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WO1993016552A1 - Mehrfachabtastungsverfahren - Google Patents

Mehrfachabtastungsverfahren Download PDF

Info

Publication number
WO1993016552A1
WO1993016552A1 PCT/DE1993/000112 DE9300112W WO9316552A1 WO 1993016552 A1 WO1993016552 A1 WO 1993016552A1 DE 9300112 W DE9300112 W DE 9300112W WO 9316552 A1 WO9316552 A1 WO 9316552A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
noise
signal
sample
value
samples
Prior art date
Application number
PCT/DE1993/000112
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Volker Uhlemann
Bedrich Hosticka
Original Assignee
Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. filed Critical Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V.
Publication of WO1993016552A1 publication Critical patent/WO1993016552A1/de

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Classifications

    • G—PHYSICS
    • G11—INFORMATION STORAGE
    • G11C—STATIC STORES
    • G11C27/00—Electric analogue stores, e.g. for storing instantaneous values
    • G11C27/02—Sample-and-hold arrangements
    • G11C27/024—Sample-and-hold arrangements using a capacitive memory element
    • G11C27/026—Sample-and-hold arrangements using a capacitive memory element associated with an amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N25/00—Circuitry of solid-state image sensors [SSIS]; Control thereof
    • H04N25/60—Noise processing, e.g. detecting, correcting, reducing or removing noise
    • H04N25/616—Noise processing, e.g. detecting, correcting, reducing or removing noise involving a correlated sampling function, e.g. correlated double sampling [CDS] or triple sampling

