[go: up one dir, main page]
More Web Proxy on the site http://driver.im/

WO2014192290A1 - スイッチング電源装置 - Google Patents

スイッチング電源装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2014192290A1
WO2014192290A1 PCT/JP2014/002790 JP2014002790W WO2014192290A1 WO 2014192290 A1 WO2014192290 A1 WO 2014192290A1 JP 2014002790 W JP2014002790 W JP 2014002790W WO 2014192290 A1 WO2014192290 A1 WO 2014192290A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
switching
voltage
power supply
supply device
switching power
Prior art date
Application number
PCT/JP2014/002790
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
翔一 原
崎山 一幸
瞳 嶺岸
Original Assignee
パナソニックIpマネジメント株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by パナソニックIpマネジメント株式会社 filed Critical パナソニックIpマネジメント株式会社
Priority to JP2015519648A priority Critical patent/JP6341386B2/ja
Priority to US14/785,530 priority patent/US9667153B2/en
Publication of WO2014192290A1 publication Critical patent/WO2014192290A1/ja

Links

Images

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • BPERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60VEHICLES IN GENERAL
    • B60LPROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L53/00Methods of charging batteries, specially adapted for electric vehicles; Charging stations or on-board charging equipment therefor; Exchange of energy storage elements in electric vehicles
    • B60L53/20Methods of charging batteries, specially adapted for electric vehicles; Charging stations or on-board charging equipment therefor; Exchange of energy storage elements in electric vehicles characterised by converters located in the vehicle
    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/3353Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having at least two simultaneously operating switches on the input side, e.g. "double forward" or "double (switched) flyback" converter
    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0032Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode
    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054Transistor switching losses
    • H02M1/0058Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • YGENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02BCLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
    • YGENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02TCLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T10/00Road transport of goods or passengers
    • Y02T10/60Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
    • Y02T10/70Energy storage systems for electromobility, e.g. batteries
    • YGENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02TCLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T10/00Road transport of goods or passengers
    • Y02T10/60Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
    • Y02T10/7072Electromobility specific charging systems or methods for batteries, ultracapacitors, supercapacitors or double-layer capacitors
    • YGENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02TCLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T10/00Road transport of goods or passengers
    • Y02T10/80Technologies aiming to reduce greenhouse gasses emissions common to all road transportation technologies
    • Y02T10/92Energy efficient charging or discharging systems for batteries, ultracapacitors, supercapacitors or double-layer capacitors specially adapted for vehicles
    • YGENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02TCLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T90/00Enabling technologies or technologies with a potential or indirect contribution to GHG emissions mitigation
    • Y02T90/10Technologies relating to charging of electric vehicles
    • Y02T90/12Electric charging stations
    • YGENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02TCLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T90/00Enabling technologies or technologies with a potential or indirect contribution to GHG emissions mitigation
    • Y02T90/10Technologies relating to charging of electric vehicles
    • Y02T90/14Plug-in electric vehicles

