KR102631763B1

KR102631763B1 - 송신 장치, 송신 방법, 수신 장치, 및 수신 방법

Info

Publication number: KR102631763B1
Application number: KR1020187004340A
Authority: KR
Inventors: 히로유키 모토즈카; 나가노리 시라카타; 다케노리 사카모토; 마사타카 이리에
Original assignee: 애플 인크.
Priority date: 2015-09-10
Filing date: 2016-07-20
Publication date: 2024-01-30
Also published as: MX2018001438A; EP3349378B1; KR20180052606A; CN110086477B; EP3349378A1; CN107710653B; SG11201800623UA; RU2705225C2; JP7167087B2; BR112018001998A2; JPWO2017043004A1; US10644899B2; JP7516480B2; JP2022191498A; RU2018105681A; BR112018001998B1; EP3349378A4; US11005679B2; JP2020141418A; CN107710653A

Abstract

통신 장치에서, 변조부는 어그리게이션 전송에 이용되는 서로 이웃하는 2개의 채널의 프리앰블 신호 및 헤더 신호를 각각 직교 변조하여, 2개의 채널의 주파수 대역에 각각 시프트된 2개의 싱글 캐리어 신호를 생성한다. OFDM 신호 생성부는 어그리게이션 전송에 이용되는 서로 이웃하는 2개의 채널의 페이로드 신호를 모아서 IFFT 처리하여, 2개의 채널의 OFDM 신호를 생성한다. 안테나는 2개의 채널의 OFDM 신호를 송신한다.

Description

송신 장치, 송신 방법, 수신 장치, 및 수신 방법

본 개시는 밀리미터파 통신을 이용한 송신 장치, 송신 방법, 수신 장치, 및 수신 방법에 관한 것이다.

IEEE 802.11은 무선 LAN 관련 규격의 하나이고, IEEE 802.11n 규격(이하, 「11n 규격」이라고 함)이나, IEEE 802.11ad 규격(이하·「11ad 규격」이라고 함) 등을 포함한다(예를 들면, 비특허문헌 1, 2를 참조).

11n 규격은 2.4㎓와 5㎓간의 호환성을 지원하고, MAC층에서 100Mbps를 상회하는 높은 스루풋(high throughput)을 제공한다. 11n 규격에서는, 2차 변조 방식으로서 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)전송이 규정되어 있다.

또한, 11n 규격은, 피크 스루풋을 높이기 위해, 데이터 송신에서, 20㎒의 대역폭을 각각 가지는 2개의 인접하는 채널에 걸쳐 할당되는, 즉 40㎒의 대역폭으로 할당 데이터 필드(페이로드)를 할당하는 채널 본딩을 지원하고 있다. 11n 규격에서는, 채널 본딩을 지원하지 않는 단말에서도 수신할 수 있도록, 프리앰블(L-STF, L-LTF, L-SIG, HT-SIG를 포함함)이 채널마다 배치된다.

11ad 규격을 따르면, 60㎓대에서의 밀리미터파의 복수의 채널을 이용하여, 최대 7Gbps의 고속 통신을 실현한다. 11ad 규격에서는, 2차 변조 방식으로서, 싱글 캐리어 전송과 OFDM 송신이 각각 규정되어 있다. 또한, 11ad 규격에 비해 피크 스루풋을 더 높이기 위한 수단으로서, 채널 본딩 외에, 캐리어 어그리게이션을 이용한 통신 규격이 제안되어 있다.

비특허문헌 1 : IEEE Std 802.11TM-2012 비특허문헌 2 : IEEE Std 802.11adTM-2012

캐리어 어그리게이션(carrier aggregation)을 행하기 위해서는, 동시 사용 채널수에 따른 광대역의 고주파(RF: Radio Frequency) 회로, 및 아날로그 프론트 엔드 회로(예를 들면, D/A 변환기, A/D 변환기)가 필요하다. 또한, 11ad 규격에 따른 OFDM 전송을 이용한 캐리어 어그리게이션에서는, 채널 본딩와 비교하여, 채널마다 업 샘플링 처리 및 필터링 처리가 필요해서, 장치의 소형화, 저소비 전력화, 저비용화(범용의 반도체 기술을 이용하여 실현됨)를 도모하는 것이 곤란해진다.

