併用している。
　図７（Ｄ）は、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング動作における電力損失であるスイッチング損失を示している。スイッチング損失は、ターンオン時のターンオン損失ＥＯＮとターンオフ時のターンオフ損失ＥＯＦＦとを含む。スイッチング損失はエネルギーであり、図７（Ｄ）に示すように電流と電圧が重複した部分がその値となる。なお図７（Ｄ）に示すように導通損失の一部である内部抵抗が小さければ、電力損失を低くすることができる。
　以上のように、本実施の形態におけるパワートランジスタでは、ゲートソース間電圧ＶＧＳの遷移時間を長くするような制御としている。このことで、ドレインソース間電圧ＶＤＳ及びドレイン電流ＩＤの遷移時間が長くなる。このため、スイッチング動作の速度が遅くなり、ドレインソース間電圧ＶＤＳの瞬時最大電圧を抑えることができる。よってパワー半導体の耐電圧を最小限に抑えられる。
　本実施の形態によれば、（１）式中の瞬時最大電圧見込み率を１．２倍程度とすることができ、パワー半導体の耐電圧を２．０ｋＶ程度に低減することが可能である。
　ＳｉＣを材料とした素子はユニポーラ型の素子であるため、ＩＧＢＴ素子に発生するようなターンオン時のリカバリ電流の重畳がないため、ターンオン時の瞬時最大電流が少なくターンオン損失ＥＯＮを低減できる。
　またターンオフ時も少数キャリアが存在しないためテイル電流がなく、ターンオフ損失ＥＯＦＦを低減できる。言い換えれば、ターンオフ動作時の際のゲートソース間電圧ＶＧＳの駆動電圧ＶＰＰから待機電圧－ＶＫＫへの遷移時間を従来より短くすることができ、ドレインソース間電圧ＶＤＳにおいての瞬時最大電圧を小さく抑制することができ、パワー半導体の耐電圧を低減することが可能となる。
　以上のように、従来のスイッチング動作の速度を遅くして利用する本発案においても、図７（Ｄ）の斜線部に示したターンオフ損失ＥＯＦＦ及びターンオン損失ＥＯＮの合計は従来よりも小さくできるため、電力変換装置１の冷却器の体積も削減でき電力変換装置１を小型化できる。
　なお、本実施の形態ではパワー半導体にＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ１１及びＳｉＣ－ＳＢＤ１２を含む構成した場合について述べているが、パワー半導体にＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ１１及びＳｉＣ－ＳＢＤ１２を含まなくてもよいものとする。
（４）第４の実施の形態
　第１～第３の実施の形態においては、電力変換装置１は直流電力を交流電力に変換する装置であったが、図８に示すように交流電力の電圧を降圧させる装置としてもよい。
　図８に示す電力変換装置２は、電力変換装置１にさらに素子Ｄ，Ｅから構成されるフルブリッジ型コンバータ２０を追加した構成となり、パワー半導体の駆動用の回路などである制御装置２１が素子Ａ～Ｅを制御する。フルブリッジ型コンバータ２０は電力変換装置１と２０ｋＶや２５ｋＶといった交流電圧がかかる架線ＡＣＰＡＮとの間に設置されており、架線ＡＣＰＡＮとフルブリッジ型コンバータ２０とは、主変圧器ＭＴＲを介して接続されている。
　フルブリッジ型コンバータ２０に関しても、第１～第３の実施の形態と同様に冷却器の体積を変更したり、必要なパワー半導体の台数を変更したり、スイッチング動作の速度を遅くしたりすることで、小型化をすることができる。
（５）その他の実施の形態
　上述の実施の形態は、本発明を分かり易く説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、実施の形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
　例えば、上述の実施の形態においては、一例として鉄道車両に用いられる電力変換器について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、風力発電システムや太陽光発電システムなどにも適用することができる。
　１，２……電力変換装置、５，２１……制御装置、１０……素子構成要素、１１……ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ、１２……ＳｉＣ－ＳＢＤ、１５……活性素子、２０……フルブリッジ型コンバータ。

Claims (9)

  1. 　基準電圧を運転電圧に変換する電力変換装置において、
    　ＳｉＣ製パワー半導体と、
    　前記ＳｉＣ製パワー半導体を駆動する制御回路と、
    　を備え、
    　前記ＳｉＣ製パワー半導体のそれぞれは、前記基準電圧の２倍を上限とする耐電圧特性を備え、
    　前記制御回路は、前記耐電圧特性の電圧を超える電圧が印加されないように、ＳｉＣ製パワートランジスタのそれぞれをスイッチング動作させる
    　電力変換装置。
  2. 　前記ＳｉＣ製パワー半導体は、ＳｉＣ製ＭＯＳＦＥＴと、ＳｉＣ製ＳＢＤとが１パッケージに同梱されたものからなり、
    　前記ＳｉＣ製ＭＯＳＦＥＴのドリフト層の膜厚が前記耐電圧特性に応じて設定されている
    　請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記ＳｉＣ製パワー半導体は、前記基準電圧の１．５倍を上限とする前記耐電圧特性を備える
    　請求項２記載の電力変換装置。
  4. 　前記電力変換装置は、前記基準電圧としての架線直流電圧を、複数の前記ＳｉＣ製パワー半導体によって３相交流電圧に変換し、当該３相交流電圧を負荷に供給し、
    　１相分の上アーム側の前記ＳｉＣ製パワー半導体と下アーム側の前記ＳｉＣ製パワー半導体とが、１パッケージに形成されてなる
    　請求項１記載の電力変換装置。
  5. 　前記ＳｉＣ製パワー半導体の定格電流容量は６００Ａ以上１２００Ａ以下である
    　請求項４記載の電力変換装置。
  6. 　前記ＳｉＣ製パワー半導体のドリフト層の膜厚が、３０μｍ以下である
    　請求項１記載の電力変換装置。
  7. 　前記ＳｉＣ製パワー半導体のドリフト層の膜厚が、１５μｍ以下である
    　請求項２記載の電力変換装置。
  8. 　前記ＳｉＣ製パワー半導体を冷却するためのアルミニウムを材料とする冷却器をさらに備え、前記冷却器は冷媒を利用しない
    　請求項１記載の電力変換装置。
  9. 　基準電圧を運転電圧に変換する電力変換装置における電力変換方法において、
    　前記電力変換装置は、
    　ＳｉＣ製パワー半導体と、
    　前記ＳｉＣ製パワー半導体を駆動する制御回路と、
    　を備え、
    　前記ＳｉＣ製パワー半導体のそれぞれは、前記基準電圧の２倍を上限とする耐電圧特性を備え、
    　前記制御回路は、前記耐電圧特性の電圧を超える電圧が印加されないように、ＳｉＣ製パワートランジスタのそれぞれをスイッチング動作させる
    　電力変換方法。
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