DE69314387T2 - Nicht-ganzzahlige Verzögerungsschaltung - Google Patents

Description

• Die Erfmdung bezieht sich auf eine Verzögerungsschaltung zum Verzögern eines digitalen Signals um einen selektierbaren Bruchteil der Abtastperiode des digitalen Signals.
• Eine derartige Verzögerungsschaltung ist in der Europäischen Patentschrift AP-A-0.181.953 beschrieben. In Fig. 3 dieser Patentschrift wird mit Hilfe eines Mittelwertbestimmungselementes ein Abtastwert halbwegs zwischen zwei ursprünglichen Abtastwerten erhalten. Dieses Mittelwertbestimmungselement weist eine Spitzenschaltung auf zum Verbessern der Frequenzkennlinie des Mittelwertbestimmungselementes. Dadurch wird ein Abtastwert an einer selektierbaren Position zwischen einem der ursprünglichen Abtastwerte und dem erhaltenen Abtastwert halbwegs zwischen den zwei ursprünglichen Abtastwerten erhalten durch Multiplizierung der Differenz zwischen dem Abtastwert halbwegs und dem einen ursprünglichen Abtastwert mit einem Faktor, der abhängig ist von der gewünschten Verzögerung, und durch Addierung des Ergebnisses zu dem einen ursprünglichen Abtastwert.
• Es stellt sich heraus, daß die Frequenzkennlinie dieser Verzögerungsschaltung zu sehr abhängig ist von der Größe der selektierten Verzögerung, wodurch Störungen in dem Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung verursacht werden. Weiterhin liefert EP-A-0.181.953 keine Information über die Art und Weise, wie der Spitzenfaktor gewählt werden soll.
• In der US Patentschrift US-A-4.694.414 wird ein Verzögerungsinterpolationsfilter beschrieben, das eine Amplituden- und Phasenkompensation schafft, wobei ein Zweipunkt-lineares Interpolationsfilter einem Eingangssignal mit einer Verzögerung überlager. Die verzögerung ist proportional zu dem Wert eines Verzögerungsregelsignals. In einem Versuch zum Mmimieren von Fehlern in der Amplitude sowie in der Phase, wird zu dem verzögerten Signal ein Korrekturterm hinzugefügt. Das Korrektursignal wird dadurch erhalten, daß das Eingangssignal einem weiteren Filter und einem damit in Kaskade geschalteten Multiplizierer zugeführt wird. Das weitere Filter ist ein lineares Phasenfilter mit einer Nullantwort bei Nullfrequenz und mit einer Verzögerung gleich einem ungeradaahligen Vielfachen der Abtastperiode Ts des Eingangssignals. Der Multiplizierer wird derart geregelt, daß die Amplitude des Kompensationssignals als linleare Funktion des Verzögerungsregelsignals sich ändert, damit eine maximale Amplitudenkompensation erhalten wird bei Verzögerungen entsprechend ungeradzahligen Vielfachen von Ts/2 und Nullamplitudenkompensation bei Verzögerungen gleich ganzzahligen Vielfachen von Ts.
• Fig. 9 des obengenannten US Patentes zeigt, daß der Amplitudenfehler bei 5 MHz -3dB ist, wenn das Signal mit einer Taktfrequenz von 14.4 MHz abgetastet wird, die zu hoch ist, wenn das Interpolationsfilter in Videoapparatur mit einer dynamisch ändernden Verzögerung verwendet wird, wie dies erforderlich ist, wenn ein Signal, das ursprünglich mit einer Abtastfrequenz von 13,5 MHz abgetastet wurde, zu einer anderen Abtastfrequenz interpoliert wird. Wenn beabsichtigt wird, den Amplitudenfehler zu verrmgern, wird die entsprechende Korrektur der Phase kompliziert. Weiterhin führt die nicht-lineare Funktion, angewandt zur Änderung der Amplitude des Kompensationssignals, zu Ergebnissen, die sich nur schwer voraussagen lassen.
• Es ist nun u.a. eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine nichtganzzahlige Verzögerungsschaltung zu schaffen, deren Frequenzkennlinie weniger abhängig ist von der Größe der selektierten Verzögerung.