또한, 11ad 규격에 따른 OFDM 전송에서, 싱글 캐리어 전송과 같이 채널마다 업 샘플링 처리 및 필터링 처리를 행하면, 장치의 소형화, 저소비 전력화, 저비용화를 도모하는 것이 곤란해진다.

본 개시의 일 형태는, 11ad 규격에 준거하는 통신 장치 및 통신 방법을 제공하는 것이다.

본 개시의 일 형태에 따른 송신 장치는, 레거시(legacy) 프리앰블 신호, 레거시 헤더 신호, 및 확장 헤더 신호를 각각 포함하는 2개의 싱글 캐리어 신호를 생성하는 싱글 캐리어 신호 회로와, 하나 이상의 페이로드 신호에 대해 IFFT 처리를 행하는 것에 의해 하나의 OFDM 신호를 생성하는 OFDM 신호 생성 회로와, 본딩 송신 방식에서 이용하는 2개의 이웃하는 채널을 본딩하는 것에 의해 형성된 본딩 채널에 할당하여 상기 2개의 싱글 캐리어 신호를 송신하고, 주파수 시프트된 상기 본딩 채널에 할당하여 상기 하나의 OFDM 신호를 송신하는 송신 회로를 구비하는 구성을 채용한다.

본 개시의 일 형태에 따른 송신 방법은, 레거시 프리앰블 신호, 레거시 헤더 신호 및 확장 헤더 신호를 각각 포함하는 2개의 싱글 캐리어 신호를 생성하는 것과, 하나 이상의 페이로드 신호에 대해 IFFT 처리를 행하는 것에 의해 하나의 OFDM 신호를 생성하는 것과, 본딩 송신 방식에서 이용하는 2개의 이웃하는 채널을 본딩하는 것에 의해 형성된 본딩 채널에 할당하여 상기 2개의 싱글 캐리어 신호를 송신하고, 주파수 시프트된 상기 본딩 채널에 할당하여 상기 하나의 OFDM 신호를 송신하는 것을 포함한다.

포괄적 또는 구체적인 형태는 시스템, 장치, 방법, 집적 회로, 컴퓨터 프로그램, 또는 기록 매체로 실현되어도 좋고, 시스템, 장치, 방법, 집적 회로, 컴퓨터 프로그램 및 기록 매체의 임의인 조합으로 실현되어도 좋다.

본 개시의 일 형태에 의하면, 밀리미터파 통신을 이용한 통신 장치 및 통신 방법에 있어서의 어그리게이션 전송에서, 업 샘플링 처리 및 필터링 처리가 불필요해지므로, 장치의 소형화, 저소비 전력화, 저비용화를 도모할 수 있게 된다.

