WO2018190076A1

WO2018190076A1 - 電力変換回路の制御装置

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Publication number: WO2018190076A1
Application number: PCT/JP2018/010710
Authority: WO
Inventors: 山本　康弘; 鎮教濱田
Original assignee: 株式会社明電舎
Priority date: 2017-04-12
Filing date: 2018-03-19
Publication date: 2018-10-18
Also published as: JP2018182886A; JP6376239B1; US20200169185A1; US10826411B2

Abstract

電力変換回路の制御装置において、電流歪を適切に抑制する。第１制限器５において、電圧補償成分ｄＶｉ＿ＦＦを補償電圧の切換レベルｄＶ＿ｌｅｖｅｌの絶対値の範囲内に制限する。ＯＮ遅延時間ｄＴ＿ｏｎとＯＦＦ遅延時間ｄＴ＿ｏｆｆの平均値に、直流電源電圧を三角波キャリア信号の半周期で除算した値Ｖｄｃ／（Ｔｃ／２）を乗算して誤差電圧成分の平均値ｄＶｔ＿ＦＢ＿ａｖｅを出力する。第２制限器６において、誤差電圧成分の平均値ｄＶｔ＿ＦＢ＿ａｖｅから、補償電圧の切換レベルｄＶ＿ｌｅｖｅｌの絶対値を超過した値を抽出する。制限後の電圧補償成分ｄＶｉ＿ＦＦ＿ｂと、制限後の誤差電圧成分ｄＶｔ＿ＦＢ＿ｃと、を加算して複合電圧補償成分ｄＶ＿ｍｉｘｅｄを出力する。

Description

電力変換回路の制御装置

　本発明は、半導体スイッチング素子をＰＷＭ変調制御する電力変換回路の制御装置に係り、特に、デッドタイム補償方式に関する。

　［基本となるシステム構成］
　図１４は、三相インバータによるモータ駆動システムの一例を示す図である。直流電源電圧Ｖｄｃと６アームの半導体スイッチング素子Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ，Ｓｘ，Ｓｙ，Ｓｚを組み合わせて、三相電圧形インバータ（電力変換回路）を構成している。ここでは、半導体スイッチング素子として、ＩＧＢＴと逆並列ダイオードを使用している。

　図１５は、この三相電圧形インバータの制御例をブロック図として表したものである。これはベクトル制御などによって直交二軸回転座標系（ｄｑ軸）の電流指令値Ｉｒｅｆ＿ｄｑを与えられるものと仮定し、電流指令値Ｉｒｅｆ＿ｄｑ以降の機能を記載している。

　ここでは負荷としてモータＭを想定しており、ディジタル制御では電流制御を回転角に同期した直交二軸回転座標系（ｄｑ軸）で構成することが多い。ここで、変数の表記を簡素化するために、三相成分や二軸成分などを電流成分ならＩｄｅｔ＿ｕｖｗやＩｒｅｆ＿ｄｑのように表すことにする。三相や二軸成分の一つの要素を表したいときだけ「Ｕ相電流検出値：Ｉｄｅｔ（ｕ）」のように表す。

　図１５の基本となる電流制御部は、回転座標系の二相の電流指令値Ｉｒｅｆ＿ｄｑと回転座標系の二相の電流検出値Ｉｄｅｔ＿ｄｑの差分を電流制御部ＡＣＲにてＰＩ制御してモータを駆動する回転座標系の二相の電圧指令値Ｖｒｅｆ＿ｄｑを出力する。

　電流検出センサＨＣＴで検出されたアナログ値の電流検出値ｉ＿ｕｖｗをＡＤ変換器ＡＤにてディジタル値に変換して三相の電流検出値Ｉｄｅｔ＿ｕｖｗを出力する。三相／二相変換器３ｐｈ／２ｐｈは、三相の電流検出値Ｉｄｅｔ＿ｕｖｗを固定座標系の二相の電流検出値Ｉｄｅｔ＿αβに変換する。回転座標変換器αβ／ｄｑは固定座標系の二相の電流検出値Ｉｄｅｔ＿αβを回転座標系の二相の電流検出値Ｉｄｅｔ＿ｄｑに変換する。

　電流制御部ＡＣＲの出力電圧である回転座標系の二相の電圧指令値Ｖｒｅｆ＿ｄｑは、逆回転座標変換器ｄｑ／αβにおいて、固定座標系の二相の電圧指令値Ｖｒｅｆ＿αβに変換する。二相三相変換器２ｐｈ／３ｐｈは固定座標系の二相の電圧指令値Ｖｒｅｆ＿αβを三相の電圧指令値Ｖｒｅｆ＿ｕｖｗに変換する。そして、ＰＷＭ生成部ＰＷＭにおいて、この三相の電圧指令値Ｖｒｅｆ＿ｕｖｗと三角波キャリア信号Ｃｒｙとを大小比較することにより、最終的な電圧形インバータのＰＷＭ指令値ＰＷＭ＿ｒｅｆを生成する。

　さらに、デッドタイム付加器Ｄｅａｄｔｉｍｅにおいて、ＰＷＭ指令値ＰＷＭ＿ｒｅｆにデッドタイム（短絡防止期間）を付加して、上下アームの半導体スイッチング素子に対する合計で６本のゲート信号Ｇａｔｅを生成する。主回路部では、電源電圧の電位であるＶｄｃと０とを交互に出力して、電圧指令値と等価なＰＷＭ電圧を負荷に供給する。以上が、電圧形インバータを用いた電流制御系の基本部分である。

　また、各相のＰＷＭ指令値ＰＷＭ＿ｒｅｆが下アームから上アームに転流する場合を「スイッチング＝ｏｎ（電位が０→Ｖｄｃに変換）」，逆に上アームから下アームに転流する場合を「スイッチング＝ｏｆｆ（電位がＶｄｃ→に変換０）」と定義することにする。

　しかし、ゲート駆動や主回路素子のスイッチング特性などの遅れ時間成分が存在するため、図１４の上下アームの半導体スイッチング素子（例えば、ＳｕとＳｘ）に与えるゲート信号Ｇａｔｅには、デッドタイムという両アームともオフする短絡防止期間を挿入しなければならない。

　これにより、ＰＷＭ指令値ＰＷＭ＿ｒｅｆと実際に出力される電圧のパターンに誤差が生じてくることが知られており、これが電流制御に対する電圧外乱となって出力電流に歪を引き起こす。

　デッドタイム期間中は上下の両方のＩＧＢＴがオフしているため、逆並列に接続されたダイオードに電流が流れる。しかし、出力電流の極性によって流路は上下アームの導通ダイオードに切り換わり、電流が負方向（負荷から主回路方向）の場合には上アーム側を流れるので出力端子に電位Ｖｄｃが現れ、電流が正方向（主回路から負荷方向）の場合には下アーム側に流れるので零電位となる。