Definitions

  • the present invention relates to a multiple sampling method in which an input-side signal quantity which is subject to noise and which, apart from its noise component, is essentially unchangeable over a period of time corresponding to N samples, is sampled N times an input-side noise quantity is also sampled N times and an output variable is formed on the basis of these sampled values, according to the preamble of claims 1 and 4.
  • the invention is concerned with a multiple sampling method for noise reduction in the amplification of electrical charges.
  • the invention is therefore based on the object of developing a multiple scanning method of the type mentioned at the outset in such a way that an improvement in the noise transmission behavior is achieved.
  • the invention is based on the knowledge that an improved noise transmission behavior can be brought about by interleaved sampling of a noise-affected signal variable and a noise variable and by combining signal signal and noise variable samples that belong together.
  • the sum values of the signal size sample value and the one noise sample value are formed minus two times the other noise sample value from a signal size sample value and two noise test values, both of which precede or both follow this signal size sample value.
  • the output variable is calculated from the sum of the total values thus formed.
  • the noise-affected signal size and the noise size are interleaved sampled in such a way that noise size sampling takes place between two successive signal size samples, a difference value consisting of a signal size sample and this signal size sample previous or subsequent noise quantity sample is forming.
  • the output variable is calculated from the sum of the difference values thus formed.
  • FIG. 3 shows a logarithmic representation of the absolute value of the signal transmission function in a multiple sampling method according to the prior art and in two embodiments of multiple sampling methods according to the invention
  • FIG. 4 shows a logarithmic representation of the absolute value of the noise transfer function of the known multiple sampling method and of the two embodiments of multiple sampling methods according to the invention, to which FIG. 3 also refers;
  • a nested triple scanning method according to the invention will now be explained with reference to FIG.
  • T next the sampling of a first noise quantity value, after the expiration of a sampling period T s the sampling of a further noise quantity value and after another sampling period T s the sampling of a signal quantity value, these sampling values being combined in such a way that a sum of the signal quantity sampling value and the first-mentioned noise ⁇ sample and the negative two-fold second noise sample is formed.
  • the noise samples immediately preceding a signal sample are combined to form the respective sum values.
  • the two noise samples immediately following a signal large sample can also be used to form the sum value.
  • those noise samples can also be linked to a signal size sample to form the sum value, which do not immediately precede or immediately succeed the relevant signal size sample, but instead indirectly or indirectly follow a further signal size sample.
  • noise samples are also to be understood in the sense of the full description and the claims as noise samples preceding or following the signal size sample.
  • the sum values are obtained by adding a signal size sample with a noise sample reduced by a double other noise sample.
  • sample values X are obtained, which are processed into an output variable Y according to the following equation:
  • n and m denote integers
  • X the numerical sample value
  • T the interval between two successive, nested sample values
  • N the total number of sample cycles, each with one signal size sample and two noise size samples.
  • the noise transfer function can be obtained from equation (1) by a z-transformation
  • H R () e ⁇ J ü T s [ e tJ T s _2 + eJ "> T S] V e - 3 n « T s (le) n ⁇ ü ⁇
  • H- R ( ⁇ ) e ⁇ J ° ⁇ s [costT s + jsinoT s -2 + coscoT s -jsinuT s l% e ⁇ J 3ntJT S n ⁇ ü "
  • H R ( ⁇ ) 2 COSl ⁇ Te -1 ⁇ ⁇ e " 3ntJ T s (ig) nW Taking into account a weighting function ⁇ n, the following applies to the normalized amount of the noise transfer function:
  • FIGS. 3 and 4 Graphical logarithmic representations of the normalized signal transfer function H s and the normalized noise transfer function H R are shown in FIGS. 3 and 4 by the respective solid lines.
  • FIG. 2 An alternative multiple sampling method is explained below with reference to FIG. 2, which can be referred to as a nested double sampling method or nested double sampling method.
  • an input-side, noise-affected signal variable which, at least over a period of time which corresponds to N samples, is essentially unchangeable apart from its noise component, is sampled N times, and furthermore an input-side noise variable N -sampled.
