JP4937766B2 - 電圧型インバータの制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電圧型インバータの制御装置に関し、詳しくは、半導体スイッチング素子のオン・オフにより所望の大きさ及び周波数の交流電圧を出力する電圧型インバータによって電動機を駆動する場合に、前記インバータの出力電圧に含まれる誤差や歪を補償するための制御装置に関するものである。

通常の電圧型インバータは、上下アームを構成するスイッチング素子を交互に導通させて所望の大きさ及び周波数の交流電圧を発生している。しかし、周知のようにスイッチング素子にはターンオフ時の動作遅れがあり、これによって上下アームが同時にオンすることによるアーム短絡を防ぐために、スイッチングパターンに短絡防止期間（デッドタイム）を設けている。
しかし、このデッドタイムに起因して、電圧型インバータの出力電圧は出力電圧指令に対して誤差を持つことになり、これによる出力電圧の歪が電動機駆動時のトルクリプルの原因となっている。

上述したデッドタイムに起因する出力電圧の歪を補償するための従来技術として、特許文献１に記載されているように、インバータの出力電圧指令及び出力電流に基づいて出力電圧歪を推定し、この推定値に基づいて出力電圧指令に加える補償信号の振幅（補償量）を調節する方法が知られている。
以下、この従来技術を、図２を参照しつつ説明する。

図２において、１０１は電圧指令に比例した電圧を出力する電圧型ＰＷＭ（パルス幅変調）インバータであり、１０２はインバータ１０１によって駆動される電動機である。
前記インバータ１０１において、破線で示したブロック１０１ａは、前述したデッドタイムによる出力電圧歪Δｖが、電流検出手段１１０により検出された出力電流ｉの極性に応じて発生することをモデル化したものである。

また、１０３は、回転磁界座標系における電動機１０２の磁束軸方向のｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊、これに直交するｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊及び位相基準信号θ^＊（＝ω^＊ｔ）が入力されて固定子座標系の出力電圧指令ｖ^＊を出力する座標変換手段、１０９は出力電圧指令ｖ^＊と後述する補償手段１０５からの補償信号Δｖ^＊とを加算する加算手段、１０６は出力電流ｉを回転磁界座標系のｄ軸電流ｉ_ｄ及びｑ軸電流ｉ_ｑに変換する座標変換手段、１０７はｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊、ｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊、ｄ軸電流ｉ_ｄ及びｑ軸電流ｉ_ｑに基づいて電圧歪成分（補償残留成分）を推定する歪成分推定手段、１０８は推定した電圧歪成分と出力電流ｉとに基づいて補償量を調節する補償量調節手段、１０８ａは電圧歪成分の極性反転手段、１０８ｂは出力電流ｉの極性に応じて切替信号を出力する極性検出手段、１０８ｃは前記切替信号により選択された歪成分推定手段１０７の出力またはその反転出力を積分する積分手段、１０５は出力電流ｉの極性に応じた補償信号Δｖ^＊を前記加算手段１０９に出力する補償手段である。

上記構成において、出力電圧歪Δｖは、各軸の電圧指令ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊からインバータ１０１の出力電圧までの経路において、歪成分が作用するモデルによって推定することができ、歪成分推定手段１０７は、ｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊、ｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊、ｄ軸電流ｉ_ｄ及びｑ軸電流ｉ_ｑを用いて外乱オブザーバの原理に従い電圧歪成分を推定する。そして、この電圧歪成分が零に近付くように、補償量調節手段１０８により補償手段１０５からの補償信号Δｖ^＊を制御し、これを加算手段１０９にて元の出力電圧指令ｖ^＊に加算して出力電圧歪Δｖの最小化を図っている。

すなわち、上記補償信号Δｖ^＊を元の出力電圧指令ｖ^＊に加算して出力電圧歪Δｖをフィードフォワード制御することにより、出力電圧ｖにΔｖが含まれるのを抑制して出力電圧歪を補償している。この補償信号の振幅（補償量）は、電圧歪成分の振幅に一致する場合に最も補償効果が大きく、それより過大または過小でも補償残留成分が発生するので、この従来技術では、補償量調節手段１０８によって補償量の過不足を判別し、その判別結果により補償手段１０５を介して補償量を最適値に制御している。