Definitions

  • the present disclosure relates to a switching power supply device such as a DCDC converter, and in particular, is configured by connecting a full bridge inverter to a primary winding of a transformer and connecting a rectifier circuit to a secondary winding of the transformer.
  • the present invention relates to a switching power supply device such as an isolated DCDC converter.
  • Patent Document 1 discloses a conventional example of a phase shift PWM control DCDC converter to which soft switching is applied.
  • the purpose of the present disclosure is to solve the above problems and to provide a switching power supply device that can suppress a decrease in efficiency and an increase in noise level even when the output is lightly loaded.
  • the switching power supply device is: An orthogonal transform unit that converts a DC voltage into an AC voltage based on a switching operation of the switching element; A transformer for converting the AC voltage into an AC voltage having a predetermined voltage value; A resonant circuit provided between the orthogonal transform unit and the transformer; A switching power supply device comprising an AC / DC conversion circuit that converts AC voltage from the transformer into DC, An output detector for detecting an output voltage or an output current of the switching power supply device; A time ratio control unit that controls a switching time ratio of the switching power supply device so that the detected output voltage or output current becomes a predetermined target value; An energy detector for detecting energy stored in the resonant circuit; A control unit that controls a switching frequency of the switching power supply device so that the detected energy becomes a predetermined threshold, The control unit lowers the switching frequency of the switching element when the current or voltage of the resonance circuit detected by the energy detection unit falls below a predetermined threshold value, and The current or voltage is controlled to reach the threshold value.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply device according to a first exemplary embodiment
  • a phase shift DCDC converter simulation results according to the switching power supply device and the comparative example of FIG. 1 is a signal waveform diagram of a current I R flowing through the resonance coil Lre.
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration of a phase shift DCDC converter 5A according to a second embodiment
  • FIG. 6 is a block diagram illustrating a configuration of an in-vehicle charging device according to a third embodiment. It is a circuit diagram which shows the structure of the phase shift DCDC converter 5B concerning a comparative example. 6 is a timing chart showing an operation of the phase shift DCDC converter 5 of FIG. 5.
  • FIG. 5 shows a configuration of a switching power supply device according to a first exemplary embodiment
  • a phase shift DCDC converter simulation results according to the switching power supply device and the comparative example of FIG. 1 is a signal waveform diagram of a current I R flowing through the resonance coil Lre.
  • FIG. 6 is a block diagram illustrating a configuration of a vehicle according to a fourth embodiment.
  • FIG. 10 is a block diagram illustrating a configuration of an electronic device according to a fifth embodiment. It is a figure which shows an example at the time of implementing operation
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of a phase shift DCDC converter 5B according to a comparative example.
  • a phase shift DCDC converter 5B in FIG. 5 includes a high-frequency transformer TF constituting a transformer, a resonance coil Lre disposed on the primary winding TF1 side of the high-frequency transformer TF, a resonance coil Lre, and a DC power source E.
  • a full-bridge inverter circuit INV including semiconductor switching elements (hereinafter referred to as switching elements) S1, S2, S3, and S4 disposed between them, and a rectifier circuit disposed on the secondary winding TF2 side of the high-frequency transformer TF
  • the smoothing filter circuit 6 including the output reactor L0 and the output capacitor C0 arranged between the RE and the rectifier circuit RE and the load resistor R is provided.
  • the DCDC converter 5B controls the output voltage detection unit 11 that detects the output voltage Vout across the load resistor R, and the switching time ratio (duty ratio) of the DCDC converter 5B based on the detected output voltage Vout.
  • a time ratio control unit 12, and a control signal generation unit 10 that generates and applies control signals SS1 to SS4 that are control pulse signals for the switching elements S1 to S4 in the full-bridge inverter circuit INV based on the controlled time ratio; Is provided.
  • the control signal generation unit 10 is configured by a digital computer such as a microcomputer.
  • the winding start of each of the windings TF1 and TF2 of the high-frequency transformer TF is indicated by “ ⁇ ”.
  • the switching elements S1 to S4 semiconductor switching elements such as MOSFETs and IGBTs are used, for example.
  • a full bridge inverter circuit INV includes switching elements S1 to S4 connected in a full bridge form, and reverse conducting diodes D1, D2, D3 connected in parallel with the switching elements S1, S2, S3, S4, respectively. , D4 and snubber capacitors C1, C2, C3, C4.
  • the full bridge inverter circuit INV converts the DC voltage from the DC voltage source E into an AC voltage by a phase shift control method and outputs the AC voltage.
  • the switching elements S1 and S2 constitute a reference phase leg
  • the switching elements S3 and S4 constitute a control phase leg.
  • the full-bridge inverter circuit INV converts the DC voltage from the DC voltage source E into an AC voltage by switching, and the high-frequency transformer via the resonance coil Lre connected in series to the primary winding TF1 of the high-frequency transformer TF. Output to the primary winding TF1 of TF.
  • the rectifier circuit RE includes a rectifier diode Dr1, Dr2, and constitutes an AC / DC converter circuit.
  • the rectifier circuit RE is connected to the secondary winding TF2 of the high-frequency transformer TF, and full-wave rectifies the AC voltage to the DC voltage, and outputs the output reactor L0. And output to the load resistor R through the smoothing filter circuit 6 including the output capacitor C0.
  • the start of winding of the secondary winding TF2 of the high-frequency transformer TF is connected to the anode of the rectifying diode Dr1
  • the end of winding of the secondary winding TF2 is connected to the anode of the rectifying diode Dr2.
  • the cathodes of the rectifying diodes Dr1 and Dr2 are connected in common and connected to one end of the output reactor L0, and the other end of the output reactor L0 is connected to the positive electrode of the output capacitor C0 and one end of the load resistor R0.
  • the negative electrode of the output capacitor C0 and the other end of the load resistor R are connected to the center tap of the high frequency transformer TF.
  • an output voltage detection unit 11 that detects an output voltage Vout that is a terminal voltage of the output capacitor C0 is provided in parallel.
  • FIG. 6 is a timing chart showing the operation of the phase shift DCDC converter 5 of FIG.
  • the operation of the phase shift DCDC converter 5B will be described with reference to FIGS.
  • the phase shift DCDC converter 5B according to the comparative example operates in the following four modes M1 to M4 as shown in FIG.
  • Mode M1 switching elements S1 and S4 are on and switching elements S2 and S3 are off;
  • Mode M2 switching elements S2 and S4 are on and switching elements S1 and S3 are off;
  • Mode M3 switching elements S2 and S3 are on and switching elements S1 and S4 are off;
  • mode M4 switching elements S1 and S3 are on and switching elements S2 and S4 are on. Is off.
  • the on-time of each switching element S1 to S4 is approximately 1 ⁇ 2 of one cycle.
  • the switching elements S1 and S2 are alternately turned on / off. That is, when the switching element S1 is on, the switching element S2 is always off, and when the switching element S1 is off, the switching element S2 is always on.
  • the switching elements S3 and S4 are alternately turned on / off.
  • the output voltage Vout is controlled by changing (shifting the phase) the phase difference ⁇ between the S1 and S2 groups serving as the reference phase legs and the S3 and S4 groups serving as the control phase legs. If the durations of modes M1 to M4 are T1 to T4, respectively, the following equation is established.
  • T1 T3 (2)
  • T2 T4
  • the output voltage Vout is expressed by the following equation.
  • Vout Vin (n 2 / n 1 ) 2 ⁇ (5)
  • n 2 / n 1 is a winding ratio of the high-frequency transformer TF.
  • modes M1 to M4 are considered in more detail. For convenience of explanation, the description starts from the mode M1-4.
  • phase shift DCDC converter 5B In the phase shift DCDC converter 5B according to the comparative example configured as described above, ZVS is realized by the action of the resonance coil Lre inserted between the full bridge inverter circuit INV and the high frequency transformer TF. Therefore, the energy stored in the resonance coil Lre must be sufficient to complete the charging / discharging of the capacitors C1 to C4 connected in parallel with the semiconductor switching elements S1 to S4 of the inverter circuit, respectively.
  • the energy P Lre accumulated in the resonant coil Lre is expressed by the following equation in proportion to the square of the current I R flowing through the resonance coil Lre.
  • phase shift DCDC converter that solves the above-described problems and can prevent a soft switching operation from being realized at a light output load is proposed.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of the switching power supply device according to the first embodiment.
  • the switching power supply device of FIG. 1 is, for example, a phase shift DCDC converter 5.
  • Phase shift DCDC converter 5, compared to the phase shift DCDC converter 5B in FIG. 5, further comprising a resonant energy detection unit 13 for detecting the resonance current I R in the resonant coil Lre, control signal generating unit 10 is detected It is characterized by controlling the control signal SS1 ⁇ SS4 for the switching elements S1 ⁇ S4, based on the resonance current I R were.
  • the resonance energy detector 13 is provided to detect it, the control signal from the resonance energy detector 13 By feeding back to the switching operation of the full bridge inverter circuit INV via the generation unit 10, the switching frequency is controlled so that the maximum value of the current of the resonance coil Lre is increased.
  • FIG. 1 is a phase shift DCDC converter 5 and the prior art simulation result of FIG. 1 is a signal waveform diagram of a current I R flowing through the resonance coil Lre.
  • the operation of the phase shift DCDC converter 5 of FIG. 1 configured as described above will be described below with reference to FIGS.
  • the duty ratio control unit 12 compares the output voltage Vout fed back from the output voltage detection unit 11 with a predetermined target voltage Vth.
  • the duty ratio control unit 12 performs switching. Control is performed so that the phase difference ⁇ (FIG. 6) between the reference leg composed of the elements S1 and S2 and the control leg composed of the switching elements S3 and S4 becomes small. At this time, the current I R flowing outputs stored in the resonant coil Lre is increased compared to the previous corresponding control.