  • the sampling takes place in an interleaved form in such a way that a noise quantity sampling takes place between two successive signal quantity samples.
  • a noise variable is first sampled and then after a sampling period Tg, the noise-affected signal variable is sampled.
  • a difference value is then formed from each signal size sample and one noise size sample.
  • the noise size sample immediately preceding the signal size sample is used for the difference formation.
  • the signal size sample can also be linked to a noise size sample that only indirectly follows or precedes the signal size sample, that is to say by more than the next signal size sample thereof is spaced.
  • the output variable Y is determined from the difference value of the combined signal variable and noise variable samples according to the following calculation rule:
  • FIG. 5 shows an embodiment of a charge amplifier circuit 1 which is suitable for carrying out the nested triple scanning method according to the invention.
  • This comprises a detector capacitance C D , which is acted upon, for example, by an X-ray radiation to be detected.
  • the input of a first amplifier V jDl can alternatively be connected to the capacitance or to the ground by means of an input switch S IN .
  • an input switch S IN Depending on the switch position of this input switch S IN , either an amplified noise signal or an amplified, noisy (useful) signal appears at the output of the first amplifier.
  • the first amplifier V bl is followed by three signal branches which lead to an adder ADD.
  • a switch S A , Sg, S c is assigned to each branch.
  • a first delay element VZ A is provided in the upper branch, which is used to delay by two sampling periods.
  • An inverting amplifier INV is provided in the middle branch, which inverts and amplifies its input signal twice. This is followed by a delay element VZ B , which is used to delay by one sampling period.
  • a second amplifier V j ⁇ is connected downstream of the adder. tet.
  • the output signal U A appears at its output.
  • the circuit is operated in such a way that the input switch S IN is initially in the lower switching position (not shown) over two sampling cycles, so that the noise is detected.
  • the switch S A is closed, whereupon the switch S B is actuated after a scanning period Tg. Now the input switch S IN is switched to the switching position shown. Now the scanning of the noisy useful signal takes place by actuating the switch S c . Due to the suitable delays caused by the two delay elements, the signal combination given in equation 1 is carried out.
  • the circuit according to FIG. 6 differs only from the circuit according to FIG. 5 in that in the upper branch, the first switch S A is followed by a delay element VZ A for the delay by a sampling period Tg, while in the lower branch only the second Switch S B is provided. Instead of the adder ADD of FIG. 5, a subtractor SUB is provided here.
  • the input changeover switch S jN is in the lower switching position, not shown.
  • a noise sample is obtained by actuating the first switch S A.
  • a sampling period Tg takes place after the first switch S A has been actuated, that of the second switch S B , as a result of which the useful signal with noise is sampled. Therefore, the difference formation specified in equation 5 is carried out at the output.
  • the filters F serve to further improve the signal and noise transmission behavior.
  • the filters are each formed by N parallel branches, each of which comprises a series connection of a capacitor C j _ and a switch S_.
  • the filtering is carried out by weighting the total or difference values, which is determined by the choice of the capacitance values.
  • a triangular weighting function n of the sampling is preferably carried out to improve the signal and noise transmission behavior, which satisfies the following equation:
  • ⁇ m _ n denotes the minimum quantization unit for the weighting.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Analogue/Digital Conversion (AREA)

Abstract

Bei einem Mehrfachabtastungsverfahren werden eine rauschbehaftete Signalgröße und eine Rauschgröße jeweils N-fach abgetastet und zu einer Ausgangsgröße verarbeitet. Zur Verbesserung des Signal- und Rauschübertragungsverhaltens ist erfindungsgemäß vorgesehen, daß eine verschachtelte Abtastung der Signalgröße und der Rauschgröße vorgenommen wird, woraufhin entweder im Falle einer Dreifachabtastung ein Summenwert aus dem Signalabtastwert und einem Rauschabtastwert vermindert um einen zweifachen weiteren Rauschabtastwert gebildet wird und die Ausgangsgröße aus der Summe der Summenwerte erzeugt wird oder je ein Differenzwert aus der Differenz des Signalabtastwertes und des Rauschabtastwertes gebildet wird und die Ausgangsgröße aus der Summe der Differenzwerte gebildet wird.