　このように電流極性によって電位が変動する成分を「デッドタイムによる誤差電圧」などと呼んでいる。この誤差電圧は、電流の極性が切り替わるとき、つまり正弦波電流波形のうち零クロス付近に大きな歪を発生させる。

　電流制御は回転座標系の二相の電流指令値Ｉｒｅｆ＿ｄｑに追従させようと外乱電圧を補償しようとするが、制御の応答特性に限界があるため、どうしても電流零クロス部分に波形歪が残ってしまう。この電流歪によりトルク脈動が生じ、場合によってはモータの不安定現象を誘発することもある。

　そこで、このデッドタイムに起因する電圧誤差成分を検出または推定して補償する方式が考案されており、これらは「デッドタイム補償」と呼ばれている。このデッドタイム補償方式については、既に多くの先行技術文献にて多種多様な方式が報告されているので個別の詳細な説明は省略し、大まかな原理によって分類して比較する。

　［先行技術文献の原理による分類］
　分類項目としては、「情報源を何にするか」，「補償を適用する箇所はどこか」，さらに「素子の電圧降下も考慮するか」などの視点で選定した。

　（分類１）基準となる情報による分類
（ａ）出力電流の情報（指令値や検出値）を利用する方式
（ｂ）出力電圧の情報（指令値や検出値）を利用する方式
（ｃ）スイッチング遅れ時間を計測する方式（出力電位をＶｄｃ／０の２値に近似する）
（ｄ）上記のうち複数の情報を利用する方式
（分類２）補償を適用する対象による分類
（ａ）ＰＷＭパルスエッジ（スイッチングＯＮとＯＦＦ）を遅延させて補正する方式
（ｂ）ＰＷＭ指令値生成前の電圧指令値に、誤差電圧成分を補正する方式
（分類３）補償演算のタイミングによる分類
（ａ）三角波キャリア信号の半周期を最小単位として高速に補正演算を行う方式
（ｂ）基本波周期の実効値や６倍高調波などの脈動成分を検出して、長い時間を掛けて補正パターンを学習する方式
（分類４）補償する電圧誤差成分による分類
（ａ）スイッチング遅れ時間成分に起因する誤差電圧のみ補正する方式
（ｂ）スイッチング遅れ時間成分に起因する誤差電圧だけでなく主回路の電圧誤差成分も補正する方式
（ｃ）（ｂ）に加えて、直流電源電圧Ｖｄｃに高速な変動があっても検出して補償する方式。

　従来例には多数の方式があるが、本願発明に関連している１０個の方式を選定したものを先行技術文献に列記した。これらについて上記の分類を適用してみると下記のような表１となり、様々な組み合わせの多様な方式が存在していることがわかる。

　また、本願では２つの実施形態について説明するが、参考としてこの分類を適用した結果も下段に追加してある。

　このうち、本願発明が利用する技術を含むものは、特許文献２と特許文献４および特許文献６であり、これらの機能を組み合わせた方式を説明する。それ以外の先行技術文献は、機能の対比のために引用している。後述する２つの実施形態において、使用する先行技術文献の機能との対応は下記となっている。
（実施形態１）特許文献２と特許文献４を組み合わせる方式
（実施形態２）特許文献２と特許文献４を組み合わせ、さらに、特許文献６の半導体スイッチング素子の電圧降下補償も組み合わせた方式
　以降は、まず特許文献２と特許文献４および特許文献６について概要を説明しておく。

　［特許文献２の概要］
　図１５は、特許文献２を本願発明の表現方法に合わせて表した制御ブロック図である。まず、「電流指令値による補償方式」２について説明する。

　電圧補償演算部ｄＶｉ＿ｃｏｍｐは、三相の電流指令値Ｉｒｅｆ＿ｕｖｗと電圧補償指令値ｄＶｉ＿ｃｍｄを入力し、各相の電流値に応じた電圧補償成分ｄＶｉ＿ＦＦを演算する。この電圧補償成分ｄＶｉ＿ＦＦをＰＷＭ生成部ＰＷＭの前段である三相の電圧指令値Ｖｒｅｆ＿ｕｖｗに加算し、補正電圧指令値を算出している。

　電圧補償演算部ｄＶｉ＿ｃｏｍｐにおける電圧補償成分ｄＶｉ＿ＦＦの演算には、図１６に示すような電流と補償電圧との関数などを使用している。もし、図１６の実線（ａ）で示した曲線状の補正関数の場合には、図１７に示すように正弦波状の電流ｉ（ｕ）に対して電圧補償成分ｄＶｉ＿ＦＦ（ｕ）は台形に似た複雑な波形になる。

　しかし、半導体スイッチング素子の特性を厳密に表現するために図１６の実線（ａ）のような曲線の補正電圧関数を設定したり、さらにこれを厳密に計測などによって調整しようとするにはかなりの手間が必要になる。また、実際には半導体スイッチング素子が有するバラツキや温度変動などのドリフト成分があるため、図１６の実線（ａ）の複雑な関数を使用しても、高い補償精度が得られない場合もある。

　そのため、もっと簡略化して、飽和時の補償電圧ｄＶ＿ｓａｔなどを設定値として、図１６の一点鎖線（ｂ）のような台形状の折れ線で近似したり、もっと簡単に点線（ｃ）のような正負の２値などに近似して使用することが多い。

　三相の電流指令値Ｉｒｅｆ＿ｕｖｗの代わりに三相の電流検出値Ｉｄｅｔ＿ｕｖｗを利用する方法もあり、図１５の「電流検出値による補償方式」３にはこの方式を示している。この場合は、電圧補償演算部ｄＶｉ＿ｃｏｍｐにおいて、三相の電流検出値Ｉｄｅｔ＿ｕｖｗと電圧補償指令値ｄＶｉ＿ｃｍｄを入力し、電圧補償成分ｄＶｉ＿ＦＢを演算して出力する。基準となる電流成分の情報源が異なるだけで、補償関数以降は同じ機能を使用し、電圧補償成分ｄＶｉ＿ＦＢを三相の電圧指令値Ｖｒｅｆ＿ｕｖｗに加算するものである。

　電流検出値の方が電流指令値より正確であると考えがちだが、実際には出力電流にはＰＷＭリプルが含まれておりこれが外乱要因となる。また、電流センサの出力をサンプルホールドしさらにＡＤ変換したり電流リプルを除去するためのフィルタなどの処理が必要となるため、どうしても時間遅れが存在する。

　この検出の時間遅れは電流波形の零クロス歪を大きくさせるため、補償性能を劣化させる要因となる。電流制御を利用するシステム構成の場合であれば、時間遅れが少ない電流指令値を使用する補償方式の方が電流の零クロス歪を抑制できるという特長がある。ただし、Ｖ／Ｆ制御のように電流指令値自体が存在しない場合もあり、その場合には電流検出値の情報を使用するしかない。