  • the duty ratio control unit 12 compares the output voltage Vout with a predetermined target voltage Vth, and when the output voltage Vout is larger than the target voltage Vth, the phase difference ⁇ between the reference leg and the control leg (FIG.
  • the duty ratio control unit 12 controls the duty ratio so that the output voltage Vout becomes the predetermined target voltage Vth.
  • the control signal generator 10 when the current I R of the resonant coil Lre fed back from the resonance energy detector 13 becomes equal to or less than a predetermined threshold current Ith, the control signal generator 10, the control signal SS1 ⁇ SS4 The switching frequency is made lower than the frequency of the comparative example.
  • Maximum Imaxe the current I R of the resonant coil Lre by lowering the switching frequency of the control signals SS1 ⁇ SS4 is increased as compared to the maximum value Imaxc of Comparative Example (light load (Embodiment in Figure 2) ).
  • the maximum value Imaxe or Imaxc is the maximum value immediately before switching. That is, the control signal generation unit 10 controls the switching frequency so that the current IR detected by the resonance energy detection unit 13 becomes the predetermined threshold current Ith.
  • the duty ratio control unit 12 allows the switching element when the current or voltage of the resonance circuit detected by the resonance energy detection unit 13 is equal to or lower than a predetermined threshold value.
  • the switching frequency is reduced and the current or voltage of the resonance circuit is controlled to reach a predetermined threshold value.
  • FIG. 9A is a circuit diagram showing an example of a configuration of a switching power supply device according to a modified example, showing an example when the operation of the first embodiment is performed.
  • FIG. 9B is a timing chart showing the operation during heavy load operation of the switching power supply device of FIG. 9A.
  • FIG. 9C is a timing chart showing an operation during a light load operation of the switching power supply device of FIG. 9A.
  • FIG. 9A shows a configuration of a phase shift DCDC converter 5C. Compared with the phase shift DCDC converter 5 of FIG. 1, a full wave rectification type rectifier having diodes Dr1 to Dr4 instead of the half wave rectification type rectifier RE. RE1 is provided.
  • the duty ratio control unit 12 changes the phase shift amount in order to maintain a constant voltage because the output voltage changes when the load fluctuates.
  • the phase shift amount changes, the current of the primary side winding TF1 of the high-frequency transformer TF changes.
  • the duty ratio control unit 12 detects the current of the primary winding TF1 with the resonance energy detection unit 13 which is a current sensor connected in series with the switching device, and if the peak is smaller than a predetermined current, the switching cycle is lengthened. Then, control is performed so that the peak value of the current reaches a predetermined current.
  • the configuration of the present embodiment can solve this problem and reduce noise increase and efficiency deterioration.
  • the resonance coil Lre may be configured with the leakage inductance of the high-frequency transformer TF. Further, the resonance coil Lre may be connected in series to the secondary winding TF2 of the high-frequency transformer TF. Further, the capacitors C1 to C4 may be constituted by parasitic capacitances of the switching elements S1 to S4, respectively. Further, the reverse conducting diodes D1 to D4 may be constituted by parasitic diodes of the switching elements S1 to S4, respectively.
  • the diodes Dr1 and Dr2 constitute the rectifier circuit RE.
  • the present disclosure is not limited to this, and the rectifier circuit may be constituted by a full bridge configuration including four diodes.
  • the resonance energy detector 13 has detected the current I R of the resonant coil Lre, the present disclosure is not limited to this, the voltage generated by the resonance coil Lre, or current and voltage Based on the detected power or energy, the information may be output to the control signal generator 10.
  • the output voltage detection unit 11 detects the output voltage Vout, and the time ratio control unit 12 adjusts the time ratio of the control signals SS1 to SS4 for switching based on the output voltage Vout.
  • the present invention is not limited to this, and the current ratio flowing through the load resistor R may be detected, and the time ratio control unit 12 may adjust the time ratio of the control signals SS1 to SS4 for switching based on the detected current.
  • control signal generation unit 10 and the duty ratio control unit may be configured by a predetermined hardware circuit, or may be configured by a digital computer such as a microcomputer, for example, to generate a control signal. May be realized by software.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of the switching power supply apparatus according to the second embodiment.
  • the switching power supply device of FIG. 3 is, for example, a phase shift DCDC converter 5A.
  • the phase shift DCDC converter 5 ⁇ / b> A further includes a lower limit switching frequency setting unit 14.
  • the control signal generator 10 when the current I R of the resonant coil Lre fed back from the resonance energy detector 13 becomes equal to or less than a predetermined threshold current Ith, the control signal generator 10, Although the switching frequency of the control signals SS1 to SS4 is set lower than the frequency of the comparative example, the lower limit switching frequency setting unit 14 sets the lower limit of the switching frequency so that the frequency does not become lower than the threshold frequency that becomes an audible frequency. It is held and set in a memory or the like and output to the control signal generator 10. The control signal generator 10 generates the control signals SS1 to SS4 with the threshold frequency as a lower limit when the switching frequency of the control signals SS1 to SS4 is set lower than the frequency of the comparative example.
  • the control signal generator 10 controls the threshold frequency set by the lower limit switching frequency setting unit 14 as the lower limit when the switching frequency of the control signals SS1 to SS4 is made lower than the frequency of the comparative example. Signals SS1 to SS4 are generated. Therefore, according to the present embodiment, it is possible to prevent the generation of unpleasant sounds such as the audible sound.
  • FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration of the in-vehicle charging device 7 according to the third embodiment.
  • the in-vehicle charging device 7 includes, for example, the switching power supply device according to the first or second embodiment.
  • 4 includes an ACDC converter 6 having an input filter 2, a diode bridge 3, and a power factor correction circuit (PFC) 4, and a DCDC converter 5 or 5A.
  • PFC power factor correction circuit
  • the input filter 2 band-pass-filters only a predetermined commercial power supply frequency component from the AC voltage from the commercial power supply 1 and outputs it to the diode bridge circuit 3.
  • the diode bridge circuit 3 includes, for example, four rectifying diodes connected in a bridge form, and rectifies an input AC voltage into a pulsating voltage, and then improves the power factor of the input voltage by a known method. 4 to the DCDC converter 5 or 5A.
  • the DCDC converter 5 or 5A converts the input DC voltage into a DC voltage having a predetermined voltage and outputs it to the resistance load R. When charging from a DC power supply, the ACDC converter 6 can be omitted.
  • FIG. 7 is a block diagram illustrating a configuration that is a block diagram illustrating a configuration of the vehicle 20 according to the fourth embodiment.
  • the vehicle 20 is, for example, an electric vehicle or a plug-in hybrid vehicle.
  • the vehicle 20 includes an outlet 24 for connection to an external commercial power source, the in-vehicle charging device 7 according to the third embodiment, and a rechargeable battery 22.
  • the power supplied from the outlet 24 is stored in the rechargeable battery 22 via the in-vehicle charging device 7.
  • the vehicle 20 of this Embodiment can charge with low noise and high efficiency.
  • FIG. 8 is a block diagram of a configuration of the electronic device 30 according to the fifth embodiment.
  • the electronic device 30 is a personal computer, a server device, or the like.
  • the electronic device 30 includes the phase shift DCDC converter 5 or 5A that is the switching power supply according to the first or second embodiment, and a load 32.
  • the power output from the phase shift DCDC converter 5 or 5A is supplied to the load 32.
  • the electronic device 30 of the present embodiment can operate with low noise and high efficiency.
  • the switching power supply according to the first aspect is An orthogonal transform unit that converts a DC voltage into an AC voltage based on a switching operation of the switching element; A transformer for converting the AC voltage into an AC voltage having a predetermined voltage value; A resonant circuit provided between the orthogonal transform unit and the transformer; A switching power supply device comprising an AC / DC conversion circuit that converts AC voltage from the transformer into DC, An output detector for detecting an output voltage or an output current of the switching power supply device; A time ratio control unit that controls a switching time ratio of the switching power supply device so that the detected output voltage or output current becomes a predetermined target value; An energy detector for detecting energy stored in the resonant circuit; A control unit that controls a switching frequency of the switching power supply device so that the detected energy becomes a predetermined threshold, The control unit lowers the switching frequency of the switching element when the current or voltage of the resonance circuit detected by the energy detection unit falls below a predetermined threshold value, and The current or voltage is controlled to reach the threshold
  • the switching power supply according to the second aspect further includes a setting unit that sets a predetermined lower limit value of the switching frequency of the switching power supply in the switching power supply according to the first aspect, The control unit, when controlling the switching frequency of the switching power supply device so that the detected energy becomes a predetermined threshold, when the switching frequency reaches the set lower limit value Stop control.
  • the on-vehicle charging device includes the switching power supply according to the first or second aspect.
  • the electric vehicle according to the fourth aspect includes the in-vehicle charging device and the rechargeable battery according to the third aspect.
  • the electrical device includes the switching power supply according to the first or second aspect.
  • the electronic device includes the switching power supply device according to the first or second aspect.
  • the switching power supply device can be used for a switching power supply device used in, for example, electrical equipment, electronic equipment, and the like.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Transportation (AREA)
  • Mechanical Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