Description

Mehrfachabtastungsverfahren
Beschreibung
Die vorliegende Erfindung befaßt sich mit einem Mehrfachab¬ tastungsverfahren, bei dem eine eingangsseitige rauschbe¬ haftete Signalgröße, welche zumindest über eine Zeitdauer, die N-Abtastungen entspricht, abgesehen von ihrem Rauschan¬ teil im wesentlichen unveränderlich ist, N-fach abgetastet wird, bei dem ferner eine eingangsseitige Rauschgröße N-fach abgetastet wird und bei dem aufgrund dieser Abtastwerte eine Ausgangsgröße gebildet wird, nach dem Oberbegriff der Pa¬ tentansprüche 1 und 4.
Insbesondere befaßt sich die Erfindung mit einem Mehrfach-' Sampling-Verfahren zur Rauschreduktion bei der Verstärkung von elektrischen Ladungen.
Es ist bekannt, bei der Verstärkung von elektrischen Ladun¬ gen zunächst den hierfür eingesetzten Verstärker ohne angelegte Signalgröße zu betreiben und in diesem Zustand das Rauschsignal des Verstärkers N-fach abzutasten, um an¬ schließend den Eingang des Verstärkers gegen eine Detektor¬ kapazität zu schalten, woraufhin das rauschbehaftete Signal am Ausgang des Verstärkers wiederum N-fach gesampelt bzw. abgetastet wird. Das Eingangssignal, welches der Ladung der Detektorkapazität entspricht, ist bei diesem Abtastungsver¬ fahren im wesentlichen ein konstanter Wert. Genauer gesagt muß die Eingangsgröße zumindest über die Zeitdauer, die N-Abtastungen entspricht, abgesehen von ihrem Rauschanteil, unveränderlich sein. Die bei diesem bekannten Abtastungsver¬ fahren bzw. Sampling-Verfahren gebildete Signalübertragungs¬ funktion Hs und Rauschubertragungsfunktion HR sind in den Fig. 3 und 4 als strichpunktierte Linien dargestellt. Das dargestellte Rauschübertragungsverhalten, welches sich bei dem bekannten Mehrfachabtastungsverfahren oder Sampling-Ver- fahren ergibt, genügt nur bei vergleichsweise niedrigen An¬ forderungen an die Meßgenauigkeit.
Ausgehend von diesem Stand der Technik liegt der Erfindung daher die Aufgabe zugrunde, ein Mehrfachabtastungsverfahren der eingangs genannten Art so weiterzubilden, daß eine Ver¬ besserung im Rauschübertragungsverhalten erzielt wird.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch ein Mehrfachab¬ tastungsverfahren gemäß Patentanspruch 1 sowie gemäß Patent¬ anspruch 4 gelöst.
Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß ein ver¬ bessertes Rauschübertragungsverhalten durch verschachtelte Abtastung einer rauschbehafteten Signalgröße und einer Rauεchgröße und durch Zusammenfassung jeweils zusammenge¬ höriger Signalgrößen- und Rauschgrößenabtastwerte herbei¬ geführt werden kann.
Gemäß einem ersten Aspekt der Erfindung werden aus je einem Signalgroßenabtastwert und zwei Rauschabtestwerten, die die¬ sem Signalgroßenabtastwert beide vorhergehen oder beide nachfolgen, die Summenwerte des Signalgrößenabtastwertes und des einen Rauschabtastwertes vermindert um den zweifachen anderen Rauschabtastwert gebildet. Die Ausgangsgröße wird aus der Summe der so gebildeten Summenwerte errechnet. Die¬ ses erfindungsgemäße Mehrfachabtastungsverfahren wird nach¬ folgend als verschachteltes Dreifach-Abtastungsverfahren oder verschachteltes Dreifach- Sampling-Verfahren bezeich¬ net.
Nach einem zweiten Aspekt der Erfindung werden die rauschbe- haftete Signalgröße und die Rauschgröße in der Weise ver¬ schachtelt abgetastet, daß zwischen zwei aufeinanderfolgen¬ den Signalgrößenabtastungen jeweils eine Rauschgrößenab- tastung erfolgt, wobei ein Differenzwert aus je einem Sig¬ nalgroßenabtastwert und dem diesen Signalgroßenabtastwert vorhergehenden oder nachfolgenden Rauschgrößenabtastwert ge- bildet wird. Die Ausgangsgröße wird aus der Summe der so gebildeten Differenzwerte errechnet. Dieses erfindungsgemäße Mehrfachabtastungsverfahren wird nachfolgend als verschach¬ teltes Zweifach-Abtastungsverfahren oder als verschachteltes Zweifach-Sampling-Verfahren bezeichnet.
Bevorzugte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unter¬ ansprüchen angegeben.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 und 2 zeitliche Darstellungen der verschachtelten Signal- und Rauschabtastung bei Ausführungsbei¬ spielen erfindungsgemäßer Mehrfachabtastungs¬ verfahren;
