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WO2005112230A1 - 電動機 - Google Patents

電動機 Download PDF

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Publication number
WO2005112230A1
WO2005112230A1 PCT/JP2004/007072 JP2004007072W WO2005112230A1 WO 2005112230 A1 WO2005112230 A1 WO 2005112230A1 JP 2004007072 W JP2004007072 W JP 2004007072W WO 2005112230 A1 WO2005112230 A1 WO 2005112230A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
coil
electric motor
phase
magnet
row
Prior art date
Application number
PCT/JP2004/007072
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Kesatoshi Takeuchi
Original Assignee
Seiko Epson Corporation
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Seiko Epson Corporation filed Critical Seiko Epson Corporation
Priority to DE602004030010T priority Critical patent/DE602004030010D1/de
Priority to EP20100176524 priority patent/EP2264874A3/en
Priority to PCT/JP2004/007072 priority patent/WO2005112230A1/ja
Priority to JP2005511735A priority patent/JPWO2005112230A1/ja
Priority to EP04733644A priority patent/EP1646130B1/en
Priority to CNB2004800135728A priority patent/CN100521463C/zh
Priority to US10/556,367 priority patent/US7501733B2/en
Priority to JP2006513647A priority patent/JP4039458B2/ja
Priority to US10/562,580 priority patent/US7126309B1/en
Priority to PCT/JP2005/009316 priority patent/WO2005112231A1/ja
Priority to KR1020067002851A priority patent/KR100748789B1/ko
Priority to DE112005000091T priority patent/DE112005000091T5/de
Priority to CNB2005800006098A priority patent/CN100511928C/zh
Publication of WO2005112230A1 publication Critical patent/WO2005112230A1/ja
Priority to US12/359,672 priority patent/US7884517B2/en

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02K—DYNAMO-ELECTRIC MACHINES
    • H02K16/00—Machines with more than one rotor or stator
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02K—DYNAMO-ELECTRIC MACHINES
    • H02K21/00—Synchronous motors having permanent magnets; Synchronous generators having permanent magnets
    • H02K21/12—Synchronous motors having permanent magnets; Synchronous generators having permanent magnets with stationary armatures and rotating magnets
    • H02K21/24—Synchronous motors having permanent magnets; Synchronous generators having permanent magnets with stationary armatures and rotating magnets with magnets axially facing the armatures, e.g. hub-type cycle dynamos
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02K—DYNAMO-ELECTRIC MACHINES
    • H02K3/00—Details of windings
    • H02K3/04—Windings characterised by the conductor shape, form or construction, e.g. with bar conductors
    • H02K3/28—Layout of windings or of connections between windings
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02K—DYNAMO-ELECTRIC MACHINES
    • H02K3/00—Details of windings
    • H02K3/46—Fastening of windings on the stator or rotor structure
    • H02K3/47—Air-gap windings, i.e. iron-free windings
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P8/00—Arrangements for controlling dynamo-electric motors rotating step by step
    • H02P8/14—Arrangements for controlling speed or speed and torque
    • H02P8/18—Shaping of pulses, e.g. to reduce torque ripple