도 1은 밀리미터파 통신의 어그리게이션 전송에서의 스펙트럼의 일례를 나타내는 도면.
도 2는 OFDM 전송을 행하는 통신 장치의 구성예를 나타내는 도면.
도 3은 OFDM 전송을 행하는 통신 장치의 구성예를 나타내는 도면.
도 4는 페이로드 신호 S1에 대한 처리의 일례를 나타내는 도면.
도 5는 페이로드 신호 S2에 대한 처리의 일례를 나타내는 도면.
도 6은 각 채널의 신호의 가산 처리의 일례를 나타내는 도면.
도 7은 실시 형태 1에 따른 통신 장치의 구성예를 나타내는 도면.
도 8은 실시 형태 1에 따른 프레임 포맷의 일례를 나타내는 도면.
도 9는 실시 형태 1에 따른 프레임 포맷의 일례를 나타내는 도면.
도 10은 실시 형태 1에 따른 OFDM 신호의 생성 처리의 일례를 나타내는 도면.
도 11은 실시 형태 1에 따른 페이로드 신호의 매핑 방식의 일례를 나타내는 도면.
도 12는 실시 형태 1에 따른 통신 장치가 생성하는 신호의 스펙트럼의 일례를 나타내는 도면.
도 13은 실시 형태 2에 따른 통신 장치의 구성예를 나타내는 도면.
도 14는 실시 형태 2에 따른 통신 장치의 구성예를 나타내는 도면.
도 15는 실시 형태 2에 따른 프레임 포맷의 일례를 나타내는 도면.
도 16은 실시 형태 2에 따른 OFDM 신호의 생성 처리의 일례를 나타내는 도면.
도 17은 실시 형태 2에 따른 페이로드 신호의 매핑 방식의 일례를 나타내는 도면.
도 18은 실시 형태 2에 따른 OFDM 신호의 생성 처리의 일례를 나타내는 도면.
도 19는 2개의 RF 회로를 포함하는 통신 장치의 구성예를 나타내는 도면.
도 20(a)는 2개의 RF 회로를 포함하는 통신 장치에 있어서의 채널 1에서의 OFDM 신호의 생성 처리의 일례를 나타내는 도면.
도 20(b)는 2개의 RF 회로를 포함하는 통신 장치에 있어서의 채널 2에서의 OFDM 신호의 생성 처리의 일례를 나타내는 도면.
도 21은 실시 형태 3에 따른 통신 장치의 구성예를 나타내는 도면.
도 22(a)는 실시 형태 3에 따른 페이로드 신호 S1에 대한 위상 시프트(phase shift)의 일례를 나타내는 도면.
도 22(b)는 실시 형태 3에 따른 페이로드 신호 S2에 대한 위상 시프트의 일례를 나타내는 도면.
도 23은 실시 형태 4에 따른 통신 장치의 구성예를 나타내는 도면.
도 24(a)는 실시 형태 4에 따른 페이로드 신호 S1의 OFDM 신호의 생성 처리의 일례를 나타내는 도면.
도 24(b)는 실시 형태 4에 따른 페이로드 신호 S2에 의한 OFDM 신호의 생성 처리의 일례를 나타내는 도면.
도 25는 실시 형태 4에 따른 통신 장치가 생성하는 신호의 스펙트럼의 일례를 나타내는 도면.
도 26은 실시 형태 4에 따른 통신 장치의 다른 구성예를 나타내는 도면.
도 27은 실시 형태 4에 따른 통신 장치의 다른 구성예를 나타내는 도면.
도 28은 실시 형태 4에 따른 통신 장치의 다른 구성예를 나타내는 도면.
도 29는 실시 형태 4에 따른 통신 장치의 다른 구성예를 나타내는 도면.

이하, 도면을 적절히 참조하여, 본 개시의 일 실시 형태에 대해 상세히 설명한다.

(본 개시에 이르게 된 경위)

피크 스루풋을 높이는 방법으로서, 채널 본딩 외에, 20㎒의 대역폭을 가지는 서로 이웃하는 2개의 채널을 조합하여, 40㎒의 대역폭으로 프리앰블 부분 및 데이터 필드(Payload)를 할당해서 신호를 송신하는 어그리게이션 전송이 있다.

도 1은 밀리미터파 통신의 어그리게이션 전송에서의 스펙트럼의 일례를 나타낸다.

도 1에서는, 서로 이웃하는 2개의 채널 간의 채널 간격(channel interval)은 2.16㎓로 정해지고, 각 채널의 대역폭은 1.76㎓로 정해져 있다. 이하에서는, 일례로서, 서로 이웃하는 2개의 채널 1 및 채널 2를 이용하여 어그리게이션 전송을 행하는 경우에 대해 설명한다.

[OFDM 전송]

도 2~도 6을 이용하여, OFDM 전송에서 어그리게이션 전송을 행하는 통신 장치(1)의 구성 및 동작의 일례에 대해 설명한다.