Fig. 3 eine logarithmische Darstellung des Absolutwer¬ tes der Signalübertragungsfunktion bei einem Mehrfachabtastungsverfahren nach dem Stand der Technik und bei zwei Ausführungsformen erfin¬ dungsgemäßer Mehrfachabtastungsverfahren;
Fig. 4 eine logarithmische Darstellung des Absolutwer¬ tes der Rauschübertragungsfunktion des bekann¬ ten Mehrfachabtastungsverfahrens und der beiden Ausführungsformen erfindungsgemäßer Mehrfachab¬ tastungsverfahren, auf die sich auch Fig. 3 be¬ zieht;
Fig. 5 bis 8 eine erste bis vierte Schaltungsanordnung inte¬ grierbarer LadungsverstärkerSchaltungen, die nach den erfindungsgemäßen Mehrfachabtastungs¬ verfahren arbeiten.
Nunmehr wird unter Bezugnahme auf Fig. l ein verschachteltes Dreifach-Abtastungsverfahren nach der Erfindung erläutert. Bei dem in Fig. 1 gezeigten Ausführungsbeispiel erfolgt zu- nächst die Abtastung eines ersten Rauschgrößenwertes, nach Ablauf einer Abtastperiode Ts die Abtastung eines weiteren Rauschgrößenwertes und nach einer weiteren Abtastperiode Ts die Abtastung eines Signalgrößenwertes, wobei diese Abtast¬ werte in der Weise zusammengefaßt werden, daß ein Summenwert des Signalgrößenabtastwertes und des erstgenannten Rausch¬ abtastwertes und des negativen zweifachen zweitgenannten Rauschabtastwert gebildet wird.
Beim nächsten Abtastzyklus werden in gleicher Weise Sig¬ nalgrößen- und Rauschgroßenabtastwerte erfaßt und zu einem Summenwert zusammengeführt. Diese Abtastwerte Sn werden über insgesamt N-Zyklen gewonnen und zu Summenwerten zusammenge¬ faßt, die dann ihrerseits aufaddiert werden, um eine Aus¬ gangsgröße zu bilden.
Bei dem in Fig. 1 gezeigten Ausführungsbeispiel werden je¬ weils die einem Signalabtastwert unmittelbar vorhergehenden Rauschabtastwerte zur Bildung der jeweiligen Summenwerte verknüpft. Ebenfalls können jedoch die beiden einem Signal¬ großenabtastwert unmittelbar nachfolgenden Rauschabtastwerte zur Bildung des Summenwertes herangezogen werden.
In einer weniger bevorzugten Ausführungsform können auch solche Rauschabtastwerte mit einem Signalgroßenabtastwert zur Bildung des Summenwertes verknüpft werden, die dem be¬ treffenden Signalgroßenabtastwert nicht unmittelbar voran¬ gehen oder unmittelbar nachfolgen, sondern unter Zwischen¬ ordnung eines weiteren Signalgrößenabtastwertes mittelbar vorangehen oder mittelbar nachfolgen.
Auch solche Rauschabtastwerte seien im Sinn der voliegenden Beschreibung und der Ansprüche als dem Signalgroßenabtast¬ wert vorangehende oder nachfolgende Rauschabtastwerte ver¬ standen.
In jedem Fall werden die Summenwerte durch Addition eines Signalgrößenabtastwertes mit einem Rauschabtastwert vermindert um einen zweifachen anderen Rauschabtastwert gebildet.
Bei den in Fig. l gezeigten Abtastungen S^ werden Abtast¬ werte X gewonnen, die gemäß folgender Gleichung zu einer Ausgangsgröße Y verarbeitet werden:
Y(mTs) = (m-3n)Ts]-2X[(m-3n-l)Ts]+X[(m-3n-2)Ts]> (1)
Figure imgf000007_0001
Hierin bezeichnen n und m ganze Zahlen, X den numerischen Abtastwert, Ts das Intervall zwischen zwei aufeinanderfol¬ genden, verschachtelten Abtastwerten und N die Gesamtzahl der Abtastzyklen mit jeweils einer Signalgrößenabtastung und zweier Rauschgrößenabtastungen.
Wie nachfolgend aufgezeigt wird, kann aus Gleichung (1) durch eine z-Transformation die Rauschübertragungsfunktion
HR^ ) gebildet werden. Aus Gleichung (l) erhält man durch z-Transformation:
Y(z) {z""3nX(z)-2z~3n-1X(z)+z-3n-2X(z)} (la)
Figure imgf000007_0002
Figure imgf000007_0003
HR(Z) = ,-3n (lc)
Figure imgf000008_0001
Mit z = e3u τ s ergibt sich:
Figure imgf000008_0002
N-l
HR( ) = e~JüTs [e tJTs_2+e-J">TS] V e- 3n«Ts (le) n≡ü~
N-l
H- R(ω) = e~J°τs[costTs+jsinoTs-2+coscoTs-jsinuTsl % e~J3ntJTS n≡ü"
(lf)
N-l
HR(ω) = 2 COSlώTe -1 ~~ e" 3ntJTs (ig) nW Unter Berücksichtigung einer Gewichtungsfunktion αn gilt für den normierten Betrag der Rauschübertragungsfunktion:
Figure imgf000009_0001
Für die normierte Signalübertragungsfunktion Hs gilt folgen¬ der Ansatz:
N-l
Y(mTs) = > {X[(m-3n)Ts]> (3) n=0
Analog zu der obigen Ableitung der Rauschubertragungsfunk¬ tion ergibt sich folgende normierte signalüber'tragungsfunk- tion:
Figure imgf000009_0002
Graphische logarithmische Darstellungen der normierten Sig¬ nalübertragungsfunktion Hs und der normierten Rauschubertra¬ gungsfunktion HR sind in den Fig. 3 und 4 durch die jeweili¬ gen durchgezogenen Linien dargestellt. Man erkennt eine deutliche Verbesserung des SignalübertragungsVerhaltens und der Rauschübertragungsfunktion verglichen mit dem eingangs gewürdigten bekannten Mehrfachabtastverfahren, welches in diesen Figuren durch die strichpunktierte Linie wiederge¬ geben ist.
Nachfolgend wird unter Bezugnahme auf Fig. 2 ein alternati¬ ves Mehrfachabtastungsverfahren erläutert, welches als ver¬ schachteltes Zweifach-Abtastungsverfahren oder verschachtel¬ tes Zweifach-Sampling-Verfahren bezeichnet werden kann.
Auch bei diesem Verfahren wird einerseits eine eingangssei¬ tige, rauschbehaftete Signalgröße, welche zumindest über ei¬ ne Zeitdauer, die N-Abtastungen entspricht, abgesehen von ihrem Rauschanteil im wesentlichen unveränderlich ist, N- fach abgetastet, wobei ferner eine eingangsseitige Rausch¬ größe N-fach abgetastet wird.
Hier geschieht die Abtastung in verschachtelter Form in der Weise, daß zwischen zwei aufeinanderfolgenden Signalgrößen¬ abtastungen jeweils eine Rauschgrößenabtastung erfolgt. Bei dem gezeigten Ausführungsbeispiel wird zunächst eine Rausch¬ größenabtastung vorgenommen und sodann nach Ablauf einer Ab¬ tastzeitdauer Tg eine Abtastung der rauschbehafteten Signal¬ größe durchgeführt. Sodann wird ein Differenzwert aus je ei¬ nem Signalgroßenabtastwert und einem Rauschgrößenabtastwert gebildet. Bei dem gezeigten Ausführungsbeispiel wird der dem Signalgroßenabtastwert unmittelbar vorhergehende Rausch¬ größenabtastwert für die Differenzbildung herangezogen.
Gleichfalls ist es jedoch möglich, den Signalgroßenabtast¬ wert mit dem unmittelbar nachfolgenden Rauschgrößenabtast¬ wert zur Differenzbildung zu verknüpfen. Bei einem weniger bevorzugten, jedoch gleichfalls noch gegenüber dem Stand der Technik vorteilhaften Ausführungsbeispiel kann mit dem Sig¬ nalgroßenabtastwert auch ein solcher Rauschgrößenabtastwert verknüpft werden, der dem Signalgroßenabtastwert nur mit¬ telbar nachfolgt oder vorhergeht, also um mehr als den näch¬ sten Signalgroßenabtastwert von diesem beabstandet ist.
Für die Zwecke der vorliegenden Erfindung ist es jedoch als besonders bevorzugt anzusehen, möglichst nah aneinanderlie¬ gende Werte der Signalgrößenabtastung und der Rauschgrößen¬ abtastung für die Differenzbildung heranzuziehen.
Die Ausgangsgröße Y wird bei diesem bevorzugten Ausführungs- beispiel aus dem Differenzwert der zusammengefaßten Signal¬ größen- und Rauschgroßenabtastwerte nach folgender Berech¬ nungsvorschrift ermittelt:
Y(mTg) = {X[ (m-2n)Ts]-X[ (m-2n-l)τs]} (5)
Figure imgf000011_0001
Analog zu der obigen Ableitung ergeben sich wiederum die nachfolgende, normierte Signalübertragungsfunktion Hs sowie Rauschübertragungsfunktion HR:
Figure imgf000011_0002
Figure imgf000011_0003
Graphische Darstellungen der Verläufe dieser Funktionen Hs und HR für das erfindungsgemäße verschachtelte Zweifach-Ab- tastungsverfahren sind in den Fig. 3 und 4 durch die ge¬ strichelten Linien wiedergegeben.
Hierbei sind θ
Figure imgf000012_0001
1 für Oέn N-1.
Man erkennt, daß die mit dem erfindungsgemäßen verschachtel¬ ten Zweifach-Abtastverfahren erzielten Signal- und Rausch- übertragungsfunktionen deutlich vorteilhafter als die strichpunktiert dargestellten Funktionen für das Mehrfach- abtastverfahren nach dem Stand der Technik, wenn auch nicht ganz die Güte der Signal- und Rauschübertragungsfunktionen für das erfindungsgemäße verschachtelte Dreifach-Abtast- verfahren erreicht wird, welches durch die durchgezogenen Linien in den Fig. 3 und 4 gezeigt ist.
Fig. 5 zeigt eine Ausführungsform einer Ladungsverstärker- schaltung 1, welche zur Durchführung des erfindungsgemäßen verschachtelten Dreifach-Abtastverfahrens geeignet ist.