　［特許文献３と特許文献４の概要］
　図１８は、特許文献３と特許文献４の両方の構成例を示す図である。これらは、電位２値化部Ｓｉｇｎにて、三相の電圧検出値Ｖｄｅｔ＿ｕｖｗをＶｄｃ／２のような中間電位レベルと比較することにより，Ｈ（Ｖｄｃ電位）／Ｌ（零電位）という２値のディジタル値ＰＷＭ＿ｄｅｔに近似して検出する。そして、図１９のような回路にて、図２０に示すような遅延時間計測部ｄＴｃｏｕｎｔの動作によってＯＮ遅延時間ｄＴ＿ｏｎ，ＯＦＦ遅延時間ｄＴ＿ｏｆｆを検出する。

　電圧検出による遅延時間計測部ｄＴ＿ｃｏｕｎｔについては、特許文献４の計測部分（図２，図３，［００２９］～［００３４］）と等価な機能を利用するものであり、また、（特許文献４の図３）の１クロックの時間を等価な電圧に変換した値は本願発明で変換係数Ｖｄｃ／（Ｔｃ／２）＝直流電源電圧を三角波キャリア信号の半周期で除算した値と等価である。しかし、特許文献４のように遅延時間の計測と電圧変換を同時に行うと分かりにくいので、図１９（図２）では遅延時間計測部ｄＴ＿ｃｏｕｎｔと単位変換器ｄＶｔｃｏｍｐを２個のブロックに分離して描いてある。

　このように、この遅延時間の計測に関する構成に関しては従来例とほぼ同じなので説明を省略し、（特許文献４，図３）と同様なタイムチャートを図２０に示して、異なる変数名の定義だけを明確にしておく。

　図２０はＰＷＭ生成部ＰＷＭとデッドタイム付加器Ｄｅａｄｔｉｍｅ、および、遅延時間計測などの動作を示すタイミングチャートである。ＰＷＭ生成部ＰＷＭでは三角波キャリア信号Ｃｒｙが入力Ｃｒｙに、三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊が入力ｒｅｆに与えられ、これらの大小比較を行って出力ｐｗｍから三相のＰＷＭ指令値ＰＷＭ＿ｒｅｆ（図２０ではＰｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）を生成する。

　ここで、三角波キャリア信号Ｃｒｙの上側頂点時刻のトリガ信号をＣａｒｒｙ＿Ｔｏｐ，下側の頂点時刻のトリガ信号をＣａｒｒｙ＿Ｂｔｍとする。

　三相のＰＷＭ指令値ＰＷＭ＿ｒｅｆのうちＵ相にのみ着目すると、ＰＷＭ指令値Ｐｕはデッドタイム付加器Ｄｅａｄｔｉｍｅにて上下アームの半導体スイッチング素子Ｓｕ，Ｓｘへのゲート信号Ｇｕ，Ｇｘに変換される。ゲート信号Ｇｕ，ＧｘにはデッドタイムＴｄｅａｄの期間だけ両方とも休止させてある。

　このようなデッドタイムＴｄｅａｄを含んだゲート信号Ｇｕ，Ｇｘで駆動されると、主回路から出力される電圧ｖ（ｕ）は電流ｉ（ｕ）の極性によって波形が異なってくる。Ｕ相電流が主回路から負荷方向に流れ出す場合には［＋Ｉ（ｕ）の場合］で示すような波形となり、逆にＵ相電流が負荷から主回路に流れ込む場合には［－Ｉ（ｕ）の場合］で示すような波形になる。

　次に、スイッチングがＯＮとＯＦＦの場合において、個別にＰＷＭ指令値ＰｕからＶ（ｕ）までの遅れ時間を計測する。スイッチングＯＮは三角波キャリア信号Ｃｒｙが下降する期間にしか発生しないので、トリガ信号Ｃａｒｒｙ＿Ｔｏｐの時刻でカウント値ＯＮ＿ＣＯＵＮＴを零にリセットしておき、ＰＷＭ指令値Ｐｕ（ＰＷＭ＿ｒｅｆ）＝Ｈとｖ（ｕ）（ＰＷＭ＿ｄｅｔ）＝Ｌの期間だけカウントアップさせることにより遅延時間を計測する。

　スイッチングが完了するとカウント値ＯＮ＿ＣＯＵＮＴは変化しなくなるので、トリガ信号Ｃａｒｒｙ＿Ｂｔｍより少し遅れた時刻（スイッチング遅れよりも十分に遅く、計測値が安定な期間中）にＯＮ遅延時間ｄＴ＿ｏｎとして読み出す。

　同様に、スイッチングＯＦＦは三角波キャリア信号Ｃｒｙが上昇する期間にしか発生しないので、トリガ信号Ｃａｒｒｙ＿Ｂｔｍの時刻でカウント値ＯＦＦ＿ＣＯＵＮＴを零にリセットしておき、ＰＷＭ指令値Ｐｕ（ＰＷＭ＿ｒｅｆ）＝Ｌとｖ（ｕ）（ＰＷＭ＿ｄｅｔ）＝Ｈの期間だけカウントアップさせることにより遅延時間を計測する。スイッチングが完了するとカウント値ＯＦＦ＿ＣＯＵＮＴは変化しなくなるので、トリガ信号Ｃａｒｒｙ＿Ｔｏｐより少し遅れた計測値が安定な時刻に、ＯＦＦ遅延時間ｄＴ＿ｏｆｆとして読み出す。

　電流極性が［＋Ｉ（ｕ）の場合］と［－Ｉ（ｕ）の場合］とでは、ＯＮ遅延時間ｄＴ＿ｏｎやＯＦＦ遅延時間ｄＴ＿ｏｆｆの値が異なるが、これによりデッドタイムによる影響成分を計測できていることになる。

　特許文献３では、前回のＯＮ遅延時間ｄＴ＿ｏｎとＯＦＦ遅延時間ｄＴ＿ｏｆｆに応じて、補正期間同期部ｄＴｃｏｍｐにて補正期間を三角波キャリア信号Ｃｒｙに同期させた後に、図１８の遅延補正部１にて、この遅れ時間を補償するようにＰＷＭパターンのＯＮ／ＯＦＦ時刻を遅延、つまり、パルス波形の幅を調整して電圧外乱分を補償している。

　特許文献４では、計測したＯＮ遅延時間ｄＴ＿ｏｎとＯＦＦ遅延時間ｄＴ＿ｏｆｆを単位変換器ｄＶｔｃｏｍｐにおいて、Ｖｄｃ／（Ｔｃ／２）の変換係数により、誤差電圧成分ｄＶｔ＿ＦＢに変換して、三相の電圧指令値に加算することにより誤差電圧成分を補償する。