• Dazu schafft die Erfindung eine Verzögerungsschaltung, wie diese in dem Hauptanspruch defmiert ist. Vorteilhafte Ausführungsformen sind in den Unteransprüchen definiert.
• Der Erfindung liegen Betrachtungen der Differenz zwischen einem Impulseingangssignal und dem entsprechenden Ausgangssignal einer idealen aber nicht sehr aufwendigen Verzögerungsschaltung zugrunde, die ein Interpolationsfilter mit einer Vielzahl von Abgriffen für mehrere Werte der Verzögerung aufweist. Diese Betrachtungen führen zu den untenstehenden Folgerungen:
• es stellt sich heraus, daß die Amplitudenübertragungskennlinie dieser Differenz eine nahzu lineare Funktion der Frequenz ist;
• es stellt sich heraus, daß die Größe der Differenz im wesentlichen linear zu der größe der Verzögerung variiert, und
• es stellt sich heraus, daß die Neigung der Phasenkennlinie der Differenz im wesentlichen linear zu der größe der Verzögerung variiert.
• Auf entsprechende Weise sollte zum Erhalten eines Abtastwertes, der um einen Bruchteil der Abtastperiode verzögert ist, ein Korrekturterm zu dem nächsten Eingangsabtastwert addiert werden. Der nächste Eingangsabtastwert ist derjenige Abtastwert, der dem Ausgangsabtastwert der nicht-ganzzahligen Verzögerungsschaltung am nächsten ist. Der Korrekturterm wird vorzugsweise durch die Formel δ.[d&sub1;.F1 + d&sub2;.F2] definiert, in der 6 die erforderliche Verzögerung ist, d&sub1; ein Faktor ist, der mit 6 linear zunimmt, und wobei d&sub2; ein Faktor ist, der mit δ linear abnimmt. So entspricht beispielsweise d&sub1; dem Wert 6 und d&sub2; entspricht 1-δ. F1 und F2 sind differenzierte Abtastwerte, die durch Filter mit verschiedenen Phasenkennlinien erhalten worden sind. Die Phase des Korrekturterms wird folglich durch den Faktor [d&sub1;.F1 + d&sub2;.F2] bestimmt, wodurch gewährleistet ist, daß die Phasenkennlinie des Korrekturterms im wesentlichen linear variiert um den Betrag der Verzögerung δ, so daß die Amplitude des ganzen Korrekturterms δ.(d&sub1;.F1 + d&sub2;.F2] nur durch δ bestimmt wird und folglich besser regelrbar ist. Insbesondere nimmt die Amplitude des ganzen Korrekturterms δ.[d&sub1;.F1 + d&sub2;.F2] linear mit δ zunimmt.
• Diese Folgerungen ermöglichen es die beanspruchte sehr einfache Verzögerungsschaltung zu schaffen, die nur eine geringe Anzahl Abgriffe braucht, die aber eine Leistung hat, die mit der sehr aufwendiger Interpolationsfilter mit etwa 100 Abgriffen vergleichbar ist.
• Nach einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist F1 die Differenz zwischen dem nächsten Eingangsabtastwert und einem interpolierten Abtastwert halbwegs zwischen den zwei nächsten Abtastwerten, während F2 ein differenzierter Abtastwert ist, der durch ein antisymmetrisches Filter mit einer ungeradzahligen Anzahl Koeffizienten erhalten worden ist. Ein antisymmetrisches Filter wird hier als ein Filter mit einer antisymmetrischer Impuisstoßantwort bezeichnet. Die zwei nächsten Abtastwerte sind die Eingangsabtastwerte auf beiden Seiten des Ausgangsabtastwertes der nicht-ganzzahligen Verzögerungsschaltung. Die Phasenkennlinie von F1 startet bei einer Phasenverschlebung ps = π/2 für die Frequenz f = 0 und nimmt nahezu linear zu längs einer Linie, die bei ps = 3π/4 für f = fs/2 endet, wobei fs die Abtastfrequenz ist. Die Phasenkennlinie von F2 zeigt eine konstante Phasenverschiebung ps = π/2.