Diese umfaßt eine Detektorkapazität CD, die beispielsweise von einer zu erfassenden Röntgenstrahlung beaufschlagt wird. Der Eingang eines ersten Verstärkers VjDl kann alternativ mittels eines Eingangεumschalters SIN mit der Kapazität oder mit Masse verbunden werden. In Abhängigkeit von der Schalt¬ stellung dieses Eingangsumschalters SIN erscheint am Ausgang des ersten Verstärkers entweder ein verstärktes Rauschsignal oder ein verstärktes, rauschbehaftetes (Nutz)-Signal. Dem ersten Verstärker Vbl sind drei Signalzweige nachgeschaltet, die zu einem Addierglied ADD führen. Jedem Zweig ist ein Schalter SA, Sg, Sc zugeordnet. In dem oberen Zweig ist ein erstes Verzögerungsglied VZA vorgesehen, welches zur Verzö¬ gerung um zwei Abtastperioden dient. In dem mittleren Zweig ist ein invertierender Verstärker INV vorgesehen, der sein Eingangssignal invertiert und zweifach verstärkt. Diesem ist ein Verzögerungsglied VZB nachgeschaltet, das zur Verzöge¬ rung um eine Abtastperiode dient.
Dem Addierglied ist ein zweiter Verstärker Vj^ nachgeschal- tet. An dessen Ausgang erscheint das Ausgangssignal UA.
Die Schaltung wird derartig betrieben, daß zunächst über zwei Abtastzyklen der Eingangsschalter SIN in der nicht dar¬ gestellten, unteren Schaltposition ist, so daß das Rauschen erfaßt wird. Zum Zwecke des ersten Abtastens wird der Schal¬ ter SA geschlossen, woraufhin nach einer Abtastperiode Tg der Schalter SB betätigt wird. Nunmehr wird der Eingangsum¬ schalter SIN in die gezeigte Schaltposition geschaltet. Jetzt erfolgt das Abtasten des rauschbehafteten Nutzsignales durch Betätigung des Schalter Sc. Aufgrund der geeigneten Verzögerungen durch die beiden Verzögerungsglieder wird die in Gleichung 1 angegebene SignalVerknüpfung vorgenommen.
Die Schaltung gemäß Fig. 6 unterscheidet sich nur dadurch von der Schaltung gemäß Fig. 5, daß im oberen Zweig dem ersten Schalter SA ein Verzögerungsglied VZA für die Ver¬ zögerung um eine Abtastperiodendauer Tg nachgeschaltet ist, während im unteren Zweig nur der zweite Schalter SB vorge¬ sehen ist. Anstelle des Additionsgliedes ADD von Fig. 5 ist hier ein Subtraktionsglied SUB vorgesehen.
Zunächst befindet sich der Eingangsumschalter SjN in der nicht dargestellten, unteren Schaltposition. Durch Betäti¬ gung des ersten Schalters SA wird ein Rauschabtastwert er¬ halten. Nach Umschaltung des Eingangsumschalters SIN erfolgt eine Abtastperiodendauer Tg nach Betätigung des ersten Schalters SA diejenige des zweiten Schalters SB, wodurch das rauschbehaftete Nutzsignal abgetastet wird. Daher wird am Ausgang die in Gleichung 5 angegebene Differenzbildung durchgeführt.
Für den Fachmann ist es selbstverständlich, daß den Ausgän¬ gen der Schaltung nach den Fig. 5 und 6 ein Summationsglied nachgeschaltet sein kann, durch das eine LadungsIntegration zum Zwecke der in den Gleichungen 1 und 5 angegebenen Sum¬ menbildung erfolgt. Dieses ist in den Fig. 7 und 8, welche Weiterbildungen der Ausführungsformen nach den Fig. 5 und 6 zeigen, jeweils durch einen Filter F und Ladungsverstärker LV verdeutlicht, in dessen Rückkopplungszweig eine Integra- tionskapazität CF2 liegt, die über einen parallelen Rück- setzschalter R2 nach jeweils N-Abtastungen rückgesetzt werden kann.
Die Filter F dienen zur weiteren Verbesserung des Signal- und Rauschubertragungsverhaltens. Die Filter sind jeweils durch N-Parallelzweige gebildet, die jeweils eine Reihen¬ schaltung eines Kondensators Cj_ und eines Schalters S_ um¬ fassen.
Die Filterung erfolgt durch eine Gewichtung der Summenwerte bzw. Differenzwerte, welche durch Wahl der Kapazitätswerte festgelegt ist. Vorzugsweise wird eine dreieckförmige Gewichtungsfunktion n der Abtastung zur Verbesserung des Signal- und Rauschubertragungsverhaltens vorgenommen, welche folgender Gleichung genügt:
Figure imgf000014_0001
In dieser Gleichung bezeichnet αm_n die minimale Quanti¬ sierungseinheit bei der Gewichtung.
Abweichend von der dreiecksformigen Gewichtung können auch andere, an sich bekannte Gewichtungsfunktionen zur Verbes¬ serung des Signal- und Rauschubertragungsverhaltens bei dem Mehrfachabtastverfahren eingesetzt werden. Nur beispiels¬ weise wird diesbezüglich verwiesen auf:
Alan V. Oppenheim / Ronald W. Schafer: Digital Signal Processing, Prentice-Hall Inc., Englewood Cliffs, New Jersey, Seiten 239 bis 250.