Definitions

  • the present invention relates to an electric machine such as an electric motor or a generator.
  • synchronous motors synchronous (synchronous) motors
  • induction motors Depending on the type of motor, the type of motor can be classified into a magnet type using a permanent magnet, a winding type with a coil wound, and a reactance type using a ferromagnetic material such as iron. .
  • the magnet type the permanent magnet of the rotor is rotated by the rotating magnetic field of the stay.
  • a synchronous motor of the magnet type for example, there is a small synchronous motor described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 8-51745.
  • This small synchronous motor has a stay core around which an exciting coil is wound, and a rotor including a magnet.
  • the conventional motor has a problem that the weight is larger than the generated torque, and if the generated torque is to be increased, the motor becomes large. Disclosure of the invention
  • An object of the present invention is to provide an electric motor having a structure different from the conventional one.
  • a first electric motor includes: a first coil row including a plurality of coils arranged at a predetermined pitch along a predetermined direction and electrically connected to each other;
  • a second coil array including a plurality of coils arranged at a predetermined pitch along the predetermined direction and electrically connected to each other, and having a fixed relative positional relationship with the first coil array; And a magnet row including at least one magnet, wherein N poles and S poles are alternately arranged to face the first and second coil rows, and the first and second coils are arranged. And a magnet row whose relative positional relationship with the row of coils can be changed along the predetermined direction.
  • the first and second coil rows are arranged at positions shifted from each other by an odd multiple of the angle 2 in electrical angle.
  • Each coil of the first and second coil arrays does not substantially have a core made of a magnetic material, and the electric motor substantially has a yoke made of a magnetic material for forming a magnetic circuit.
  • This motor is lightweight because it has substantially no magnetic core or yoke, and when used as an actuator, it has an excellent balance between torque and weight. . Also, since it does not have a magnetic core, stable and smooth rotation is possible without cogging. Furthermore, since there is no magnetic yoke, there is almost no iron loss (eddy current loss), and an efficient motor can be realized.
  • the motor further includes a case for housing the first and second coil arrays and the magnet array, and each coil of the first and second coil arrays is substantially non-magnetic and non-conductive.
  • the case may be wound around a support member formed of a conductive material, and the case may be formed of a substantially non-magnetic and non-conductive material.
  • the structural material other than the rotating shaft and the bearing portion may be substantially formed of a non-magnetic and non-conductive material.
  • the weight can be further reduced, and the iron loss can be further reduced.
  • the plurality of coils in each coil row may be connected to each other so that adjacent coils belonging to the same coil row are always excited to have opposite polarities.
  • first and second coil arrays are arranged on both sides of the magnet array. Is preferred.
  • the electric motor is a rotary motor or a rotary generator in which the first and second coil rows and the magnet row rotate relatively along the predetermined direction, and the number of coils in the first coil row is And the number of coils in the second coil row may be equal to the number of magnets in the magnet row.
  • the motor further includes a drive signal generation circuit for supplying a first AC drive signal to be supplied to the first coil row and a second AC drive signal to be supplied to the second coil row,
  • the drive signal generation circuit switches the polarity of each coil of the first and second coil arrays at a timing when the center of the magnet in the magnet array and the center of each coil face each other, and the same coil
  • the first and second AC drive signals are so arranged that the magnetic flux density in the coil array is maximized at the timing when the center position between adjacent coils belonging to the array opposes the center of the magnets in the magnet array. May be generated.
  • the electric motor can be driven in synchronization with the drive signal.
  • the drive signal generation circuit can reverse the operation directions of the first and second coil arrays and the magnet arrays by reversing the current directions of the first and second coil arrays. Preferably, there is.
  • the drive signal generation circuit includes a first and a second PWM circuit that respectively generate a first and a second PWM signal whose phases are shifted from each other by a factor of 2, and an output request of the electric motor. And a mask circuit for generating the first and second AC drive signals by masking the first and second PWM signals accordingly.
  • the output of the motor can be adjusted by masking the PWM signal by the mask circuit.
  • the mask circuit may mask each PWM signal in a symmetrical time range around a timing at which the polarity of each AC drive signal is inverted.
  • the coil does not generate an effective driving force around the timing when the polarity of each AC driving signal is inverted, but generates an effective driving force near the peak of the AC driving signal. Therefore, according to the above configuration, the PWM signal is masked during a period in which the coil does not generate any effective driving force, so that the efficiency of the motor can be improved.
  • the electric motor further includes a regenerative circuit for regenerating electric power from the first and second coil arrays, and the drive signal generation circuit and the regenerative circuit include a regenerative circuit for the first and second coil arrays. It is preferable that the electric motor can be operated in an operation mode in which a driving force is generated from one side and electric power is regenerated from the other side.
  • the electric motor can be operated while simultaneously generating the driving force and regenerating the electric power as needed.
  • the first and second coil arrays are disposed on first and second cylindrical members that constitute a hollow double cylindrical structure, and the magnet array includes the first and second cylindrical members. It may be arranged on a third cylindrical member inserted between them.
  • a second electric motor includes: a first coil row including a plurality of coils arranged at a predetermined pitch along a predetermined direction and electrically connected to each other; A second coil row including a plurality of coils arranged at a predetermined pitch and electrically connected to each other, and having a fixed relative positional relationship with the first coil row; and A plurality of coils arranged at a predetermined pitch along the third coil row and electrically connected to each other, and a third coil row having a fixed relative positional relationship with the first and second coil rows.
  • a magnet row including at least one magnet, wherein N poles and S poles are alternately arranged to face the first, second, and third coil rows.
  • a magnet array whose relative positional relationship with the first, second, and third coil arrays can be changed along the predetermined direction.
  • the first, second, and third coil arrays are arranged at positions sequentially shifted from each other by 2 volts 3 in electrical angle, and each coil of the first, second, and third coil arrays is Does not substantially have a magnetic core, and the electric motor does not substantially have a magnetic yoke for forming a magnetic circuit. Even with this configuration, it is possible to realize an electric motor with excellent torque and weight balance. In addition, stable and smooth rotation without cogging is possible, and an efficient motor with almost no iron loss can be realized.
  • the present invention can be implemented in various modes.
  • an electric actuator an electric motor such as a linear motor or a rotary motor, a generator, a motor for these actuators, and a method of driving the generator And a driving device or the like.
  • FIGS. 1 ( ⁇ ) and 1 ( ⁇ ) are explanatory views showing a schematic configuration of an electric motor according to a first embodiment of the present invention.
  • FIGS. 2 (,) and 2 ( ⁇ ) are diagrams showing an example of a method of connecting two types of coils in a ⁇ phase coil array.
  • 3 (A) to 3 (D) are diagrams showing the operation of the electric motor of the first embodiment.
  • 4 (A) to 4 (E) are diagrams showing the mechanical structure of the electric motor in the first embodiment.
  • FIG. 5 is an explanatory diagram showing the relationship between the use of an electric actuator as an embodiment of the present invention and preferred materials.
  • FIG. 6 is a block diagram illustrating the configuration of the drive signal generation circuit according to the first embodiment.
  • FIG. 7 is a block diagram showing the configuration of the driver circuit in the first embodiment.
  • FIG. 8 is a timing chart showing signal waveforms when a large torque is generated in the motor of the first embodiment. I'm Jato.
  • FIG. 9 is a timing chart showing signal waveforms when a small torque is generated in the motor of the first embodiment.
  • FIGS. 10 (A) and 10 (B) are diagrams showing a comparison between the characteristics of a conventional DC brush motor and the motor characteristics of the first embodiment.
  • FIGS. 11 (A) and 11 (B) are explanatory diagrams showing an experiment in which the magnetic flux density around the magnet array was measured in order to consider the characteristics of the motor of the first embodiment.
  • FIG. 12 is a graph showing the number of revolutions of the motor of the first embodiment when there is no load.
  • FIGS. 13 (A) and 13 (B) are cross-sectional views showing the configuration of an electric motor as a second embodiment of the present invention.
  • FIGS. 14 (A) and 14 (B) are cross-sectional views showing the configurations of the sprayer and the rotor of the second embodiment.
  • FIGS. 15 (A) to 15 (D) are diagrams showing a first modified example regarding the arrangement of the coil array and the magnet array of the two-phase motor.
  • FIGS. 16 (A) to 16 (D) are diagrams showing a second modification of the arrangement of the coil arrays and the magnet arrays of the two-phase motor.
  • FIGS. 17 (A) to 17 (D) are diagrams showing a third modification of the arrangement of the coil arrays and the magnet arrays of the two-phase motor.
  • FIGS. 18 (A) to 18 (D) are diagrams showing a fourth modification of the arrangement of the coil array and the magnet array of the two-phase motor.
  • FIGS. 19 (A) to 19 (D) are diagrams showing a fifth modification of the arrangement of the coil array and the magnet array of the two-phase motor.
  • 20 (A) to 20 (C) are explanatory diagrams showing a schematic configuration of an electric motor according to a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 21 is a block diagram illustrating a configuration of a drive signal generation circuit according to the third embodiment.
  • FIG. 22 is a block diagram illustrating the configuration of the driver circuit according to the third embodiment.
  • FIG. 23 is a timing chart showing the sensor signals of the third embodiment and the excitation directions of the coils of each phase.
  • FIGS. 24A to 24F are explanatory diagrams showing current directions in six periods P1 to P6 of the third embodiment.
  • FIG. 25 is a block diagram showing the configuration of the drive circuit unit in the fourth embodiment.
  • FIG. 26 is a diagram showing an internal configuration of a regeneration control unit and a driver circuit for relative deceleration.
  • FIG. 1A is an explanatory diagram illustrating a schematic configuration of an electric motor according to a first embodiment of the present invention.
  • This electric motor has a first coil array structure 1OA, a second coil array structure 20B, and a magnet array structure 3OM.
  • the first coil row structure 1OA has a support member 12A and an A-phase coil row 14A fixed to the support member 12A.
  • the A-phase coil array 14A is formed by alternately arranging two types of coils 14A1 and 14A2 that are excited in opposite directions at a constant pitch Pc.
  • the three coils 14 A 1 have magnetization directions (N (The direction from the pole to the south pole) is excited downward, and the other three coils 14A2 are excited so that the magnetization directions are upward.
  • the second coil row structure 20B also has a support member 22B and a B-phase coil row 24B fixed to the support member 22B.
  • This B-phase coil array 24 B also has two types of coils 24 B 1 and 24 B 2 that are excited in opposite directions and are alternately arranged at a constant pitch Pc.
  • the “coil pitch P c” is defined as the pitch between the coils in the A-phase coil row or the pitch between the coils in the B-phase coil row.
  • the magnet row structure 3 OM has a support member 32 M and a magnet row 34 M fixed to the support member 32 M.
  • This permanent magnet of magnet row 3 4 M has a magnetizing direction of magnet row 3 4
  • the Ms are arranged so as to be perpendicular to the arrangement direction (the left-right direction in Fig. 1 (A)).
  • the magnets of the magnet row 34 M are arranged at a constant magnetic pole pitch Pm.
  • the magnetic pole pitch Pm is equal to the coil pitch Pc, and corresponds to an electrical angle of pit.
  • the electrical angle of 27 ° is associated with the mechanical angle or distance that moves when the phase of the motor drive signal changes by 27 °.
  • the magnet array structure 3 OM moves by twice the coil pitch Pc.
  • the A-phase coil array 14 A and the B-phase coil array 24 B are arranged at positions different from each other by electric angle 2.
  • the A-phase coil 14A and the B-phase coil array 24B differ only in the position, and have substantially the same configuration in other respects. Therefore, in the following, only the A-phase coil array will be described unless otherwise necessary when describing the coil array.
  • FIG. 1B shows an example of the waveform of the AC drive signal supplied to the A-phase coil array 14A and the B-phase coil array 24B.
  • Two-phase AC signals are supplied to the A-phase coil array 14 A and the B-phase coil array 24 B, respectively.
  • the phases of the drive signals of the A-phase coil array 14A and the B-phase coil array 24B are shifted from each other by a factor of 2.
  • Figure 1 (A) Corresponds to a state of zero phase (or 27 °).
  • the electric motor further has a position sensor 16A for the A-phase coil array 14A and a position sensor 26B for the B-phase coil array 24B. These are hereinafter referred to as “A phase sensor” and “B phase sensor”.
  • the A-phase sensor 16 A is located at the center between the two coils of the A-phase coil array 14 A
  • the B-phase sensor 26 B is located between the two coils of the B-phase coil array 24 B. It is located at the center position.
  • these sensors 16A and 26B those having an analog output having a waveform similar to the AC drive signal shown in FIG. 1 (B) are preferably employed.
  • a Hall IC utilizing the Hall effect is used. Can be adopted.
  • the support members 12A, 22B, and 32M are each formed of a non-magnetic material.
  • the members other than the electric wiring including the coil and the sensor, the magnet, the rotating shaft, and the bearing portion are all made of a non-magnetic and non-conductive material. Preferably, it is formed.
  • FIGS. 2 (A) and 2 (B) are diagrams showing a method of connecting two types of coils 14 A 1 and 14 A 2 of the A-phase coil array 14 A.
  • all coils included in the A-phase coil array 14 A are connected in series to the drive signal generation circuit 100.
  • FIG. 2 (B) a plurality of pairs of coils 14 A 1 and 14 A 2 are connected in series. In either case, the two coils 14 A 1 and 14 A 2 are always magnetized to opposite polarities.
  • FIGS. 3A to 3D show the operation of the electric motor of the first embodiment.
  • the coil arrays 14A and 24B are configured as stators, and the magnet array 34M is configured as a rotor. Therefore, in FIGS. 3 (A) to 3 (D), the magnet row 34M moves with the passage of time.
  • FIG. 3 (A) shows the state at the timing immediately before the phase is 27 °.
  • the solid arrow drawn between the magnet and the magnet indicates the direction of the attractive force
  • the broken arrow indicates the direction of the repulsive force.
  • the A-phase coil array 14A does not apply a driving force in the operating direction (rightward in the figure) to the magnet array 34M, and the magnet array 34M is attracted to the A-phase coil array 14A.
  • the magnetic force is working. Therefore, at the timing when the phase is 2 ⁇ , it is preferable to make the voltage applied to the ⁇ phase coil array 14A zero.
  • the B-phase coil array 24B applies a driving force in the operating direction to the magnet array 34M.
  • the net force (in the direction perpendicular to the 34M operating direction) is zero. Therefore, it is preferable to set the voltage applied to the B-phase coil array 24B to the peak value at the timing when the phase is 2 volts.
  • FIG. 3 (B) shows a state in which the phase is pit 4, and the polarity of the A-phase coil array 14A is inverted from that in FIG. 3 (A). In this state, the same driving force is applied in the operating direction of the A-phase coil array 14A and the B-phase coil array 24B force magnet array 34M.
  • Fig. 3 (C) shows the state immediately before the phase is 7 ⁇ 2. In this state, contrary to the state of FIG. 3 (A), only the A-phase coil array 14A applies a driving force in the operating direction to the magnet array 34M. At the timing when the phase is ⁇ NO2, the polarity of the B-phase coil array 24B is inverted and becomes the polarity shown in Fig. 3 (D).
  • FIG. 3D shows a state where the phase is 37 ⁇ 4. In this state, the A-phase coil array 14A and the B-phase coil array 24B apply the same driving force in the operating direction of the magnet array 34M.
  • the polarity of A-phase coil array 14A is switched at the timing when each coil of A-phase coil array 14A faces each magnet of magnet array 34M. Can be The same applies to the B-phase coil array. As a result, a driving force can be almost always generated from all the coils, and a large torque can be generated. Note that the period during which the phase is between pi and 2 ⁇ is almost the same as in Figs. 3 (A) to 3 (D), and a detailed description is omitted. However, the polarity of the ⁇ phase coil array 14 A is inverted again at the timing of the phase ⁇ , and the polarity of the ⁇ phase coil array 24 ⁇ ⁇ is inverted again at the timing of the phase 3 peak 2.
  • the electric motor according to the present embodiment utilizes the attractive force and the repulsive force between the coil arrays 14 24 and 24 ⁇ and the magnet arrays 34 ⁇ so that the operating direction with respect to the magnet arrays 34 ⁇ Get the driving force.
  • the coil arrays 14 ⁇ and 24 ⁇ are arranged on both sides of the magnet array 34 ⁇ , the magnetic flux on both sides of the magnet array 34 ⁇ ⁇ ⁇ can be used for generating a driving force. Therefore, compared to a conventional electric motor in which only one side of the magnet is used to generate a driving force, a motor with higher magnetic flux utilization efficiency, higher efficiency and higher torque can be realized.
  • FIG. 4 ( ⁇ ) is a perspective view of the electric motor in the first embodiment, FIG.
  • FIG. 4 ( ⁇ ) is a plan view of a rotor (magnet array structure) 30 ⁇
  • FIG. 4 (C) is a side view thereof
  • FIG. D) is a plan view of the ⁇ -phase coil array structure 1 OA
  • FIG. 4 (E) is a plan view of the B-phase coil array structure 20B.
  • A-phase coil row structure 1 OA and B-phase coil row structure 20 B constitute the stator
  • the magnet row structure 3 OM constitutes the rotor. That is, the magnet array structure 30M is rotatably disposed around the shaft 37 between the A-phase coil array structure 1OA and the B-phase coil array structure 20B.
  • the rotating shaft 37 is press-fitted into a rotating shaft opening hole at the center of the rotor 3OM so that the rotor 3OM and the rotating shaft 3F rotate integrally.
  • the rotor 30M has six permanent magnets 34M provided evenly along the circumferential direction on the support material 32M on a substantially disk. It's nothing.
  • the A-phase coil array structure 10A is one in which six electromagnetic coils 14A1 and 14A2 are evenly provided along a circumferential direction on a support member 12A.
  • the B-phase coil train structure 20B also has six electromagnetic coils 24B1 and 24B2 provided on the support member 22B uniformly along the circumferential direction.
  • the operating direction of the magnet row structure 3 OM in FIG. 1A corresponds to the rotation direction of the rotor.
  • the support member 12 A of the A-phase coil array structure 1 OA is formed as a hollow cylindrical case.
  • One bottom surface (the side not visible in Fig. 4 (A)) of the hollow cylindrical case is closed, and the other bottom surface is open.
  • An A-phase sensor 16A and a B-phase sensor 26B are provided on the side surface of the case 12A. The positions of these sensors 16 A and 26 B are the same as the positions shown in FIG. 1 (A).
  • the support member 22B of the B-phase coil row structure 20B is formed as a lid of the case 12A.
  • FIG. 5 shows the relationship between the use of the electric actuator as an embodiment of the present invention and preferred materials. For example, there are applications that give priority to the following items.
  • the permanent magnet, rotor material (support member for magnet row 32 M), bobbin material (coil core material), and case material (coil row structure 1 OA, 2 Materials suitable for the support members 12A and 14B) of the OB are shown, respectively.
  • expensive magnet means a neodymium magnet, a samarium-cobalt magnet, an alnico magnet, and the like.
  • general resin means various resins (especially synthetic resins) except carbon-based resins and vegetable resins.
  • Carbon-based resin means glassy carbon, (carbon fiber reinforced resin (CFRP), carbon fiber, etc.) Aluminum, stainless steel, titanium, magnesium, copper, etc.
  • Ceramics fine ceramics, steatite ceramics, alumina, zircon, and glass can be used.
  • materials using plants, wood, earth and sand eg, vegetable resin
  • the rotor material As can be understood from these examples, in the electric actuator according to the embodiment of the present invention, various non-magnetic and non-conductive materials are used as the rotor material, the bobbin material (core material) and the case material. It is possible to do.
  • a metal material such as aluminum or an alloy thereof may be used in consideration of strength.
  • aluminum is used as the rotor material.
  • the pobin material / case material is formed of a substantially non-magnetic and non-conductive material.
  • substantially non-magnetic and non-conductive material means that it is permissible that a small part is a magnetic or conductive material.
  • whether or not the bobbin material is formed of a substantially non-magnetic, non-conductive material can be determined by whether or not the motor has cogging.
  • the Whether or not the case material is formed of a substantially non-conductive material depends on whether or not the iron loss (eddy current loss) due to the case material is equal to or less than a predetermined value (for example, 1% of the input). Can be determined.
  • the “structural material” means a member used to support the shape of the electric actuator, and means a main member that does not include small parts and fixtures.
  • Rotor material ⁇ case material is also a kind of structural material.
  • main structural materials other than the rotating shaft and the bearing portion are formed of a non-magnetic and non-conductive material.
  • FIG. 6 shows a configuration of the drive signal generation circuit 100 in the first embodiment.
  • This circuit 100 has an operation mode signal generator 104 connected to the bus 102, an electronic variable resistor 106, and a CPU 110.
  • the operation mode signal generator 104 generates an operation mode signal Smode.
  • the operation mode signal Smode includes a first bit indicating whether the operation is normal rotation or reverse rotation, and a second bit indicating whether the operation mode uses both the AB phase or the operation mode using only the A phase. Bits are included.
  • two coil arrays of A-phase and B-phase are used to determine the direction of rotation reliably.
  • the second bit of the operation mode signal Smode is a flag to indicate that only the A-phase coil train is driven in such a case.
  • the voltage between both ends of the electronic variable resistor 106 is supplied to one of input terminals of four voltage comparators 111 to 114.
  • the other input terminals of the voltage comparators 11 1 to 11 14 are supplied with the A-phase sensor signal SSA and the B-phase sensor signal SSB.
  • the output signals TPA, BTA, TPB, and BTB of the four voltage comparators 111 to 114 are called "mask signals" or "permission signals.” The meaning of these names will be described later.
  • Mask signals T PA, BTA, TPB, BTB are input to multiplexer 1 20 Has been.
  • the multiplexer 120 switches the output terminals of the mask signals TPA and BTA for the A phase according to the operation mode signal Smode, and switches the output terminals of the mask signals TPB and BTB for the B phase to reverse the motor. be able to.
  • the mask signals TPA, ⁇ , TPB, and BTB output from the multiplexer 120 are supplied to the two-stage PWM circuit 130.
  • the two-stage PWM circuit 130 has an A-phase PWM circuit 132, a B-phase PWM circuit 134, and four three-state buffer circuits 141 to 144.
  • the A-phase PWM circuit 132 is supplied with the output signal SSA (hereinafter referred to as the “A-phase sensor signal”) of the A-phase sensor 16 A (FIG. 1A) and the operation mode signal S mode. ing.
  • the output signal S SB of the B-phase sensor 26B and the operation mode signal Smode are supplied to the B-phase PWM circuit 134.
  • These two PWM circuits 1 32 and 1 34 are circuits that generate PWM signals PWM A, #PWMA, PWMB, and #PMWM in accordance with the sensor signals SSA and SSB.
  • the signals #PMWA and #PMWB are inverted signals of the signals PMWA and PMWB.
  • the sensor signals SSA and SSB are both sinusoidal signals, and the PWM circuits 132 and 134 execute a well-known PWM operation according to these sinusoidal signals.
  • the signals PWMA and #PWMA generated by the A-phase PWM circuit 132 are supplied to two input terminals of two 3-state buffer circuits 141 and 142, respectively.
  • the control terminals of these three-state buffer circuits 141 and 142 are supplied with the A-phase mask signals TPA and BTA provided from the multiplexer 120.
  • the output signals DRVA 1 and DRVA 2 of the 3-slot buffer circuits 141 and 142 are drive signals for the A-phase coil train (hereinafter referred to as “A 1 drive signal” and “A 2 drive signal”). Call).
  • the drive signals D RV B 1 and DRVB 2 for the B-phase coil array are generated by the PWM circuit 134 and the 3-state buffer circuits 143 and 144 for the B-phase.
  • A-phase driver circuit 120A and a B-phase driver circuit 130B shows an A-phase driver circuit 120A and a B-phase driver circuit 130B.
  • A-phase driver circuit 12 OA is connected to AC drive signal DRV A H-bridge circuit for supplying A 1 and DRVA 2.
  • the white circle attached to the terminal of the block indicating the drive signal indicates negative logic, indicating that the signal is inverted.
  • the arrows labeled IA 1 and IA 2 indicate the directions of currents flowing by the A1 drive signal DRVA1 and the A2 drive signal DRVA2, respectively.
  • the configuration of the B-phase driver circuit 13 OB is the same as the configuration of the A-phase driver circuit 12 A.
  • FIG. 8 is a timing chart showing various signal waveforms in the first embodiment.
  • the A-phase sensor signal S S A and the B-phase sensor signal S S B are sine waves having phases shifted from each other by 7 ⁇ ⁇ ⁇ 2.
  • the A-phase PWM circuit 132 generates a signal PWMA (the seventh signal from the top in FIG. 8) having an average voltage proportional to the level of the A-phase sensor signal SSA.
  • the first A-phase mask signal TPA permits the signal PWMA to be applied to the A-phase coil array 14A while the signal TPA is at the H level, and prohibits the application during the L-level period.