　したがって、これらは遅延時間という誤差電圧の時間方向の成分を検出して補正する方式であるといえる。前者の特許文献３では直流電源電圧Ｖｄｃの情報を使用していないため、直流電源電圧Ｖｄｃが一定でないと正確に補償できない。後者の特許文献４では誤差電圧の計測時とＰＷＭ生成時の直流電源電圧Ｖｄｃが変動した場合でも、正確な誤差電圧を補正できるという利点がある。

　［特許文献６の概要］
　これは特許文献４の方式に、（分類４（ｂ））の半導体スイッチング素子の電圧降下成分の補償機能を組み合わせたものである。各相の電流と半導体スイッチング素子の電圧降下成分を補償する電圧指令値との関係は、図１６の電圧誤差の補償関数と似た特性である。したがって、特許文献２の電流による電圧補償の形態を利用して、補償量の設定値を飽和時の補償電圧ｄＶ＿ｓａｔから半導体スイッチング素子の電圧降下成分ｄＶ＿ｄｒｏｐ相当に置き換えたものを電圧指令値に加算補正している。従って、特に新しい機能ブロックを考案したものではなく、従来の複数の機能を流用して組み合わせた方式と言える。

　前述の分類１には、（ａ）出力電流の情報（指令値や検出値），（ｂ）出力電圧の情報（指令値や検出値），（ｃ）スイッチング遅れ時間の計測という３種類が存在することを示した。この分類に対応して、次のような問題点がある。
（ａ）出力電流の情報（指令値や検出値）を使用する方式の問題点
　前述したように、電流検出値を使用する方法では電流のリプル成分が外乱となること、また検出遅れがあるために補償電圧にも遅れが生じる。この時間遅れにより誤差電圧が補償できない成分が残るため、電流波形の零クロス付近に大きな歪が発生してしまう。

　もう一方の電流指令値を使用する方式ではこの時間遅れの成分が生じなくなるが、図１６に示すような補正電圧の関数（補正パターン）をどのように設定するかが問題となる。半導体スイッチング素子には個々にバラツキがあるし温度変動によるスイッチング特性の変化も存在する。したがって、常に良好な補償精度を得るためには、何らかの学習機能を実装したり、外乱オブザーバなどのロバスト性のある方式を組み合わせるなどの対策が必要になる。

　（ｂ）出力電圧の情報（指令値や検出値）を使用する方式の問題点
　前述の先行技術文献の説明では省略しているが、電圧検出値をＡＤ変換して補正に使用する方式もある。これについてはＰＷＭパルス波形からどのようにして基本波成分を抽出するかが問題となる。ＰＷＭパルス波形には高い周波数成分（高調波成分）まで含まれているので、正確なフィルタや高速なＡＤ変換器、および、ＡＤ変換後のディジタルフィルタ処理などが必要になる。そして、高調波成分除去用のフィルタには大きな遅れ時間が生じるため、電流検出値を利用する方式にて説明したように、遅延時間が大きな電流歪を発生させてしまう。

　（ｃ）スイッチング遅れ時間の計測を使用する方式の問題点
　出力電圧をＨ／Ｌ（電位Ｖｄｃ／０）の２値に近似してＰＷＭ波形として取り扱い、ディジタル回路でスイッチング遅れ時間を計測する方式である。しかし、２値に近似する際に、半導体スイッチング素子の電圧降下成分などは無視してしまっている。さらに、誤差時間を電圧情報に変換するためには直流電源電圧Ｖｄｃの計測情報が必要である。

　また、デッドタイムに起因するスイッチング遅れ時間は短いのだが、これを計測する期間は最低でも三角波キャリア信号の半周期Ｔｃ／２以上の間隔が必要になる。さらにこの検出情報を使用して電圧指令値やＰＷＭパルス幅の補正を実施するためには、更なる時間遅れが発生する。したがって、遅れ時間を計測する方法でも、補償値が反映されるまでの制御遅れ（ムダ時間）が大きいことが問題となっている。この制御遅れの影響による電流歪は、電流の零クロス付近で顕著に表れる。

　このように、どの方式においても何らかの問題があり、すべての条件を満足する方式はまだない。以上示したようなことから、電力変換回路の制御装置において、電流歪を適切に抑制することが課題となる。

特開昭６０－１１８０８２号公報特開平６－６２５８０号公報特開平２－３０７３６９号公報特開２０１２－１６２３２号公報特開２０１５－４７０２１号公報特開２００１－３５２７６２号公報特開２００８－１７８１５９号公報特開２０１２－４４７８５号公報特開２００４－２０１４１４号公報

Y. Murai; T. Watanabe; H. Iwasaki: "Waveform Distortion and Correction Circuit for PWM Inverters with Switching Lag-Times", IEEE Trans. on Industry Applications, IA-23, Issue:5,p.881-886 (1987)

　本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、電流指令値と電流検出値との偏差に基づいて電圧指令値を出力する電流制御部と、前記電圧指令値に複合電圧補償成分を加算した補正電圧指令値と、三角波キャリア信号と、に基づいてＰＷＭ指令値を出力するＰＷＭ生成部と、前記ＰＷＭ指令値にデッドタイムを付加して、電力変換回路の半導体スイッチング素子にゲート信号を出力するデッドタイム付加器と、前記電流指令値に基づいて、電圧補償成分を演算する電圧補償演算部と、前記電圧補償成分を、補償電圧の切換レベルの絶対値の範囲内に制限する第１制限器と、電圧検出値を２値化して２値のディジタル値を出力する電位２値化部と、前記２値のディジタル値と前記ＰＷＭ指令値とによりＯＮ遅延時間とＯＦＦ遅延時間を計測する遅延時間計測部と、前記ＯＮ遅延時間と前記ＯＦＦ遅延時間の平均値に、直流電源電圧を三角波キャリア信号の半周期で除算した値を乗算して誤差電圧成分の平均値を出力する乗算部と、前記誤差電圧成分の平均値から、補償電圧の切換レベルの絶対値を超過した値を抽出する第２制限器と、前記制限後の電圧補償成分と、前記制限後の誤差電圧成分と、を加算して前記複合電圧補償成分を出力する加算器と、を備えたことを特徴とする。

　また、他の態様において、電流指令値と電流検出値との偏差に基づいて電圧指令値を出力する電流制御部と、前記電圧指令値に複合電圧補償成分を加算した補正電圧指令値と、三角波キャリア信号と、に基づいてＰＷＭ指令値を出力するＰＷＭ生成部と、前記ＰＷＭ指令値にデッドタイムを付加して、電力変換回路の半導体スイッチング素子にゲート信号を出力するデッドタイム付加器と、前記電流指令値に基づいて、電圧補償成分を演算する電圧補償演算部と、前記電圧補償成分を、補償電圧の切換レベルに半導体スイッチング素子の電圧降下成分を加算した値の絶対値の範囲内に制限する第１制限器と、電圧検出値を２値化して２値のディジタル値を出力する電位２値化部と、前記２値のディジタル値と前記ＰＷＭ指令値とによりＯＮ遅延時間とＯＦＦ遅延時間を計測する遅延時間計測部と、前記ＯＮ遅延時間と前記ＯＦＦ遅延時間の平均値に、直流電源電圧を三角波キャリア信号の半周期で除算した値を乗算して誤差電圧成分の平均値を出力する乗算部と、前記誤差電圧成分の平均値から、補償電圧の切換レベルの絶対値を超過した値を抽出する第２制限器と、前記制限後の電圧補償成分と、前記制限後の誤差電圧成分と、を加算して前記複合電圧補償成分を出力する加算器と、を備えたことを特徴とする。