도 2는 통신 장치(1)의 구성부 중, 각 데이터에 대한 변조 데이터가 얻어질 때까지 구성예를 나타내는 블럭도이다. 도 2에 나타내는 통신 장치(1)는 프리앰블 생성부(11), 스크램블부(12, 15), FEC 부호화부(13, 16), 데이터 변조부(14, 18-1, 18-2), 데이터 분할부(17)를 포함한다.

도 3은 통신 장치(1)의 구성부 중, 도 2에 나타내는 구성부에 의해 생성된 신호를 처리하여 송신할 때까지의 구성예를 나타내는 블럭도이다. 도 3에 나타내는 통신 장치(1)는 업 샘플부(21, 23, 26-1, 26-2), 필터(RRC 필터)(22, 24), OFDM 신호 생성부(25-1, 25-2), 로우패스 필터(27-1, 27-2), 프레임 생성부(28-1, 28-2), 변조부(29-1, 29-2), 가산부(30), 광대역 D/A 변환부(31), 광대역 무선(RF) 처리부(32), 안테나를 포함한다.

도 4는 페이로드 신호 S1에 대한 처리를 행하는 도 3에 나타낸 구성부(OFDM 신호 생성부(25-1), 업 샘플부(26-1), 로우패스 필터(27-1), 변조부(29-1))의 동작예를 나타내고, 도 5는 페이로드 신호 S2에 대한 처리를 행하는 도 3에 나타낸 구성부(OFDM 신호 생성부(25-2), 업 샘플부(26-2), 로우패스 필터(27-2), 변조부(29-2))의 동작예를 나타낸다. 도 6은 도 3에 나타내는 가산부(30)의 동작예를 나타낸다. 도 4~도 6에서는, 페이로드 신호 S1 및 페이로드 신호 S2를 나타낸다.

도 2에 나타내는 통신 장치(1)에서, 프리앰블 생성부(11)는 프리앰블 신호를 생성한다(예를 들면, 심볼 속도: 1.76GSps).

스크램블부(12)는 입력되는 헤더 데이터에 대해 스크램블링 처리를 행하고, FEC(Forward Error Correction) 부호화부(13)는 헤더 데이터에 대해 오류 정정 부호화를 실시하고, 데이터 변조부(14)는 부호화 후의 헤더 데이터를 데이터 변조하여(예를 들면, 심볼 속도: 1.76GSps,π/2-BPSK), 헤더 신호를 생성한다.

스크램블부(15)는 입력되는 페이로드 데이터에 대해 스크램블링 처리를 행하고, FEC 부호화부(16)는 페이로드 데이터에 대해서 오류 정정 부호화를 실시하고, 데이터 분할부(17)는 페이로드 데이터를 2개의 채널 1 및 2에 각각 대응하는 페이로드 데이터 1 및 2로 분할한다. 데이터 변조부(18-1)는 채널 1의 페이로드 데이터를 변조하여(예를 들면, 심볼 속도: 2.64GSps), 페이로드 신호 S1을 생성하고, 데이터 변조부(18-2)는 채널 2의 페이로드 데이터를 변조하여(예를 들면, 심볼 속도: 2.64GSps), 페이로드 신호 S2를 생성한다.

도 3에서, 업 샘플부(21)는 도 2에 나타내는 프리앰블 생성부(11)로부터 입력되는 프리앰블 신호에 대한 샘플링 레이트를 3배로 업 샘플링하고, 필터(22)는 업 샘플링 후의 프리앰블 신호에 대해 필터링을 실시한다.

업 샘플부(23)는 데이터 변조부(14)로부터 입력되는 헤더 신호에 대한 샘플링 레이트를 3배로 업 샘플링하고, 필터(24)는 업 샘플링 후의 헤더 신호에 대해 필터링을 실시한다.

필터(22) 및 필터(24)는, 예를 들면 RRC(Root Raised Cosine) 필터이다.