• Nach einem zweiten und bevorzugten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist F1 die Differenz zwischen einem nächsten Eingangsabtastwert und einem interpolierten Abtastwert halbwegs zwischen zwei nächsten Abtastwerten, während F2 ein differenzierter Abtastwert ist, der erhalten worden ist durch ein antisymmetrisches Filter mit einer geraden Anzahl Koeffizienten. Auch hier startet die Phasenkennlinie bei einer Phasenverschiebung ps = π/2 für die Frequenz f = 0 und nimmt etwa linear zu längs einer Linie, die bei ps = 3π/4 für f = fs/2 endet. Die Phasenkennlinie von F2 startet ebenfalls bei ps = π/2 flir f = 0, nimmt aber nahezu linear ab bis ps = 0 für f = fs/2. Der erste und der zweite Aspekt zeigen eine sehr gute Frequenzkurve flir Videosignale, abgetastet mit 13,5 MHz; es stellt sich heraus, daß die Frequenzkurven bis zu etwa drei Viertel der halben Abtastfrequenz flach sind.
• Nach einem sehr einfachen dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung, gemeint für kleiner Bandbreiten bis zu etwa der Hälfte der halben Abtastfrequenz, ist F1 die Differenz zwischen den zwei nächsten Abtastwerten, wahrend F2 ein differenzierter nächster Abtastwert ist, erhalten durch ein antisymmetrisches Filter mit einer ungeradzahligen Anzahl Koeffizienten. Die Phasenkennlinie von F1 startet bei ps = π/2 für f = 0 und nimmt entwa linear ab bis zu ps = 0 für f = fs/2. Wie bei dem ersten Aspekt, zeigt die Phasenkennlinie von F2 eine konstante Phasenverschiebung ps = π/2.
• Nach einem vierten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist F1 ein differenzierter Abtastwert, erhalten durch ein antisymmetrisches Filter mit einer geradzahligen Anzahl Koeffizienten, während F2 eine verzögerte Version von F1 ist. In diesem vierten Aspekt entspricht d&sub1;dem Wert 1 + δ und d&sub2; entspricht dem Wert 1 - 8 Die Phasenkennlinie von F2 startet bei ps = π/2 für f = 0 und nimmt etwa linear zubisps = π für f = fs/2.
• Ausführungsbeispiele der Erfmdung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
• Fig. 1 eine Ausführungsform einer Verzögerungsschaltung nach dem obengenannten ersten Aspekt der Erfindung,
• Fig. 2 eine Ausführungsform einer Verzögerungsschaltung nach dem obengenannten zweiten Aspekt der Erfindung; und
• Fig. 3 eine Ausführungsform einer Verzögerungsschaltung nach dem obengenannten dritten Aspekt der Erfindung.
• In einer in Fig. 1 dargestellten Verzögerungsschaltung wird einem Tiefpaßfilter L ein Eingangssignal zugeführt, wobei dieses Filter eine Verzögerungsschaltung aus 9 kaskadengeschalteten Verzögerungsteilen Z&supmin;¹ aufweist, wodurch 10 Abgriffe geschaffen werden. Fünf Addierer A5 bis A1 summieren je zwei Abgriffe dieser Verzögerungsschaltung Die Ausgangssignale dieser Addierer A5 bis A1 werden mit betreffenden Koeffizienten CL5 bis CL1 multipliziert und dänach in einem Endaddierer A6 addiert zum Schaffen eines endlichen impulsstoßantwortgefilterten Signals. Da jeweils zwei Abgriffe durch die Addierer A5 bis A1 kombiniert werden, hat das Tiefpaßfilter eine gerade Anzahl Koeffizienten, was zu einer Verzögerung um eine halbe Abtastperiode führt. Das Ausgangssignal des sechsten Verzögerungsteus liefert ein nicht-gefiltertes Signal Sn.
• Das schlußendlich von dem Tiefpaßfilter L gelieferte impulsstoßantwortgefilterte Signal wird einem Differenzierer D zugeführt, der eine Verzögerungsschaltung aus 3 kaskadengeschalteten Teilen Z&supmin;¹ aufweist, wodurch 4 Abgriffe geschaffen werden. Zwei Subtrahlerer S2, S1 subtrahieren je zwei Abgriffe dieser Verzögerungsschaltung voneinander. Die Ausgangssignale dieser Subtrahlerer S2, S1 werden mit betreffenden Koeffizienten CD2 und CD1 multipliziert und danach in einem Endaddierer A7 summiert zum Schaffen eines differezierten Signais, das einem ersten Abgeleiteten des nicht-gefilterten Signals Sn entspricht. Das differenzierte Signal wird mit dem Vorzeichen der Verzögerung δ multipliziert; das multiplizierte, differenzierte Signal wird nachstehend als F2 bezeichnet.