　また、その一態様として、前記電力変換回路の運転状態によって、前記補償電圧の切換レベルを調整することを特徴とする。

　本発明によれば、電力変換回路の制御装置において、電流歪を適切に抑制することが可能となる。

実施形態１における電力変換回路の制御機能を示すブロック図。実施形態１における復号化ブロックを示すブロック図。実施形態１における動作を説明するためのタイミングチャート。電流を基準とするデッドタイム補償方式（ｄＶｉ＿ｃｍｄ＝１．０×ｄＶ＿ｓａｔ）の動作シミュレーションの一例を示すタイムチャート。図４の時間軸拡大図。電流を基準とするデッドタイム補償方式（ｄＶｉ＿ｃｍｄ＝０．８×ｄＶ＿ｓａｔ）の動作シミュレーションの一例を示すタイムチャート。図６の時間軸拡大図。電圧検出を基準とするデッドタイム補償方式（ｄＶｉ＿ｃｍｄ＝０．８×ｄＶ＿ｓａｔ）の動作シミュレーションの一例を示すタイムチャート。図８の時間軸拡大図。実施形態１におけるデッドタイム補償方式（ｄＶｉ＿ｃｍｄ＝０．８×ｄＶ＿ｓａｔ，ｄＶ＿ｌｅｖｅｌ＝０．７×ｄＶ＿ｓａｔ）の動作シミュレーションの一例を示すタイムチャート。図１０の時間軸拡大図。実施形態２における復号化ブロックを示すブロック図。実施形態２における動作を説明するためのタイミングチャート。三相電圧形インバータの一例を示す構成図。電流を基準とするデッドタイム補償方式の従来例を示すブロック図。電流波形と補償電圧成分の相間関数を示す図。電流波形と補償電圧成分の時間波形を示すタイムチャート。電圧検出を基準とするデッドタイム補償方式の従来例を示すブロック図。図１８の遅延時間計測部を示すブロック図。ＰＷＭ生成部ＰＷＭとデッドタイム付加器Ｄｅａｄｔｉｍｅ、および、遅延時間計測などの動作を示すタイミングチャート。

　本願発明は、電流零クロス付近の誤差電圧の変化が大きな箇所には、時間遅れの少ない電流指令値を使用した補償方式を適用し、電流がある程度の振幅に達すると、比較的定常時の精度がよい遅延時間の計測による補償方式を適用したものである。

　以下、本願発明の電力変換回路の制御装置の実施形態１，２を図１～図１３に基づいて詳述する。

　［実施形態１］
　図１は、本実施形態１の電力変換回路の制御装置を示す図である。図１５，図１８と同様の箇所には同様の符号を付してその詳細な説明は省略する。これは、図１５の「電流指令値の補償方式」２と、図１８の特許文献４に相当する電位２値化部Ｓｉｇｎ，遅延時間計測部ｄＴｃｏｕｎｔ，単位変換器ｄＶｔｃｏｍｐを利用しており、これらの補償情報を複合化ブロック４にて合成して複合電圧補償成分ｄＶ＿ｍｉｘｅｄを生成し、これを電圧指令値の補正量として加算することにより補正電圧指令値Ｖｒｅｆ＿ｕｖｗを生成している。

　この複合化ブロック４とその前段の単位変換器ｄＶｔ＿ｃｏｍｐについて、詳細な構成例を図２に示している。図２のポイントは異なる情報源による２種類の補償成分を合成するために、新たに補償電圧の切換レベルｄＶ＿ｌｅｖｅｌを設定したことにある。

　電流指令値に基づく電圧補償成分ｄＶｉ＿ＦＦを飽和特性（リミッタ）を有する第１制限器５を通して補償電圧の切換レベルｄＶ＿ｌｅｖｅｌの絶対値の範囲内に制限して制限後の電圧補償成分ｄＶｉ＿ＦＦ＿ｂとする。

　一方、遅延時間の計測値を基準とする補償については、電圧指令成分に変換したいので、先ずＯＮ遅延時間ｄＴ＿ｏｎからＯＦＦ遅延時間ｄＴ＿ｏｆｆを減算して１／２を乗算して平均値を算出した後に、乗算部７において時間⇒電圧の変換係数（直流電源電圧を三角波キャリア信号の半周期で除算した値）Ｖｄｃ／（Ｔｃ／２）を掛けて誤差電圧成分の平均値ｄＶｔ＿ＦＢ＿ａｖｅにする。そして、設定されたレベルの不感帯特性（デッドゾーン）を有する第２制限器６を通して、補償電圧の切換レベル±ｄＶ＿ｌｅｖｅｌの絶対値を超過した制限後の誤差電圧成分ｄＶ＿ＦＢ＿ｃだけを抽出する。

　そして、これらの２種類の第１，第２制限器５，６の出力、つまり、飽和特性（リミッタ）側の制限後の電圧補償成分ｄＶｉ＿ＦＦ＿ｂと不感帯特性（デッドゾーン）側の制限後の誤差電圧成分ｄＶｔ＿ＦＢ＿ｃとを加算器８で加算して新たな複合電圧補償成分ｄＶ＿ｍｉｘｅｄとする。

　ここで、補償電圧は三角波キャリア信号Ｃｒｙの半周期Ｔｃ／２と同期させたいので、三角波キャリア信号Ｃｒｙの上と下の頂点時刻のトリガ信号Ｃａｒｒｙ＿Ｔｏｐ／Ｂｔｍでサンプルすることにより同期をとってある。このサンプラの設置位置は、もっと前段部分でもよく、ＯＮ遅延時間ｄＴ＿ｏｎやＯＦＦ遅延時間ｄＴ＿ｏｆｆの部分と電圧補償成分ｄＶｉ＿ＦＦの部分などに分割して移行しても等価な動作をする。

　このように、２種類の特徴が異なる補償情報を、それぞれの長所が生きるように合成するために、補償電圧幅（補償電圧の切換レベル）±ｄＶ＿ｌｅｖｅｌの内側成分と外側成分とを抽出し、それらを組み合わせて再合成することが本実施形態１の構成である。