  • the second A-phase mask signal BTA permits the signal PWM A to be applied to the A-phase coil array 14 A while the signal BTA is at the H level, and prohibits it from being applied during the L-level period.
  • the first A-phase mask signal TPA becomes H level when the PWM signal PWMA is on the plus side
  • the second A-phase mask signal BTB becomes H level when the PWM signal PWM A is on the minus side.
  • a drive signal DRVA 1 + DRVA 2 as shown in the second from the bottom in FIG. 8 is applied to the A-phase coil array 14 A.
  • the A-phase mask signals T PA and BTB can be considered as signals that allow the PWM signal PWMA to be applied to the A-phase coil array 14 A. Can be considered as a signal that masks the signal so that it is not supplied to the A-phase coil array 14A. The same applies to phase B.
  • FIG. 8 shows an operation state when a large torque is generated.
  • the period during which both the mask signals T PA and BTA are at the L level is small, and therefore, the voltage is applied to the A-phase coil array 14A almost at most of the time.
  • a phase Sen The hysteresis level at this time is shown at the right end of the waveform of the sub-signal SSA.
  • the “hysteresis level” means a range of invalid (ie, unused) signal levels near the zero level of the sine wave signal. It can be seen that the hysteresis level is extremely small when large torque is generated.
  • the hysteresis level can be changed by changing the resistance of the electronic variable resistor 106 to change the duty of the mask signals TPA, BTA, TPB, and BTB.
  • Figure 9 shows the operating state when generating a small torque. A small torque means a high rotation.
  • the duty of the mask signals T PA, BTA, TPB, and BTB is set smaller than that in FIG. 8, and accordingly, the drive signals (DRVA 1 + DRVA2) and (DRVB 1 + DRVB 2 ) Pulse number is also decreasing.
  • the hysteresis level is also increasing.
  • the timing at which the A-phase sensor signal SSA shows the maximum value is determined. It has a symmetrical shape centered on it.
  • the H-level period of the second A-phase mask signal BTA has a symmetrical shape centered on the timing at which the A-phase sensor signal SSA shows the minimum value (at the time when the phase 3 drops 2). ing.
  • the period in which the mask signals T PA and B TA are at the H level has a symmetrical shape centered on the timing at which the A-phase sensor signal S SA indicates the peak value.
  • the mask period of the PWM signal PWMA is centered on the timing (7 ⁇ and 2 volts) at which the polarity of the AC drive signal simulated by this signal PWMA (the waveform shown in Fig. 1 (B)) is inverted. It can be considered that the signal PWM A is set to be masked in the time range.
  • the A-phase coil array 14A does not generate a very effective driving force when the phase is near 2 pits. The same applies to the case where the phase is near vitre. Also, the A-phase coil array 14 A generates the most efficient and effective driving force in the vicinity of the phases 2 and 3. As shown in FIG. When the required output of the motor is small, the two-stage PWM circuit 130 does not apply a voltage to the A-phase coil array 14 A when the phase is near pits and 2 pits, and the two-stage PWM circuit 130 shown in FIGS. As shown in the figure, a voltage is applied to the A-phase coil array 14 A centering around the phases 2 and 37 ⁇ 2.
  • the A-phase mask signals TPA and BTA mask the PWM signal PWMA so that the period in which the A-phase coil array 14 A generates the most efficient driving force is preferentially used. It is possible to increase efficiency.
  • a voltage is applied to the A-phase coil array 14 A near the phases of 7 ° and 27 °, as described with reference to Fig. 3 (A), between the A-phase coil array 14A and the magnet array 34M, The suction force works strongly and causes the rotor to vibrate. For this reason, it is preferable not to apply a voltage to the A-phase coil array 14 A near the phases of 7 ° and 2 pits. These circumstances are the same for the B-phase coil array 24B. However, as shown in FIG. 1 (B), the phase of the phase B coil array 24 B is inverted at the timing of the phase 2 and 3 phase 2, so that the phase of the phase B coil array 24 B is 7 ⁇ . It is preferable not to apply a voltage near 2 and 3 ⁇ / 2.
  • FIG. 10 ( ⁇ ) shows the characteristics of the conventional DC brush motor
  • FIG. 10 ( ⁇ ) shows the motor characteristics of the first embodiment.
  • the horizontal axis of these figures is torque
  • the vertical axis shows six characteristic values (efficiency, output, input, voltage, current, and rotation speed).
  • the motor of the first embodiment has characteristics as a DC motor. Further, as compared with the conventional DC brush motor, the motor of the first embodiment has a feature that the maximum torque is large and the efficiency at the maximum output is high.
  • the weight torque ratio at the maximum output is 0.06 [W / g] for the conventional brush motor, and 0.28 [W / g] for the motor of the first embodiment. It shows that the weight and torque balance is excellent.
  • FIGS. 11A and 11B show an experiment in which the magnetic flux density around the magnet array 34M was measured in order to consider the characteristics of the motor of the first embodiment.
  • experiment 1 of Fig. 11 (A) the magnetic flux density near the magnet was measured by the magnetic sensor MS with both sides of the magnet row 34M open.
  • Experiment 2 in Fig. 11 (B) the magnetic flux density near the magnet was measured by the magnetic sensor MS with the yoke portion YK made of a silicon steel sheet provided below the magnet row 34M.
  • the results of Experiments 1 and 2 are as follows.
  • FIG. 12 shows the number of rotations of the motor of the first embodiment when there is no load.
  • the motor of the first embodiment rotates at an extremely stable rotation speed to an extremely low rotation speed when no load is applied. This is because cogging does not occur because there is no magnetic core.
  • the electric motor of the first embodiment has the configuration in which the coil arrays 14A and 24B are provided on both sides of the magnet array 34M, and the magnetic core and the yoke are not provided at all. Can be obtained. Also, there is no cogging, and stable rotation can be maintained up to an extremely low rotation speed.
  • FIGS. 13 (A) and 13 (B) are cross-sectional views showing the configuration of an electric motor as a second embodiment of the present invention.
  • the motor of the second embodiment has an insert rotor structure in which a substantially cylindrical rotor 3 OM is inserted during a short period of time in a substantially cylindrical double structure. That is, the two coil arrays 14A and 24B are arranged on two cylindrical members constituting a hollow double cylindrical structure, and the magnet array 34M is inserted between the coil arrays 14A and 24B. It is arranged on another cylindrical member.
  • Such a structure in which three hollow cylindrical members are stacked coaxially is hereinafter also referred to as a “hollow multiple cylindrical structure”.
  • FIGS. 14 (A) and 14 (B) show the rotor and the stator separately.
  • the stator shown in FIG. 14A has two coil arrays 14A and 24B.
  • the support member 12A of the A-phase coil array 14A on the outside constitutes a hollow cylindrical case.
  • a magnetic shielding member 40 is provided outside the cylindrical surface of the case 12A.
  • the magnetic shielding member 40 is for preventing magnetism from leaking to the outside of the motor, and is made of an extremely thin ferromagnetic material (for example, permalloy).
  • the magnetic shielding member 140 does not have a function as a yoke for forming a magnetic circuit.
  • Whether or not the member used for the motor has a function as a yoke can be checked by measuring the magnetic flux density by performing an experiment as shown in FIG. 11 described above. . For example, when the surface magnetic flux density of the coil array .14 A increases by 10% or more when the magnetic shielding member 40 is provided, it is determined that the coil has the function as a yoke, and when the surface magnetic flux density is less than 10% In some cases, it can be determined that the device does not have a yoke function. This criterion may be 5% instead of 10%.
  • a drive circuit unit 200 is provided on a substrate 220 inside the stay.
  • the drive circuit unit 200 is a circuit including the drive signal generation circuit 100 shown in FIG. 6 and the driver circuits 12 OA and 13 OB shown in FIG. Power and a control signal are supplied to the drive circuit unit 200 from the outside via the electric wiring 210.
  • the rotor 30M has a magnet row 34M, and a shaft 37 is provided at the center. ing.
  • a bearing 38 is provided on the bottom surface on the left side of the stator.
  • a bearing portion 36 is also provided on a lid 39 for closing the case after inserting the rotor 30M.
  • the A-phase coil row 14A and the B-phase coil row 24B each have eight coils, and the magnet row 34M also has eight magnets. .
  • the number of coil magnets can be set to any value.
  • the electric motor of the second embodiment also operates almost in the same way as the first embodiment, and has almost the same effect.
  • the electric actuator of the present invention can be realized in various concrete forms.
  • the electric motor of the second embodiment has the hollow multi-cylindrical structure as described above, there is an advantage that the vibration of the rotor is smaller than that of the first embodiment. That is, as described with reference to Fig. 3, the magnet array 34M is provided with the A-phase coil array 14A according to the attraction force and the repulsive force from the coil arrays 14A and 24B. There are times when a force is applied and times when a force is applied to the B-phase coil array 24 B side. In such a case, the structure of the first embodiment shown in FIG. 4 (the structure in which the disc-shaped rotor 3 OM is inserted between two disc-shaped members holding the coil arrays 14 A and 24 B).
  • the rotor 3 OM may vibrate up and down while rotating.
  • the force that vibrates the rotor 3 OM (unbalance between the suction force and the repulsion force from the coil arrays 14A and 24B) rotates the rotating shaft. Since it is offset as the center, there is an advantage that such vibration is hardly generated.
  • FIGS. 15 (A) to 15 (D) show a first modification of the arrangement of the coil array and the magnet array of the two-phase motor.
  • the motor of the first modified example is obtained by thinning out the coils of the A-phase coil row 14 A and the B-phase coil row 24 B of the motor of the first embodiment shown in FIGS. Is doubled. Configuration of magnet row 34M Is the same as in the first embodiment.
  • the A-phase coil array 14A of the first modified example is one of the two types of coils 14A1 and 14A2 (FIG. 1) of the A-phase coil array 14A in the first embodiment. This is equivalent to omitting 14 A 2. Therefore, all coils of the A-phase coil array 14 A of the first modified example are always magnetized in the same direction.
  • FIGS. 16 (A) to 16 (D) show a second modification of the arrangement of the coil array and the magnet array of the two-phase motor.
  • the motor of the second modified example is obtained by thinning out the coils of the A-phase coil row 14 A and the B-phase coil row 24 B of the motor of the first embodiment shown in FIGS. It has a configuration where c is tripled.
  • the configuration of the magnet array 34M is the same as in the first embodiment.
  • the relative positional relationship between the A-phase coil array 14A and the B-phase coil array 24B is shifted by 3 volts 2.
  • it is sufficient that the A-phase coil array 14 A and the B-phase coil array 24 B of the two-phase motor have a positional relationship shifted by an odd angle of 7 ⁇ 2 in electrical angle.
  • FIGS. 17 (A) to 17 (D) show a third modification of the arrangement of the coil array and the magnet array of the two-phase motor.
  • the motor of the third modified example has a configuration in which the magnet pole pitch Pm is doubled by thinning out the magnets of the magnet row 34 M of the motor of the first embodiment shown in FIGS. 1 and 3 to 12. .
  • the configurations of the A-phase coil array 14A and the B-phase coil array 24B are the same as in the first embodiment.
  • first to third modifications correspond to the first embodiment in which some of the coils or some of the magnets are thinned out, but the motors of these modifications also have substantially the same principle as in the first embodiment. It can be understood that it works with. However, the first embodiment is superior to the second and third modifications in terms of magnetic flux utilization efficiency.
  • FIGS. 18 (A) to 18 (D) show a fourth modification of the arrangement of the coil array and the magnet array of the two-phase motor.
  • an upper coil row 40 AB and a lower coil row 5 OAB are provided on both sides of the magnet row 34M.
  • the upper coil array 40AB corresponds to a combination of both the A-phase coil array 14A and the B-phase coil array 24B of the motor of the first embodiment shown in FIGS. That is, the upper part
  • the coil array 40AB is composed of two types of coils 14A1 and 14A2 included in the A-phase coil array 14A and two types of coils 24B1 and 24B2 included in the B-phase coil array 24B. And these are arranged in a predetermined order.
  • the lower coil array 50AB also corresponds to a combination of both the A-phase coil array 14A and the B-phase coil array 24B of the motor of the first embodiment on the lower side.
  • FIGS. 18 (A) to 18 (D) for convenience of illustration, the coils of the A-phase coil array are drawn by solid lines, and the coils of the B-phase coil array are drawn by broken lines.
  • the motor of the fourth modification has twice the number of coils as the motor of the first embodiment. Since the coil pitch Pc is defined as the pitch between the coils in the A-phase coil row or the pitch between the coils in the B-phase coil row, the coil pitch Pc in the fourth modification is the same as that in the first embodiment. Is the same.
  • both the upper coil row 40AB and the lower coil row 50AB of the fourth embodiment have A-phase and B-phase coil rows, one of the upper coil row 40AB and the lower coil row 5 OAB is omitted. It is also possible. However, from the viewpoint of effective use of the magnetic flux of the magnet, it is preferable to provide both the upper coil row 4 OA B and the lower coil row 50 AB.
  • FIGS. 19 (A) to 19 (D) show a fifth modification of the arrangement of the coil array and the magnet array of the two-phase motor.
  • the magnetizing direction of the magnet row 34M of the motor of the first embodiment shown in FIGS. 1 and 3 is oriented in the operating direction (horizontal direction of the figure) of the magnet row 34M. Things.
  • the magnetic pole pitch Pm is the same as in the first embodiment, but the number of magnets is 1 Z2 in the first embodiment.
  • the configurations of the A-phase coil array 14A and the B-phase coil array 24B are the same as in the first embodiment. However, the magnetization direction of the B-phase coil array 24B is opposite to that of the first embodiment shown in FIG. As described above, it can be understood that substantially the same operation as that of the first embodiment is performed even when the magnetization direction of the magnet is directed to the operation direction of the rotor (the magnet row 34M in this example).
  • the number of coils included in the A-phase and B-phase coil arrays and the number of magnets included in the magnet array can be set to various values. However, from the viewpoint of magnetic flux utilization efficiency, it is preferable that the number of coils in each phase of the coil array is equal to the number of magnetic poles (or the number of magnets) in the magnet array.
  • the motor according to the third embodiment is a three-phase motor having three coil arrays of A phase, B phase and C phase.
  • the magnet array 70M has the same configuration as the magnet array 34M of the first embodiment shown in FIG.
  • an upper coil array 60 ABC and a lower coil array 80 ABC are provided on both sides of the magnet array 7 OM.
  • the upper coil row 60 ABC includes a coil 91A1 of the A-phase coil row, a coil 92B1 of the B-phase coil row, and a coil 93C1 of the C-phase coil row. It is arranged in the order of. In Figs.
  • the coils of the A-phase coil row are drawn with solid lines
  • the coils of the B-phase coil row are drawn with dotted lines
  • the coils of the C-phase coil row are drawn with broken lines.
  • the lower coil array 80 ABC includes a coil 91 A2 of the A-phase coil array, a coil 92 B2 of the B-phase coil array, and a coil 93 C2 of the C-phase coil array.
  • the A-phase coil 91 A1 of the upper coil row 60 ABC and the A-phase coil 91 A2 of the lower coil row 80 ABC are magnetized in opposite directions. This is the same for the phase B coil and the phase C coil.
  • the coil pitch Pc of each of the A, B, and C phases is twice the magnetic pole pitch Pm, which is equivalent to 2 pits in electrical angle.
  • the A-phase coil 91A1 of the upper coil row 60 ABC is arranged at a position shifted by an electrical angle from the A-phase coil 91A2 of the lower coil row 80 ABC by an angle.
  • the A-phase, B-phase, and C-phase coils are arranged at positions sequentially shifted by 7 ⁇ 3 in electrical angle.
  • FIG. 20 (A) shows a state where the phase is just before 27 °. At the timing of two phases, the polarities of the A-phase coil arrays 91 A 1 and 91 A 2 are reversed.
  • FIG. 20 (B) shows the state immediately before the phase 3 is the peak. At the timing of phase 3, phase C The polarity of the coil trains 93 C 1 and 93 C 2 is reversed.
  • FIG. 20 (C) shows the state immediately before the phase 2 vert3. At the timing when the phase is 27 ⁇ 3, the polarities of the B-phase coil arrays 9 2 B 1 and 92 B 2 are inverted.
  • the polarity (magnetization direction) of the A-phase coil arrays 91A1 and 91A2 is such that the coils of the A-phase coil arrays 91A1 and 91A2 are each composed of a magnet array 70M. Is switched at a timing opposing each of the magnets. The same applies to the B-phase coil train and the C-phase coil train. As a result, a driving force can always be generated from all the coils, and a large torque can be generated.
  • the three-phase motor of the third embodiment does not have a magnetic core and does not have a yoke constituting a magnetic circuit, as in the first embodiment. Further, it is preferable that all structural materials other than the rotating shaft and the bearing part are formed of a non-magnetic and non-conductive material.
  • FIG. 21 is a block diagram illustrating a configuration of a drive signal generation circuit according to the third embodiment.
  • This drive signal generation circuit 100a is a circuit for the two-phase motor shown in FIG. 6, in which a circuit part for the C phase (for example, voltage comparators 115, 116) is added. Wave generator circuit 108 is added.
  • the sine wave generation circuit 108 generates three sine wave signals SA, SB, SC whose phases are sequentially shifted by 2 pits 3 in accordance with the three-phase sensor signals SSA, SSB, SSC.
  • the three sine wave signals S A, S B, and SC are input to the voltage comparators 11 1 to 1 16 and are also supplied to the two-stage PWM circuit 130 a.
  • the multiplexer 120a and the two-stage PWM circuit 130a are obtained by changing these circuits shown in FIG. 6 for three phases. From the two-stage PWM circuit 130a, a three-phase drive signal pair (DRVA1, DRVA2), (DRVB1, DRVB2), (DRVC1, DRVC2) is output. Note that the waveforms of the respective drive signals are substantially the same as those shown in FIGS. 8 and 9, and are different only in that the phase difference of each phase is 2 pit 3.
  • FIG. 22 is a block diagram illustrating the configuration of the driver circuit according to the third embodiment.
  • the driver circuit 140 is a three-phase bridge circuit for driving the coil arrays 91A, 92B, and 93C.
  • FIG. 23 is a timing chart showing the sensor signals of the third embodiment and the excitation directions of the coils of each phase.
  • the A, B, and C phase sensor signals SSA, SSB, and SSC are digital signals that switch between H level and L level every period of 7 ⁇ electrical angle.
  • the phases of each phase are sequentially shifted by 27 ⁇ 3.
  • the lower part of FIG. 23 shows the excitation directions of the A, B, and C phase coil arrays.
  • the excitation direction of each coil array is determined by the logical operation of the three sensor signals SSA, SSB, and SSC.
  • FIGS. 24 (A) to 24 (F) show the current directions in the six periods P1 to P6 of FIG.
  • the A, B, and C phase coil arrays are star-connected, but may be delta-connected.
  • the three-phase motor of the third embodiment since a coil array is provided on both sides of the magnet array 7 OM, and the magnetic flux on both sides of the magnet array 7 OM is used to generate frame power, a large driving force can be obtained. Can be. Also, the three-phase motor of the third embodiment has a configuration in which the magnetic core and the yoke are not provided at all, so that a light and large torque can be obtained. Also, there is no cogging, and stable rotation can be maintained up to an extremely low rotation speed.
  • the three-phase motor can also be configured as a cylindrical motor as in the second embodiment. Further, modifications similar to the above-described various modifications of the first embodiment can be applied to the three-phase motor of the third embodiment.
  • FIG. 25 is a block diagram showing the internal configuration of the drive circuit unit according to the fourth embodiment. It is. Note that the hardware configuration other than the drive circuit unit is the same as that of the first embodiment described above, and a description thereof will be omitted.
  • the drive circuit unit 500 includes a CPU 110, a drive control unit 100, a regeneration control unit 200, a driver circuit 150, and a rectifier circuit 250.
  • the two control units 100 and 200 are connected to the CPU 110 via the buses 102.
  • the drive control unit 100 and the driver circuit 150 are circuits that perform control when generating a driving force in the electric actuator.
  • the regenerative control unit 200 and the rectifier circuit 250 are circuits that perform control when electric power is regenerated from the electric actuator.
  • the regenerative control unit 200 and the rectifier circuit 250 are also collectively referred to as a “regenerative circuit”.
  • the drive control unit 100 is the same as the drive signal generation circuit 100 described with reference to FIG.
  • the driver circuit 150 is a circuit composed of the A-phase driver circuit 120A and the B-phase driver circuit 130B described in FIG. Therefore, description of the internal configuration and operation of these circuits 100 and 150 is omitted.
  • FIG. 26 is a diagram showing an internal configuration of the regenerative control unit 200 and the rectifier circuit 250.
  • the regeneration control section 200 has an A-phase charge switching section 202 connected to the bus 102, a B-phase charge switching section 204, and an electronic variable resistor 206. .
  • the output signals of the two charge switching units 202 and 204 are supplied to the input terminals of the two AND circuits 211 and 212.
  • the A-phase charge switching section 202 outputs a “1” level signal when recovering the regenerative power from the A-phase coil array 14 A, and outputs a “0” level signal when not recovering it. Power.
  • the presence / absence of regeneration from the A-phase coil array 14 A and the presence / absence of regeneration from the B-phase coil array 24 B can be set independently. Therefore, for example, it is possible to generate electric power from the B-phase coil array 24B while generating a driving force in the actuator using the A-phase coil array 14A.
  • the drive control unit 100 similarly generates a driving force using the A-phase coil array 14A.
  • the configuration may be such that whether to generate the driving force and whether to generate the driving force using the B-phase coil array 24B can be set independently.
  • the operation mode signal generation unit 104 shown in FIG. 6 operates to output a signal indicating whether the A-phase coil array 14A is driven and a signal indicating whether the B-phase coil array 24B is driven.
  • the mode signal generator 104 may be configured. In this way, it is possible to operate the electric actuator in an operation mode in which any one of the two coil arrays 14 A and 24 B generates driving force while the other regenerates electric power. It is.
  • the voltage across the electronic variable resistor 206 is provided to one of two input terminals of four voltage comparators 221 to 224.
  • the other input terminals of the voltage comparators 221 to 224 are supplied with the A-phase sensor signal SSA and the B-phase sensor signal SSB.
  • the output signals TP A, BTA, TP B, BT B of the four voltage comparators 22 1 to 224 are
  • the mask signals TP A and B T A for the A-phase coil are input to an OR circuit 231, and the mask signals TP B and B T B for the B phase are input to another OR circuit 232.
  • the outputs of these OR circuits 231 and 232 are provided to the input terminals of the two AND circuits 211 and 212 described above.
  • the output signals MSKA and MSKB of these AND circuits 211 and 212 are also called "mask signals" or "permit signals".
  • the configuration of the electronic variable resistor 206 and the four voltage comparators 221 to 224 are the same as the configuration of the electronic variable resistor 106 of the drive signal generation circuit 100 shown in FIG. This is the same as the configuration of 114. Therefore, the output signal of the OR circuit 231 for the A-phase coil corresponds to a signal obtained by calculating the logical sum of the mask signals TPA and BTA shown in FIG. When the output signal of the A-phase charge switching section 202 is at the “1” level, the mask signal MS KA output from the AND circuit 211 for the A-phase coil is the same as the output signal of the OR circuit 231. It will be. These operations are the same for phase B.
  • the rectifier circuit 250 is a full-wave It has a rectifier circuit 25 2, two gate transistors 26 1 and 26 2, a buffer circuit 27 1, and an inverter circuit 27 2 (NOT circuit). The same circuit is provided for the B phase.
  • the gate transistors 26 1 and 26 2 are connected to a power supply line 280 for regeneration.
  • the AC power generated by the A-phase coil array 14 A during power regeneration is rectified by the full-wave rectifier circuit 25 2.
  • the gate signals of the A-phase coil MSKA and its inverted signal are given to the gates of the gate transistors 26 1 and 26 2, and the gate transistors 26 1 and 26 2 are turned on and off accordingly. Is done. Therefore, when at least one of the mask signals TPA and BTA output from the voltage comparators 22 1 and 22 2 is at the H level, regenerative power is output to the power supply wiring 280. Regeneration of electric power is prohibited during the period when both are at the level.
  • the regenerative control unit 200 and the rectifier circuit 250 provide the A-phase coil train 14 A and the B-phase coil train 2 in accordance with the mask signal MSKA for the A-phase coil and the mask signal MSKB for the B-phase coil. It is possible to limit the period during which the regenerative power from 4 B is collected, and thereby adjust the amount of regenerative power.
  • the electric actuator of the present embodiment does not include a core made of a magnetic material, so that so-called cogging does not occur even during regeneration, and a smooth and stable operation can be realized. Also, since there is no yoke for forming the magnetic circuit, so-called iron loss (eddy current loss) is extremely small, and regenerative power can be efficiently recovered.
  • the drive circuit unit of the fourth embodiment can be applied to an electric actuator of another embodiment or a modified example other than the first embodiment.
  • the rotary motor has been described.
  • the present invention can be applied to various types of electric actuators other than rotary motors, and can be applied to, for example, linear motors.
  • a linear motor for example, at least one magnet in the magnet row may be provided.
  • the present invention is applicable not only to Actuyue overnight but also to generators.
  • the plurality of coil arrays constitute the stator, and the magnet arrays constitute the rotor.
  • the arrangement may be reversed.
  • the present invention can be applied to an actuator or a generator in which the relative positions of a plurality of coil arrays and magnet arrays can be changed.
  • the present invention is applicable to various electric actuators and generators such as a rotary motor and a linear motor.