• Der zweite und dritte Abgriff der Verzögerungsschaltung des Diffe renzierers D werden verbunden mit Schaltkontakten eines Schalters Sw, der durch das Vorzeichen der Verzögerung δ gesteuert wird. Ein gemeinsamer Kontakt des Schalters Sw ist mit einem nicht-invertierenden Eingang eines Subtrahlerers S3 verbunden, dessen invertierender Eingang das nicht-gefilterte Signal Sn erhält. Das Ausgangssignal des Subtrahlerers S3 wird nachstehend als F1 bezeichnet. Auf diese Weise ist also F1 die Differenz zwischen dem nicht-gefilterten Signal Sn und dem schlußendlichen impulsstoßantwortgefilterten, um eme oder um zwei Taktimpulsperioden verzögerten Signal. Die Verwendung eines gefilterten Signais mit einer Verzögerung entsprechend einer halben Abtastperiode zum Erzeugen von F1 schafft einen genauer definierten Ausgangspunkt zur Erzeugung eines um einen selektierbaren Bruchteil der Abtastperiode des digitalen Signals verzögerten Signals als wenn F1 auf einfachere Art und Weise durch Subtrahierung zweier aufeinanderfolgender Eingangsabtastwerte erhalten wird, wie nachstehend anhand der Fig. 3 beschrieben wird.
• Zum Schluß werden die Signale F1 und F2 in dem Verhältnis δ' : (1- δ') von Multiplizierern M1 und M2 und einem Addierer A8 kombiniert; δ' ist die Größe der Verzögerung δ. In der Ausführungsform nach Fig. 1 bedeutet δ = 0, daß es keine Verzögerung gibt und δ = 1 bedeutet, daß der Ausgangsabtastwert des Tiefpaßfilters L genommen wird, wobei dieser Ausgangsabtastwert halbwegs zwischen zwei Eingangsabtastwerten liegt. Das Ausgangssignal des Addierers A8 wird mit δ' in einem Multiplizierer M3 multipliziert und danach als Korrektursignal zu einem nicht-gefilterten Signal Sn addiert, damit ein verzögertes Ausgangssignal So geschaffen wird. Gewünschtenfalls kann dieser Endteil der Verzögerungsschaltung analog sein, wobei dann in diesem Fall Digital-Analog-Wandler die Signale Sn, F1 und F2 vor dem Addierer A9 und den Multiplizierern M1 un M2 umwandeln. Das Einfügen von Digital-Analog-Wandlern an der angegebenen Stelle bietet den Vorteil, daß einfache Halteschaltungen ohne Rekonstrulttionsfilter und ohne (sin x)x Korrekturfilter ausreichen würden, während ein Digital-Analog-Wandler am Ausgang des Endaddierers A9 ein Rekonstruktionsfilter und ein (sin x)/x Korrekturfilter erfordern würde, was in der CMOS-Technologie schwer ist. Die Halteschaltungen lieferen die erforderlichen Werte von Sn, F1 und F2 während der ganzen Abtastperiode ohne daß zusätzliche Elemente erforderlich sind.
• Die Wirkungsweise der Verzögerungsschaltung läßt sich anhand der Formel So = Sn + δ.[δ.F1 + (1-δ).F2] beschreiben. Die Amplitude des Korrektursignals ist eine lineare Funktion der Verzögerung 8 Die Phase des Korrektursignals wird durch eine lineare Kombination der Signale F1 und F2 in dem Verhältnis δ : (1-δ) erhalten, was überraschenderweise zu guten Resultaten führte.
• Es dürfte einleuchten, daß andere Ausführungsformen erhalten werden, wenn die Klammern in der obenstehenden Formel entfernt oder an anderen Stellen eingefügt werden, z.B. wie: So = Sn + δ.[F2 + δ.(F1-F2)], wodurch auf einen Multiplizierer verzichtet werden kann, wodurch ein zusätzlicher Subtrahlerer erforderlich ist. Die Kombination eines Tiefpaßfilters L und eines nachfolgenden einfachen Differenzierers D mit einer geraden Anzahl Koeffizienten entspricht einem antisymmetrischen Filter mit einer geraden Anzahl Koeffizienten und mit einer Amplitudenkennlinie, die mehr oder weniger der Amplitudenkennlinie von F1 innerhalb des gewünschten Durchlaßband entspricht.
• Bei dieser Ausführungsform der Erfindung sind die Tiefpaßfilterkoeffizienten CL1bis CL5 80/128, -23/128, 10/128, -4/128 bzw. 1/128. Die Differenziererkoeffizienten CD1 und CD2 sind 21/32 bzw. -2/32.
