JP6641782B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

半導体素子を使用した電力変換装置に関する。

従来の技術

電力変換装置の一例として、よく知られている３相インバータを図１１に示す。この図１１において、Ｖｓは交流電源、Ｄrecは交流電源を直流に変換する整流回路、Ｃｍは電圧を平滑するコンデンサ、ＩＮＶは直流電力を３相の交流電力に変換するインバータ、Ｍはモータなどの負荷である。インバータＩＮＶはＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）などの半導体スイッチＳｕ、Ｓｖ、Ｓｗ、Ｓｘ、Ｓｙ、Ｓｚで構成され、制御装置ＣＮＴの指令にしたがって運転される。

図１２は、図１１のインバータＩＮＶの構成部分の１相分を取り出して示した回路であり、半導体スイッチＳｕ、Ｓｘは、ＩＧＢＴなどの半導体スイッチ素子Ｑｕ、Ｑｘに、通常のＳｉ（シリコン）で形成された還流ダイオードＤｕ、Ｄｘをそれぞれ逆並列接続して構成される。これは、半導体スイッチ素子Ｑｕ、Ｑｘのスイッチング動作に伴い発生する、交流端子ＡＣｕに接続された誘導性負荷の蓄積エネルギーを還流させる働きをする。

図１３は、図１２に示した逆並列接続された還流ダイオードＤｕ、Ｄｘをワイドバンドギャップ半導体の代表例であるＳｉＣ（炭化珪素）で形成したショットキーバリアダイオードＳＢＤｕ、ＳＢＤｘで構成して例を示している。図１２および図１３に示した還流ダイオードＤｕ、Ｄｘ、ＳＢＤｕ、ＳＢＤｘは、各対向アームに位置する半導体スイッチ素子ＱｕまたはＱｘがターンオンする際に、逆回復動作をする。

この逆回復動作を、図１２に示した従来のＳｉダイオードＤｕ、Ｄｘを用いた例について、図１４を用いて説明する。半導体スイッチ素子Ｑｕがオフして、負荷Ｌoadに流れている電流Ｉｏが、図１４（ａ）に実線矢印で示すようにダイオードＤｕを通して流れているときに、対向アームの半導体スイッチ素子Ｑｘがオンすると、負荷に流れている電流Ｉｏは、図１４（ｂ）に実線矢印で示すように半導体スイッチ素子Ｑｘに転流する。このとき、ダイオードＤｕにコンデンサＣｍから逆電圧が印加されることになるが、点線矢印で示すようにコンデンサＣｍ、ダイオードＤｕ、半導体スイッチ素子Ｑｘの経路で逆回復電流Ｉrgaが一瞬流れる。これを模式的に示したのが図１５である。還流ダイオードをＳｉダイオードＤｕで構成した場合は、図１５（ａ）のようになり、ダイオードＤｕに逆向きの大きなピーク電流Ｉｐｈが流れることになる。この電流は半導体スイッチ素子Ｑｘに流れる負荷電流Ｉｏに重畳されるため、半導体スイッチ素子Ｑｘのスイッチング損失（ターンオン損失）とダイオードＤｕの逆回復損失という形で損失が発生し、電力変換装置の効率を低下させる。

一方、ワイドギャップ半導体の代表例であるＳｉＣショットキーバリアダイオードＳＢＤｕ、ＳＢＤｘを、図１３に示すように還流ダイオードに適用すると、図１５（ｂ）に示すように逆回復電流のピーク電流ＩｐはＩｐｌと小さくなり、発生損失も低減されるようになる。

しかし、ＳｉＣショットキーバリアダイオードは、その高速スイッチング特性のため、回路内部の寄生インダクタンスと容量によって、図１５（ｂ）に示すように高い周波数の寄生振動Ａが発生する。この寄生振動は、ノイズとなって外部へ伝播される。

このようにＳｉＣショットキーバリアダイオードを還流ダイオードとしたとき、この還流ダイオードの逆回復動作で発生する振動電流によるノイズを低減するための手段として、特許文献１には、図１６に示すように、半導体スイッチ素子の還流ダイオードとして、ＳｉダイオードＤｕ，ＤｘとＳｉＣショットキーバリアダイオードＳＢＤｕ、ＳＢＤｘをそれぞれ並列接続して用いることが示されている。