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Abstract

　本発明による二相の電動機は、第１と第２のコイル列と磁石列とを備えている。磁石列は、第１及び第２のコイル列に対向してＮ極とＳ極とが交互に配置されている。第１及び第２のコイル列は、電気角でπ／２の奇数倍だけ相互にずれた位置に配置されている。第１と第２のコイル列の各コイルは磁性体製のコアを実質的に有しておらず、また、電動機は、磁気回路を形成するための磁性体製のヨークを実質的に有していない。

Description

明細書
電動機 技術分野
本発明は、 電気モータや発電機などの電動機 （Electric Machine) に関する。 背景技術
電動モータには、 シンクロナス （同期） モータとインダクション （誘導） モー タの 2種類がある。 また、 モータの種類は、 ロータの違いにより、 永久磁石を使 つたマグネット型と、 コイルが巻いてある巻線型と、 鉄などの強磁性体を使った リアクタンス型とに分類することも可能である。 マグネット型は、 ロータの永久 磁石がステ一夕の回転磁界に引かれて回転する。
マグネッ ト型のシンクロナスモータとして、 例えば、 特開平 8— 5 1 7 4 5号 公報に記載された小型同期モータが存在する。 この小型同期モータは、 励磁コィ ルを卷回したステ一夕コアと、 マグネットを含むロータとを備えている。
しかしながら、 従来のモータは、 発生トルクに比較して重量が嵩み、 発生トル クを大きく しょうとすると大型化してしまうという課題があった。 発明の開示
この発明は、 従来と異なる構造の電動機を提供することを目的とする。
本発明による第 1の電動機は、 所定の方向に沿って所定のピッチで配列されて 相互に電気的に接続された複数のコィルを含む第 1のコィル列と、
前記所定の方向に沿って所定のピッチで配列されて相互に電気的に接続された 複数のコイルを含み、 前記第 1のコイル列との相対的な位置関係が固定された第 2のコイル列と、 少なくとも 1つの磁石を含む磁石列であって、 前記第 1及び第 2のコィル列に対向して N極と S極とが交互に配置され、 前記第 1及び第 2のコ ィル列との相対的な位置関係が前記所定の方向に沿って変化可能な磁石列と、 を備える。 前記第 1及び第 2のコイル列は、 電気角で兀 2の奇数倍だけ相互に ずれた位置に配置されている。 前記第 1 と第 2のコイル列の各コイルは磁性体製 のコアを実質的に有しておらず、 前記電動機は、 磁気回路を形成するための磁性 体製のヨークを実質的に有していない。
この電動機は、 磁性体製のコアや磁性体製のヨークを実質的に有していないの で軽量であり、 また、 ァクチユエ一夕として使用した場合にはトルクと重量のバ ランスに優れている。 また、 磁性体製のコアを有していないので、 コギングが発 生せずに安定したなめらかな回転が可能である。 さらに、 磁性体製のヨークを実 質的に有していないので、 鉄損 （渦電流損） がほとんど無く、 効率の良い電動機 を実現できる。
上記電動機は、 さらに、 前記第 1及び第 2のコイル列および前記磁石列を収納 するケースを備えており、 前記第 1及び第 2のコイル列の各コイルは、 実質的に 非磁性かつ非導電性の材料で形成された支持材の回リに巻き回されており、 前記 ケースは、 実質的に非磁性かつ非導電性の材料で形成されているものとしてもよ い。
この構成によれば、 鉄損ゃコギングがほとんど無い電動機を実現することがで さる。
上記電動機は、 回転軸と、 軸受け部以外の構造材は、 実質的に非磁性かつ非導 電性の材料で形成されているものとしてもよい。
この構成によれば、 さらに軽量化が可能であり、 また、 鉄損をさらに低減する ことができる。
なお、 各コイル列の前記複数のコイルは、 同一のコイル列に属する隣り合う'コ ィル同士が常に逆極性に励磁されるように互いに接続されているものとしてもよ い。
また、 前記第 1及び第 2のコイル列は、 前記磁石列を挟んだ両側に配置されて いることが好ましい。
この構成によれば、 磁石列の両側の磁束を有効に利用できるので、 大きなトル クを発生させることができる。
上記電動機は、 前記第 1及び第 2のコイル列と前記磁石列とが前記所定の方向 に沿って相対的に回転する回転式モータまたは回転式ジェネレータであり、 前記 第 1のコイル列のコイル数と、 前記第 2のコイル列のコイル数と、 前記磁石列の 磁石数とが等しいものとしてもよい。
この構成によれば、 高効率で大トルクのモータを実現することができる。
上記電動機は、 さらに、 前記第 1のコイル列に供給する第 1の交流駆動信号と 前記第 2のコィル列に供給する第 2の交流駆動信号とを供給するための駆動信号 生成回路を備え、 前記駆動信号生成回路は、 前記第 1及び第 2のコイル列の各コ ィルの極性が前記磁石列内の磁石の中心と各コイルの中心とが対向するタイミン グで切り替わるとともに、 同一のコイル列に属する隣り合うコイル同士の間の中 央位置が前記磁石列内の磁石の中心と対向するタイミングにおいて当該コィル列 における磁束密度が最も大きくなるように、 前記第 1 と第 2の交流駆動信号を生 成するようにしてもよい。
この構成によれば、 駆動信号に同期して電動機を駆動することができる。
前記駆動信号生成回路は、 前記第 1及び第 2のコイル列の電流方向を逆転させ ることによって、 前記第 1及び第 2のコィル列と前記磁石列との動作方向を逆転 させることが可能であることが好ましい。
また、 前記駆動信号生成回路は、 位相が兀ノ2だけ相互にずれた第 1 と第 2の P WM信号をそれぞれ生成する第 1 と第 2の P WM回路と、 前記電動機の出力要 求に応じて前記第 1と第 2の P WM信号をマスクすることによって前記第 1 と第 2の交流駆動信号を生成するマスク回路と、 を備えるようにしてもよい。
この構成によれば、マスク回路によって P WM信号をマスクすることによって、 電動機の出力を調節することが可能である。 前記マスク回路は、 各交流駆動信号の極性が反転するタイミングを中心とした 対称な時間的範囲で各 P WM信号をマスクするようにしてもよい。
一般に、 各交流駆動信号の極性が反転するタイミング付近では、 コイルがあま リ有効な駆動力を発生せず、 交流駆動信号のピーク付近で有効な駆動力を発生す るという傾向がある。 従って、 上記の構成によれば、 コイルが有効な駆動力をあ まり発生しない期間において P WM信号をマスクするので、 電動機の効率を向上 させることが可能である。
なお、 上記電動機は、 さらに、 前記第 1 と第 2のコイル列から電力を回生する ための回生回路を備え、 前記駆動信号生成回路と前記回生回路は、 前記第 1 と第 2のコイル列の一方から駆動力を発生させつつ他方から電力を回生する運転モー ドで前記電動機を運転することが可能であることが好ましい。
この構成によれば、 必要に応じて、 駆動力の発生と電力の回生とを同時に実行 しつつ、 電動機を動作させることができる。
なお、 前記第 1 と第 2のコイル列は、 中空の二重円筒構造を構成する第 1 と第 2の円筒部材に配置されており、 前記磁石列は、 前記第 1 と第 2の円筒部材の間 に揷入された第 3の円筒部材に配置されているようにしてもよい。
この構成によれば、 ロータ （第 1 と第 2のコイル列、 又は、 磁石列） が回転時 に振動しにくい電動機を得ることができる。
本発明による第 2の電動機は、 所定の方向に沿って所定のピッチで配列されて 相互に電気的に接続された複数のコイルを含む第 1のコイル列と、 前記所定の方 向に沿って所定のピッチで配列されて相互に電気的に接続された複数のコイルを 含み、前記第 1のコィル列との相対的な位置関係が固定された第 2のコィル列と、 前記所定の方向に沿って所定のピッチで配列されて相互に電気的に接続された複 数のコイルを含み、 前記第 1及び第 2のコイル列との相対的な位置関係が固定さ れた第 3のコイル列と、少なくとも 1つの磁石を含む磁石列であって、前記第 1、 第 2、 及び第 3のコイル列に対向して N極と S極とが交互に配置されており、 前 記第 1、 第 2、 及び第 3のコイル列との相対的な位置関係が前記所定の方向に沿 つて変化可能な磁石列と、 を備える。 前記第 1、 第 2、 及び第 3のコイル列は、 電気角で 2兀 3だけ順次相互にずれた位置に配置されており、前記第 1、第 2、 及び第 3のコイル列の各コイルは磁性体製のコアを実質的に有しておらず、 前記 電動機は、磁気回路を形成するための磁性体製のヨークを実質的に有していない。 この構成によっても、 トルクと重量バランスに優れた電動機を実現できる。 ま た、 コギングが発生せずに安定したなめらかな回転が可能であり、 鉄損がほとん ど無い効率の良い電動機を実現できる。
なお、 本発明は、 種々の態様で実現することが可能であり、 例えば、 電動ァク チユエータ、 リニアモータや回転式モータなどの電動モータ、 発電機、 それらの ァクチユエータゃモータ、 発電機の駆動方法および駆動装置等の態様で実現する ことができる。 図面の簡単な説明
図 1 (Α), 1 (Β) は、 本発明の第 1実施例における電動モータの概略構成を 示す説明図である。
図 2 (Α), 2 (Β) は、 Α相コイル列の 2種類のコイルの結線方法の例を示す 図である。
図 3 (A) 〜3 (D) は、 第 1実施例の電動モータの動作を示す図である。 図 4 (A) 〜4 (E) は、 第 1実施例における電動モータの機械的な構造を示 す図である。
図 5は、 本発明の実施例としての電動ァクチユエータの用途と好ましい材料と の関係を示す説明図である。
図 6は、第 1実施例における駆動信号生成回路の構成を示すブロック図である。 図 7は、 第 1実施例におけるドライバ回路の構成を示すブロック図である。 図 8は、 第 1実施例のモータの大トルク発生時の信号波形を示すタイミングチ ヤー卜である。
図 9は、 第 1実施例のモータの小トルク発生時の信号波形を示すタイミングチ ヤートである。
図 1 0 (A), 1 0 (B) は、従来の DCブラシモータの特性と第 1実施例のモ —タ特性を比較して示す図である。
図 1 1 (A), 1 1 (B) は、 第 1実施例のモータの特性を考察するために磁石 列の周囲の磁束密度を測定した実験の様子を示す説明図である。
図 1 2は、 第 1実施例のモータの無負荷時の回転数を示すグラフである。 図 1 3 (A), 1 3 (B) は、 本発明の第 2実施例としての電動モータの構成を 示す断面図である。
図 1 4 (A), 1 4 (B) は、 第 2実施例のス亍一タとロータの構成を示す断面 図である。
図 1 5 (A) 〜 1 5 (D) は、 二相モータのコイル列と磁石列の配列に関する 第 1変形例を示す図である。
図 1 6 (A) 〜 1 6 (D) は、 二相モータのコイル列と磁石列の配列に関する 第 2変形例を示す図である。
図 1 7 (A) 〜 1 7 (D) は、 二相モータのコイル列と磁石列の配列に関する 第 3変形例を示す図である。
図 1 8 (A) 〜 1 8 (D) は、 二相モータのコイル列と磁石列の配列に関する 第 4変形例を示す図である。
図 1 9 (A) 〜 1 9 (D) は、 二相モータのコイル列と磁石列の配列に関する 第 5変形例を示す図である。
図 20 (A) 〜20 (C) は、 本発明の第 3実施例における電動モータの概略 構成を示す説明図である。
図 21は、 第 3実施例における駆動信号生成回路の構成を示すブロック図であ る。 図 22は、 第 3実施例におけるドライバ回路の構成を示すブロック図である。 図 23は、 第 3実施例のセンサ信号と各相のコイルの励磁方向を示すタイミン グチヤートである。
図 24 (A) 〜24 (F) は、 第 3実施例の 6つの期間 P 1〜P 6における電 流方向を示す説明図である。
図 25は、 第 4実施例における駆動回路ュニッ卜の構成を示すブロック図であ る。
図 26は、回生制御部と相対減速用のドライバ回路の内部構成を示す図である。
発明を実施するための最良の形態
発明の実施の形態を以下の順序で説明する。
第 1実施例 （二相モータ） ：
B. 第 2実施例 （二相モータ） ：
C. 二相モータの各種の変形例：
D. 第 3実施例 （三相モータ） ：
E. 第 4実施例：
F. その他の変形例：
A. 第 1実施例 （二相モータ） ：
図 1 (A) は、 本発明の第 1実施例における電動モータの概略構成を示す説明 図である。 この電動モータは、 第 1のコイル列構造 1 OAと、 第 2のコイル列構 造 20Bと、 磁石列構造 3 OMとを有している。
第 1のコイル列構造 1 OAは、 支持部材 1 2 Aと、 支持部材 1 2 Aに固定され た A相コイル列 1 4 Aとを有している。 この A相コイル列 1 4 Aは、 逆方向に励 磁される 2種類のコイル 1 4 A 1 , 1 4 A 2が一定のピッチ P cで交互に配置さ れたものである。 図 1 (A) の状態では、 3つのコイル 1 4 A 1は磁化方向 （N 極から S極に向く方向） が下向きになるように励磁されており、 また、 他の 3つ のコイル 1 4 A 2は磁化方向が上向きになるように励磁されている。
第 2のコイル列構造 2 0 Bも、 支持部材 2 2 Bと、 支持部材 2 2 Bに固定され た B相コイル列 2 4 Bとを有している。 この B相コイル列 2 4 Bも、 逆方向に励 磁される 2種類のコイル 2 4 B 1 , 2 4 B 2が一定のピッチ P cで交互に配置さ れたものである。 なお、 本明細書では、 「コイルピッチ P c」 は、 A相コイル列の コイル同士のピッチ、 または、 B相コイル列のコイル同士のピッチとして定義さ れている。
磁石列構造 3 O Mは、 支持部材 3 2 Mと、 支持部材 3 2 Mに固定された磁石列 3 4 Mとを有している。 この磁石列 3 4 Mの永久磁石は、 磁化方向が磁石列 3 4
Mの配列方向 （図 1 ( A ) の左右方向） とは垂直な方向に向くようにそれぞれ配 置されている。磁石列 3 4 Mの磁石は、一定の磁極ピッチ P mで配置されている。 この例では、 磁極ピッチ P mはコイルピッチ P cに等しく、 電気角で兀に相当す る。 なお、 電気角の 2 7Γは、 モータの駆動信号の位相が 2 7Γだけ変化したときに 移動する機械的な角度又は距離に対応づけられる。 第 1実施例では、 A相コイル 列 1 4 Aと B相コイル列 2 4 Bの駆動信号の位相が 2兀だけ変化すると、 磁石列 構造 3 O Mがコイルピッチ P cの 2倍だけ移動する。
なお、 A相コイル列 1 4 Aと B相コイル列 2 4 Bは、 電気角で互いに兀 2だ け異なる位置に配置されている。 なお、 A相コイル 1 4 Aと B相コイル列 2 4 B は、位置が異なるだけであり、他の点は実質的に同じ構成を有している。従って、 以下では、 コイル列に関する説明の際に特に必要な場合を除いて A相コイル列に ついてのみ説明する。
図 1 ( B ) は、 A相コイル列 1 4 Aと B相コイル列 2 4 Bに供給される交流駆 動信号の波形の一例を示している。 A相コイル列 1 4 Aと B相コイル列 2 4 Bに は、 二相交流信号がそれぞれ供給される。 また、 A相コイル列 1 4 Aと B相コィ ル列 2 4 Bの駆動信号の位相は兀ノ2だけ互いにずれている。 図 1 ( A ) の状態 は、 位相ゼロ （又は 27Γ) の状態に相当する。
この電動モータは、 さらに、 A相コイル列 1 4 A用の位置センサ 1 6 Aと、 B 相コイル列 24 B用の位置センサ 2 6 Bとを有している。 これらを以下では 「A 相センサ」、 「B相センサ」 と呼ぶ。 A相センサ 1 6 Aは A相コイル列 1 4 Aの 2 つのコイルの間の中央の位置に配置されており、 B相センサ 2 6 Bは B相コイル 列 24 Bの 2つコイルの間の中央の位置に配置されている。 これらのセンサ 1 6 A, 26 Bとしては、 図 1 (B) に示す交流駆動信号と同様な波形を有するアナ ログ出力を有するものを採用することが好ましく、 例えばホール効果を利用した ホール I Cを採用することができる。 但し、 矩形波状のデジタル出力を有するセ ンサを採用することも可能である。 また、 位置センサを省略してセンサレス駆動 を行うことも可能である。
なお、 支持部材 1 2 A， 2 2 B, 3 2Mは、 非磁性体材料でそれぞれ形成され ている。 また、 本実施例の電動モータの各種の部材のうちで、 コイルやセンサを 含む電気配線と、 磁石と、 回転軸と、 その軸受け部以外の部材は、 すべて非磁性 で非導電性の材料で形成されていることが好ましい。
図 2 (A), 2 (B) は、 A相コイル列 1 4 Aの 2種類のコイル 1 4 A 1 , 1 4 A 2の結線方法を示す図である。 図 2 (A) の結線方法では、 A相コイル列 1 4 Aに含まれるすべてのコイルが、 駆動信号生成回路 1 00に対して直列に接続さ れている。 一方、 図 2 (B) の結線方法では、 一対のコイル 1 4 A 1 , 1 4 A 2 で構成される直列接続が、 複数組並列に接続されている。 このいずれの結線方法 の場合にも、 2種類のコイル 1 4 A 1 , 1 4 A 2は、常に逆の極性に磁化される。 図 3 (A) 〜3 (D) は、第 1実施例の電動モータの動作を示している。なお、 第 1実施例では、 コイル列 1 4 A, 24 Bがステ一タとして構成されており、 磁 石列 3 4Mがロータとして構成されている。従って、 図 3 (A) 〜 3 (D) では、 時間の経過とともに磁石列 3 4Mが移動している。
図 3 (A) は位相が 27Γの直前のタイミングの状態を示している。 なお、 コィ ルと磁石との間に描かれた実線の矢印は吸引力の方向を示しておリ、 破線の矢印 は反発力の方向を示している。 この状態では、 A相コイル列 1 4 Aは磁石列 34 Mに対して動作方向 （図の右方向） の駆動力を与えておらず、 磁石列 34Mを A 相コイル列 1 4 Aに引きつける方向に磁力が働いている。 従って、 位相が 2 πの タイミングでは、 Α相コイル列 1 4 Aへの印加電圧をゼロにすることが好ましい。 一方、 B相コイル列 24 Bは、 磁石列 34Mに動作方向の駆動力を与えている。 また、 B相コイル列 24 Bは磁石列 34Mに対して吸引力だけで無く反発力も与 えているので、 B相コイル列 24 Bから磁石列 34 Mに対する上下方向 （磁石列
34Mの動作方向と垂直な方向） の正味の力はゼロである。 従って、 位相が 2兀 のタイミングでは、 B相コイル列 24 Bへの印加電圧をピーク値にすることが好 ましい。
図 1 (B) に示されているように、 位相が 27Γのタイミングで A相コイル列 1
4 Aの極性が反転する。 図 3 (B) は、 位相が兀 4の状態であり、 A相コイル 列 1 4Aの極性が図 3 (A) から反転している。 この状態では、 A相コイル列 1 4 Aと B相コイル列 24 B力 磁石列 34 Mの動作方向に同じ駆動力を与えてい る。 図 3 (C) は、 位相が 7ΓΖ2直前の状態である。 この状態は、 図 3 (A) の 状態とは逆に、 A相コイル列 1 4 Aのみが、 磁石列 34Mに動作方向の駆動力を 与えている。位相が丌ノ 2のタイミングでは B相コイル列 24 Bの極性が反転し、 図 3 (D) に示す極性となる。 図 3 (D) は、 位相が 37Γ 4の状態である。 こ の状態では、 A相コイル列 1 4 Aと B相コイル列 24 Bが、 磁石列 34Mの動作 方向に同じ駆動力を与えている。
図 3 (A) 〜3 (D) から理解できるように、 A相コイル列 1 4 Aの極性は、 A相コイル列 1 4 Aの各コイルが磁石列 34Mの各磁石と対向するタイミングで 切り換えられる。 B相コイル列も同様である。 この結果、 すべてのコイルからほ とんど常に駆動力を発生させ得るので、 大きなトルクを発生することが可能であ る。 なお、 位相が兀〜 2 πの期間は、 図 3 (A) 〜3 (D) とほぼ同様なので詳し い説明を省略する。 但し、 Α相コイル列 1 4 Aの極性は位相が πのタイミングで 再び反転し、 Β相コイル列 24 Βの極性は位相が 3兀 2のタイミングで再び反 転する。
上述の説明から理解できるように、本実施例の電動モータは、コイル列 1 4Α, 24 Βと磁石列 34Μとの間の吸引力と反発力を利用することによって、 磁石列 34Μに対する動作方向の駆動力を得ている。 特に、 本実施例では、 磁石列 34 Μを挟んだ両側にコイル列 1 4 Α, 24 Βが配置されているので、 磁石列 34Μ の両側の磁束を駆動力の発生に利用することができる。 従って、 従来の電動モー タのように、 磁石の片側のみを駆動力の発生に利用する場合に比べて磁束の利用 効率が高く、 効率が良く トルクの大きなモータを実現することができる。
また、 本実施例のモータでは、 磁性体製のコアが設けられていないのでいわゆ るコギングが発生せず、なめらかで安定した動作を実現することができる。また、 磁気回路を構成するためのヨークが設けられていないので、 いわゆる鉄損 （渦電 流損） が極めて少なく、 効率の良いモータを実現することができる。
ところで、 通常のモータでは、 コアやヨークが無いと磁束の利用効率が低下す ると考えられている。 一方、 本実施例の電動モータでは、 磁石列 34 Μを挟んだ 両側にコイル列 1 4 Α, 24 Βが配置されているので、 磁束の利用効率が十分に 高く、コアやヨークを設ける必要は無い。コアやヨークはコギングの原因となり、 また、重量を増加させるので、むしろコアやヨークが無い方が好ましい。さらに、 ヨークが無ければ鉄損も無いので、高いモータ効率が得られるという利点もある。 図 4 (Α) は、 第 1実施例における電動モータの斜視図であり、 図 4 (Β) は ロータ （磁石列構造） 30Μの平面図、 図 4 (C) はその側面図、 図 4 (D) は Α相コイル列構造 1 OAの平面図、 図 4 (E) は B相コイル列構造 20 Bの平面 図である。