Claims

Patentansprüche
1. Mehrfachabtastungsverfahren, bei dem
- eine eingangsseitige, rauschbehaftete Signalgröße, welche zumindest über eine Zeitdauer, die N Abtastun¬ gen entspricht, abgesehen von ihrem Rauschanteil im wesentlichen unveränderlich ist, N-fach abgetastet wird,
- ferner eine eingangsseitige Rauschgröße N-fach abge¬ tastet wird, und
- aufgrund dieser Abtastwerte eine Ausgangsgröße gebil¬ det wird,
dadurch gekennzeichnet,
- daß die rauschbehaftete Signalgröße und die Rausch¬ größe in der Weise verschachtelt abgetastet werden, daß zwischen zwei aufeinanderfolgenden Signalgrößen¬ abtastungen jeweils zwei Rauschgrößenabtastungen er¬ folgen,
- daß aus je einem Signalabtastwert und zwei Rauschab¬ tastwerten, die diesem Signalabtastwert beide direkt oder indirekt vorhergehen oder beide direkt oder in¬ direkt nachfolgen, die Summenwerte des Signalabtast¬ wertes und des einen Rauschabtastwertes vermindert um den zweifachen anderen Rauschabtastwert gebildet werden, und
- daß die Ausgangsgröße aus der Summe dieser Summenwerte gebildet wird.
2. Mehrfachabtastungsverfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Berechnung der Ausgangsgröße (Y) aufgrund der zu je einem Summenwert zusammengefaßten zusammengehörigen Abtastwerte, die je zwei Rauschabtastwerte und einen Signalabtastwert umfassen, nach folgender Berechnungs¬ vorschrift erfolgt:
N-l
Y(mTs) = {X[(m-3n)Ts]-2X[(m-3n-l)Ts]+X[(m-3n-2)TsJ} n=
wobei n und m ganze Zahlen, X den numerischen Abtast¬ wert, Ts das Intervall zwischen zwei aufeinanderfolgen¬ den, verschachtelten Abtastwerten und N die Gesamtzahl der Abtastzyklen mit jeweils einer Signalgrößenabtastung und zwei Rauschgrößenabtastungen bezeichnen.
3. Mehrfachabtastungsverfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die zu je einem Summenwert zusammengefaßten, zu¬ sammengehörigen Abtastwerte mit einer Gewichtungsfunk- tion (αn) gewichtet werden, so daß sich folgende, nor¬ mierte Signalübertragungsfunktion (HS( )) und Rausch¬ ubertragungsfunktion (HR(*J)) ergeben:
Figure imgf000016_0001
Figure imgf000016_0002
4. Mehrfachabtastungsverfahren, bei dem
- eine eingangsseitige rauschbehaftete Signalgröße, wel¬ che zumindest über eine Zeitdauer, die N Abtastungen entspricht, abgesehen von ihrem Rauschanteil im we¬ sentlichen unveränderlich ist, N-fach abgetastet wird,
- ferner eine eingangsseitige Rauschgröße N-fach abge¬ tastet wird und
- aufgrund dieser Abtastwerte eine Ausgangsgröße gebil¬ det wird,
dadurch gekennzeichnet,
- daß die rauschbehaftete Signalgröße und die Rausch¬ größe in der Weise verschachtelt abgetastet werden, daß zwischen zwei aufeinanderfolgenden Signalgrößen-' abtastungen jeweils eine Rauschgrößenabtastung er¬ folgt,
- daß aus je einem Signalabtastwert und dem diesen Sig¬ nalabtastwert vorhergehenden oder nachfolgenden Rauschabtastwert ein Differenzwert gebildet wird, und
- daß die Ausgangsgröße aus der Summe der Differenzwerte gebildet wird.
5. Mehrfachabtastungsverfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet,
i daß die Berechnung der Ausgangsgröße (Y) aufgrund der zu einem Differenzwert zusammengefaßten, zusammengehörigen Abtastwerte, die je einen Signalabtastwert und einen Rauschabtastwert umfassen, nach folgender Berechnungs¬ vorschrift erfolgt: Y (mTs) {X [ (m-2n) Ts] -X [ (m-2n-l) Ts ] }
Figure imgf000018_0001
wobei n und m ganze Zahlen, X den numerischen Abtast¬ wert, Tg das Intervall zwischen zwei aufeinanderfolgen¬ den verschachtelten Abtastwerten und N die Gesamtzahl der Abtastzyklen mit jeweils einer Signalgrößenabtastung und einer Rauschgrößenabtastung bezeichnen.
6. Mehrfachabtastungsverfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet,
daß die zu je einem Differenzwert zusammengefaßten, zu¬ sammengehörigen Abtastwerte mit einer Gewichtungsfunk¬ tion (αn) gewichtet werden, so daß sich folgende, nor¬ mierte Signalübertragungsfunktion (Hg(ιθ) ) und Rausch¬ ubertragungsfunktion (HR(Q)) ergeben:
Figure imgf000018_0004
Figure imgf000018_0002
Figure imgf000018_0003
7. Mehrfachabtastungsverfahren nach Anspruch 3 oder 6, da¬ durch gekennzeichnet. daß die Gewichtungsfunktion (αn) folgendermaßen lautet:
N + 1 N - l αn = αmin n - 0 < n < N - 1
wobei αmin eine minimale Quantisierungseinheit bezeich¬ net.
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE19609863C2 (de) * 1996-03-13 2002-01-10 Remix Video Technologien Gmbh CCD-Kamera
CN106961563A (zh) * 2017-03-24 2017-07-18 长春长光辰芯光电技术有限公司 低噪音宽动态范围图像传感器相关多次采样电路
US11103586B2 (en) 2011-12-07 2021-08-31 Oxford University Innovation Limited Exosomes for delivery of biotherapeutics
US11230715B2 (en) 2009-04-17 2022-01-25 Oxford University Innovation Limited Composition for delivery of genetic material

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7282685B2 (en) 2005-04-14 2007-10-16 Micron Technology, Inc. Multi-point correlated sampling for image sensors

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4385321A (en) * 1980-11-14 1983-05-24 Northrop Corporation Correlated triple sampling circuit
US4752741A (en) * 1986-11-26 1988-06-21 Honeywell Inc. Noise extraction circuit

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3340330A1 (de) * 1983-11-08 1985-05-15 Flowtec AG, Reinach, Basel Verfahren und anordnung zur kompensation eines sich zeitlich nichtlinear aendernden elektrischen signals

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4385321A (en) * 1980-11-14 1983-05-24 Northrop Corporation Correlated triple sampling circuit
US4752741A (en) * 1986-11-26 1988-06-21 Honeywell Inc. Noise extraction circuit

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
MEDITERRANEAN ELECTROTECHNICAL CONFERENCE Bd. 2, 8. Oktober 1985, MADRID, SPAIN Seiten 209 - 212 HUBERT WEY ET AL. 'Correlated Triple Sampling: A Digital Low-Noise Readout-Method for CCDs' *

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE19609863C2 (de) * 1996-03-13 2002-01-10 Remix Video Technologien Gmbh CCD-Kamera
US11230715B2 (en) 2009-04-17 2022-01-25 Oxford University Innovation Limited Composition for delivery of genetic material
US11103586B2 (en) 2011-12-07 2021-08-31 Oxford University Innovation Limited Exosomes for delivery of biotherapeutics
CN106961563A (zh) * 2017-03-24 2017-07-18 长春长光辰芯光电技术有限公司 低噪音宽动态范围图像传感器相关多次采样电路
CN106961563B (zh) * 2017-03-24 2020-07-28 长春长光辰芯光电技术有限公司 低噪音宽动态范围图像传感器相关多次采样电路

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