 スイッチング電源装置は、スイッチング素子のスイッチング動作に基づいて直流電圧を交流電圧に変換する直交変換部と、交流電圧を所定の電圧値を有する交流電圧に変換する変圧器と、直交変換部と変圧器の間に設けられる共振回路と、変圧器からの交流電圧を直流に変換する交直変換回路と、スイッチング電源装置の出力電圧又は出力電流を検出する出力検出部と、検出された出力電圧又は出力電流が所定の目標値となるようにスイッチング電源装置のスイッチングの時比率を制御する時比率制御部と、共振回路に蓄積されているエネルギーを検出するエネルギー検出部と、検出されたエネルギーが所定のしきい値となるようにスイッチング電源装置のスイッチングの周波数を制御する制御部とを備える。

Description

スイッチング電源装置
 本開示は、例えばDCDCコンバータなどのスイッチング電源装置に関し、特に、変圧器の1次側巻線にフルブリッジインバータを接続し、当該変圧器の2次側巻線に整流回路を接続して構成される絶縁型DCDCコンバータなどのスイッチング電源装置に関する。
 近年、電子機器より発生する電磁誘導ノイズの抑制及びスイッチング素子のスイッチング損失の低減のため、スイッチング素子をゼロ電圧スイッチング(ZVS)又はゼロ電流スイッチング(ZCS)させるソフトスイッチング技術を適用した低損失及び低ノイズ化の研究が行なわれている。DCDCコンバータにおいても、ソフトスイッチング技術を適用して、その特性の改善が行なわれている。
 ソフトスイッチングを適用したDCDCコンバータの回路方式の例として、位相シフトPWM(Pulse Width Modulation)制御方式がある。ソフトスイッチングを適用した位相シフトPWM制御DCDCコンバータの従来例が、例えば特許文献1に開示されている。
特開2002-238257号公報
 しかしながら、負荷が軽く、出力電流が小さくなると、従来手法では、高周波トランスと直列に接続された共振コイルに流れる電流も小さくなり、フルブリッジインバータ回路の各スイッチング素子と並列にそれぞれ接続された4個のコンデンサの充放電を完了するのに十分なエネルギーを蓄積することができずにソフトスイッチング動作ができなくなる。その結果、効率の低下やノイズレベルが増大するといった課題があった。
 本開示の目的は以上の問題点を解決し、出力軽負荷時にも効率の低下やノイズレベルの増大を抑制できるスイッチング電源装置を提供することにある。
 本開示にかかるスイッチング電源装置は、
 スイッチング素子のスイッチング動作に基づいて直流電圧を交流電圧に変換する直交変換部と、
 前記交流電圧を所定の電圧値を有する交流電圧に変換する変圧器と、
 前記直交変換部と前記変圧器の間に設けられる共振回路と、
 前記変圧器からの交流電圧を直流に変換する交直変換回路とを備えるスイッチング電源装置であって、
 前記スイッチング電源装置の出力電圧又は出力電流を検出する出力検出部と、
 前記検出された出力電圧又は出力電流が所定の目標値となるように前記スイッチング電源装置のスイッチングの時比率を制御する時比率制御部と、
 前記共振回路に蓄積されているエネルギーを検出するエネルギー検出部と、
 前記検出されたエネルギーが所定のしきい値となるように前記スイッチング電源装置のスイッチングの周波数を制御する制御部とを備え、
 前記制御部は、前記エネルギー検出部により検出された前記共振回路の電流又は電圧が、予め決められたしきい値以下になったときに、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を低くし、前記共振回路の電流又は電圧が前記しきい値に達するように制御する。
 本開示によれば、軽負荷動作時においても効率の低下やノイズレベルの増大を抑制できる。
実施の形態1にかかるスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 図1のスイッチング電源装置及び比較例にかかる位相シフトDCDCコンバータのシミュレーション結果であって、共振コイルLreに流れる電流Iの信号波形図である。 実施の形態2にかかる位相シフトDCDCコンバータ5Aの構成を示す回路図である。 実施の形態3にかかる車載用充電装置の構成を示すブロック図である。 比較例にかかる位相シフトDCDCコンバータ5Bの構成を示す回路図である。 図5の位相シフトDCDCコンバータ5の動作を示すタイミングチャートである。 実施の形態4にかかる車両の構成を示すブロック図である。 実施の形態5にかかる電子機器の構成を示すブロック図である。 実施の形態1の動作を実施した場合の一例を示す図であって、変形例にかかるスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 図9Aのスイッチング電源装置の重負荷動作時の動作を示すタイミングチャートである。 図9Aのスイッチング電源装置の軽負荷動作時の動作を示すタイミングチャートである。
 以下、本開示に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。
(比較例)
 図5は比較例にかかる位相シフトDCDCコンバータ5Bの構成を示す回路図である。図5の位相シフトDCDCコンバータ5Bは、変圧器を構成する高周波トランスTFと、当該高周波トランスTFの1次側巻線TF1側に配置された共振コイルLreと、共振コイルLreと直流電源Eとの間に配置された半導体スイッチング素子(以下、スイッチング素子という。)S1,S2,S3,S4を含むフルブリッジインバータ回路INVと、当該高周波トランスTFの2次側巻線TF2側に配置された整流回路REと、整流回路REと負荷抵抗Rとの間に配置された出力リアクトルL0及び出力コンデンサC0からなる平滑用フィルタ回路6とを備えて構成される。また、DCDCコンバータ5Bは、負荷抵抗Rの両端の出力電圧Voutを検出する出力電圧検出部11と、検出された出力電圧Voutに基づいてDCDCコンバータ5Bのスイッチングの時比率(デューティ比)を制御する時比率制御部12と、制御された時比率に基づいてフルブリッジインバータ回路INV内のスイッチング素子S1~S4に対する制御パルス信号である制御信号SS1~SS4を発生して印加する制御信号生成部10とを備える。ここで、制御信号生成部10は、マイクロコンピュータなどのデジタル計算機で構成される。
 図5において、高周波トランスTFの各巻線TF1,TF2の巻き始めは「・」で示してある。スイッチング素子S1~S4として、例えばMOSFETやIGBT等の半導体スイッチング素子が用いられる。
 図5において、フルブリッジインバータ回路INVは、フルブリッジ形式で接続されたスイッチング素子S1~S4と、当該スイッチング素子S1,S2,S3,S4とそれぞれ並列に接続された逆導通ダイオードD1,D2,D3,D4及びスナバコンデンサC1,C2,C3,C4とを備えて構成される。フルブリッジインバータ回路INVは、直流電圧源Eからの直流電圧を、位相シフト制御方式によって交流電圧に変換して出力する。ここで、スイッチング素子S1とS2とは、基準相レグを構成し、スイッチング素子S3とS4とは、制御相レグを構成する。フルブリッジインバータ回路INVは、直流電圧源Eからの直流電圧をスイッチングすることにより交流電圧に変換して、高周波トランスTFの1次側巻線TF1に直列接続された共振コイルLreを介して高周波トランスTFの1次側巻線TF1に出力する。さらに、整流回路REは整流用ダイオードDr1,Dr2を含み交直変換回路を構成し、高周波トランスTFの2次側巻線TF2に接続され、交流電圧を直流電圧に全波整流して、出力リアクトルL0及び出力コンデンサC0からなる平滑用フィルタ回路6を介して負荷抵抗Rに出力する。
 なお、高周波トランスTFの二次巻線TF2の巻き始めは整流用ダイオードDr1のアノードに接続され、二次巻線TF2の巻き終わりは整流用ダイオードDr2のアノードに接続されている。整流用ダイオードDr1,Dr2の各カソードは共通に接続して出力リアクトルL0の一端に接続され、その出力リアクトルL0の他端は出力コンデンサC0の正極及び負荷抵抗R0の一端に接続されている。出力コンデンサC0の負極と負荷抵抗Rの他端は高周波トランスTFのセンタータップに接続されている。また、出力コンデンサC0と並列にその端子電圧である出力電圧Voutを検出する出力電圧検出部11を備える。
 図6は図5の位相シフトDCDCコンバータ5の動作を示すタイミングチャートである。以下、図5及び図6を参照して位相シフトDCDCコンバータ5Bの動作を説明する。比較例にかかる位相シフトDCDCコンバータ5Bは、図6に示すように大きく以下の4つのモードM1~M4で動作する。
(1)モードM1:スイッチング素子S1とS4がオンであって、スイッチング素子S2とS3がオフである;
(2)モードM2:スイッチング素子S2とS4がオンであって、スイッチング素子S1とS3がオフである;
(3)モードM3:スイッチング素子S2とS3がオンであって、スイッチング素子S1とS4がオフである;及び
(4)モードM4:スイッチング素子S1とS3がオンであって、スイッチング素子S2とS4がオフである。
 各スイッチング素子S1~S4のオン時間は一周期のほぼ1/2である。また、スイッチング素子S1とS2は互い違いにオン/オフする。すなわち、スイッチング素子S1がオンの時にはスイッチング素子S2は必ずオフとなり、スイッチング素子S1がオフの時にはスイッチング素子S2は必ずオンとなる。同様にスイッチング素子S3、S4も互い違いにオン/オフする。ここで、出力電圧Voutの制御は基準相レグとなるS1、S2グループと制御相レグとなるS3、S4グループの位相差θを変化させる(位相をシフトさせる)ことにより行われる。モードM1~M4の継続時間をそれぞれT1~T4とすると次式が成立する。
T1=T3   (2)
T2=T4   (3)
T=T1+T2+T3+T4=2×(T1+T2)   (4)
 一周期のうち継続時間T1の占める割合をαと定義すると、出力電圧Voutは次式で表される。
Vout=Vin(n/n)2α   (5)
 ここで、n/nは高周波トランスTFの巻線比である。
 次いで、ソフトスイッチング動作を説明するためにモードM1~M4をより細かく分けて考える。説明の便宜上モードM1-4から説明する。
<モードM1-4>
 スイッチング素子S1とS4がオンしているので、高周波トランスTFの1次側巻線TF1には入力電圧Vinが印加されておりダイオードDr1が導通して、高周波トランスTFの2次側巻線TF2に電力が供給されている。共振コイルLreには大きな共振電流Iが流れておりエネルギーが蓄積されている。スイッチング素子S1がターンオフして次の動作モードに移行する。
<モードM2-1>
 スイッチング素子S1がターンオフすると次の径路でコンデンサC1が充電される。