特許第３５３６１１４号公報（段落［０００７］〜［００１２］、図１等）

上記従来技術において、外乱オブザーバとしての歪成分推定手段１０７により推定した電圧歪成分には、電動機１０２の逆起電力（速度起電力）も含まれるため、推定した歪成分をそのまま用いて出力電圧指令を補償することができない。このため、補償量調節手段１０８及び補償手段１０５を用いて補償量を調整する必要がある。
これらの補償量調節手段１０８及び補償手段１０５では、電圧歪成分の波形に基づいて、積分やその積分値の差演算等を行って過補償または不足補償を判別し、その判別結果に応じて補償量を決定するという複雑な処理を行っており、これらが回路構成の複雑化や演算負荷の増大を招いていた。

更に、上記従来技術をＶ／ｆ一定制御等のオープンループ制御に適用する場合には、電動機の磁束軸方向成分であるｄ軸成分の電圧も補償される結果、オープンループ制御において低速における電動機の励磁電流が確保されずに安定性が悪化するという問題もあった。

そこで、本発明の解決課題は、複雑な回路構成や演算処理を要することなくインバータの出力電圧歪を最小化することができ、Ｖ／ｆ一定制御等のオープンループ制御においても電動機を安定して駆動可能な電圧型インバータの制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る電圧型インバータの制御装置は、半導体スイッチング素子のオン・オフにより所望の大きさ及び周波数の交流電圧を出力して電動機を駆動する電圧型インバータの制御装置であって、インバータの出力電圧指令及び出力電流を用いてインバータの出力電圧歪成分を逐次推定する電圧歪成分推定手段と、インバータの出力電圧を前記出力電圧歪成分により補償する補償手段と、を備えた電圧型インバータの制御装置において、
前記電圧歪成分推定手段は、
インバータの交流電流検出値を座標変換して得た前記電動機の磁束軸と直交するｑ軸電流検出値からｑ軸出力電圧を推定し、このｑ軸出力電圧とｑ軸出力電圧指令とを用いて、インバータのデッドタイムに起因したｑ軸出力電圧誤差、前記電動機の逆起電力成分、及び前記電動機の磁束軸と直交するｄ軸干渉成分を含むｑ軸外乱電圧を推定する第１の推定手段と、
前記ｑ軸電流検出値からｑ軸出力電圧を推定し、このｑ軸出力電圧とｑ軸出力電圧指令とを用いて前記逆起電力成分を推定する第２の推定手段と、
前記インバータの交流電流検出値を座標変換して得た前記電動機の磁束軸方向のｄ軸電流検出値及びインバータの角周波数指令を用いて前記ｄ軸干渉成分を推定する第３の推定手段と、を有し、
前記補償手段は、
第１の推定手段により推定した前記ｑ軸外乱電圧と第２の推定手段により推定した前記逆起電力成分と第３の推定手段により推定した前記ｄ軸干渉成分とから生成した補償電圧を用いて、前記出力電圧指令を補正するものである。

請求項２に係る発明は、請求項１に記載した電圧型インバータの制御装置において、前記電動機の磁束軸方向のｄ軸電流指令値を入力として、前記インバータの交流電流検出値を座標変換して得たｄ軸電流検出値をフィードバックしてｄ軸電流を制御する電流制御手段を備えたものである。

請求項３に係る発明は、請求項１または２に記載した電圧型インバータの制御装置において、前記電動機の回転速度をＶ／ｆ一定制御により制御するものである。

請求項４に係る発明は、請求項１〜３の何れか１項に記載した電圧型インバータの制御装置において、前記第１の推定手段及び／または第２の推定手段を、外乱推定オブザーバにより構成したものである。