　図３は、Ｕ相の電流波形と、ＯＮ遅延時間ｄＴ＿ｏｎやＯＦＦ遅延時間ｄＴ＿ｏｆｆの関係を示したものである。電流制御の電流指令値のＵ相成分を（ａ）の破線で示したようなＩｒｅｆ（ｕ）とすると、電流制御による応答遅れが存在するので、電流出力値は実線で示したｉ（ｕ）のように電流指令値Ｉｒｅｆ（ｕ）に対して少し遅れて追従するようになる。

　電流出力値ｉ（ｕ）が（ａ）の実線で示すような波形の場合、ＯＮ遅延時間ｄＴ＿ｏｎは（ｂ１）の一点鎖線のように、またＯＦＦ遅延時間ｄＴ＿ｏｆｆは（ｂ２）の破線のように変化する。このように、電流の極性によって半波ごとに遅延時間の発生量が異なるという特徴がある。

　この２種類の遅延時間のうちＯＮ遅延時間ｄＴ＿ｏｎの期間の方は出力電圧を減少させ、ＯＦＦ遅延時間ｄＴ＿ｏｆｆの期間の方は出力電圧を増加するような誤差電圧を発生させる。

　そこで、図２に示すように、ＯＮ遅延時間ｄＴ＿ｏｎの方を補償するには正の補償電圧が必要なので＋極性に、ＯＦＦ遅延時間ｄＴ＿ｏｆｆの方は負の補償電圧が必要なので負値として、これらの平均演算を行って補償成分に変換している。

　この負値と正値の加算は差分演算のことであり、図３（ｃ）の一点鎖線と破線に１／２を乗算すると、実線のような「ＯＮ遅延時間ｄＴ＿ｏｎとＯＦＦ遅延時間ｄＴ＿ｏｆｆの平均相当の補償電圧成分」となる。そして、これを電圧の単位に変換するためにＶｄｃ／（Ｔｃ／２）を乗算すると、（ｄ）に示すような誤差電圧成分の平均値ｄＶｔ＿ＦＢ＿ａｖｅの波形が得られる。

　ここで、補償電圧の切換レベルｄＶ＿ｌｅｖｅｌの設定値は、電流指令値に基づく電圧補償成分ｄＶｉ＿ＦＦの振幅（通常は図１６のｄＶ＿ｓａｔ）より少し小さくなるように設定しておく。

　図２の第２制限器６では、補償電圧の切換レベル±ｄＶ＿ｌｅｖｅｌの幅を超過した部分を抽出するため、制限後の誤差電圧成分ｄＶｔ＿ＦＢ＿ｃは図３（ｄ）の網掛け部のような両端部だけが出力され、補償電圧の切換レベル±ｄＶ＿ｌｅｖｅｌの幅より内側（０Ｖ側）の成分は削除される。

　図３（ｅ）は、図１７の電圧補償成分ｄＶｉ＿ＦＦを第１制限器５により補償電圧の切換レベル±ｄＶ＿ｌｅｖｅｌの幅で制限した制限後の電圧補償成分ｄＶｉ＿ＦＦ＿ｂと前述の制限後の誤差電圧成分ｄＶｔ＿ＦＢ＿ｃを加算して、これを最終的な補償電圧成分としたものである。ここで、制限後の電圧補償成分ｄＶｉ＿ＦＦ＿ｂの台形状の波形は、（ａ）の電流指令値Ｉｒｅｆ（ｕ）を基準として生成されているため、電流出力値ｉ（ｕ）の零クロスタイミングに対して時間遅れが存在しない。

　つまり、図３（ｅ）は、電流指令値に基づくので時間遅れのない補償電圧の切換レベル±ｄＶ＿ｌｅｖｅｌの幅内の制限後の電圧補償成分ｄＶｉ＿ＦＦ＿ｂと、実電流による時間遅れのある補償電圧の切換レベル±ｄＶ＿ｌｅｖｅｌの幅より超過した制限後の誤差電圧成分ｄＶｔ＿ＦＢ＿ｃという異なる成分を合成したものになっている。

　本実施形態１によれば、図３（ｅ）のように２種類の補償動作を合成することにより、電流零クロス付近の電流歪の要因であるデッドタイムによる電圧誤差のうち時間遅れの問題については、時間遅れが無い制限後の電圧補償成分ｄＶｉ＿ＦＦ＿ｂを適用することにより歪を抑制することができる。

　もう一つの問題は、電圧補償成分ｄＶｉ＿ＦＦを生成するために設定する電圧補償指令値ｄＶｉ＿ｃｍｄとしては図１６の飽和時の補償電圧ｄＶ＿ｓａｔが設定されるべきだが、実際には半導体スイッチング素子の特性のバラツキや温度変動などによる誤差が生じることであった。そこで、第１，第２制限器５，６などに設定する補償電圧の切換レベルｄＶ＿ｌｅｖｅｌの値を、電流補償指令値（ｄＶｉ＿ｃｍｄ≒ｄＶｉ＿ｓａｔ）よりも想定したバラツキや変動分だけ小さくした値を設定する。こうして、まずはバラツキの最低限の補償電圧を確保することができる。

　そして、バラツキ範囲の成分については、実測した遅延時間に基づく制限後の誤差電圧成分ｄＶｔ＿ＦＢ＿ｃを電圧指令値に上乗せ加算することにより補償の精度の方を確保する。

　ＯＮ遅延時間ｄＴ＿ｏｎやＯＦＦ遅延時間ｄＴ＿ｏｆｆの検出値は、図３の（ｂ１）と（ｂ２）のように、理想的な電流指令通りの電流が流れた場合よりも遅れて検出されるが、この理想波形と実計測波形の差異が補償量の誤差になる。この誤差が大きいのは時間に対する傾きが大きな部分つまり補償電圧の切換レベルｄＶ＿ｌｅｖｅｌの幅以内の部分である。逆に、時間に対する傾きが小さな補償電圧の切換レベルｄＶ＿ｌｅｖｅｌの幅を超過した部分では、同じ遅延時間が生じていても補償量の誤差は少ないため、電流歪は発生しにくい。