A相コイル列構造 1 OAと B相コイル列構造 20 Bはステータを構成しており、 磁石列構造 3 OMはロータを構成している。 すなわち、 磁石列構造 30 Mは、 A 相コイル列構造 1 OAと B相コイル列構造 20 Bとの間に、 軸 37を中心に回転 自在に配置されている。 ロータ 3 OMと回転軸 3フは一体に回転するように、 回 転軸 37がロータ 3 OMの中心にある回転軸用開口孔に圧入されている。 図 4 (B)、 4 (D)、 4 (E) に示すように、 ロータ 30Mは、 略円盤上の支持材 3 2 Mに 6つの永久磁石 34 Mが円周方向に沿って均等に設けらたものである。 ま た、 A相コイル列構造 1 0 Aは、 支持材 1 2 Aに 6つの電磁コイル 1 4 A 1 , 1 4 A2が円周方向に沿って均等に設けられたものである。 同様に、 B相コイル列 構造 20 Bも、 支持材 22 Bに 6つの電磁コイル 24 B 1 , 24B2が円周方向 に沿って均等に設けられたものである。この説明から理解できるように、図 1 (A) における磁石列構造 3 OMの動作方向 （図 1 (A) の左右方向） は、 ロータの回 転方向に相当する。
A相コイル列構造 1 OAの支持部材 1 2 Aは、 中空円筒状のケースとして形成 されている。 この中空円筒状のケースの一方の底面 （図 4 (A) で見えない側） は閉止されており、他方の底面は解放されている。このケース 1 2 Aの側面には、 A相センサ 1 6 Aと B相センサ 26 Bとが設けられている。 これらのセンサ 1 6 A, 26 Bの位置は、 図 1 (A) に示した位置と同じである。 B相コイル列構造 20 Bの支持部材 22 Bは、 ケース 1 2 Aの蓋として形成されている。
図 5は、 本発明の実施例としての電動ァクチユエ一夕の用途と好ましい材料と の関係を示している。 用途としては、 例えば以下の項目を優先する用途が存在す る。
(1 ) 低価格であること。
(2) 小型であること。
(3) 消費電力が少ないこと。
(4) 振動■衝撃への耐久性。
(5) 高温環境での利用性。 ( 6 ) 軽量であること。
( 7 ) 大トルクを発生可能であること。
( 8 ) 高回転が可能であること。
( 9 ) 環境に優しいこと。
図 5の各用途の右の欄には、永久磁石と、 ロータ材（磁石列の支持部材 3 2 M) と、 ボビン材 （コイルのコア材） と、 ケース材 （コイル列構造 1 O A , 2 O Bの 支持部材 1 2 A , 1 4 B ) に適した材料がそれぞれ示されている。 なお、 「高価磁 石」 とは、 ネオジゥム磁石、 サマリウムコバルト磁石、 アルニコ磁石などを意味 する。 また、 「一般樹脂」 とは、 カーボン系樹脂と植物性樹脂とを除く各種の樹脂 (特に合成樹脂） を意味する。 「カーボン系樹脂」 とは、 ガラス状カーボン、 （炭 素繊維強化樹脂 （C F R P )、 カーボンファイバなどを意味する。 口一タ材用の金 属としては、 アルミニウム、 ステンレス鋼、 チタン、 マグネシウム、銅、銀、金、 及び、 それらの合金を使用することができる。 「セラミックス」 としては、 フアイ ンセラミックス、 ステアタイ トセラミック、 アルミナ、 ジルコン、 ガラスを使用 することができる。 また、 「天然材」 としては、 植物、 木材、 土砂などを用いた材 料 （例えば植物性樹脂） を使用することができる。
これらの例からも理解できるように、 本発明の実施例としての電動ァクチユエ ータには、 ロータ材ゃボビン材 （コア材） やケース材として、 非磁性で非導電性 の各種の材料を利用することが可能である。 但し、 ロータ材 （磁石列の支持部材 3 2 M) としては、 強度を考慮してアルミニウムやその合金などの金属材料を用 いる場合もある。 実際に、 第 1実施例では、 ロータ材としてアルミニウムを使用 している。 この場合にも、 ポビン材ゃケース材は、 実質的に非磁性で非導電性の 材料で形成されていることが好ましい。ここで、 「実質的に非磁性で非導電性の材 料」 とは、 わずかな部分が磁性体または導電体であることが許容されることを意 味している。 例えば、 ボビン材が実質的に非磁性で非導電性の材料で形成されて いるか否かは、 モータにコギングが存在するか否かによって判定することができ る。 また、 ケース材が実質的に非導電性の材料で形成されているか否かは、 ケー ス材による鉄損 （渦電流損） が所定の値 （例えば入力の 1 %) 以下か否かによつ て判定することができる。
なお、 電動ァクチユエ一夕の構造材の中には、 回転軸と軸受け部のように、 金 属材料で作成することが好ましい部材も存在する。 ここで、 「構造材」 とは、電動 ァクチユエータの形状を支えるために使用される部材を意味しており、 小さな部 品や固定具などを含まない主要な部材を意味している。 ロータ材ゃケース材も構 造材の一種である。 本発明の電動ァクチユエータでは、 回転軸と軸受け部以外の 主要な構造材は、 非磁性で非導電性の材料で形成することが好ましい。
図 6は、 第 1実施例における駆動信号生成回路 1 00の構成を示している。 こ の回路 1 00は、 バス 1 02に接続された動作モード信号生成部 1 04と、 電子 可変抵抗器 1 06と、 CPU 1 1 0とを有している。 動作モード信号生成部 1 0 4は、 動作モード信号 Smodeを生成する。動作モード信号 Smodeは、 正転と逆 転のいずれであるかを示す第 1 ビットと、 A B相の両方を使用する動作モードと A相のみを使用する動作モードのいずれであるかを示す第 2ビッ卜とを含んでい る。 なお、 モータの始動時には、 確実に回転方向を決定するために A相と B相の 2つのコイル列が使用される。 但し、 モータが動作を開始した後は、 要求トルク が少ない運転状態では、 A相コイル列と B相コイル列の一方だけを使用しても十 分に回転を継続することができる。 動作モード信号 Smode の第 2ビットは、 こ のような場合に A相コィル列のみを駆動することを指示するためのフラグである。 電子可変抵抗器 1 06の両端の電圧は、 4つの電圧比較器 1 1 1〜 1 1 4の一 方の入力端子に与えられている。 電圧比較器 1 1 1〜1 1 4の他方の入力端子に は、 A相センサ信号 SS Aと B相センサ信号 S S Bが供給されている。 4つの電 圧比較器 1 1 1〜 1 1 4の出力信号 T P A, BTA， T PB, BTBを 「マスク 信号」 または 「許可信号」 と呼ぶ。 これらの名前の意味については後述する。 マスク信号 T PA, BTA, TPB, BT Bは、 マルチプレクサ 1 20に入力 されている。 マルチプレクサ 1 20は、 動作モード信号 Smode に応じて A相用 のマスク信号 T P A, BT Aの出力端子を切り換え、 また、 B相用のマスク信号 T P B, BTBの出力端子を切り換えることによってモータを逆転させることが できる。 マルチプレクサ 1 20から出力されたマスク信号 T P A, ΒΤΑ, T P B, BTBは、 2段 PWM回路 1 30に供給される。
2段 PWM回路 1 30は、 A相 PWM回路 1 32と、 B相 PWM回路 1 34と、 4つの 3ステートバッファ回路 1 41〜 1 44とを有している。 A相 PWM回路 1 32には、 A相センサ 1 6 A (図 1 (A)) の出力信号 SS A (以下、 「A相セ ンサ信号」 と呼ぶ） と動作モード信号 S mode とが供給されている。 B相 PWM 回路 1 34には、 B相センサ 26 Bの出力信号 S S Bと動作モード信号 Smode とが供給されている。 これらの 2つの PWM回路 1 32, 1 34は、 センサ信号 SSA， S S Bに応じて PWM信号 PWM A, #PWMA, PWMB, #PMW Mを発生する回路である。なお、信号 #PMWA, #PMWBは、信号 PMWA, PMWBを反転した信号である。 前述したように、 センサ信号 SSA, SSBは いずれも正弦波信号であり、 PWM回路 1 32, 1 34はこれらの正弦波信号に 応じて周知の PWM動作を実行する。
A相 PWM回路 1 32で生成された信号 PWMA, #PWMAは、 2つの 3ス テートバッファ回路 1 41 , 1 42の 2つの入力端子にそれぞれ供給される。 こ れらの 3ステートバッファ回路 1 41 , 1 42の制御端子には、 マルチプレクサ 1 20から与えられた A相マスク信号 T P A, BTAが供給されている。 3ス亍 —卜バッファ回路 1 41 , 1 42の出力信号 D R V A 1 , DRVA 2は、 A相コ ィル列用の駆動信号である（以下「A 1駆動信号」及び「A 2駆動信号」と呼ぶ）。 B相に関しても同様に、 PWM回路 1 34と 3ステートバッファ回路 1 43, 1 44によって B相コイル列用の駆動信号 D RV B 1 , D R V B 2が生成される。 図 7は、 A相ドライバ回路 1 20 Aと B相ドライバ回路 1 30 Bとを示してい る。 A相ドライバ回路 1 2 OAは、 A相コイル列 1 4 Aに、 交流駆動信号 DRV A 1 , DRVA 2を供給するための H型ブリッジ回路である。 なお、 駆動信号を 示すブロックの端子部分に付されている白丸は、 負論理であり信号が反転してい ることを示している。 また、 符号 I A 1 , I A 2が付された矢印は、 A 1駆動信 号 D RVA 1 と A 2駆動信号 DRVA 2によって流れる電流方向をそれぞれ示し ている。 B相ドライバ回路 1 3 OBの構成も A相ドライバ回路 1 2 Aの構成と同 じである。
図 8は、第 1実施例における各種の信号波形を示すタィミングチヤ一トである。 A相センサ信号 S S Aと B相センサ信号 S S Bは、 位相が互いに 7ΓΖ 2ずれた正 弦波である。 A相 PWM回路 1 32は、 A相センサ信号 S S Aのレベルに比例し た平均電圧を有する信号 PWM A (図 8の上から 7番目の信号） を生成する。 第 1の A相マスク信号 T P Aは、 この信号 T P Aが Hレベルの期間では信号 PWM Aを A相コイル列 1 4 Aに印加することを許可し、 Lレベルの期間ではこれを禁 止する。 同様に、 第 2の A相マスク信号 B T Aも、 この信号 B T Aが Hレベルの 期間で信号 PWM Aを A相コイル列 1 4 Aに印加することを許可し、 Lレベルの 期間ではこれを禁止する。 但し、 第 1の A相マスク信号 T P Aは、 PWM信号 P WMAがプラス側にあるときに Hレベルとなり、 第 2の A相マスク信号 B T Bは PWM信号 PWM Aがマイナス側にあるときに Hレベルとなる。 この結果、 A相 コイル列 1 4 Aには、 図 8の下から 2番目に示すような駆動信号 DRVA 1 +D RVA 2が印加される。この説明から理解できるように、 A相マスク信号 T PA, BTBは、 PWM信号 PWMAを、 A相コイル列 1 4 Aに印加することを許可す る信号と考えることができ、 また、 PWM信号 PWMAをマスクして A相コイル 列 1 4 Aに供給しないようにする信号と考えることも可能である。 B相について も同様である。
なお、 図 8は、 大トルクを発生する際の運転状態を示している。 このとき、 マ スク信号 T PA, B T Aの両方が Lレベルである期間は小さく、 従って、 ほとん どの時間において A相コイル列 1 4 Aに電圧が印加されている。 なお、 A相セン サ信号 S S Aの波形の右端には、このときのヒステリシスレベルが示されている。 ここで、 「ヒステリシスレベル」 とは、正弦波信号のゼロレベル付近の無効な （す なわち使用されていない） 信号レベルの範囲を意味している。 大トルク発生時に は、 ヒステリシスレベルは極めて小さいことが分かる。 なお、 ヒステリシスレべ ルは、 電子可変抵抗器 1 06の抵抗を変化させて、 マスク信号 T PA, BT A, T P B, BT Bのデューティを変化させることによって変更することができる。 図 9は、 小さなトルクを発生する際の運転状態を示している。 なお、 小トルク は高回転であることを意味している。 このとき、 マスク信号 T PA, BTA, T P B, BT Bのデューティは図 8に比べて小さく設定されており、 これに応じて 各コイルの駆動信号 （DRVA 1 +DRVA2), ( D R V B 1 + D R V B 2 ) の パルス数も減少している。 また、 ヒステリシスレベルも大きくなつている。
なお、 図 8と図 9を比較すれば理解できるように、 第 1の A相マスク信号 T P Aの Hレベルの期間は、 A相センサ信号 S S Aが極大値を示すタィミング （位相 の 7ΓΖ2の時点） を中心にした対称な形状を有している。 同様に、 第 2の A相マ スク信号 B T Aの Hレベルの期間は、 A相センサ信号 S S Aが極小値を示すタイ ミング （位相の 3兀 2の時点） を中心にした対称な形状を有している。 このよ うに、 これらのマスク信号 T PA， BT Aが Hレベルである期間は、 A相センサ 信号 S S Aがピーク値を示すタイミングを中心とした対称な形状を有している。 換言すれば、 PWM信号 PWMAのマスク期間は、 この信号 PWM Aによって模 擬される交流駆動信号（図 1 (B) に示す波形） の極性が反転するタイミング（7Γ 及び 2兀） を中心とした時間の範囲において信号 PWM Aがマスクされるように 設定されていると考えることも可能である。
ところで、 図 3 (A) で説明したように、 A相コイル列 1 4Aは、 位相が 2兀 近傍ではあまり有効な駆動力を発生しない。 位相が兀近傍のときも同様である。 また、 A相コイル列 1 4 Aは、 位相が兀 2および 3兀 2の近傍では最も効率 良く有効な駆動力を発生させる。 上述した図 9に示されているように、 本実施例 の 2段 PWM回路 1 30は、 モータの要求出力が小さいときには位相が兀及び 2 兀の近傍で A相コイル列 1 4 Aに電圧を印加せず、 また、 図 8, 図 9に示されて いるように、 位相が兀 2および 37ΓΖ2の近傍を中心として A相コイル列 1 4 Aに電圧を印加している。 このように、 A相マスク信号 T P A, BTAは、 A相 コイル列 1 4 Aが最も効率良 駆動力を発生させる期間を優先的に使用するよう に PWM信号 PWMAをマスクしているので、 モータの効率を高めることが可能 である。 なお、 位相が 7Γ及び 27Γの近傍で A相コイル列 1 4 Aに電圧を印加する と、 図 3 (A) で説明したように、 A相コイル列 1 4 Aと磁石列 34Mとの間に 吸引力が強く働き、 ロータを振動させる原因となる。 この意味からも、 位相が 7Γ 及び 2兀の近傍で A相コイル列 1 4 Aに電圧を印加しないようにすることが好ま しい。 これらの事情は、 B相コイル列 24 Bに関しても同じである。 但し、 図 1 (B) に示されているように、 B相コイル列 24 Bは位相が兀 2と 3兀 2の タイミングで極性が反転するので、 B相コイル列 24 Bには位相が 7Γノ 2及び 3 π/2.の近傍で電圧を印加しないようにすることが好ましい。
図 1 0 (Α) は従来の D Cブラシモータの特性を示しており、 図 1 0 (Β) は 第 1実施例のモータ特性を示している。 これらの図の横軸はトルクであり、 縦軸 は、 6つの特性値 （効率、 出力、 入力、 電圧、 電流、 回転数） を示している。 第 1実施例のモータは、 DCモータとしての特性を有している。 また、 従来の DCブラシモータと比較すると、 第 1実施例のモータは、 最大トルクが大きく、 また、 最大出力時における効率が高いという特徴がある。 最大出力時における重 量トルク比は、 従来のブラシモータが 0. 06 [W/g] であるのに対して、 第 1実施例のモータは 0. 28 [W/g] と極めて大きな値を示しており、 重量と トルクのバランスの点で優れていることが理解できる。
なお、 第 1実施例のモータの詳細仕様は以下の通りである。
( 1 ) コイル
-線材：銅 ■径： φ 0. 3 [mm]
-卷数： 1 50 [巻 ボビン]
■ コイル接続：各相を極並列接続 （図 2 (B) )
(2) 永久磁石
■直径： 01 4 [mm]
" fe ： 5 [mm]
■材料：ネオジゥム
■平面中心磁束密度： 3300[G](0.33[T])
.使用数： 2 極 * 3組 =6個
(3) ボビン （コイルの芯材）
■直径： 01 5 [mm]
■厚み： 6 [mm]
■材料： フ: Lノール樹脂
■使用数： 2相 * 2極 * 3組 = 1 2個
(4) ロータ材
■直径： 048 [mm]
■厚み： 5 [mm]
■材料：アルミニウム
(5) ケース （本体ケース、 蓋）
'直径： 54 [mm]
■厚み： 22 [mm]
■材料： フ; Lノール樹脂
なお、 この例ではロータ材 （磁石列構造 3 OMの支持部材 32 M) としてアル ミニゥムを使用しているが、 非磁性かつ非導電性の材料を使用することも可能で ある。 鉄損を少なくするという点では、 口一タ材としてアルミニウムの代わりに 非導電性材料を使用することが好ましい。 図 1 1 (A), 1 1 (B) は、 第 1実施例のモータの特性を考察するために磁石 列 34Mの周囲の磁束密度を測定した実験の様子を示している。 図 1 1 (A) の 実験 1では、 磁石列 34Mの両側を開放した状態で、 磁石近傍の磁束密度を磁気 センサ MSで測定した。 図 1 1 (B) の実験 2では、 磁石列 34Mの下側にケィ 素鋼板製のヨーク部 Y Kを設けた状態で、 磁石近傍の磁束密度を磁気センサ MS で測定した。 実験 1 , 2の結果は以下の通りである。
■実験 1の磁束密度測定値： 3500 G
-実験 2の磁束密度測定値： 41 00 G
実験 2のように、 ヨーク部 Y Kを設けた場合には、 ヨーク部 Y Kと反対側の磁 石表面における磁束密度が確かに増加したが、 実験 1での測定結果からの増加率 は約 1 7%であった。 第 1実施例のモータでは、 図 1 1 (A) のように磁石列 3 4 Mの両側が開放された状態において、 磁石列 34 Mの両側の磁束を利用して駆 動力を発生させているので、 磁石列 34 Mの片側の 2倍の磁束を利用していると 考えることができる。 従って、 第 1実施例のモータでは、 ヨーク部 YKを設けて その反対側にコイルを配置する従来のモータに比べて、 永久磁石の磁束をより有 効に利用しており、この結果、より大きなトルクを発生させることが可能である。 図 1 2は、 第 1実施例のモータの無負荷時の回転数を示している。 このグラフ から理解できるように、 第 1実施例のモータは無負荷時に極く低回転数まで極め て安定した回転数で回転する。 この理由は、 磁性体のコアが無いのでコギングが 発生しないからである。
以上のように、 第 1実施例の電動モータでは、 磁石列 34Mの両側にコイル列 1 4A、 24 Bを設けるとともに、 磁性体のコア及びヨークを全く設けない構成 としたので、 軽量で大きなトルクを得ることができる。 また、 コギングが無く、 極めて低回転数まで安定した回転を維持することができる。
B. 第 2実施例 （二相モータ） ： 図 1 3 (A), 1 3 (B) は、 本発明の第 2実施例としての電動モータの構成を 示す断面図である。 第 2実施例のモータは、 略円筒状のロータ 3 OMが、 略円筒 状の二重構造のス亍一夕の間に挿入されたインサートロータ構造を有している。 すなわち、 2つのコイル列 1 4A, 24 Bは、 中空の二重円筒構造を構成する 2 つの円筒部材に配置されており、 磁石列 34Mはコイル列 1 4 A, 24 Bの間に 挿入された他の円筒部材に配置されている。 このように、 3つの中空円筒部材を 同軸状に重ねた構造を、 以下、 「中空多重円筒構造」 とも呼ぶ。
図 1 4 (A), 1 4 (B) は、 ロータとステータとを分離して示している。 図 1 4 (A) に示すステ一タは、 2つのコイル列 1 4A, 24 Bを有している。 外側 にある A相コイル列 1 4 Aの支持部材 1 2 Aは、 中空円筒状のケースを構成して いる。 このケース 1 2 Aの円筒面の外側には、 磁気遮蔽部材 40が設けられてい る。 この磁気遮蔽部材 40は、 磁気がモータの外部に漏れないようにするための ものであり、極く薄い強磁性材料（例えばパーマロイ）で形成されている。但し、 磁気遮蔽部材 1 40は、 磁気回路を構成するためのヨークとしての機能は有して いない。 なお、 モータに使用されている部材がヨークとしての機能を有している か否かは、 前述した図 1 1のような実験を行って磁束密度を測定することによつ て調べることができる。 例えば、 磁気遮蔽部材 40を設けたときに、 コイル列.1 4 Aの表面磁束密度が 1 0%以上増加する場合にはヨークとしての機能を有して いると判定し、 1 0%未満である場合にはヨークとしての機能を有していないと 判定することが可能である。 なお、 この判定基準は、 1 0%でなく 5%としても よい。