図１６に示すように、還流ダイオード回路ＦＷＤを、ＳｉダイオードＤとＳｉＣショットキーバリアダイオードＳＢＤを並列接続して構成すると、ノイズの低減が可能になる。しかし、ＳｉＣショットキーバリアダイオードＳＢＤは、その特性から順方向のオン電圧ＶＦがＳｉダイオードＤより高く、導通損失が増加する問題がある。

図１７（ａ）はＳｉダイオードＤの電圧‐電流特性を示し、図１７（ｂ）はＳｉＣショットキーバリアダイオードＳＢＤの電圧‐電流特性を示す。図１７（ａ）、（ｂ）は、いずれも、横軸はダイオードの順方向電圧ＶＤを示し、縦軸はダイオードに流れる順方向電流ＩＤを示している。

何れのダイオードの電圧‐電流特性も温度依存性があり、それぞれの順方向電圧が温度によって変化するが、ＳｉダイオードＤは、図１７（ａ）に示すように、温度が低温から高温に変化すると、順方向電圧はＶＦ１ａからＶＦ２ａにわずかに上昇するにとどまり、比較的温度依存性が小さい。これに対して、ＳｉＣショットキーバリアダイオードＳＢＤは、正の温度特性が顕著であり、図１７（ｂ）に示すように、低温から高温に変化すると、順方向電圧がＶＦ１ｂからＶＦ３ｂに大幅に上昇し、特に大電流時にはＳｉダイオードＤに比べて順方向電圧が大きくなるので、導通損失が著しく増加する。

特許文献１のように、ＳｉダイオードＤとＳｉＣショットキーバリアダイオードＳＢＤを並列接続した場合、還流電流がＳｉダイオードＤとＳｉＣショットキーバリアダイオードＳＢＤの双方を流れるために、逆回復電流の流れる期間は、逆回復電流の小さいＳｉＣショットキーバリアダイオードＳＢＤに流し、寄生振動の発生する期間は、寄生振動の小さいＳｉダイオードに流すことにより、逆回復電流のピークを抑え、かつ寄生振動を小さくすることができる。また、導通開始時は、順方向電圧の小さいＳｉダイオードが先に導通することになるので、順方向電圧を低くすることができる。このため、特許文献１の還流ダイオードによれば、導通損失を低減することができるだけでなく、ノイズの発生を抑えることができる。

しかし、このように構成した半導体スイッチ素子で構成した電力変換装置を、スイッチング周波数の低い動作で駆動される装置に置き換えることを考えた場合には、スイッチング周波数の比較的高い運転領域で損失低減が見込めるが、スイッチング周波数の低い運転領域では損失の低減量が小さく、ＳｉＣショットキーバリアダイオードＳＢＤの順方向電圧ＶＦの高さが導通損失の増加を招き、大電流で使用する領域においては、結果として冷却装置が大きくなり、装置の大型化を引き起こしてしまう。一方で、ＳｉダイオードのチップＤへの電流配分を大きくすると、Ｓｉダイオードの逆回復損失が支配的となって損失が大きくなってしまい、ＳｉＣショットキーバリアダイオードの逆回復電流が小さく逆回復損失が小さいといったメリットを阻害される問題がある。

特許第５６６３０７５号

この発明は、半導体スイッチ素子の還流ダイオード回路として、ＳｉダイオードとＳｉＣショットキーバリアダイオードとの並列回路を備えた電力変換装置において、両ダイオードの特徴を活かして、より低損失な電力変換装置を提供することを課題とするものである。

前記の課題を解決するため、この発明は、半導体スイッチ素子に還流ダイオードを逆並列接続して構成した半導体スイッチで構成した電力変換装置において、前記還流ダイオードを、シリコンダイオードとワイドバンドギャップを有するダイオードとを並列接続して構成し、かつ前記シリコンダイオードと直列にインダクタンス要素を挿入接続したことを特徴とする。

この発明においては、インダクタンス要素は、前記半導体スイッチ素子と前記シリコンダイオードとを接続する配線自身によって形成するのがよい。

また、この発明において、前記インダクタンス要素は、前記シリコンダイオードと、前記半導体スイッチ素子とを接続する配線に磁性体を磁気的に結合して形成することができる。