本発明においては、インバータのｑ軸電圧指令及びｑ軸電流を用いて、インバータのデッドタイムに起因したｑ軸電圧誤差、電動機の逆起電力成分、及びｄ軸干渉成分を含む外乱電圧を推定し、この外乱電圧を補償電圧としてインバータの出力電圧指令を補正する。また、同時にｄ軸電流をフィードバックしてｄ軸電圧指令を制御することにより、低速領域における電動機の励磁電流を制御する。

従って、従来技術のように補償量の過不足の判別や補償量の調整といった複雑な処理を要することなく、インバータの出力電圧歪を簡単に補償することができ、電動機のトルクリプルの発生を防止すると共に、交流電源の高調波を低減し、制御精度を高めることができる。また、Ｖ／ｆ一定制御等のオープンループ制御においても電動機の励磁電流が確保されるので、低速時にも電動機を安定して駆動することが可能になる。

更に、インバータのｑ軸電圧指令及びｑ軸電流を用いて電動機の逆起電力成分を推定し、高速領域において外乱電圧に含まれる逆起電力成分を補償することにより、中高速領域においても電動機を安定して駆動することができる。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は本実施形態の構成を示すブロック図である。図１において、１は所望の大きさ及び周波数の交流電圧を出力する電圧型ＰＷＭインバータ、２はインバータ１の各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）の出力端子に接続された誘導電動機、３は誘導電動機２に対する一次角周波数指令（インバータ１に対する周波数指令）ω_１ ^＊を設定する周波数設定器、４は一次角周波数指令ω_１ ^＊を積分して位相基準信号θ_１ ^＊を出力する積分手段、５は回転磁界座標系のｄ軸電圧指令ｖ_１ｄ ^＊及びｑ軸電圧指令ｖ_１ｑ ^＊を位相基準信号θ_１ ^＊に基づいて固定子座標系の各相電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に変換する座標変換手段である。

また、６はインバータ１の出力電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗを検出する電流検出手段、７は固定子座標系の出力電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗを位相基準信号θ_１ ^＊に基づいて回転磁界座標系のｄ軸電流ｉ_１ｄ及びｑ軸電流ｉ_１ｑに変換する座標変換手段、８は一次角周波数指令ω_１ ^＊からｑ軸電圧指令ｖ_１ｑ ^＊を出力するＶ／ｆ変換手段、９はｑ軸電圧指令ｖ_１ｑ ^＊及びｑ軸電流ｉ_１ｑから外乱電圧ｖ_ｄｉｓを推定して出力する第１の推定手段としての高速外乱推定オブザーバ、１０はｑ軸電圧指令ｖ_１ｑ ^＊及びｑ軸電流ｉ_１ｑから逆起電力成分ｖ_ｅｍｆを推定して出力する第２の推定手段としての低速外乱推定オブザーバ、１１はｄ軸電流ｉ_１ｄ、一次角周波数指令ω_１ ^＊及び漏れインダクタンスＬ_σを用いてｄ軸干渉成分ｖ_ｃｍｐを演算する第３の推定手段としてのｄ軸干渉成分演算手段、１２はｄ軸電流指令ｉ_１ｄ ^＊及びｄ軸電流ｉ_１ｄを入力としてｄ軸電圧指令ｖ_１ｄ ^＊を出力する電流制御手段、１３は前記逆起電力成分ｖ_ｅｍｆからｄ軸干渉成分ｖ_ｃｍｐを減算する減算手段、１４は前記外乱電圧ｖ_ｄｉｓから減算手段１３の出力を減算した値を補償電圧ｖ_ｃとして出力する減算手段、１５は元のｑ軸電圧指令ｖ_１ｑ ^＊と前記補償電圧ｖ_ｃとを加算して補正後のｑ軸電圧指令ｖ_１ｑ ^＊を出力する加算手段である。
上記構成において、高速外乱推定オブザーバ９、低速外乱推定オブザーバ１０及びｄ軸干渉成分演算手段１１は、請求項における電圧歪成分推定手段を構成し、減算手段１３，１４及び加算手段１５は補償手段を構成している。