• Fig. 2 zeigt eine Ausführungsform einer Verzögerungsschaltung nach dem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung, wobei Elemente, die denen in Fig. 1 entsprechen, mit denselben Bezugszeichen angegeben sind. Nur die Differenzen zwischen den Fig, 1 und 2 werden beschrieben. In Fig. 2 wird der Ausgang des Tiefpaßfilters L mit dem invertierenden Eingang des Subtrahierers S3 sowie mit dem Eingang des Addiersers A9 verbunden, der den nicht-gefilterten Abtastwert Sn in Fig. 1 erhalten hat. Der nicht-invertierende Eingang des Subtrahierers S3 ist mit dem Ausgang des Schalters Sw verbunden. Wenn die Verzögerung δ ein positives Vorzeichen hat, leitet der Schalter Sw das Eingangssignal des fünften Verzöge rungsteils des Tiefpaßfilters L durch, während der Schalter Sw das Ausgangssignal des fünften Teils des Tiefpaßfilters L durchläßt, wenn die Verzögerung 6 ein negatives Vorzeichen hat. Die Eingänge des Subtrahierers S1 sind mit den Eingängen des Addierers A1 des Tiefpaßfilters L verbunden. Die Eingänge des Subtrahlerers S2 sind mit den Eingängen des Addierers A2 des Tiefpaßfilters L verbunden. Auf diese Weise benutzt der Differenzierer D Verzögerungsteile des Tiefpaßfilters L statt eigener Verzögerungsteile, wodurch auf drei Verzögerungsteile verzichtet werden kann. Weiterhin werden, wenn diese Verzögerungsschaltung in der Leuchtdichtestrecke verwendet wird, auch entsprechende Verzögerungen in der Farbartstrecke gespeichert. Ein weiterer Vorteil der Ausführungsform nach Fig. 2 ist, daß die Leistung des Differenzierers D nicht länger durch die Leistung des Tiefpaßfilters L beeinflußt wird, so daß die unabhängig von einander optüniert werden können. In der Ausführungsform nach Fig. 2 bedeutet δ = 0, daß der Ausgangsabtastwert des Tiefpaßfilters L genommen wird, wobei dieser Ausgangsabtastwert halbwegs zwischen zwei Eingangsabtastwerten liegt, während δ = 1 bedeutet, daß es keine Verzögerung gibt.
• Fig. 3 zeigt eine einfache dritte Ausführungsform der Erfindung, die kein Tiefpaßfilter L aufweist und für kleiner Bandbreiten bis etwa der hälfte der halben Abtastfrequenz gemeint ist. Auch sind Elemente, die denen aus Fig. 1 entsprechen, mit denselben Bezugszeichen angegeben. Nur die Differenzen zwischen Fig. 1 und Fig. 3 werden beschrieben. Das Eingangssignal wird einer Verzögerungsschaltung mit vier kaskadengeschalteten Teilen Z&supmin;¹ zugeführt. Die Eingänge des Subtrahierers S2 sind mit dem Eingang und dem Ausgang der Verzögerungsschaltung ve rbunden. Die Eingänge des Subtrahierers S1 sind mit dem Eingang des letzten Verzögerungsteils und dem Ausgang des erste Verzögerungsteils verbunden. Die Differenziererkoeffizienten CD1 und CD2 sind +1 bzw. -1/4. Die Schaltkontakte des Schalters Sw sind mit den Eingängen des Subtrahierers S1 verbunden. Der invertierende Eingang des Subtrahlerers S3 und ein Eingang des Addierers A9 sind mit dem Ausgang des zweiten Verzögerungsteus verbunden. Der Ausgang des Addierers A7 wird mit dem Vorzeichen der gewunschten Verzögerung 6 und mit einem Faktor 7/8 in einem Multiplizierer M4 multipliziert, dessen Ausgangssignal F2 einer Mischstufe MIX zugeführt wird. Die Mischstufe MIX enthält die Multiplizierer M1 und M2 und den Addierer A8. Ein anderer Eingang der Mischstufe MIX erhält das Signal F1 von dem Subtrahierer S3. In der Ausführungsform nach Fig. 3 bezeichnen δ = 0 und δ = 1, daß ein Eingangsabtastwert genommen wird; δ = 0,5 bedeutet, daß der Ausgangsabtastwert halbweg zwischen zwei Eingangsabtastwerten liegt.
• Es sei bemerkt, daß die oben beschriebenen Ausführungsformen die Erfindung erläutern statt beschränken, und daß der Fachmann imstande sein wird, im Rahmen der beiliegenden Patentansprühce viele alternative Ausführungsformen zu schaffen.