ステ一夕の内部の基板 220には、駆動回路ュニッ卜 200が設けられている。 この駆動回路ユニット 200は、 図 6に示した駆動信号生成回路 1 00と、 図 7 に示したドライバ回路 1 2 OA, 1 3 O Bとを含む回路である。 駆動回路ュニッ 卜 200には、電気配線 21 0を介して外部から電源と制御信号とが供給される。 ロータ 30 Mは、 磁石列 34 Mを有しており、 また、 中心に軸 37が設けられ ている。 図 1 4 (A) に示すように、 ステ一タの左側の底面には、 軸受け部 38 が設けられている。 また、 図 1 4 (B) に示すように、 ロータ 30Mの揷入後に ケースを閉じるための蓋 39にも、 軸受け部 36が設けられている。
なお、 図 1 3 (B) の例では、 A相コイル列 1 4 Aと B相コイル列 24 Bは、 それぞれ 8つのコイルを有しており、 磁石列 34Mも 8つの磁石を有している。 但し、 コィルゃ磁石の数は任意の値に設定することが可能である。
この第 2実施例の電動モータも、 第 1実施例とほぼ同様に動作し、 ほぼ同じ効 果を有する。 この例から理解できるように、 本発明の電動ァクチユエ一タは種々 の具体的な形態で実現することが可能である。
なお、 第 2実施例の電動モータは、 上述したような中空多重円筒構造を有して いるので、 第 1実施例に比べてロータの振動が少ないという利点がある。 すなわ ち、 図 3に即して説明したように、 磁石列 34 Mには、 コイル列 1 4 A， 24 B からの吸引力と反発力に応じて、 A相コイル列 1 4 A側に力が働くときと、 B相 コイル列 24 B側に力が働くときがある。 このような場合には、 図 4に示した第 1実施例の構造 （円盤状のロータ 3 OMが、 コイル列 1 4 A, 24 Bを保持する 2つの円盤状部材の間に挿入された構造） では、 ロータ 3 OMが回転しながら上 下に振動する可能性がある。 これに対して、 図 1 3に示した中空多重円筒構造の モータでは、 ロータ 3 OMを振動させる力 （コイル列 1 4 A, 24 Bからの吸引 力と反発力のアンバランス） が回転軸を中心として相殺されるので、 このような 振動が発生し難いという利点がある。
C. 二相モータの各種の変形例：
図 1 5 (A) 〜1 5 (D) は、 二相モータのコイル列と磁石列の配列に関する 第 1変形例を示している。 この第 1変形例のモータは、 図 1， 図 3に示した第 1 実施例のモータの A相コイル列 1 4 Aと B相コイル列 24 Bのコイルを 1 2に 間引いてコイルピッチ P cを 2倍にした構成を有している。 磁石列 34Mの構成 は第 1実施例と同じである。 第 1変形例の A相コイル列 1 4Aは、 第 1実施例に おける A相コイル列 1 4 Aの 2種類のコイル 1 4 A 1 , 1 4 A 2 (図 1 ) のうち の一方のコイル 1 4 A 2を省略したものに相当する。 従って、 第 1変形例の A相 コイル列 1 4 Aのすベてのコイルは、 常に同じ方向に磁化されている。
図 1 6 (A) 〜 1 6 (D) は、 二相モータのコイル列と磁石列の配列に関する 第 2変形例を示している。 この第 2変形例のモータは、 図 1 , 図 3に示した第 1 実施例のモータの A相コイル列 1 4 Aと B相コイル列 24 Bのコイルを 1ノ 3に 間引いてコイルピッチ P cを 3倍にした構成を有している。 磁石列 34Mの構成 は第 1実施例と同じである。 なお、 この第 2変形例では、 A相コイル列 1 4Aと B相コイル列 24 Bとの相対的な位置関係は、 3兀 2だけずれている。 これか ら理解できるように、二相モータの A相コイル列 1 4 Aと B相コイル列 24 Bは、 電気角で 7Γ 2の奇数倍ずれた位置関係にあれば良い。
図 1 7 (A) 〜 1 7 (D) は、 二相モータのコイル列と磁石列の配列に関する 第 3変形例を示している。 この第 3変形例のモータは、 図 1 , 図 3に示した第 1 実施例のモータの磁石列 34 Mの磁石を 1 2に間引いて磁極ピッチ Pmを 2倍 にした構成を有している。 A相コイル列 1 4Aと B相コイル列 24Bの構成は第 1実施例と同じである。
上述した第 1〜第 3変形例は、 第 1実施例からコイルの一部または磁石の一部 を間引いたものに相当するが、 これらの変形例のモータも第 1実施例とほぼ同様 な原理で動作することが理解できる。 但し、 磁束の利用効率という点からは、 第 2, 第 3変形例よリも第 1実施例の方が優れている。
図 1 8 (A) 〜 1 8 (D) は、 二相モータのコイル列と磁石列の配列に関する 第 4変形例を示している。 この第 4変形例のモータでは、 磁石列 34Mの両側に 上部コイル列 40 A Bと下部コイル列 5 OABとが設けられている。 上部コイル 列 40ABは、 図 1 , 図 3に示した第 1実施例のモータの A相コイル列 1 4 Aと B相コイル列 24 Bの両方を上方側にまとめたものに相当する。 すなわち、 上部 コイル列 40 A Bは、 A相コイル列 1 4 Aに含まれる 2種類のコイル 1 4A 1 , 1 4A2と、 B相コイル列 24 Bに含まれる 2種類のコイル 24 B 1 , 24 B 2 とを含んでおり、 これらが所定の順番で配置されたものである。 下部コイル列 5 0 A Bも、 第 1実施例のモータの A相コイル列 1 4 Aと B相コイル列 24 Bの両 方を下方側にまとめたものに相当する。 なお、 図 1 8 (A) 〜 1 8 (D) では、 図示の便宜上、 A相コイル列のコイルを実線で描き、 B相コイル列のコイルを破 線で描いている。 第 4変形例のモータは、 第 1実施例のモータの 2倍の数のコィ ルを有している。 なお、 コイルピッチ P cは、 A相コイル列のコイル同士のピッ チまたは B相コイル列のコイル同士のピッチと定義しているので、 第 4変形例の コイルピッチ P cは第 1実施例と同じである。
第 4実施例の上部コイル列 40 ABと下部コイル列 50 ABは、 両方ともに A 相と B相のコィル列を有しているので、 上部コィル列 40 A Bと下部コィル列 5 OABの一方を省略することも可能である。 但し、 磁石の磁束の有効利用という 観点からは、 上部コイル列 4 OA Bと下部コイル列 50 A Bの両方を設けておく ことが好ましい。
図 1 9 (A) 〜1 9 (D) は、 二相モータのコイル列と磁石列の配列に関する 第 5変形例を示している。 この第 5変形例のモータは、 図 1 , 図 3に示した第 1 実施例のモータの磁石列 34 Mの磁石の磁化方向を磁石列 34 Mの動作方向 （図 の横方向） に向けたものである。 磁極ピッチ Pmは第 1実施例と同じであるが、 磁石数は第 1実施例の 1 Z2である。 A相コイル列 1 4Aと B相コイル列 24B の構成は第 1実施例と同じである。 但し、 B相コイル列 24 Bの磁化方向は、 図 3に示した第 1実施例とは逆になる。 このように、 磁石の磁化方向をロータ （こ の例では磁石列 34M) の動作方向に向けても、 第 1実施例とほぼ同様な動作を 行うことが理解できる。
なお、 これらの各種の変形例から理解できるように、 A相と B相のコイル列に 含まれるコイル数や、 磁石列に含まれる磁石数は種々の値に設定可能である。 但 し、 磁束の利用効率の点からは、 各相のコイル列のコイル数と、 磁石列の磁極数 (または磁石数） が等しいことが好ましい。
D. 第 3実施例 （三相モータ） ：
図 20 (A) 〜20 (C) は、 本発明の第 3実施例における電動モータの概略 構成を示す説明図である。 この第 3実施例例のモータは、 A相と B相と C相の 3 つのコイル列を有する三相モータである。 磁石列 70Mは、 図 3 (A) に示した 第 1実施例の磁石列 34 Mと同じ構成を有している。 磁石列 7 OMの両側には、 上部コイル列 60 ABCと下部コイル列 80 A B Cが設けられている。 上部コィ ル列 60 ABCは、 A相コイル列のコイル 9 1 A 1 と、 B相コイル列のコイル 9 2 B 1 と、 C相コイル列のコイル 93 C 1 とを含んでおり、 これらが所定の順番 で配置されたものである。 なお、 図 20 (A) 〜20 (C) では、 図示の便宜上、 A相コイル列のコイルを実線で描き、 B相コイル列のコイルを点線で、 C相コィ ル列のコイルを破線で描いている。 下部コイル列 80 ABCも同様に、 A相コィ ル列のコイル 91 A2と、 B相コイル列のコイル 92 B 2と、 C相コイル列のコ ィル 93 C2とを含んでいる。 なお、 上部コイル列 60 ABCの A相コイル 9 1 A 1 と、 下部コイル列 80 ABCの A相コイル 91 A2は、 逆方向に磁化されて いる。 これは、 B相コイル及び C相コイルも同じである。 A相， B相， C相の各 相のコィルピッチ P cは、 磁極ピッチ P mの 2倍であリ、 電気角で 2兀に相当す る。 上部コイル列 60 ABCの A相コイル 9 1 A 1は、 下部コイル列 80 ABC の A相コイル 91 A 2と電気角で兀だけずれた位置に配置されている。 B相コィ ル及び C相コイルも同じである。 なお、 A相と B相と C相のコイルは、 電気角で 7Γ 3ずつ順次ずれた位置に配置されている。
図 20 (A) は、 位相が 27Γ直前の状態を示している。 位相が 2兀のタイミン グでは、 A相コイル列 91 A 1 , 9 1 A 2の極性が反転する。 図 20 (B) は、 位相が兀 3の直前の状態を示している。 位相が兀 3のタイミングでは、 C相 コィル列 93 C 1， 93 C 2の極性が反転する。 図 20 (C) は位相が 2兀 3 の直前の状態を示している。 位相が 27ΓΖ3のタイミングでは、 B相コイル列 9 2 B 1 , 92 B 2の極性が反転する。
この第 3実施例の三相モータにおいても、 A相コイル列 91 A 1 , 91 A2の 極性 （磁化方向） は、 A相コイル列 91 A 1 , 9 1 A 2の各コイルが磁石列 70 Mの各磁石と対向するタイミングで切り換えられる。 B相コイル列及び C相コィ ル列も同様である。 この結果、 すべてのコイルから常に駆動力を発生させ得るの で、 大きなトルクを発生することが可能である。
なお、 第 3実施例の三相モータも、 第 1実施例と同様に、 磁性体のコアを有し ておらず、 磁気回路を構成するヨークも有していない。 また、 回転軸と、 軸受け 部以外の構造材は、 すべて非磁性で非導電性の材料で形成されていることが好ま しい。、
図 21は、 第 3実施例における駆動信号生成回路の構成を示すブロック図であ る。 この駆動信号生成回路 1 00 aは、 図 6に示した二相モータ用の回路に、 C 相のための回路部分 （例えば電圧比較器 1 1 5， 1 1 6) を追加し、 また、 正弦 波発生回路 1 08を追加したものである。
正弦波発生回路 1 08は、 3相のセンサ信号 SSA, SS B， SSCに応じて、 位相が 2兀 3ずつ順次ずれた 3つの正弦波信号 SA, S B, SCを発生する。 3つの正弦波信号 S A , S B, SCは、 電圧比較器 1 1 1〜1 1 6に入力され、 また、 2段 PWM回路 1 30 aにも供給される。 なお、 マルチプレクサ 1 20 a 及び 2段 PWM回路 1 30 aは、 図 6に示したこれらの回路を三相用に変更した ものである。 2段 PWM回路 1 30 aからは、 三相の駆動信号対 （DRVA 1 , DRVA2), (D R V B 1 , DRVB2), (DRVC 1 , DRVC2) が出力さ れる。なお、各駆動信号の波形は、図 8及び図 9に示したものとほぼ同じであり、 各相の位相差が 2兀 3である点だけが異なっている。
図 22は、 第 3実施例におけるドライバ回路の構成を示すブロック図である。 このドライバ回路 1 40は、 コイル列 91 A, 92 B, 93 Cを駆動するための 三相プリッジ回路である。
図 23は、 第 3実施例のセンサ信号と各相のコィルの励磁方向を示すタィミン グチャートである。 A, B, C相のセンサ信号 SSA， S S B, SSCは、 電気 角で 7Γの長さの期間毎に Hレベルと Lレベルが切り替わるデジタル信号である。 また、各相の位相は、 27ΓΖ3ずつ順次ずれている。図 23の下部には、 A, B, C相の各コイル列の励磁方向が示されている。 各コイル列の励磁方向は、 3つの センサ信号 SSA, SSB, S S Cの論理演算で決定されている。
図 24 (A) 〜24 (F) は、 図 23の 6つの期間 P 1〜P 6における電流方 向を示している。 本実施例では、 A, B， C相のコイル列がスター結線されてい るがデルタ結線してもよい。 期間 P 1では、 B相コイル列から A相と C相のコィ ル列に電流が流れる。 期間 P 2では、 B相と C相のコイル列から A相コイル列に 電流が流れる。 このように、 A, B, C相の各コイル列に常に電流が流れるよう に各コイル列を駆動すれば、 大きなトルクを発生することができる。
第 3実施例の三相モータにおいても、 磁石列 7 OMの両側にコイル列を設け、 磁石列 7 OMの両側の磁束を利用して躯動力を発生させているので、 大きな駆動 力を得ることができる。 また、 第 3実施例の三相モータも、 磁性体のコア及びョ ークを全く設けない構成としたので、 軽量で大きなトルクを得ることができる。 また、 コギングが無く、 極めて低回転数まで安定した回転を維持することができ る。
なお、 三相モータも、 上記第 2実施例のような円筒型モータとして構成するこ とができる。 また、 上述した第 1実施例の各種の変形例と同様な変形を、 第 3実 施例の三相モータにも適用することが可能である。
E. 第 4実施例：
図 25は、 第 4実施例における駆動回路ュニッ 卜の内部構成を示すブロック図 である。 なお、 駆動回路ユニット以外のハードウェア構成は、 上述した第 1実施 例と同じなので説明を省略する。
この駆動回路ュニッ卜 5 0 0は、 C P U 1 1 0と、 駆動制御部 1 0 0と、 回生 制御部 2 0 0と、 ドライバ回路 1 5 0と、 整流回路 2 5 0とを備えている。 2つ の制御部 1 0 0 , 2 0 0は くス 1 0 2を介して C P U 1 1 0と接続されている。 駆動制御部 1 0 0と ドライバ回路 1 5 0は、 電動ァクチユエータに駆動力を発生 させる場合の制御を行う回路である。 また、 回生制御部 2 0 0と整流回路 2 5 0 は、 電動ァクチユエ一夕から電力を回生する場合の制御を行う回路である。 回生 制御部 2 0 0と整流回路 2 5 0とをまとめて 「回生回路」 とも呼ぶ。
なお、 駆動制御部 1 0 0は、 図 6で説明した駆動信号生成回路 1 0 0と同じも のである。 また、 ドライバ回路 1 5 0は、 図フで説明した A相ドライバ回路 1 2 0 Aと B相ドライバ回路 1 3 0 Bとで構成される回路である。 従って、 これらの 回路 1 0 0 , 1 5 0の内部構成と動作についての説明は省略する。
図 2 6は、 回生制御部 2 0 0と整流回路 2 5 0の内部構成を示す図である。 回 生制御部 2 0 0は、 バス 1 0 2に接続された A相充電切換部 2 0 2と、 B相充電 切換部 2 0 4と、 電子可変抵抗器 2 0 6とを有している。 2つの充電切換部 2 0 2 , 2 0 4の出力信号は、 2つの A N D回路 2 1 1 , 2 1 2の入力端子に与えら れている。
A相充電切換部 2 0 2は、 A相コイル列 1 4 Aからの回生電力を回収する場合 には 「1」 レベルの信号を出力し、 回収しない場合には 「0」 レベルの信号を出 力する。 B相充電切換部 2 0 4も同様である。 なお、 これらの信号レベルの切換 えは、 C P U 3 0 0によって行われる。 また、 A相コイル列 1 4 Aからの回生の 有無と、 B相コイル列 2 4 Bからの回生の有無とは、 独立に設定することができ る。 従って、 例えば A相コイル列 1 4 Aを用いてァクチユエ一タに駆動力を発生 させつつ、 B相コイル列 2 4 Bから電力を回生することも可能である。
なお、 駆動制御部 1 0 0も、 同様に、 A相コイル列 1 4 Aを用いて駆動力を発 生するか否かと、 B相コイル列 24 Bを用いて駆動力を発生するか否かとを、 独 立に設定できるように構成してもよい。 例えば、 図 6の動作モード信号生成部 1 04から、 A相コイル列 1 4 Aの駆動の有無を示す信号と、 B相コイル列 24 B の駆動の有無を示す信号とを出力できるように動作モ一ド信号生成部 1 04を構 成すれば良い。 このようにすれば、 2つコイル列 1 4 A, 24 Bのうちの任意の 一方で駆動力を発生させつつ、 他方で電力を回生する運転モードで電動ァクチュ ェ一タを運転することが可能である。
電子可変抵抗器 206の両端の電圧は、 4つの電圧比較器 22 1 〜 224の 2 つの入力端子の一方に与えられている。 電圧比較器 22 1 〜224の他方の入力 端子には、 A相センサ信号 S S Aと B相センサ信号 S S Bが供給されている。 4 つの電圧比較器 22 1 〜224の出力信号 T P A, BTA， T P B, BT Bは、
「マスク信号」 または 「許可信号」 と呼ぶことができる。
A相コイル用のマスク信号 T P A, BT Aは OR回路 23 1に入力されており 、 B相用のマスク信号 T P B, BT Bは他の OR回路 232に入力されている。 これらの OR回路 23 1 , 23 2の出力は、 上述した 2つの AN D回路 2 1 1 , 2 1 2の入力端子に与えられている。 これらの AN D回路 2 1 1 , 2 1 2の出力 信号 M S KA, MS KBも、 「マスク信号」 または 「許可信号」 と呼ぶ。
ところで、 電子可変抵抗器 206と 4つの電圧比較器 22 1〜224の構成は 、 図 6に示した駆動信号生成回路 1 00の電子可変抵抗器 1 06と 4つの電圧比 較器 1 1 1〜 1 1 4の構成と同じである。 従って、 A相コイル用の OR回路 23 1の出力信号は、 図 8に示したマスク信号 T PA, BT Aの論理和を取ったもの に相当する。 また、 A相充電切換部 202の出力信号が 「1」 レベルの場合には 、 A相コイル用の A N D回路 2 1 1から出力されるマスク信号 MS K Aは O R回 路 23 1の出力信号と同じものとなる。 これらの動作は B相についても同様であ る。
整流回路 250は、 A相コイル用の回路として、 複数のダイオードを含む全波 整流回路 2 5 2と、 2つのゲートトランジスタ 2 6 1 , 2 6 2と、 バッファ回路 2 7 1 と、 インバータ回路 2 7 2 ( N O T回路） とを有している。 なお、 B相用 にも同じ回路が設けられている。 ゲートトランジスタ 2 6 1 , 2 6 2は、 回生用 の電源配線 2 8 0に接続されている。
電力回生時に A相コイル列 1 4 Aで発生した交流電力は、 全波整流回路 2 5 2 で整流される。 ゲートトランジスタ 2 6 1 ， 2 6 2のゲートには、 A相コイル用 のマスク信号 M S K Aとその反転信号が与えられており、 これに応じてゲートト ランジスタ 2 6 1 , 2 6 2がオン Zオフ制御される。従って、電圧比較器 2 2 1 , 2 2 2から出力されたマスク信号 T P A , B T Aの少なくとも一方が Hレベルの 期間では回生電力が電源配線 2 8 0に出力され、 一方、 マスク信号 T P A， B T Aの双方がしレベルの期間では電力の回生が禁止される。
以上の説明から理解できるように、 回生制御部 2 0 0と整流回路 2 5 0を用い て、 回生電力を回収することが可能である。 また、 回生制御部 2 0 0と整流回路 2 5 0は、 A相コイル用のマスク信号 M S K A及び B相コイル用のマスク信号 M S K Bに応じて、 A相コイル列 1 4 Aと B相コイル列 2 4 Bからの回生電力を回 収する期間を制限し、 これによつて回生電力の量を調整することが可能である。 上述したように、 本実施例の電動ァクチユエータでは、 磁性体製のコアが設け られていないので、 回生時にもいわゆるコギングが発生せず、 なめらかで安定し た動作を実現することができる。 また、 磁気回路を構成するためのヨークが設け られていないので、 いわゆる鉄損 （渦電流損） が極めて少なく、 効率良く回生電 力を回収することができる。
なお、 第 4実施例の駆動回路ユニットは、 第 1実施例以外の他の実施例や変形 例の電動ァクチユエ一タにも適用可能である。
F . その他の変形例：
( 1 ) 上記実施例や変形例では、 回転式モータについて説明したが、 本発明は、 回転式モータ以外の種々の電動ァクチユエ一夕に適用することが可能であり、 例 えばリニァモータにも適用可能である。 本発明をリニァモータに適用する場合に は、 例えば、 磁石列の磁石は少なくとも 1つ設けられていれば良い。 また、 本発 明は、 ァクチユエ一夕に限らず、 発電機にも適用可能である。
( 2 ) 上記実施例では、 複数のコイル列がステータを構成し、 磁石列がロータを 構成していたが、 逆の構成にすることも可能である。 一般に、 本発明は、 複数の コィル列と磁石列との相対的な位置が変化可能なァクチユエ一タや発電機に適用 することが可能である。
( 3 ) 上記実施例や変形例で使用した回路構成は一例であり、 これら以外の種々 の回路構成を採用することが可能である。 産業上の利用可能性
この発明は、 回転式モータやリニアモータなどの種々の電動ァクチユエ一タ及 び発電機に適用可能である。