E+→C1→Lre→T1→S4→E-。
 スイッチング素子S1のターンオフの瞬間はコンデンサC1の電圧は0Vなのでスイッチング素子S1のターンオフはZVSである。コンデンサC1の充電と並行してコンデンサC2が次の径路で放電する。
C2→Lre→TF1→S4→C2。
 コンデンサC1とC2の充放電が完了すると次の動作モードに移行する。
<モードM2-2>
 コンデンサC1とC2の充放電が完了しても共振コイルLreのエネルギーがまだ残っているので、共振コイルLreの電流Iは次の径路で流れ続ける。
Lre→TF1→S4→D2→Lre。
 この状態でスイッチング素子S2がターンオンして次の動作モードに移行する。このとき逆導通ダイオードD2が導通しているので、スイッチング素子S2の電圧はほぼ0Vである。よって、スイッチング素子S2のターンオンはZVSである。
<モードM2-3>
 共振コイルLreのエネルギーで引き続き次の径路で電流Iが循環する。
Lre→TF1→S4→S2→Lre。
 共振コイルLreには、スイッチング素子S4とS2の電圧降下が共振コイルLreの電流Iによって発生する電圧とは逆方向(高周波トランスTFからインバータ回路INVへの方向)に印加される。そのため、電流Iは徐々に減少し、電流Iのエネルギーも徐々に減少する。スイッチング素子S4がターンオフして次の動作モードに移行する。
<モード3M-1>
 スイッチング素子S4がターンオフすると次の径路でコンデンサC4が充電される。
Lre→TF1→C4→S2→Lre。
 スイッチング素子S4のターンオフの瞬間はコンデンサC4の電圧は0Vなので、スイッチング素子S4のターンオフはZVSである。ここで、コンデンサC4の充電と並行してコンデンサC3が次の径路で放電する。
Lre→TF1→C3→E→S2→Lre。
 コンデンサC4とC3の充放電が完了すると次の動作モードに移行する。なお、コンデンサC4とC3の充放電は共振コイルLreのエネルギーで行われる。よって、充放電が完了するにはモードM3-1の開始時点において共振コイルLreに充分なエネルギーが残っていなければならない。
<モードM3-2>
 コンデンサC4とC3の充放電が完了しても、共振コイルLreのエネルギーがまだ残っているので、共振コイルLreの電流Iは次の径路で流れ続ける。
Lre→TF1→D3→E→S2→Lre。
 この状態でスイッチング素子S3がターンオンして次の動作モードに移行する。逆導通ダイオードD3が導通しているので、スイッチング素子S3の電圧はほぼ0Vである。よって、スイッチング素子S3のターンオンはZVSである。
<モードM3-3>
 引き続き、共振コイルLreのエネルギーで次の径路で電流Iが流れる。
Lre→TF1→S3→E→S2→Lre。
 共振コイルLreには入力電圧Vinが共振コイルLreの電流Iによって発生する電圧とは逆方向(高周波トランスTFからインバータ回路INVへの方向)に印加され、共振コイルLreの電流は急速に減少し、すぐに反転して次の動作モードに移行する。
<モードM3-4>
 モードM3-3から共振コイルLreの電流Iの方向が反転し、次の径路で電流Iが流れる。
E+→S3→TF1→Lre→S2→E-。
 高周波トランスTFの1次側巻線TF1には入力電圧Vinが負方向に印加されており2次側巻線TF2に電力が供給される。高周波トランスTFの2次側巻線TF2の電圧が負なので、ダイオードDr2が導通する。スイッチング素子S2がターンオフして次の動作モードに移行する。
<モードM4-1>
 スイッチング素子S2がターンオフすると次の径路でコンデンサC2が充電される。
E+→S3→TF1→Lre→C2→E-。
 ここで、コンデンサC2の充電と並行してコンデンサC1が次の径路で放電する。
C1→S3→TF1→Lre→C1。
 コンデンサC2とC1の充放電が完了すると次の動作モードに移行する。
<モードM4-2>
 コンデンサC2とC1の充放電が完了しても共振コイルLreのエネルギーがまだ残っているので、共振コイルLreの電流Iは次の径路で流れ続ける。
Lre→TF1→DS1→S3→Lre。
 この状態でスイッチング素子S1がターンオンして次の動作モードに移行する。ここで、逆導通ダイオードD1が導通しているので、スイッチング素子S1の電圧はほぼ0Vである。よって、スイッチング素子S1のターンオンはZVSである。
<モードM4-3>
 共振コイルLreのエネルギーで引き続き次の径路で電流Iが循環する。
Lre→巻線TF1→S1→S3→Lre。
 スイッチング素子S3がターンオフして次の動作モードに移行する。
<モードM1-1>
 スイッチング素子S3がターンオフすると次の径路でコンデンサC3が充電される。
Lre→TF1→S1→C3→Lre。
 コンデンサC3の充電と同時にコンデンサC4が次の径路で放電する。
Lre→TF1→S1→E→C4→Lre。
 ここで、コンデンサC3とC4の充放電が完了すると次の動作モードに移行する。
<モードM1-2>
 コンデンサC3とC4の充放電が完了しても共振コイルLreのエネルギーがまだ残っているので、共振コイルLreの電流Iは次の径路で流れ続ける。
Lre→TF1→S1→E→D4→Lre。
 この状態でスイッチング素子S4がターンオンして次の動作モードに移行する。逆導通ダイオードD4が導通しているので、スイッチング素子S4の電圧はほぼ0Vである。よって、スイッチング素子S4のターンオンはZVSである。
<モードM1-3>
 引き続き共振コイルLreのエネルギーで次の径路で電流Iが流れる。
Lre→TF1→S1→E→S4→Lre。
 共振コイルLreには入力電圧Vinが電流Iを妨げる方向に印加され、共振コイルLreの電流Iは急速に減少し、すぐに反転してモード1-4に移行する。
 以上のように構成された比較例にかかる位相シフトDCDCコンバータ5Bでは、フルブリッジインバータ回路INVと高周波トランスTFとの間に挿入された共振コイルLreの働きによりZVSを実現している。そのため、共振コイルLreに蓄積されるエネルギーは、インバータ回路の半導体スイッチング素子S1~S4とそれぞれ並列に接続されるコンデンサC1~C4の充放電を完了させるのに十分でなくてはならない。ここで、共振コイルLreに蓄えられるエネルギーPLreは、共振コイルLreを流れる電流Iの二乗に比例して次式で表される。
Lre=Lre×I /2   (1)
 実際のDCDCコンバータの用途においては負荷が小さく電流量が小さい場合も高効率でかつ低ノイズで変換動作を行う必要がある。例えば充電池への充電用途においては、充電池の充電状態に応じて幅広い電圧範囲及び電流範囲での動作が要求される。当該比較例にかかる位相シフトDCDCコンバータでは、負荷が軽く、出力電流が小さくなると、共振コイルLreに流れる電流も小さくなり、コンデンサC1~C4の充放電を完了するのに十分なエネルギーを蓄積することができずにソフトスイッチング動作ができなくなる。その結果、効率の低下やノイズレベルが増大する。以下の本実施の形態では以上の問題点を解決し、出力軽負荷時にソフトスイッチング動作を実現できないことを防止できる、位相シフトDCDCコンバータを提案する。
(実施の形態1)
 図1は実施の形態1にかかるスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図1のスイッチング電源装置は、例えば、位相シフトDCDCコンバータ5である。位相シフトDCDCコンバータ5は、図5の位相シフトDCDCコンバータ5Bに比較して、共振コイルLreにその共振電流Iを検出する共振エネルギー検出部13をさらに備え、制御信号生成部10は、検出された共振電流Iに基づいてスイッチング素子S1~S4のための制御信号SS1~SS4を制御することを特徴としている。ここで、ソフトスイッチング方式のDCDCコンバータにおいて、出力負荷電流の軽減により共振コイルLreを流れる電流Iが軽減したとき、それを検出する共振エネルギー検出部13を設け、共振エネルギー検出部13から制御信号生成部10を介してフルブリッジインバータ回路INVのスイッチング動作にフィードバックすることにより、共振コイルLreの電流の最大値が大きくなるようにスイッチング周波数を制御する。
 図2は図1の位相シフトDCDCコンバータ5及びその従来技術のシミュレーション結果であって、共振コイルLreに流れる電流Iの信号波形図である。以上のように構成された図1の位相シフトDCDCコンバータ5の動作について、図1及び図2を参照して以下に説明する。
 図1の時比率制御部12は、出力電圧検出部11からのフィードバックされた出力電圧Voutを予め決められた目標電圧Vthと比較し、出力電圧Voutが目標電圧Vthよりも小さい場合には、スイッチング素子S1,S2で構成される基準レグと、スイッチング素子S3,S4で構成される制御レグの位相差θ(図6)が小さくなるように制御する。このとき共振コイルLreに蓄積されて出力して流れる電流Iは当該制御前に比較して増加する。一方、時比率制御部12は、出力電圧Voutを予め決められた目標電圧Vthと比較し、出力電圧Voutが目標電圧Vthよりも大きい場合には基準レグと制御レグの位相差θ(図6)を大きくなるように制御する。このとき共振コイルLreに流れる電流Iは当該制御前の重負荷時に比較して、矢印100で示すように減少する(図2の軽負荷(比較例)参照)。すなわち、時比率制御部12は出力電圧Voutが所定の目標電圧Vthとなるように時比率を制御する。
 本実施の形態では、共振エネルギー検出部13からフィードバックされる共振コイルLreの電流Iが予め決められたしきい値電流Ith以下になったとき、制御信号生成部10は、制御信号SS1~SS4のスイッチング周波数を前記比較例の周波数よりも低くする。制御信号SS1~SS4のスイッチング周波数を低くすることで共振コイルLreの電流Iの最大値Imaxeが比較例の当該最大値Imaxcに比較して大きくなる(図2の軽負荷(実施の形態)参照)。ここで、最大値Imaxe又はImaxcはスイッチング直前の最大値である。すなわち、制御信号生成部10は、共振エネルギー検出部13により検出される電流IRが所定のしきい値電流Ithとなるように上記スイッチング周波数を制御する。なお、共振エネルギー検出部13からフィードバックされる共振コイルLreの電流IRが所定のしきい値を超えたとき、その周波数で制御信号生成部10における制御信号SS1~SS4のスイッチング周波数の制御を停止する。なお、図2の3つの電流波形において急峻に立ちあがるオーバーシュートのピーク電流101,102,103はオン時の突入電流を表す。
 以上のように、本実施の形態の時比率制御部12は、共振エネルギー検出部13により検出された共振回路の電流又は電圧が、予め決められたしきい値以下になったときに、スイッチング素子のスイッチング周波数を低くし、共振回路の電流又は電圧が、予め決められたしきい値に達するように制御する。