OFDM 신호 생성부(25-1)는 도 2에 나타내는 데이터 변조부(18-1)로부터 입력되는 페이로드 신호 S1에 대해 IFFT 처리를 행하여, OFDM 신호를 생성한다. 예를 들면, 도 4(a)에 나타내는 예에서는, OFDM 신호 생성부(25-1)는 샘플링 레이트=2.64㎓, FFT 사이즈=512를 이용하여 IFFT 처리를 행한다. 업 샘플부(26-1)는 페이로드 신호 S1에 의한 OFDM 신호에 대한 샘플링 레이트를 2배로 업 샘플링한다(예를 들면, 도 4(b)를 참조). 로우패스 필터(27-1)는 업 샘플링 후의 페이로드 신호 S1에 의한 OFDM 신호의 특정 대역을 통과시킨다(예를 들면, 도 4(c)를 참조).

OFDM 신호 생성부(25-2)는 도 2에 나타내는 데이터 변조부(18-2)로부터 입력되는 페이로드 신호 S2에 대해 IFFT 처리를 행하여, OFDM 신호를 생성한다. 예를 들면, 도 5(a)에 나타내는 예에서는, OFDM 신호 생성부(25-2)는 샘플링 레이트=2.64㎓, FFT 사이즈=512를 이용하여 IFFT 처리를 행한다. 업 샘플부(26-2)는 페이로드 신호 S2에 의한 OFDM 신호에 대한 샘플링 레이트를 2배로 업 샘플링한다(예를 들면, 도 5(b)를 참조). 로우패스 필터(27-2)는 업 샘플링 후의 페이로드 신호 S2에 의한 OFDM 신호의 특정 대역을 통과시킨다(예를 들면, 도 5(c)를 참조).

프레임 생성부(28-1)는 필터(22)로부터 입력되는 프리앰블 신호, 필터(24)로부터 입력되는 헤더 신호, 및, 로우패스 필터(27-1)로부터 입력되는 페이로드 신호 S1에 의한 OFDM 신호를 포함하는 프레임을 생성한다. 변조부(29-1)는 채널 1의 프레임에 대해 변조를 행하여, 채널 1의 프레임의 중심 주파수를 -1.08㎓만큼 시프트시킨다(예를 들면, 도 4(d)를 참조).

프레임 생성부(28-2)는 필터(22)로부터 입력되는 프리앰블 신호, 필터(24)로부터 입력되는 헤더 신호, 및 로우패스 필터(27-2)로부터 입력되는 페이로드 신호 S2의 OFDM 신호를 포함하는 프레임을 생성한다. 변조부(29-1)는 채널 2의 프레임에 대해 변조를 행하여, 채널 2의 프레임의 중심 주파수를 +1.08㎓만큼 시프트시킨다(예를 들면, 도 5(d)를 참조).

가산부(30)는 변조부(29-1)로부터 입력되는 채널 1의 신호(예를 들면, 도 6(a)를 참조)와 변조부(29-2)로부터 입력되는 채널 2의 신호(예를 들면, 도 6(b)를 참조)를 가산한다(예를 들면, 도 6(c)를 참조). 광대역 D/A 변환부(31)는 가산의 결과로서 얻어진 신호에 대해 D/A 변환(예를 들면, 심볼 속도: 5.28GSps)을 행한다. 광대역 무선 처리부(32)(RF 회로)는 D/A 변환의 결과로서 얻어진 신호에 대해 무선 송신 처리를 행하여, 채널 1 및 채널 2의 중심인 중심 주파수(예를 들면, 도 1에서는 59.40㎓)를 가지는 무선 신호를 생성한다. 생성된 무선 신호는 안테나를 거쳐 송신된다.

이상, OFDM 전송에서 어그리게이션 전송을 행하는 통신 장치(1)의 구성예에 대해 설명하였다.