Claims

請求の範囲
1 . 電動機であって、
所定の方向に沿って所定のピッチで配列されて相互に電気的に接続された複数 のコイルを含む第 1のコイル列と、
前記所定の方向に沿って所定のピッチで配列されて相互に電気的に接続された 複数のコイルを含み、 前記第 1のコイル列との相対的な位置関係が固定された第 2のコィル列と、
少なくとも 1つの磁石を含む磁石列であって、 前記第 1及び第 2のコイル列に 対向して N極と S極とが交互に配置され、 前記第 1及び第 2のコイル列との相対 的な位置関係が前記所定の方向に沿って変化可能な磁石列と、
を備え、
前記第 1及び第 2のコイル列は、 電気角で兀 2の奇数倍だけ相互にずれた位 置に配置されており、
前記第 1 と第 2のコイル列の各コイルは磁性体製のコアを実質的に有しておら ず、
前記電動機は、 磁気回路を形成するための磁性体製のヨークを実質的に有して いない、 電動機。
2 . 請求項 1記載の電動機であって、 さらに、
前記第 1及び第 2のコィル列および前記磁石列を収納するケースを備えており、 前記第 1及び第 2のコイル列の各コイルは、 実質的に非磁性かつ非導電性の材 料で形成された支持材の回りに巻き回されており、
前記ケースは、実質的に非磁性かつ非導電性の材料で形成されている、電動機。
3 . 請求項 1または 2記載の電動機であって、 回転軸と、 軸受け部以外の構造材は、 実質的に非磁性かつ非導電性の材料で形 成されている、 電動機。
4 . 請求項 1ないし 3のいずれかに記載の電動機であって、
各コイル列の前記複数のコイルは、 同一のコイル列に属する隣り合うコイル同 士が常に逆極性に励磁されるように互いに接続されている、 電動機。
5 . 請求項 1ないし 4のいずれかに記載の電動機であって、
前記第 1及び第 2のコイル列は、 前記磁石列を挟んだ両側に配置されている、 電動機。
6 . 請求項 1ないし 5のいずれかに記載の電動機であって、
前記電動機は、 前記第 1及び第 2のコイル列と前記磁石列とが前記所定の方向 に沿って相対的に回転する回転式モータ又は回転式ジェネレータであり、 前記第 1のコイル列のコイル数と、 前記第 2のコイル列のコイル数と、 前記磁 石列の磁石数とが等しい、 電動機。
7 . 請求項 1ないし 6のいずれかに記載の電動機であって、 さらに、 前記第 1 のコィル列に供給する第 1の交流駆動信号と前記第 2のコィル列に供給する第 2 の交流駆動信号とを供給するための駆動信号生成回路を備え、
前記駆動信号生成回路は、 前記第 1及び第 2のコイル列の各コイルの極性が前 記磁石列内の磁石の中心と各コイルの中心とが対向するタイミングで切り替わる とともに、 同一のコイル列に属する隣り合うコイル同士の間の中央位置が前記磁 石列内の磁石の中心と対向するタイミングにおいて当該コイル列における磁束密 度が最も大きくなるように、前記第 1と第 2の交流駆動信号を生成する、電動機。
8 . 請求項 7記載の電動機であって、
前記駆動信号生成回路は、 前記第 1及び第 2のコイル列の電流方向を逆転させ ることによって、 前記第 1及び第 2のコィル列と前記磁石列との動作方向を逆転 させることが可能である、 電動機。
9 . 請求項 7又は 8記載の電動機であって、
前記駆動信号生成回路は、 .
位相が 7Γ Ζ 2だけ相互にずれた第 1と第 2の P WM信号をそれぞれ生成する第 1と第 2の P WM回路と、
前記電動ァクチユエ一タの出力要求に応じて前記第 1 と第 2の P WM信号をマ スクすることによって前記第 1と第 2の交流駆動信号を生成するマスク回路と、 を備える、 電動機。
1 0 . 請求項 9記載の電動機であって、
前記マスク回路は、 各交流駆動信号の極性が反転するタイミングを中心とした 対称な時間的範囲で各 P WM信号をマスクする、 電動機。
1 1 . 請求項 7ないし 1 0のいずれかに記載の電動機であって、 さらに、 前記第 1 と第 2のコイル列から電力を回生するための回生回路を備え、 前記駆動信号生成回路と前記回生回路は、 前記第 1 と第 2のコイル列の一方か ら駆動力を発生させつつ他方から電力を回生する運転モードで前記電動機を運転 することが可能である、 電動機。
1 2 . 請求項 1ないし 1 1のいずれかに記載の電動機であって、
前記第 1 と第 2のコイル列は、 中空の二重円筒構造を構成する第 1と第 2の円 筒部材に配置されており、 前記磁石列は、 前記第 1 と第 2の円筒部材の間に挿入された第 3の円筒部材に 配置されている、 電動機。
1 3 . 電動機であって、
所定の方向に沿って所定のピッチで配列されて相互に電気的に接続された複数 のコイルを含む第 1のコイル列と、
前記所定の方向に沿って所定のピッチで配列されて相互に電気的に接続された 複数のコイルを含み、 前記第 1のコィル列との相対的な位置関係が固定された第 2のコィル列と、
前記所定の方向に沿つて所定のピツチで配列されて相互に電気的に接続された 複数のコイルを含み、 前記第 1及び第 2のコイル列との相対的な位置関係が固定 された第 3のコイル列と、
少なくとも 1つの磁石を含む磁石列であって、 前記第 1、 第 2、 及び第 3のコ ィル列に対向して N極と S極とが交互に配置されており、 前記第 1、 第 2、 及び 第 3のコィル列との相対的な位置関係が前記所定の方向に沿って変化可能な磁石 列と、
を備え、
前記第 1、 第 2、 及び第 3のコイル列は、 電気角で 2 7Γ 3だけ順次相互にず れた位置に配置されており、
前記第 1、 第 2、 及び第 3のコイル列の各コイルは磁性体製のコアを実質的に 有しておらず、
前記電動機は、 磁気回路を形成するための磁性体製のヨークを実質的に有して いない、 電動機。
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Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008043185A (ja) * 2006-07-10 2008-02-21 Seiko Epson Corp Ｐｗｍ制御回路
EP2009781A1 (en) 2007-06-28 2008-12-31 Seiko Epson Corporation Drive control circuit for electric motor
EP2012422A1 (en) 2007-07-03 2009-01-07 Seiko Epson Corporation Drive control circuit for electric motor
JP2009065752A (ja) * 2007-09-05 2009-03-26 Seiko Epson Corp 電動機の駆動回路及びこれを備えた機器
JP2009148146A (ja) * 2007-11-22 2009-07-02 Seiko Epson Corp 電動装置
US7948141B2 (en) 2007-11-22 2011-05-24 Seiko Epson Corporation Electric motor device
CN102801374A (zh) * 2007-07-03 2012-11-28 精工爱普生株式会社 电动机的驱动控制电路
WO2013047076A1 (ja) * 2011-09-28 2013-04-04 アイシン精機株式会社 回転電機
US12015314B2 (en) 2018-03-12 2024-06-18 Abb Schweiz Ag Control and drive of a rotating machine with an inner and an outer stator