 図9Aは実施の形態1の動作を実施した場合の一例を示す図であって、変形例にかかるスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。また、図9Bは図9Aのスイッチング電源装置の重負荷動作時の動作を示すタイミングチャートである。さらに、図9Cは図9Aのスイッチング電源装置の軽負荷動作時の動作を示すタイミングチャートである。図9Aは位相シフトDCDCコンバータ5Cの構成を示し、図1の位相シフトDCDCコンバータ5に比較して、半波整流型の整流器REに代えて、ダイオードDr1~Dr4を有する全波波整流型の整流器RE1を備える。
 図9B及び図9Cにおいて、時比率制御部12は、負荷が変動すると出力電圧が変化するため、定電圧を維持するために位相シフト量を変化させる。位相シフト量が変化すると高周波トランスTFの一次側巻線TF1の電流が変化する。この結果、軽負荷時には電流量が小さくなる。時比率制御部12は、一次側巻線TF1の電流をスイッチングデバイスに直列に接続した電流センサである共振エネルギー検出部13で検出し、そのピークが所定の電流より小さい場合にはスイッチング周期を長くし、電流のピーク値が所定の電流に達するように制御する。導通角に応じてスイッチング周期を変化させることにより、スイッチング回数を低減するとともに、軽負荷時においてもソフトスイッチングを実現することができる。従来の構成であれば、最大出力時にソフトスイッチング動作となるように設計されている場合などは、軽負荷時での動作では共振エネルギーが不足し、ソフトスイッチングができなくなり、ノイズが増加するとともに効率も悪化する。一方、本実施の形態の構成であれば、この課題を解決し、ノイズの増加と効率の悪化を低減できる。
 以上説明したように、本実施の形態によれば、共振コイルLreに流れる電流Iの電流量に応じてスイッチング周波数を制御することができ、軽負荷動作時においても、ソフトスイッチングに必要な電流量を得ることができる。それ故、負荷状態に応じ、常にソフトスイッチング状態を維持することができる。また、負荷の状態に寄らず、軽負荷時のスイッチングによる損失の増大を最小にすることができる。
 以上の実施の形態において、共振コイルLreを高周波トランスTFの漏れインダクタンスで構成してもよい。また、共振コイルLreを高周波トランスTFの2次側巻線TF2に直列に接続してもよい。さらに、コンデンサC1~C4をそれぞれスイッチング素子S1~S4の寄生容量で構成してもよい。また、逆導通ダイオードD1~D4をそれぞれスイッチング素子S1~S4の寄生ダイオードで構成してもよい。
 以上の実施の形態において、ダイオードDr1,Dr2で整流回路REを構成しているが、本開示はこれに限らず、4個のダイオードを備えたフルブリッジ構成で整流回路を構成してもよい。
 以上の実施の形態において、共振エネルギー検出部13は、共振コイルLreの電流Iを検出しているが、本開示はこれに限らず、共振コイルLreによって発生される電圧、又は電流及び電圧に基づく電力もしくはエネルギーを検出してその情報を制御信号生成部10に出力してもよい。
 以上の実施の形態において、出力電圧検出部11は出力電圧Voutを検出してそれに基づいて時比率制御部12はスイッチングのための制御信号SS1~SS4の時比率を調整しているが、本開示はこれに限らず、負荷抵抗Rに流れる電流を検出してそれに基づいて時比率制御部12はスイッチングのための制御信号SS1~SS4の時比率を調整してもよい。
 以上の実施の形態において、制御信号生成部10及び時比率制御部は所定のハードウエア回路で構成してもいいし、もしくは、例えばマイクロコンピュータなどのデジタル計算機で構成され、制御信号を生成する処理をソフトウエアで実現してもよい。
(実施の形態2)
 図3は実施の形態2にかかるスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図3のスイッチング電源装置は、例えば、位相シフトDCDCコンバータ5Aである。位相シフトDCDCコンバータ5Aは、図1の位相シフトDCDCコンバータ5に比較して、下限スイッチング周波数設定部14をさらに備えたことを特徴としている。図3において、制御信号生成部10は、共振エネルギー検出部13からフィードバックされる共振コイルLreの電流Iが予め決められたしきい値電流Ith以下になったとき、制御信号生成部10は、制御信号SS1~SS4のスイッチング周波数を前記比較例の周波数よりも低くするが、下限スイッチング周波数設定部14は、その周波数が可聴周波数となるしきい値周波数より低くならないようにスイッチング周波数の下限を例えばメモリなどで保持して設定して前記制御信号生成部10に出力する。制御信号生成部10は、制御信号SS1~SS4のスイッチング周波数を前記比較例の周波数よりも低くするときに、前記しきい値周波数を下限として制御信号SS1~SS4を発生する。
 制御信号生成部10により発生される制御信号SS1~SS4のスイッチング周波数が低くなって可聴周波数になると、いわゆる「鳴き」と呼ばれる可聴音が発生するが、本実施の形態にかかる位相シフトDCDCコンバータ5Aによれば、制御信号生成部10は、制御信号SS1~SS4のスイッチング周波数を前記比較例の周波数よりも低くするときに、下限スイッチング周波数設定部14により設定されるしきい値周波数を下限として制御信号SS1~SS4を発生する。従って、本実施の形態によれば、前記可聴音などの不快音を発生することを防止できる。
(実施の形態3)
 図4は、実施の形態3にかかる車載用充電装置7の構成を示すブロック図である。当該車載用充電装置7は、例えば、実施の形態1又は2のスイッチング電源装置を備える。図4の車載用充電装置7は、入力フィルタ2、ダイオードブリッジ3、および力率改善回路(PFC)4を有するACDCコンバータ6と、DCDCコンバータ5又は5Aと、を備えて構成される。
 図4において、入力フィルタ2は、商用電源1からの交流電圧から所定の商用電源周波数成分のみを帯域通過ろ波してダイオードブリッジ回路3に出力する。ダイオードブリッジ回路3は例えば4つの整流用ダイオードがブリッジ形式で接続されてなり、入力される交流電圧を脈流電圧に整流した後、入力電圧の力率を公知の方法で改善する力率改善回路4を介してDCDCコンバータ5又は5Aに出力する。DCDCコンバータ5又は5Aは入力される直流電圧を所定の電圧を有する直流電圧に変換して抵抗負荷Rに出力する。直流電源から充電する場合は、ACDCコンバータ6を省略することができる。
 以上のように構成された本実施の形態によれば、実施の形態1又は2と同様の作用効果を有するとともに、自動車へのノイズの影響を抑えつつ、効率よく自動車への充電を行うことができる。
(実施の形態4)
 図7は、実施の形態4にかかる車両20の構成を示すブロック図である構成を示すブロック図である。車両20は、例えば、電気自動車又はプラグインハイブリッド自動車である。車両20は、外部の商用電源に接続するためのコンセント24と、実施の形態3の車載用充電装置7と、充電池22とを備える。コンセント24から供給された電力は、車載用充電装置7を介して充電池22に蓄積される。これにより、本実施の形態の車両20は、低ノイズ、高効率で充電を行うことができる。
(実施の形態5)
 図8は、実施の形態5にかかる電子機器30の構成を示すブロック図である。電子機器30は、パーソナルコンピュータ、サーバー装置などである。電子機器30は、実施の形態1又は2のスイッチング電源である位相シフトDCDCコンバータ5又は5Aと、負荷32とを有する。位相シフトDCDCコンバータ5又は5Aから出力された電力は、負荷32に供給される。これにより、本実施の形態の電子機器30は、低ノイズ、高効率で動作することができる。
(実施の形態のまとめ)
 第1の態様にかかるスイッチング電源装置は、
 スイッチング素子のスイッチング動作に基づいて直流電圧を交流電圧に変換する直交変換部と、
 前記交流電圧を所定の電圧値を有する交流電圧に変換する変圧器と、
 前記直交変換部と前記変圧器の間に設けられる共振回路と、
 前記変圧器からの交流電圧を直流に変換する交直変換回路とを備えるスイッチング電源装置であって、
 前記スイッチング電源装置の出力電圧又は出力電流を検出する出力検出部と、
 前記検出された出力電圧又は出力電流が所定の目標値となるように前記スイッチング電源装置のスイッチングの時比率を制御する時比率制御部と、
 前記共振回路に蓄積されているエネルギーを検出するエネルギー検出部と、
 前記検出されたエネルギーが所定のしきい値となるように前記スイッチング電源装置のスイッチングの周波数を制御する制御部とを備え、
 前記制御部は、前記エネルギー検出部により検出された前記共振回路の電流又は電圧が、予め決められたしきい値以下になったときに、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を低くし、前記共振回路の電流又は電圧が前記しきい値に達するように制御する。
 第2の態様にかかるスイッチング電源装置は、第1の態様にかかるスイッチング電源装置において、前記スイッチング電源装置のスイッチングの周波数の所定の下限値を設定する設定部をさらに備え、
 前記制御部は、前記検出されたエネルギーが所定のしきい値となるように前記スイッチング電源装置のスイッチングの周波数を制御するときに、当該スイッチングの周波数が前記設定された下限値になったとき当該制御を停止する。
 第3の態様にかかる車載用充電装置は、第1又は2の態様にかかるスイッチング電源装置を備える。
 第4の態様にかかる電気自動車は、第3の態様にかかる車載用充電装置と充電池とを備える。
 第5の態様にかかる電気機器は、第1又は2の態様にかかるスイッチング電源装置を備える。
 第6の態様にかかる電子機器は、第1又は2の態様にかかるスイッチング電源装置を備える。
 本開示に係るスイッチング電源装置は、例えば電気機器、電子機器等に使用されるスイッチング電源装置等に利用可能である。
1…商用電源、
2…入力フィルタ、
3…ダイオードブリッジ回路、
4…力率改善回路(PFC)、
5,5A…DCDCコンバータ、
6…平滑用フィルタ回路、
10…信号制御生成部、
11…出力電圧検出部、
12…時比率制御部、
13…共振エネルギー検出部、
14…下限スイッチング周波数設定部、
E…直流電圧源、
INV…フルブリッジインバータ回路、
S1~S4…半導体スイッチング素子、
C1~C4…スナバコンデンサ、
D1~D2…逆導通ダイオード
Lre…共振コイル、
TF…高周波トランス、
Dr1~Dr4…ダイオード、
RE,RE1…整流器、
L0…出力リアクトル、
C0…出力コンデンサ、
R…負荷抵抗。