さらに、この発明による電力変換装置は、鉄道車両を駆動する電力変換装置とすることができる。

この発明によれば、Ｓｉダイオードのオン電圧の低さによる損失低減効果、ワイドバンドギャップを有するダイオード（ＳｉＣショットキーバリアダイオード）の過渡動作による逆回復損失低減効果を最大限に活かすことができるので、例えば鉄道車両など比較的運転パターンが複雑かつ広範囲にわたる装置においても損失を低減することができる。

この発明の第１の実施例を示す回路構成図。 この発明の第１の実施例のモジュールを示すもので、（ａ）は、回路構成図、（ｂ）は、モジュールの内部構成図。 この発明の第１の実施例の動作説明図。 この発明の第１の実施例の動作波形図。 この発明の第２の実施例を示すモジュールの内部構成図。 この発明の第３の実施例を示すモジュールの内部構成図。 この発明の第１の実施例の別の形態を示す回路構成図。 この発明を適用した電力変換装置の動作を説明する動作特性図。 この発明を適用した電力変換装置の動作を説明する別の動作特性図。 図８、図９における動作遷移図。 従来の電力変換装置としての３相インバータを示す回路構成図。 図１１におけるＳｉダイオードを適用した１相分の構成を示す回路構成図。 図１１におけるＳｉＣダイオードを適用した１相分の構成を示す回路構成図。 図１２に示す回路の過渡動作を説明する図。 図１４の過渡動作波形図。 従来の電力変換装置の１相分の構成を示す回路構成図。 従来のSiダイオードおよびＳｉＣダイオードの静特性を示す特性線図。

この発明の実施の形態を図に示す実施例について説明する。

この発明の第１の実施例を図１〜図４に示す。これらの図において、図１２や図１３に示す従来装置と同じ構成要素には、同じ符号を付している。

図１は、ＩＧＢＴや、ＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチ素子Ｑｕ、Ｑｘを直列接続して構成した電力変換装置の１相分の回路構成を示す。

半導体スイッチ素子Ｑｕ、Ｑｘには、それぞれ、通常のシリコン（Ｓｉ）で構成されたＳｉダイオードＤｕ、Ｄｘと、ワイドギャップ素材である炭化珪素（ＳｉＣ）で構成されたＳｉＣショットキーバリアダイオードＳＢＤｕ、ＳＢＤｘを並列接続して構成した還流ダイオード回路ＦＷＤが逆並列に接続される。さらに、ＳｉダイオードＤｕ、Ｄｘにはそれぞれインダクタンス要素Ｌｕ，Ｌｘが直列に挿入接続されている。このインダクタンス要素は、磁気飽和が生じないように構成する。

図２は、図１の上アームＵの部分を取り出して示すものであり、（ａ）は回路構成を示し、（ｂ）はモジュール内部の構成を示すものである。

図２（ａ）に示す回路の半導体スイッチ素子Ｑｕ、ＳｉダイオードＤｕ、ＳｉＣショットキーバリアダイオードＳＢＤｕは、図２（ｂ）に示すように、共通の絶縁基板Ｓ上にコレクタ端子板Ｃを介して配置される。半導体スイッチ素子ＱｕとＳｉダイオードＤｕ、ＳｉＣショットキーバリアダイオードＳＢＤｕは２並列設けられており、相互に、ボンディングワイヤＹで接続されている。半導体スイッチ素子Ｑｕのゲート電極は、基板Ｓ上に設けたゲート端子板ＧにボンディングワイヤＹにより接続される。半導体スイッチ素子ＱｕとＳｉダイオードＤｕとを接続するボンディングワイヤＹは、インダクタンス要素として磁性材で構成したトロイダルコアＴｃに挿通される。これにより、トロイダルコアＴｃがボンディングワイヤＹに磁気的に結合され、インダクタンス成分を付与する。