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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4576406B2 (ja) * 2006-08-09 2010-11-10 本田技研工業株式会社 電動機
JP4904996B2 (ja) * 2006-08-28 2012-03-28 セイコーエプソン株式会社 ブラシレスモータ
DE102006060987A1 (de) * 2006-12-20 2008-06-26 Robert Bosch Gmbh Elektrische Maschine mit Drehmomentbegrenzung
FR2912375B1 (fr) * 2007-02-14 2009-12-18 Eurocopter France Verin electrique de commande de vol pour aeronef
US8338999B2 (en) * 2007-07-31 2012-12-25 Seiko Epson Corporation Brushless motor
JP5266746B2 (ja) * 2007-07-31 2013-08-21 セイコーエプソン株式会社 ブラシレスモータ、装置、及び、ロボット
JP5033552B2 (ja) * 2007-09-14 2012-09-26 信越化学工業株式会社 アキシャルギャップ型コアレス回転機
US7880356B2 (en) * 2007-10-02 2011-02-01 Seiko Epson Corporation Brushless electric machine
JP4518148B2 (ja) * 2007-10-02 2010-08-04 セイコーエプソン株式会社 ブラシレス回転式モータ、ブラシレス回転式モータを備えたロボット及びブラシレス回転式モータを備えた移動体
JP2009100543A (ja) * 2007-10-16 2009-05-07 Seiko Epson Corp 電動装置
JP4492681B2 (ja) * 2007-11-16 2010-06-30 株式会社デンソー 同期機
US7977841B2 (en) * 2007-12-17 2011-07-12 Tai-Her Yang Electric machinery with a conduction winding excited magnetic poles wraps PM magnetic pole
US8008823B2 (en) * 2007-12-17 2011-08-30 Tai-Her Yang Electric machinery of magnetic pole or magnetic circuit wrapped PM magnetic pole
US8264177B2 (en) * 2008-05-06 2012-09-11 Millennial Research Corporation Apparatus and system for efficiently controlling a hub motor
US8142318B2 (en) * 2008-08-13 2012-03-27 Palmer Denis L Apparatus, system, and method for a variable ratio transmission
JP2010081784A (ja) * 2008-08-29 2010-04-08 Seiko Epson Corp ブラシレス電気機械及びそれを備える装置
JP5515777B2 (ja) * 2009-03-05 2014-06-11 セイコーエプソン株式会社 エネルギー変換装置及び電気機械装置
DE102010046906B4 (de) * 2009-10-02 2019-12-24 Denso Corporation Motor
ES2364260A1 (es) * 2009-11-26 2011-08-30 Geolica Innovations, S.L. Electro-generador asíncrono.
JP5776139B2 (ja) * 2010-05-26 2015-09-09 日立工機株式会社 背負式作業機械及び作業機械
EP2413482A1 (de) * 2010-07-30 2012-02-01 Siemens Aktiengesellschaft Fluggerät
JP5354687B2 (ja) 2010-09-29 2013-11-27 山洋電気株式会社 移動磁場発生装置
JP2012090467A (ja) * 2010-10-21 2012-05-10 Seiko Epson Corp リニアモーター
US8853980B2 (en) 2011-08-17 2014-10-07 Niko Semiconductor Co., Ltd. Soft-switching control circuit for DC motor
JP2015510751A (ja) 2012-02-28 2015-04-09 シーメンス アクチエンゲゼルシヤフトＳｉｅｍｅｎｓ Ａｋｔｉｅｎｇｅｓｅｌｌｓｃｈａｆｔ 電動機
JP2015512241A (ja) * 2012-02-28 2015-04-23 シーメンス アクチエンゲゼルシヤフトＳｉｅｍｅｎｓ Ａｋｔｉｅｎｇｅｓｅｌｌｓｃｈａｆｔ 電気機械
GB2494797B (en) * 2012-11-23 2014-01-15 Protean Electric Ltd A control system for an electric motor
EP2747256B1 (de) * 2012-12-19 2019-01-09 LEANTEC Motor GmbH & Co. KG Verfahren zur Herstellung eines Rotors für einen Elektromotor
CN111566914B (zh) 2018-01-16 2022-07-19 Abb瑞士股份有限公司 用于控制同步双定子电机的方法
JP7223955B2 (ja) 2018-06-08 2023-02-17 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 リニアモータおよびこれを備えたレンズ鏡筒、撮像装置
KR102200620B1 (ko) * 2019-10-19 2021-01-11 황주원 고효율 직류모터
JP7107980B2 (ja) 2020-02-03 2022-07-27 和明 小林 マグネットモータ
WO2022194390A1 (en) * 2021-03-19 2022-09-22 Che-Motor Ag Rotating electromechanical apparatus and method of manufacture of stator winding
IT202100001292A1 (it) * 2021-10-21 2023-04-21 Vincenzo Franzitta Linear generator with permanent magnets
US11894740B1 (en) * 2023-08-15 2024-02-06 Wolong Electric Group Ltd. System and method for permanent magnet assisted synchronous reluctance motor control from zero or low speed

Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0851745A (ja) 1994-08-08 1996-02-20 Sankyo Seiki Mfg Co Ltd 小型同期モータ
JPH08331822A (ja) * 1995-06-03 1996-12-13 Omron Corp ブラシレス直流モータ
JPH09191621A (ja) * 1995-12-28 1997-07-22 Namiki Precision Jewel Co Ltd モータジェネレータ
JPH10146090A (ja) * 1996-11-12 1998-05-29 Toshiba Corp インバータ装置
US5841261A (en) 1994-11-10 1998-11-24 Canon Kabushiki Kaisha System for controlling stepping motor for dividing a single step of the motor into plural sections and applying voltages whose levels are determined in accordance with the sections
JP3057913U (ja) * 1998-09-22 1999-06-08 譽 燕 王 永久磁石直流モーター
US5990651A (en) 1997-07-28 1999-11-23 Nec Corporation Stepping motor drive apparatus and stepping motor
JP2000092759A (ja) * 1998-09-07 2000-03-31 Tatsumichi Hanada 電動機兼発電機用ステータ及びその製法
JP2003153516A (ja) * 2001-11-12 2003-05-23 Ricoh Co Ltd 直流ブラシレスモータ、光偏向器、光走査装置及び画像形成装置

Family Cites Families (84)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE6922772U (de) 1969-06-03 1969-10-16 Heinrich Wegmann Presse zum paketieren von abfallprodukten, insbesondere von altpapier.
JPS50136608A (ja) 1974-04-19 1975-10-30
JPS517414A (ja) 1974-07-08 1976-01-21 Yoshitaka Sano Kaitenhatsudenki
JPS5440723A (en) 1977-09-03 1979-03-30 Kazunari Imahashi Line printer
JPS5532623A (en) 1978-08-31 1980-03-07 Ricoh Co Ltd Paper feeding device
JPS6216789Y2 (ja) * 1979-01-26 1987-04-27
JPS55117184U (ja) * 1979-02-09 1980-08-19
JPS6024947B2 (ja) 1979-03-01 1985-06-15 積水化学工業株式会社 ラベル用粘着テ−プ
JPS55141274A (en) 1979-04-19 1980-11-05 Hitachi Maxell Preparation of outer edge of reciprocating electric razor
JPS5652777A (en) 1979-10-08 1981-05-12 Ricoh Co Ltd Exposure scanning control device for copying machine
JPS5813113B2 (ja) 1980-02-29 1983-03-11 長谷川 正昭 貼着シ−トの製造方法
JPS56120785U (ja) * 1980-02-15 1981-09-14
JPS5747886A (en) 1980-09-03 1982-03-18 Tokuyama Soda Co Ltd Production of diaphragm for electrolysis
JPS6091851A (ja) 1983-10-24 1985-05-23 Matsushita Electric Ind Co Ltd 磁石回転型電動機
JPS60204248A (ja) 1984-03-28 1985-10-15 Sanyo Electric Co Ltd ブラシレスモ−タ
JPS60219945A (ja) 1984-04-13 1985-11-02 Yaskawa Electric Mfg Co Ltd 永久磁石型同期電動機
JPS61129473U (ja) * 1985-01-31 1986-08-13
EP0201792A3 (en) 1985-05-09 1988-07-20 American Cyanamid Company Larvicidal compositions
US4633149A (en) * 1985-09-10 1986-12-30 Buehler Products, Inc. Brushless DC motor
JPS6292790A (ja) 1985-10-16 1987-04-28 Mitsubishi Electric Corp モ−タ駆動回路
JPH07104557B2 (ja) 1987-10-14 1995-11-13 富士写真フイルム株式会社 文字焼込板
JPH01264553A (ja) 1988-04-13 1989-10-20 Kawatetsu Techno Res Corp 電動機
JPH02188184A (ja) 1989-01-17 1990-07-24 Sofutoronikusu Kk 帰還回路付臨界制動型直流ブラシレスモータ
DE3918166A1 (de) * 1989-06-03 1990-12-13 Gerd Schlueter Stromversorgungseinrichtung fuer fahrraeder oder dergleichen
JPH0362085A (ja) * 1989-07-31 1991-03-18 Nippon Seiki Co Ltd 車両用表示装置
JPH03124283A (ja) * 1989-10-04 1991-05-27 Mitsubishi Electric Corp 電動機駆動装置の回生制御回路
JPH03139156A (ja) 1989-10-25 1991-06-13 Mitsubishi Electric Corp ダブルステータ型ブラシレスモータ
JP2524649Y2 (ja) 1990-01-17 1997-02-05 大洋技研工業株式会社 押し回し式ガスコック
JP2911978B2 (ja) 1990-08-16 1999-06-28 本田技研工業株式会社 電動式車両
JP2652997B2 (ja) 1991-03-29 1997-09-10 日本電気株式会社 二相直流ブラシレスモータ駆動回路
US5202613A (en) * 1991-05-28 1993-04-13 Kruse David L Two-phase brushless DC motor controller
WO1993001644A1 (en) 1991-07-11 1993-01-21 Secoh Giken, Inc. Flat coreless dc motor
JPH05252789A (ja) 1992-03-05 1993-09-28 Nippon Densan Corp 二相直流ブラシレスモータの駆動回路
JPH05328786A (ja) 1992-05-22 1993-12-10 Nippon Densan Corp 二相直流ブラシレスモータの駆動回路
JP3152405B2 (ja) 1992-06-10 2001-04-03 オークマ株式会社 電動機
JP2755057B2 (ja) 1992-07-21 1998-05-20 三菱電機株式会社 直流ブラシレスモータの駆動回路
JP2553805B2 (ja) 1992-09-01 1996-11-13 鹿島建設株式会社 相対垂直変位吸収機構付吊り装置
US5331246A (en) 1992-12-30 1994-07-19 Dana Corporation Coil assembly retainer for electric motor
JPH06245458A (ja) 1993-02-22 1994-09-02 Sony Corp 扁平型ブラシレスモータ
JPH07194082A (ja) 1993-12-28 1995-07-28 Meiji Denki Kogyo Kk 永久磁石形同期電機
JP3187639B2 (ja) 1994-01-21 2001-07-11 トヨタ自動車株式会社 ステッピングモータ
WO1997008805A1 (en) 1994-01-28 1997-03-06 Cadac Limited Plastic brushless direct current disk-shaped electric motor
JPH07336967A (ja) 1994-06-03 1995-12-22 Yaskawa Electric Corp 軸方向空隙形同期モータ
US5917248A (en) * 1995-01-31 1999-06-29 Denso Corporation System and method for driving electric vehicle
US5869944A (en) * 1995-02-16 1999-02-09 Sony Corporation Motor driving apparatus
DE69623076T2 (de) 1995-06-05 2003-04-17 Kollmorgen Corp., Waltham System und Verfahren zur Steuerung von bürstenlosen Permanentmagnetmotoren
DE29623570U1 (de) 1995-08-31 1998-12-10 Cadac Ltd., Auckland Aus Kunststoff bestehender, bürstenloser, scheibenförmiger Gleichstrom-Elektromotor
US5945766A (en) * 1996-01-18 1999-08-31 Amotron Co., Ltd. Coreless-type BLDC motor and method of producing stator assembly having axial vibration attenuation arrangement
JPH09238479A (ja) 1996-03-04 1997-09-09 Sharp Corp インバータ装置
EP0798844A1 (en) * 1996-03-28 1997-10-01 Tai-Her Yang The combined power driven device having a three-layered electromechanical structure with common structures
JP3764784B2 (ja) 1996-09-03 2006-04-12 新電元工業株式会社 誘導性負荷の同期駆動方法、及びｈブリッジ回路の同期制御装置
KR19980020134A (ko) 1996-09-05 1998-06-25 김광호 플렛타입 모터
US5929541A (en) * 1996-11-26 1999-07-27 Kinsiro Naito Synchronous machine
JP2981862B2 (ja) 1997-02-27 1999-11-22 防衛庁技術研究本部長 扁平形交流電動機
JPH10271784A (ja) 1997-03-21 1998-10-09 Fuji Electric Co Ltd 軸方向空隙形永久磁石励磁同期機
JPH1162085A (ja) 1997-08-11 1999-03-05 Takenaka Komuten Co Ltd 面部形成方法及び面部形成用パネル
JP3364123B2 (ja) 1997-08-27 2003-01-08 本田技研工業株式会社 ボス付きドラムの製造方法
JP4026199B2 (ja) 1997-09-03 2007-12-26 株式会社安川電機 軸方向空隙形同期モータ
JPH1198811A (ja) 1997-09-24 1999-04-09 Canon Inc リニアモータ、これを用いたステージ装置や露光装置、ならびにデバイス製造方法
JP4070302B2 (ja) 1998-05-29 2008-04-02 日本電産シンポ株式会社 摩擦伝動手段を備える回転駆動装置
JP2000095176A (ja) 1998-09-28 2000-04-04 Sanyo Electric Co Ltd ベルト型駆動装置
JP4200400B2 (ja) 1999-03-09 2008-12-24 株式会社安川電機 軸方向空隙型マイクロモータ
JP3062085U (ja) * 1999-03-11 1999-09-28 王 譽 燕 対向軸向磁場ブラシレスｄｃモ―タ
GB2349748A (en) 1999-05-07 2000-11-08 Michael John Flowerday Rotor/stator relationship in a brushless machine
JP2000350488A (ja) 1999-06-07 2000-12-15 Koichi Watanabe 三相ブラシレスモータを駆動するためのｐｗｍ出力装置
DE19934668A1 (de) * 1999-07-23 2001-01-25 Bosch Gmbh Robert Elektronisch kommutierbarer Motor
CA2345040A1 (en) * 1999-07-23 2001-02-01 Advanced Rotary Systems, Llc Electric drive (options)
CA2379037C (en) 1999-08-09 2009-07-21 Perm Motor Gmbh Electric axial flow machine
JP2001136721A (ja) 1999-08-26 2001-05-18 Toyota Motor Corp 軸方向間隙型永久磁石同期機
DE19945761A1 (de) 1999-09-24 2001-03-29 Philips Corp Intellectual Pty Pulsweitenmodulator
JP2001190083A (ja) 1999-12-28 2001-07-10 Japan Servo Co Ltd モータ駆動回路
JP3442024B2 (ja) * 2000-02-29 2003-09-02 株式会社日立製作所 モータ駆動回路及びモータ駆動方法、並びに半導体集積回路装置
US6940200B2 (en) * 2000-07-21 2005-09-06 Rotys Inc. Electric drive
JP4674942B2 (ja) * 2000-09-08 2011-04-20 ローム株式会社 ブラシレスモータ用駆動制御装置
JP3484152B2 (ja) * 2000-09-12 2004-01-06 住友重機械工業株式会社 ２相励磁式リニアモータ
US6570273B2 (en) * 2001-01-08 2003-05-27 Nikon Corporation Electric linear motor
JP2002335658A (ja) 2001-05-08 2002-11-22 Nsk Ltd モータ
JP2003009486A (ja) 2001-06-26 2003-01-10 Fuji Electric Co Ltd 可変速電動機
JP2003169430A (ja) 2001-11-29 2003-06-13 Aisin Seiki Co Ltd モータ及び該モータの固定子へのボビンの固定方法
TW588884U (en) 2002-03-20 2004-05-21 Sunonwealth Electr Mach Ind Co Conversion circuit for DC brushless motor
JP2003309957A (ja) 2002-04-15 2003-10-31 Koyo Seiko Co Ltd モータ及び電動パワーステアリング装置
JP4359422B2 (ja) 2002-09-12 2009-11-04 正行 服部 モータの回転制御装置
WO2004047258A2 (en) 2002-11-18 2004-06-03 Seiko Epson Corporation Magnetic structure and motor employing said magnetic structure, and driver comprising said motor
AU2003303401A1 (en) * 2002-12-31 2004-07-22 Emb-Papst St. Georgen Gmbh And Co. Kg Rotor-position sensor assembly and method for detecting a rotor position

Patent Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0851745A (ja) 1994-08-08 1996-02-20 Sankyo Seiki Mfg Co Ltd 小型同期モータ
US5841261A (en) 1994-11-10 1998-11-24 Canon Kabushiki Kaisha System for controlling stepping motor for dividing a single step of the motor into plural sections and applying voltages whose levels are determined in accordance with the sections
JPH08331822A (ja) * 1995-06-03 1996-12-13 Omron Corp ブラシレス直流モータ
JPH09191621A (ja) * 1995-12-28 1997-07-22 Namiki Precision Jewel Co Ltd モータジェネレータ
JPH10146090A (ja) * 1996-11-12 1998-05-29 Toshiba Corp インバータ装置
US5990651A (en) 1997-07-28 1999-11-23 Nec Corporation Stepping motor drive apparatus and stepping motor
JP2000092759A (ja) * 1998-09-07 2000-03-31 Tatsumichi Hanada 電動機兼発電機用ステータ及びその製法
JP3057913U (ja) * 1998-09-22 1999-06-08 譽 燕 王 永久磁石直流モーター
JP2003153516A (ja) * 2001-11-12 2003-05-23 Ricoh Co Ltd 直流ブラシレスモータ、光偏向器、光走査装置及び画像形成装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP1646130A4 *

Cited By (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008043185A (ja) * 2006-07-10 2008-02-21 Seiko Epson Corp Ｐｗｍ制御回路
US8143826B2 (en) 2007-06-28 2012-03-27 Seiko Epson Corporation Drive control circuit for electric motor
EP2009781A1 (en) 2007-06-28 2008-12-31 Seiko Epson Corporation Drive control circuit for electric motor
EP2278701A1 (en) 2007-06-28 2011-01-26 Seiko Epson Corporation Drive control circuit for electric motor
EP2012422A1 (en) 2007-07-03 2009-01-07 Seiko Epson Corporation Drive control circuit for electric motor
US8531146B2 (en) 2007-07-03 2013-09-10 Seiko Epson Corporation Robot
JP2013146187A (ja) * 2007-07-03 2013-07-25 Seiko Epson Corp 電動機の駆動制御回路、電動機、及び、装置
JP2013118816A (ja) * 2007-07-03 2013-06-13 Seiko Epson Corp 半導体装置
US8044623B2 (en) 2007-07-03 2011-10-25 Seiko Epson Corporation Drive control circuit for electric motor
CN102801374A (zh) * 2007-07-03 2012-11-28 精工爱普生株式会社 电动机的驱动控制电路
US8344684B2 (en) 2007-09-05 2013-01-01 Seiko Epson Corporation Driving circuit for motor and device equipped with driving circuit
US7898211B2 (en) 2007-09-05 2011-03-01 Seiko Epson Corporation Driving circuit for motor and device equipped with driving circuit
JP2009065752A (ja) * 2007-09-05 2009-03-26 Seiko Epson Corp 電動機の駆動回路及びこれを備えた機器
US8106548B2 (en) 2007-11-22 2012-01-31 Seiko Epson Corporation Electric motor device
US7948141B2 (en) 2007-11-22 2011-05-24 Seiko Epson Corporation Electric motor device
JP2009148146A (ja) * 2007-11-22 2009-07-02 Seiko Epson Corp 電動装置
WO2013047076A1 (ja) * 2011-09-28 2013-04-04 アイシン精機株式会社 回転電機
JP2013074743A (ja) * 2011-09-28 2013-04-22 Aisin Seiki Co Ltd 回転電機
US12015314B2 (en) 2018-03-12 2024-06-18 Abb Schweiz Ag Control and drive of a rotating machine with an inner and an outer stator

Also Published As

Publication number Publication date
CN100511928C (zh) 2009-07-08
CN1792020A (zh) 2006-06-21
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