Claims (6)

  1.  スイッチング素子のスイッチング動作に基づいて直流電圧を交流電圧に変換する直交変換部と、
     前記交流電圧を所定の電圧値を有する交流電圧に変換する変圧器と、
     前記直交変換部と前記変圧器の間に設けられる共振回路と、
     前記変圧器からの交流電圧を直流に変換する交直変換回路とを備えるスイッチング電源装置であって、
     前記スイッチング電源装置の出力電圧又は出力電流を検出する出力検出部と、
     前記検出された出力電圧又は出力電流が所定の目標値となるように前記スイッチング電源装置のスイッチングの時比率を制御する時比率制御部と、
     前記共振回路に蓄積されているエネルギーを検出するエネルギー検出部と、
     前記検出されたエネルギーが所定のしきい値となるように前記スイッチング電源装置のスイッチングの周波数を制御する制御部とを備え、
     前記制御部は、前記エネルギー検出部により検出された前記共振回路の電流又は電圧が、予め決められたしきい値以下になったときに、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を低くし、前記共振回路の電流又は電圧が前記しきい値に達するように制御する、
    スイッチング電源装置。
  2.  前記スイッチング電源装置のスイッチングの周波数の所定の下限値を設定する設定部をさらに備え、
     前記制御部は、前記検出されたエネルギーが所定のしきい値となるように前記スイッチング電源装置のスイッチングの周波数を制御するときに、当該スイッチングの周波数が前記設定された下限値になったとき当該制御を停止する請求項1記載のスイッチング電源装置。
  3.  請求項1又は2記載のスイッチング電源装置を備える車載用充電装置。
  4.  請求項3記載の車載用充電装置と充電池とを備える車両。
  5.  請求項1又は2記載のスイッチング電源装置を備える電気機器。
  6.  請求項1又は2記載のスイッチング電源装置を備える電子機器。
PCT/JP2014/002790 2013-05-30 2014-05-27 スイッチング電源装置 WO2014192290A1 (ja)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2015519648A JP6341386B2 (ja) 2013-05-30 2014-05-27 スイッチング電源装置
US14/785,530 US9667153B2 (en) 2013-05-30 2014-05-27 Switching power supply apparatus for generating control signal for lowering switching frequency of switching devices

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2013114221 2013-05-30
JP2013-114221 2013-05-30

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2014192290A1 true WO2014192290A1 (ja) 2014-12-04

Family

ID=51988341

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2014/002790 WO2014192290A1 (ja) 2013-05-30 2014-05-27 スイッチング電源装置

Country Status (3)

Country Link
US (1) US9667153B2 (ja)
JP (1) JP6341386B2 (ja)
WO (1) WO2014192290A1 (ja)

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106655781A (zh) * 2016-10-19 2017-05-10 东南大学 一种lcc谐振变换器pwm移相混合控制及效率优化方法
CN106849301A (zh) * 2015-11-02 2017-06-13 现代自动车株式会社 Dc‑dc转换器的控制方法及接地组件和无线电力传输方法
CN107241027A (zh) * 2016-03-29 2017-10-10 高准有限公司 本安电源装置和包括本安电源装置的变送器
WO2018221031A1 (ja) * 2017-05-31 2018-12-06 日立オートモティブシステムズ株式会社 スイッチング電源装置
CN111277145A (zh) * 2020-03-03 2020-06-12 合肥阳光电动力科技有限公司 一种dc-dc变换电路的控制装置和控制方法
JP2021522770A (ja) * 2018-04-26 2021-08-30 ビーワイディー カンパニー リミテッド Dcdcコンバータ、車載充電器及び電気自動車