図３は、この発明の動作説明図である。

図３の回路において実線矢印の方向に電流が流れている状態から、上アームの半導体スイッチ素子Ｑｕをオフにしても、負荷Ｌoadに蓄積されたエネルギーにより、図３（ａ）に実線矢印で示すようにＳｉダイオードＤｕとＳｉＣショットキーダイオードＳＢＤｕの双方に還流電流Ｉｏが継続して流れる。この状態で、対向する下アームの半導体スイッチ素子Ｑｘをオンにすると、負荷Ｌoadに流れている電流Ｉｏは、図３（ｂ）実線に示すように、半導体スイッチ素子Ｑｘに転流する。このとき、ＳｉダイオードＤｕおよびＳｉＣショットキーダイオードＳＢＤｕにコンデンサＣｍから逆電圧が加わるが、ＳｉＣショットキーバリアダイオードＳＢＤｕは逆回復動作をほとんど行わないので、点線矢印で示すコンデンサＣｍ、ＳｉダイオードＤｕ、半導体スイッチ素子Ｑｘを通して一瞬逆回復電流が流れる。

このとき流れる逆回復電流Ｉ（Ｄｕ）は、インダクタンス要素Ｌｕを設けない場合は、図４（ａ）に示すようにピーク値ＩｐがＩｐｈと大きくなる。これに対して、この発明おいては、ＳｉダイオードＤｕにインダクタンス要素Ｌｕが挿入接続されているので、このインダクタンス要素Ｌｕの作用により、ＳｉダイオードＤｕに流れる逆回復電流Ｉ（Ｄｕ）は、図４（ｂ）に示すように，電流減少率（-ｄｉ（Ｄ）/ｄｔ）が緩和されるとともに、逆回復電流Ｉ（Ｄｕ）のピーク値ＩｐがＩｐｌに低下する。この結果、ＳｉダイオードＤの逆回復責務は小さくなり、逆回復損失が低減されるとともに、半導体スイッチ素子Ｑのターンオン損失も軽減される。

図４（ａ）、（ｂ）は、横軸に半導体スイッチ素子Ｑのターンオフ時の時間ｔを示し、縦軸に、これに対する半導体スイッチ素子Ｑのコレクタ-エミッタ電圧ＶＣＥ（Ｕ）および還流電流Ｉ（Ｄｕ）の変化を示す。

次に、図５にこの発明の第２の実施例を示す。この実施例では、図５に示すようにＳｉダイオードと半導体スイッチ素子Ｑｕを接続するボンディングワイヤＹが、ＳｉＣショットキーバリアダイオードＳＢＤｕへのワイヤボンディングよりも長く構成することで、このボンディングワイヤＹのインダクタンスを大きくしてインダクタンス要素を挿入するようにしている。本実施例では、ボンディングワイヤＹを半円状に長くして、インダクタンス成分を増加させている。

図６にこの発明の第３の実施例を示す。この実施例では、図６に示すように、Ｓｉダイオードと半導体スイッチ素子Ｑｕを接続するボンディングワイヤＹを、複数回ループ状に巻き回すことにより、このボンディングワイヤＹのインダクタンスを大きくしてインダクタンス要素Ｌｕとしている。当然、さらにこのループのインダクタンスを強めたい場合は、鉄心などのコア材を挿入するようにしてもよい。
なお、この発明の第１の実施例〜第３の実施例は、ＳｉダイオードＤのアノード側にインダクタンス要素Ｌｕを挿入したが、図７のようにカソード側に挿入しても同様の効果が得られる。

次に、この発明の第４の実施例について、図８〜図１０を用いて説明する。この実施例は、還流ダイオード回路ＦＷＤを、ＳｉダイオードとＳｉＣショットキーバリアダイオードを並列接続し、かつＳｉダイオードに直列にインダクタンス要素を挿入接続した回路とした半導体スイッチ素子により構成した電力変換装置（インバータ）を鉄道車両用モータを駆動する電力変換装置に適用したものである。

図８は、鉄道車両用のモータ駆動システムにおける、車両速度ｖに対するモータ電圧Ｖｍとモータ電流Ｉｍの力行運転時の特性を示す図である。

車両速度ｖは、このモータを駆動するインバータ（電力変換装置）の出力周波数ｆｏに比例する。比較的出力周波数ｆｏを低くして低速運転しているときは、インバータのスイッチング周波数ｆｃを、出力周波数ｆｏより十分高く（ｆｃ≫ｆｏ）して運転する。出力周波数ｆｏを高くして、車両速度ｖを高速にすると、インバータのスイッチング周波数ｆｃは、出力周波数ｆｏと同期したｎ倍のパルス（ｎは整数）で運転され、さらに高速になると、スイッチング周波数ｆｃは出力周波数ｆｏと同期した同じ周波数で駆動される。