次に、この実施形態の動作について説明する。
図１に示す実施形態における制御方法は、周知のＶ／ｆ一定制御と呼ばれる誘導電動機の制御方法であり、誘導電動機２の一次角周波数ω_１と一次電圧ｖ_１との比率を一定に保って誘導電動機２の回転速度を広範囲にわたり効率良く制御する方法である。

まず、周波数設定手段３により設定された一次角周波数指令ω_１ ^＊は、Ｖ／ｆ変換手段８に入力され、一次角周波数指令ω_１ ^＊に対応する一次電圧指令（出力電圧指令）が出力される。ここで、電圧指令のｄ軸成分は誘導電動機２が発生するトルクには直接影響しないため、Ｖ／ｆ変換手段８からは、一次角周波数指令ω_１ ^＊に対応するｑ軸電圧指令ｖ_１ｑ ^＊が一次電圧指令として出力される。以下、必要に応じてｑ軸電圧指令ｖ_１ｑ ^＊を一次電圧指令ｖ_１ｑ ^＊、ｑ軸電圧ｖ_１ｑを一次電圧ｖ_１ｑ、ｑ軸電流ｉ_ｑを一次電流ｉ_ｑともいうものとする。

インバータ１の出力電圧歪の補償については後述することとして、一次電圧指令ｖ_１ｑ ^＊は座標変換手段５に入力され、積分手段４からの位相基準信号θ_１ ^＊を用いた座標変換により正弦波の出力電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊が生成される。これらの電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊をインバータ１の内部で搬送波信号と比較して得たＰＷＭ信号に従い、インバータ１の半導体スイッチング素子をオン・オフ動作させることにより、インバータ１の出力電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗが制御されて誘導電動機２に供給されることになる。

一方、インバータ１のデッドタイムに起因する出力電圧歪は、回転磁界座標系において高速外乱推定オブザーバ９により推定した外乱電圧ｖ_ｄｉｓにより補償される。
ここで、数式１により与えられる回転磁界座標系で表現された誘導電動機の電圧方程式より、誘導電動機２の一次電流ｉ_１ｑと一次電圧ｖ_１ｑとの関係を求めると、数式２となる。

これらの数式において、
φ_２ｄ，φ_２ｑ：ｄ軸電動機磁束及びｑ軸電動機磁束，
ｖ_１ｄ，ｉ_１ｄ：誘導電動機の一次側のｄ軸電圧及びｄ軸電流，
ｖ_１ｑ，ｉ_１ｑ：誘導電動機の一次側のｑ軸電圧及びｑ軸電流，
ω_１：一次角周波数，
ω_ｍ：回転角周波数（電気角速度），
Ｒ_１：一次抵抗値，
Ｒ_２：二次抵抗値，
Ｌ_σ：漏れインダクタンス，
Ｌ_ｍ：励磁インダクタンス，
ｐ：微分演算子
である。

数式２において、右辺第２項はｄ軸による干渉成分、第４項は逆起電力成分となる。なお、右辺第３項は、低速において影響がないためゼロと考える。
インバータ１のデッドタイムによる誤差電圧及び上記ｄ軸干渉成分や逆起電力成分の和を外乱電圧ｖ_ｄｉｓと定義すると、数式２から数式３を得ることができる。

ここで、従来技術と同様に構成された外乱オブザーバにより、外乱電圧ｖ_ｄｉｓを推定することを考える。すなわち、数式３に示した一次電流ｉ_１ｑと一次電圧ｖ_１ｑとの関係に基づき、誘導電動機２に印加されているインバータ１の出力電圧（＝（Ｒ_１＋Ｒ_２＋ｐＬ_σ）ｉ_１ｑ）を一次電流ｉ_１ｑから推定する。
そして、高速外乱推定オブザーバ９においては、次の数式４に示す如く、推定した出力電圧（＝（Ｒ_１＋Ｒ_２＋ｐＬ_σ）ｉ_１ｑ）と一次電圧指令ｖ_１ｑ ^＊との差分をとり、時定数Ｔ_１のローパスフィルタを通してゲインＫを乗じ、外乱電圧推定値＾ｖ_ｄｉｓとして出力する。なお、数式４において、記号「＾」を付した値は何れも推定値である。