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
ITMO20130267A1 (it) * 2013-09-26 2015-03-27 Meta System Spa Caricabatterie per veicoli elettrici
JP6172088B2 (ja) * 2014-08-19 2017-08-02 株式会社デンソー 共振電流制限装置
CN106067738B (zh) * 2015-04-23 2020-04-14 松下知识产权经营株式会社 电力变换装置
US9780690B2 (en) * 2016-01-28 2017-10-03 Infineon Technologies Austria Ag Resonant decoupled auxiliary supply for a switched-mode power supply controller
US10153702B2 (en) 2017-02-07 2018-12-11 Infineon Technologies Austria Ag Switched-mode power supply controller using a single pin for both input voltage sensing and control of power supply charging
US10020752B1 (en) * 2017-09-26 2018-07-10 Vlt, Inc. Adaptive control of resonant power converters
US10574129B2 (en) * 2018-05-04 2020-02-25 Raytheon Company System and method for adaptively controlling a reconfigurable power converter
EP3624319A1 (en) * 2018-09-14 2020-03-18 Delta Electronics (Thailand) Public Co., Ltd. Switch protection
JP2020124050A (ja) * 2019-01-31 2020-08-13 株式会社デンソー 共振インバータ装置
US10944323B2 (en) 2019-04-25 2021-03-09 Samsung Electronics Co., Ltd. Power converter for detecting oscillation of output voltage
CN112510974B (zh) * 2019-09-16 2022-07-01 联合汽车电子有限公司 一种全桥开关电路电压电流相位检测装置及相位控制方法
WO2024047475A1 (en) * 2022-08-31 2024-03-07 Eldor Corporation S.P.A. Dc-dc converter

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH03251079A (ja) * 1990-02-26 1991-11-08 Origin Electric Co Ltd X線電源装置
JPH06141541A (ja) * 1992-10-19 1994-05-20 Origin Electric Co Ltd 直列共振形コンバータの制御方法及び制御回路
JP2002252975A (ja) * 2001-02-26 2002-09-06 Tdk Corp スイッチング電源装置
JP2008278723A (ja) * 2007-05-07 2008-11-13 Kawamura Electric Inc 燃料電池の系統連系インバータ

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3475904B2 (ja) * 2000-04-17 2003-12-10 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
JP2002238257A (ja) 2001-02-06 2002-08-23 Toshiba Corp 共振型dc−dcコンバータの制御方法
JP2004135490A (ja) * 2002-08-09 2004-04-30 Sony Corp スイッチング電源回路
JP2006042435A (ja) 2004-07-23 2006-02-09 Sanken Electric Co Ltd スイッチング電源装置
JP2008022658A (ja) 2006-07-14 2008-01-31 Sony Corp スイッチング電源回路
JP5167929B2 (ja) 2007-11-28 2013-03-21 富士電機株式会社 スイッチング電源装置
US7859864B2 (en) 2007-11-28 2010-12-28 Fuji Electric Systems Co., Ltd. Switching power supply device
TWI346440B (en) * 2008-01-31 2011-08-01 Lite On Technology Corp Controller for use in resonant direct current/direct current converter
US20100220500A1 (en) * 2009-01-29 2010-09-02 Fuji Electric Systems Co., Ltd. Power converter and method for controlling power converter
CN102281002B (zh) * 2010-06-09 2014-05-14 光宝电子(广州)有限公司 谐振式电力转换电路
CN103503292B (zh) * 2011-04-18 2016-04-20 三菱电机株式会社 电力变换装置以及具备该电力变换装置的车载电源装置
WO2014155604A1 (ja) * 2013-03-28 2014-10-02 三菱電機株式会社 Dc/dcコンバータ
JP5868533B1 (ja) * 2015-02-24 2016-02-24 三菱電機株式会社 電動機制御装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH03251079A (ja) * 1990-02-26 1991-11-08 Origin Electric Co Ltd X線電源装置
JPH06141541A (ja) * 1992-10-19 1994-05-20 Origin Electric Co Ltd 直列共振形コンバータの制御方法及び制御回路
JP2002252975A (ja) * 2001-02-26 2002-09-06 Tdk Corp スイッチング電源装置
JP2008278723A (ja) * 2007-05-07 2008-11-13 Kawamura Electric Inc 燃料電池の系統連系インバータ

Cited By (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106849301A (zh) * 2015-11-02 2017-06-13 现代自动车株式会社 Dc‑dc转换器的控制方法及接地组件和无线电力传输方法
CN106849301B (zh) * 2015-11-02 2021-10-12 现代自动车株式会社 Dc-ac转换器的控制方法及接地组件和无线电力传输方法
CN107241027A (zh) * 2016-03-29 2017-10-10 高准有限公司 本安电源装置和包括本安电源装置的变送器
CN106655781A (zh) * 2016-10-19 2017-05-10 东南大学 一种lcc谐振变换器pwm移相混合控制及效率优化方法
CN106655781B (zh) * 2016-10-19 2018-09-07 东南大学 一种lcc谐振变换器pwm移相混合控制及效率优化方法
WO2018221031A1 (ja) * 2017-05-31 2018-12-06 日立オートモティブシステムズ株式会社 スイッチング電源装置
JPWO2018221031A1 (ja) * 2017-05-31 2020-03-19 日立オートモティブシステムズ株式会社 スイッチング電源装置
US11309794B2 (en) 2017-05-31 2022-04-19 Hitachi Astemo, Ltd. Switching power supply device
JP2021522770A (ja) * 2018-04-26 2021-08-30 ビーワイディー カンパニー リミテッド Dcdcコンバータ、車載充電器及び電気自動車
US11870357B2 (en) 2018-04-26 2024-01-09 Byd Company Limited Dc-dc converter, on-board charger, and electric vehicle
CN111277145A (zh) * 2020-03-03 2020-06-12 合肥阳光电动力科技有限公司 一种dc-dc变换电路的控制装置和控制方法
CN111277145B (zh) * 2020-03-03 2021-10-29 合肥阳光电动力科技有限公司 一种dc-dc变换电路的控制装置和控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
US9667153B2 (en) 2017-05-30
JP6341386B2 (ja) 2018-06-13
US20160099649A1 (en) 2016-04-07
JPWO2014192290A1 (ja) 2017-02-23

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6341386B2 (ja) スイッチング電源装置
JP5148515B2 (ja) 供給回路及び供給回路を有する装置
US6717827B2 (en) Switching power supply
US8854839B2 (en) AC-to-DC power converting device
JP5958531B2 (ja) インバータ装置
US9866146B2 (en) Enhanced flyback converter
Jeong et al. Analysis on half-bridge LLC resonant converter by using variable inductance for high efficiency and power density server power supply
Kim et al. Analysis on synchronous rectifier control to improve regulation capability of high-frequency LLC resonant converter
JP2015144554A (ja) 電力変換装置
JP6132887B2 (ja) 電力変換装置
JP6519574B2 (ja) ワイヤレス受電装置及びこれを用いたワイヤレス電力伝送装置並びに整流器
US8467204B2 (en) High voltage power supply
JP2006129548A (ja) 電力変換装置
JP6012822B1 (ja) 電力変換装置
JP6913599B2 (ja) 制御装置
JP2010124567A (ja) スイッチング電源装置
KR101141374B1 (ko) 부스트 컨버터
JP6709965B2 (ja) スナバ回路、及びそれを用いた電力変換システム
JP2019187004A (ja) スイッチング電源装置
JP6458235B2 (ja) スイッチング電源装置
KR101769335B1 (ko) 멀티 토플러지를 이용한 dc/dc 컨버터
JP6393962B2 (ja) スイッチング電源装置
JP2007288855A (ja) スイッチング電源装置
WO2011161728A1 (ja) スイッチング電源装置およびこれを用いた電源システム、電子装置
JP7051726B2 (ja) 直流パルス電源装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 14804916

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2015519648

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 14785530

Country of ref document: US

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 14804916

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1