　この特性を利用して、２種類の補償方式の長所のみを取り出して合成することにより、電流歪を抑制できることがこの方式の効果である。

　具体的な波形例として示すために、数値シミュレーションを行って特性を比較したものが、図４～図１１である。この４種類の波形は、下記のような条件で行っている。

　図４，図５は、電流を基準とするデッドタイム補償方式（図１５）の動作シミュレーションの一例を示すタイムチャートである。
ｄＶｉ＿ｃｍｄ＝１．０×ｄＶ＿ｓａｔ（適切な補償振幅の場合）
ｄＶ＿ｌｅｖｅｌ＝１．１×ｄＶ＿ｓａｔ（遅延時間の計測による補正は強制的に零に制限されている）
　図６，図７は、電流を基準とするデッドタイム補償方式（図１５）の動作シミュレーションの他例を示すタイムチャートである。
ｄＶｉ＿ｃｍｄ＝０．８×ｄＶ＿ｓａｔ（補償振幅が８０％と少ない場合）
ｄＶ＿ｌｅｖｅｌ＝１．１×ｄＶ＿ｓａｔ（遅延時間の計測による補正は強制的に零に制限されている）
　図８，図９は、電圧検出を基準とするデッドタイム補償方式（図１８）の動作シミュレーションの一例を示すタイムチャートである。
ｄＶｉ＿ｃｍｄ＝０．８×ｄＶ＿ｓａｔ（補償振幅が８０％と少ない場合）
ｄＶ＿ｌｅｖｅｌ＝０（電流側の補償は強制的に零とし、時間遅延による補償のみ動作している）
　図１０，図１１は、本実施形態１の電圧指令値と電圧検出値の両方を基準とするデッドタイム補償方式を混合化した場合の動作シミュレーションを示すタイムチャートである。
ｄＶｉ＿ｃｍｄ＝０．８×ｄＶ＿ｓａｔ（補償振幅が８０％と少ない場合），
ｄＶ＿ｌｅｖｅｌ＝０．７×ｄＶ＿ｓａｔ（このレベルで２種類の補償量が切り分け再合成されている）
　ここで、電流歪が大きい方が改善効果を分かり易くなるため、定格周波数の１／６程度の低い周波数に設定し、電流振幅も２０％程度と低い条件に設定している。電流制御の応答特性も１０００ｒａｄ／ｓ程度と低めに設定してある。また、それぞれ図４，図６，図８，図１９では「２周期分の波形」、図５，図７，図９，図１１では「時間軸を拡大した波形」の２種類を示してある。

　各図には、次の４段の波形を示している。１段目は、電流制御に使用する電流検出値Ｉｄｅｔ＿ｄｑの各要素成分であり、ＰＷＭリプルを除去した三相の電流検出値を回転座標系の直交二軸（ｄｑ軸）に変換したものである。特にｄ軸の波形Ｉｄｅｔ＿ｄに歪の影響が大きく現れる。

　２段目は、実電流の三相の電流検出値ｉ（ｕ），ｉ（ｖ），ｉ（ｗ）であり、これは零クロス付近に歪が大きく現れる。これらは実波形であるので、ＰＷＭリプル成分も含んでいる。

　３段目は、Ｕ相成分だけに着目して図２の３種類の成分を示したものであり、上段が合成された複合電圧補償成分ｄＶ＿ｍｉｘｅｄ，中段が電流指令値により生成された電圧補償成分ｄＶｉ＿ＦＦ，下段が遅延時間の計測により生成された誤差電圧成分ｄＶｔ＿ＦＢである。複合電圧補償成分ｄＶ＿ｍｉｘｅｄは、下の２種類の波形から補償電圧の切換レベルｄＶ＿ｌｅｖｅｌの設定に基づいて合成されており、この補償電圧の切換レベル±ｄＶ＿ｌｅｖｅｌを点線で示している。

　４段目は、複合電圧補償成分ｄＶ＿ｍｉｘｅｄを加算された三相の補正電圧指令値Ｖｒｅｆ（ｕ），Ｖｒｅｆ（ｖ），Ｖｒｅｆ（ｗ）の三相交流成分である。電流制御により正弦波電圧が出力され、これにデッドタイム補償による台形状の補償電圧を加算したものである。

　図４から図１１までに示した４種類の波形のうち、図４，図５が理想的な補償を適用した場合であり、これを本実施形態１が実現する目標とみなす。

　図６，図７も電流指令値による補償方式だけの場合であるが、補償量をｄＶｉ＿ｃｍｄ＝０．８×ｄＶ＿ｓａｔ（補償振幅が８０％）と少なく設定したことによる補償誤差成分が存在しており、それによる電流歪が示されている。図８，図９は、逆に遅延時間を有する計測による補償量だけを適用した方式であり、これも電流歪が大きいことを示している。

　最後の図１０，図１１は、本実施形態１を適用したものであり、電流指令値の補償量の振幅設定を図６，図７と同じｄＶｉ＿ｃｍｄ＝０．８×ｄＶ＿ｓａｔとして補償誤差が存在する条件としておき、補償電圧の切換レベルをｄＶ＿ｌｅｖｅｌ＝０．７×ｄＶ＿ｓａｔのように電流指令値による補償振幅よりも少し小さめに設定してある。

　その結果、図４，図５とほぼ同様な電流波形が得られ、デッドタイムに起因する電圧誤差を正確に補償したことにより、電流歪が抑制できていることが確認できた。４種類の時間拡大図（図５，図７，図９，図１１）の３段目を比較してみると、補償特性の差異が明確になる。

　図５では、理想的な電流指令値による補正の例であり、また実電流の歪も小さいので、遅延時間計測による補償成分の時間遅れも少ない。

　しかし、図７では、図５と同じ遅延時間だが補償電圧の振幅が不足している。そのため電流歪が発生し、遅延時間計測による補償成分の波形も変化している。

　図９では、時間遅れの大きな遅延時間計測による補償成分を使用しているため電流波形歪が大きくなり、これがさらに遅延時間計測による補償成分の時間遅れを増大させていることが分かる。

　図１１では、図５とほぼ同様な補償電圧が発生しており、補償電圧の切換レベルｄＶ＿ｌｅｖｅｌより超過した部分だけに検出遅れによる差異が生じている。しかし、その遅延が影響している期間は短いので、電流歪の発生要因となっていないことが分かる。以上が、効果を示すためのシミュレーション結果の比較である。

　さらに、図２の構成であれば補正電圧の切換レベルｄＶ＿ｌｅｖｅｌを連続的に変化させることも可能であり、電流振幅が小さくて正確な電流極性を推定できない場合には補償電圧の切換レベルｄＶ＿ｌｅｖｅｌの値を下げることによって遅延時間に基づく補償量の比率を高くするように調整することが可能になる。つまり、電力変換回路の運転状態によって補償電圧の切換レベルｄＶ＿ｌｅｖｅｌを調整するという自由度が増えたとも言える。

　これと似た機能を実現する手法として、学習機能により電流と補償電圧の関係を修正する方式がある。しかし、軽負荷と重負荷が急変した場合など、電流振幅が急変すると学習が追従できないこともある。これに対して、本実施形態１の方式では、検出値を直接に補正量として利用しているため、学習のような大きな追従遅れは発生しない。また、外乱電圧の推定オブザーバで問題となるモデルの設定も必要ない。

　［実施形態２］
　本実施形態２は、実施形態１と同じ図１の構成を利用するものであり、図２を図１２のように変更したものである。この図２と図１２との差異は，電流指令値による電圧補償成分ｄＶｉ＿ＦＦを制限する第１制限器５の設定値を、補正電圧の切換レベルｄＶ＿ｌｅｖｅｌに半導体スイッチング素子の電圧降下成分ｄＶ＿ｄｒｏｐだけ加算した値に置き換えた。つまり、第１制限器５では、±（ｄＶ＿ｌｅｖｅｌ＋ｄＶ＿ｄｒｏｐ）の範囲内に制限するようにした。