ここで、デッドタイムによる外乱成分は、一次出力周波数をｆ（＝ω_１／２π）とした場合、その６倍の周波数の交流リプル成分がｑ軸上に現れる。従って、数式４における時定数Ｔ_１は、出力周波数の６倍より十分速い時間で外乱電圧を推定するとし、例えば数式５に示す範囲に設定する。

また、前述したように、外乱電圧推定値＾ｖ_ｄｉｓには、デッドタイムによる誤差電圧の他に誘導電動機２の逆起電力成分やｄ軸による干渉成分が含まれることになり、中高速領域において逆起電力成分も補償されてしまい、Ｖ／ｆ制御などのオープンループ制御時に電圧が過大となり安定性に問題がある。
よって、低速外乱推定オブザーバ１０により、数式２における右辺第４項の逆起電力成分ｖ_ｅｍｆを演算すると共に、ｄ軸干渉成分演算手段１１により右辺第２項のｄ軸干渉成分ｖ_ｃｍｐ（＝ω_１Ｌ_σｉ_１ｄ）を演算し、これらを減算手段１３，１４に図示の符号で入力することにより高速外乱推定オブザーバ９の出力である外乱電圧推定値＾ｖ_ｄｉｓを補償して補償電圧ｖ_ｃを生成する。

上記低速外乱推定オブザーバ１０は、数式４と同様の構造を持ち、時定数をＴ_２とした数式６に示す推定逆起電力＾ｖ_ｅｍｆを出力する外乱推定オブザーバを構成する。

ここで、逆起電力ｖ_ｅｍｆは数式２より回転角周波数ω_１に依存し、その変化は、デッドタイムによる外乱成分に対して非常に遅い。従って、数式６における時定数Ｔ_２は、デッドタイムによる外乱成分を無視できる程度に遅くすれば逆起電力ｖ_ｅｍｆの推定が可能であり、例えば数式７に示す範囲に設定する。

低速外乱推定オブザーバ１０から出力される推定逆起電力＾ｖ_ｅｍｆには、数式２の右辺第２項のｄ軸干渉成分ｖ_ｃｍｐも含まれるが、ｖ_ｃｍｐまで推定して外乱成分として補償すると中高速領域で安定性が劣化するため、これを数式８に示すように一次角周波数ω_１、ｄ軸電流ｉ_１ｄ及び漏れインダクタンスＬ_σを用いて算出して前向きに補償する。

上記のように計算されたｄ軸干渉成分ｖ_ｃｍｐは、減算手段１３により推定逆起電力＾ｖ_ｅｍｆから減算することにより補償される。減算手段１３の出力は次段の減算手段１４に入力されて外乱電圧推定値＾ｖ_ｄｉｓを補償し、その結果を補償電圧ｖ_ｃとして出力する。

補償電圧ｖ_ｃは加算手段１５において一次電圧指令ｖ_１ｑ ^＊に加えられるので、結果的には、外乱電圧から逆起電力相当量を除いたデッドタイムによる誤差電圧のみを電圧歪成分として推定し、一次電圧指令ｖ_１ｑ ^＊を補償するシステムを構成することができる。これにより、インバータ１の出力電圧歪を常に最小化することができる。

次に、電流制御手段１２について説明する。
電流制御手段１２は、ｄ軸電流指令ｉ_１ｄ ^＊とｄ軸電流ｉ_１ｄとの偏差に対して、ゲインを乗じた出力をｄ軸電圧指令ｖ_１ｄ ^＊とし、ｄ軸電流ｉ_１ｄを速やかにｄ軸電流指令ｉ_１ｄ ^＊に追従させるものである。なお、前述したｑ軸におけるＶ／ｆ一定制御とは独立して電動機２の低速領域における励磁電流を確保させるためには、ｄ軸電流指令ｉ_１ｄ ^＊を一定値（定格電流の３０％程度の電流）とすればよい。