また、図９は、制動運転時の特性を示す図である。モータ電圧Ｖｍとモータ電流Ｉｍを示す特性線が図８に示した力行運転時の特性と異なるものの、スイッチング周波数ｆｃはほぼ同様の運転方法をとる。特に、図９に示す制動運転時には、力率（cosφ）を負にして回生運転とする。図１０は、力率の変化に対するＩＧＢＴまたはＦＷＤの導通率を示している。図８に示した力行運転はＩＧＢＴの導通率が高く、一方、図９に示した制動運転はＦＷＤの導通率が高くなる。

鉄道車両用モータ駆動用の電力変換装置を、この発明によるＳｉダイオードとＳｉＣショットキーバリアダイオードを並列接続し、かつＳｉダイオードに直列にインダクタンス要素を挿入接続して構成した還流ダイオード回路ＦＷＤを、逆並列接続した半導体スイッチ素子で構成することで、図８や図９に示したスイッチング周波数ｆｃが高い領域では逆回復損失が小さくなるためスイッチング損失（ターンオン損失、逆回復損失）の低減につながり、また、制動運転時の高速運転時においては、還流ダイオードＦＷＤの導通率が支配的になり、スイッチング周波数ｆｃが小さいため、導通損失をより小さく抑えることが可能となるので、電力変換装置の運転効率を高めることができる。還流ダイオードＦＷＤの導通損失が高い場合は、Ｓｉダイオードに直列に接続するインダクタンス成分とＳｉダイオードのチップ数を適切に増やせば、還流ダイオードＦＷＤの導通損失は抑えられる。さらにインダクタンス要素の効果により、出力周波数が低く、ｆｃ≫ｆｏとなる低速運転時も、Ｓｉダイオードは、ソフトリカバリするため逆回復損失は小さくなる。結果として、全運転領域で発生損失を低減させることができる。

記号の説明

Ｖｓ：交流電源、Ｄｒｅｃ：交流-直流変換回路、ＩＮＶ：直流-交流変換回路、Ｃｍ：コンデンサ、Ｍ：負荷、Ｓｕ〜Ｓｚ：スイッチング素子、ＣＴｕ〜ＣＴｗ：出力電流検出器、ＣＮＴ：制御装置、Ｑｕ，Ｑｘ：半導体スイッチ素子、Ｄｕ，Ｄｘ：Ｓｉダイオード、ＳＢＤｕ，ＳＢＤｘ：ＳｉＣショットキーバリアダイオード、ＦＷＤ：還流ダイオード回路、Ｌｕ，Ｌｘ：インダクタンス要素、Ｔｃ：トロイダルコア。

Claims (4)

1. 半導体スイッチ素子に還流ダイオードを逆並列接続して構成したスイッチ素子で構成した電力変換装置において、
   前記還流ダイオードを、シリコンダイオードとワイドバンドギャップを有するダイオードとを並列接続して構成し、
   かつ前記シリコンダイオードと直列にインダクタンス要素を挿入接続し、
   前記インダクタンス要素が、前記半導体スイッチ素子と前記シリコンダイオードとを接続する配線を、前記半導体スイッチ素子と前記ワイドバンドギャップを有するダイオードとを接続する配線よりも長くすることによって形成されたことを特徴とする電力変換装置。
2. 半導体スイッチ素子に還流ダイオードを逆並列接続して構成したスイッチ素子で構成した電力変換装置において、
   前記還流ダイオードを、シリコンダイオードとワイドバンドギャップを有するダイオードとを並列接続して構成し、
   かつ前記シリコンダイオードと直列にインダクタンス要素を挿入接続し、
   前記インダクタンス要素が、前記半導体スイッチ素子と前記シリコンダイオードとを接続する配線を、複数回巻き回することによって形成されたことを特徴とする電力変換装置。
3. 前記巻き回された配線に磁性体を挿入することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 請求項１〜３に記載した電力変換装置により、鉄道車両用モータ駆動用の電力変換装置を構成することを特徴とする電力変換装置。
   

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