　一方、時間遅れ計測による補償量の超過分を抽出する方のデッドゾーン特性の第２制限器６のレベルは実施形態１と同じままである。

　このように、第１，第２制限器５，６のレベルに差を付けることにより，（分類４（ｂ））で示したような半導体スイッチング素子の電圧降下成分も補償することができるようになる。

　実施形態１とほぼ同じ動作をするが、図１３に示すように電流指令値に基づく時間遅れのない電圧補償成分ｄＶｉ＿ＦＦ＿ｂ成分の方を、±ｄＶ＿ｌｅｖｅｌの幅内から±（ｄＶ＿ｌｅｖｅｌ＋ｄＶ＿ｄｒｏｐ）≒±（ｄＶ＿ｓａｔ＋ｄＶ＿ｄｒｏｐ）の幅内に変更することにより、電圧降下成分だけ拡大させる動作になる。これにより、電流極性に応じた半導体スイッチング素子の電圧降下成分が補正できる。

　誤差電圧成分ｄＶｔ＿ＦＢ＿ｃの方には、出力電圧を２値化する際に半導体スイッチング素子の電圧降下成分ｄＶ＿ｄｒｏｐなどは無視されているので、こちらには電圧降下成分ｄＶ＿ｄｒｏｐの補償は必要ない。

　ＰＷＭインバータの誤差電圧には、デッドタイムに起因する電圧誤差だけでなく、半導体スイッチング素子の電圧降下成分ｄＶ＿ｄｒｏｐによる電圧誤差も存在している。実施形態１の方式では、出力電圧を２値化して誤差電圧成分ｄＶｔ＿ＦＢに変換する際に半導体スイッチング素子の電圧降下成分ｄＶ＿ｄｒｏｐを無視しているため、この半導体スイッチング素子の電圧降下による電圧誤差Ｖ＿ｄｒｏｐ分補償する効果は無かった。

　そこで、本実施形態２では、電流指令値を用いた電圧補償成分ｄＶｉ＿ＦＦ＿ｂの補償電圧の方に、半導体スイッチング素子の電圧降下成分ｄＶ＿ｄｒｏｐを補償する機能を追加したものであり、デッドタイムに起因する誤差電圧だけでなく、半導体スイッチング素子の電圧降下による誤差成分も補償する機能が得られることが効果である。

　半導体スイッチング素子の電圧降下成分ｄＶ＿ｄｒｏｐの特性はデッドタイムに起因する誤差電圧と似ており、電流極性により変化する特性と誤差電圧が飽和するという特性とを有している。したがって、電圧補償成分ｄＶｉ＿ＦＦ側の飽和特性（リミッタ）の制限レベルだけを、±（ｄＶ＿ｌｅｖｅｌ＋ｄＶ＿ｄｒｏｐ）≒±（ｄＶ＿ｓａｔ＋ｄＶ＿ｄｒｏｐ）のように電圧降下分だけ増量させるだけで、制限後の電圧補償成分ｄＶｉ＿ＦＦ＿ｂ側に電圧降下成分ｄＶ＿ｄｒｏｐの補償の効果を追加することができる。

　本実施形態２を適用すると、デッドタイムだけでなく半導体スイッチング素子の電圧降下成分ｄＶ＿ｄｒｏｐによる誤差電圧を補償することができるので、より正確なＰＷＭ電圧を出力することができる。その結果、電流制御の外乱電圧をさらに抑制できるため、電流波形の歪も抑制することができる。

　以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。

　なお、本発明は、モータを駆動するインバータ以外の電力変換器にも適用できる。例えば、交流系統電力を直流電力に変換するＰＷＭコンバータにも適用できる技術である。

Claims

　電流指令値と電流検出値との偏差に基づいて電圧指令値を出力する電流制御部と、
　前記電圧指令値に複合電圧補償成分を加算した補正電圧指令値と、三角波キャリア信号と、に基づいてＰＷＭ指令値を出力するＰＷＭ生成部と、
　前記ＰＷＭ指令値にデッドタイムを付加して、電力変換回路の半導体スイッチング素子にゲート信号を出力するデッドタイム付加器と、
　前記電流指令値に基づいて、電圧補償成分を演算する電圧補償演算部と、
　前記電圧補償成分を、補償電圧の切換レベルの絶対値の範囲内に制限する第１制限器と、
　電圧検出値を２値化して２値のディジタル値を出力する電位２値化部と、
　前記２値のディジタル値と前記ＰＷＭ指令値とによりＯＮ遅延時間とＯＦＦ遅延時間を計測する遅延時間計測部と、
　前記ＯＮ遅延時間と前記ＯＦＦ遅延時間の平均値に、直流電源電圧を三角波キャリア信号の半周期で除算した値を乗算して誤差電圧成分の平均値を出力する乗算部と、
　前記誤差電圧成分の平均値から、補償電圧の切換レベルの絶対値を超過した値を抽出する第２制限器と、
　前記制限後の電圧補償成分と、前記制限後の誤差電圧成分と、を加算して前記複合電圧補償成分を出力する加算器と、
　を備えた電力変換回路の制御装置。
　電流指令値と電流検出値との偏差に基づいて電圧指令値を出力する電流制御部と、
　前記電圧指令値に複合電圧補償成分を加算した補正電圧指令値と、三角波キャリア信号と、に基づいてＰＷＭ指令値を出力するＰＷＭ生成部と、
　前記ＰＷＭ指令値にデッドタイムを付加して、電力変換回路の半導体スイッチング素子にゲート信号を出力するデッドタイム付加器と、
　前記電流指令値に基づいて、電圧補償成分を演算する電圧補償演算部と、
　前記電圧補償成分を、補償電圧の切換レベルに半導体スイッチング素子の電圧降下成分を加算した値の絶対値の範囲内に制限する第１制限器と、
　電圧検出値を２値化して２値のディジタル値を出力する電位２値化部と、
　前記２値のディジタル値と前記ＰＷＭ指令値とによりＯＮ遅延時間とＯＦＦ遅延時間を計測する遅延時間計測部と、
　前記ＯＮ遅延時間と前記ＯＦＦ遅延時間の平均値に、直流電源電圧を三角波キャリア信号の半周期で除算した値を乗算して誤差電圧成分の平均値を出力する乗算部と、
　前記誤差電圧成分の平均値から、補償電圧の切換レベルの絶対値を超過した値を抽出する第２制限器と、
　前記制限後の電圧補償成分と、前記制限後の誤差電圧成分と、を加算して前記複合電圧補償成分を出力する加算器と、
　を備えた電力変換回路の制御装置。
　前記電力変換回路の運転状態によって、前記補償電圧の切換レベルを調整する請求項１または２記載の電力変換回路の制御装置。