以上の結果として、誘導電動機２のトルクリプルの発生を防止すると共に、交流電源の高調波を低減して制御精度を高めることもできる。更に、ｄ軸電流ｉ_１ｄをフィードバック制御することにより、低速領域でも安定して電動機２を駆動することが可能になる。

なお、本実施形態ではインバータ１により誘導電動機２を駆動する場合を対象としたが、本発明は、同期電動機等の他の電動機の駆動システムにも適用可能である。また、本実施形態ではインバータ１の制御方法としてＶ／ｆ一定制御を示したが、ベクトル制御等の他の制御方法にも適用可能である。

本発明の実施形態を示すブロック図である。 特許文献１に記載された従来技術を示すブロック図である。

符号の説明

１：電圧型ＰＷＭインバータ
２：誘導電動機
３：周波数設定手段
４：積分手段
５，７：座標変換手段
６：電流検出手段
８：Ｖ／ｆ変換手段
９：高速外乱推定オブザーバ（第１の推定手段）
１０：低速外乱推定オブザーバ（第２の推定手段）
１１：ｄ軸干渉成分演算手段（第３の推定手段）
１２：電流制御手段
１３，１４：減算手段
１５：加算手段

Claims (4)

1. 半導体スイッチング素子のオン・オフにより所望の大きさ及び周波数の交流電圧を出力して電動機を駆動する電圧型インバータの制御装置であって、インバータの出力電圧指令及び出力電流を用いてインバータの出力電圧歪成分を逐次推定する電圧歪成分推定手段と、インバータの出力電圧を前記出力電圧歪成分により補償する補償手段と、を備えた電圧型インバータの制御装置において、
   前記電圧歪成分推定手段は、
   インバータの交流電流検出値を座標変換して得た前記電動機の磁束軸と直交するｑ軸電流検出値からｑ軸出力電圧を推定し、このｑ軸出力電圧とｑ軸出力電圧指令とを用いて、インバータのデッドタイムに起因したｑ軸出力電圧誤差、前記電動機の逆起電力成分、及び前記電動機の磁束軸と直交するｄ軸干渉成分を含むｑ軸外乱電圧を推定する第１の推定手段と、
   前記ｑ軸電流検出値からｑ軸出力電圧を推定し、このｑ軸出力電圧とｑ軸出力電圧指令とを用いて前記逆起電力成分を推定する第２の推定手段と、
   前記インバータの交流電流検出値を座標変換して得た前記電動機の磁束軸方向のｄ軸電流検出値及びインバータの角周波数指令を用いて前記ｄ軸干渉成分を推定する第３の推定手段と、を有し、
   前記補償手段は、
   第１の推定手段により推定した前記ｑ軸外乱電圧と第２の推定手段により推定した前記逆起電力成分と第３の推定手段により推定した前記ｄ軸干渉成分とから生成した補償電圧を用いて、前記出力電圧指令を補正することを特徴とする電圧型インバータの制御装置。
2. 請求項１に記載した電圧型インバータの制御装置において、
   前記電動機の磁束軸方向のｄ軸電流指令値を入力として、前記インバータの交流電流検出値を座標変換して得たｄ軸電流検出値をフィードバックしてｄ軸電流を制御する電流制御手段を備えたことを特徴とする電圧型インバータの制御装置。
3. 請求項１または２に記載した電圧型インバータの制御装置において、
   前記電動機の回転速度をＶ／ｆ一定制御により制御することを特徴とする電圧型インバータの制御装置。
4. 請求項１〜３の何れか１項に記載した電圧型インバータの制御装置において、
   前記第１の推定手段及び／または第２の推定手段を、外乱推定オブザーバにより構成したことを特徴とする電圧型インバータの制御装置。
   

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