Claims (6)

1. Nicht-ganzzahlige Verzögerungsschaltung zur Verzögerung eines digitalen Signals um einen selektierbaren Batrag, δ, einer Abtastperiode des genannten digitalen Signais, mit:

ersten Mitteln zum Differenzieren des genannten digitalen Signais zum Erhalten eines ersten Differenzsignals (F1) mit einer ersten Phasenkennlinie in bezug auf das genannte digitale Signale;

zweiten Mitteln zum Differenzieren des genannten digitalen Signals zum Erhalten eines zweiten Differenzsignals (F2) mit einer zweiten Phasenkennlinie in bezug auf das genannte digitale Signal; wobei die genannte erste und zweite Phasenkennlinie verschieden sind;

Mitteln zum Kombinieren des genannten ersten (F1) und des genannten zweiten (F2) Differenzsignals abhängig von dem genannten selektierbaren Bruchteil, δ, zum Erhalten eines phaseneingestellten Korrektursignals; und

Mitteln zum Addieren eines Produktes aus dem genannten selektierbaren Bruchteil (δ) und dem genannten phaseneingestellten Korrektursignal zu dem genannten digitalen Signal, zum Erhalten des genannten digitalen Signals, das um den genannten selektierbaren Bruchteil, δ, der Abtastperiode des genannten digitalen Signais verzögert ist.

2. Nicht-ganzzahlige Verzögerungsschaltung nach Anspruch 1, wobei die genannten Kombiniermittel eine Mischstufe aufweisen zum Multiplizieren des genannten ersten Differenzsignals (F1) mit einer linear zunehmenden Funktion des genannten seiktierbaren Bruchteils, δ, und zum Multiplizieren des genannten Differenzsignals (F2) mit einer linear abnehmenden Funktion des genannten selektierbaren Bruchteils, δ.

3. Nicht-ganzzahlige Verzögerungsschaltung nach Anspruch 1, wobei die genannten ersten Differenziermittel einen Subtrahlerer aufweisen zum Subtrahleren von jeweils zwei aufeinanderfolgender Abtastwerte des genannten digitalen Signals und wobei die genannten zweiten Differenziermittel ein Filter mit einer antisymme trischen Impulsstoßantworttturve aufweisen.

4. Nicht-ganzzahlige Verzögerungsschaltung nach Anspruch 1, wobei die genannten ersten Differenziermittel ein Filter aufweisen zum Empfangen des genannten digitalen Signals zum Liefern eines interpolierten Signals, und einen Subtrahierer zum Subtrahleren des genannten interpolierten Signals und des genannten digitalen Signals voneinander.

5. Nicht-ganzzahlige Verzögerungsschaltung nach Anspruch 1, wobei die genannten ersten und zweiten Differziermittel nahezu entsprechende Amplitudenkennlinien aufweisen.

6. Nicht-ganzzahlige Verzögerungsschaltung nach Anspruch 1, wobei die genannten Kombiniermittel und die genannten Addiermittel Digital-Analog- Wandlern folgen.