도 3에 나타내는 구성에서는, 복수의 채널에 걸쳐 어그리게이션 전송이 적용되는 경우, 당해 복수의 채널로 인해 많은 업 샘플링 처리 및 로우패스 필터링 처리(도 3에 나타내는 점선으로 둘러싸인 구성부의 처리)가 필요해져, 장치의 규모, 소비 전력 및 비용이 증가하게 된다.

한편, 도 3에 나타내는 구성에서, OFDM 신호 생성부(25-1) 및 OFDM 신호 생성부(25-2)에서의 FFT 사이즈를 2배인 1024로 증가시킨 경우, 도 5(c)의 파형을 얻을 수 있어, 로우패스 필터링 처리가 불필요해진다. 그러나, FFT 사이즈=1024의 처리를 채널마다 행하는 것은 비효율적이다.

전술한 관점에서, 본 개시의 일 형태에서는, 11ad 규격의 OFDM 전송에서 효율적으로 송신 처리를 행하고, 또한 장치의 소형화, 저소비 전력화, 저비용화를 도모한다.

(실시 형태 1)

[통신 장치의 구성]

도 7을 이용하여, 본 실시 형태에 따른 통신 장치(100)의 구성예에 대해 이하에서 설명한다. 통신 장치(100) 중, 각각의 변조된 데이터가 얻어질 때까지 행해지는 처리를 행하는 구성은 도 2에 나타내는 통신 장치(1)의 구성과 동일하고, 이에 따라 그 설명을 생략한다. 또한, 도 7에 나타내는 통신 장치(100)에서, 도 3에 나타내는 통신 장치(1)와 동일한 구성요소에는 동일한 부호를 부여하고, 그 설명을 생략한다.

도 7에서, 변조부(101-1)는 프리앰블 신호에 대해 변조를 행하여, 프리앰블 신호의 중심 주파수를 -1.08㎓만큼 시프트시킨다. 이것에 의해, 채널 1의 프리앰블 신호가 생성된다. 변조부(101-2)는 프리앰블 신호에 대해 변조를 행하여, 프리앰블 신호의 중심 주파수를 +1.08㎓만큼 시프트시킨다. 이것에 의해, 채널 2의 프리앰블 신호가 생성된다. 가산부(102)는 채널 1의 프리앰블 신호와 채널 2의 프리앰블 신호를 가산하고, 그 결과를 프레임 생성부(106)에 출력한다.

변조부(103-1)는 헤더 신호에 대해 변조를 행하여, 헤더 신호의 중심 주파수를 -1.08㎓만큼 시프트시킨다. 이것에 의해, 채널 1의 헤더 신호가 생성된다. 변조부(103-2)는 헤더 신호에 대해 변조를 행하여, 헤더 신호의 중심 주파수를 +1.08㎓만큼 시프트시킨다. 이것에 의해, 채널 2의 헤더 신호가 생성된다. 가산부(104)는 채널 1의 헤더 신호와 채널 2의 헤더 신호를 가산하고, 그 결과를 프레임 생성부(106)에 출력한다.

이렇게 해서, 2개의 채널의 싱글 캐리어 신호(프리앰블 신호 및 헤더 신호)가 생성된다. 즉, 변조부(101-1, 101-2) 및 변조부(103-1, 103-2)는 어그리게이션 전송에 이용되는 서로 이웃하는 2개의 채널의 프리앰블 신호 및 헤더 신호를 각각 직교 변조하여, 당해 2개의 채널의 주파수 대역에 각각 시프트된 2개의 싱글 캐리어 신호를 생성하는 싱글 캐리어 신호 생성부에 상당한다.

OFDM 신호 생성부(105)는 도 2에 나타내는 데이터 변조부(18-1)로부터 입력되는 페이로드 신호 S1, 및 도 2에 나타내는 데이터 변조부(18-2)로부터 입력되는 페이로드 신호 S2를 모아서 IFFT 처리하여, 채널 1 및 채널 2의 OFDM 신호를 생성한다. 이 처리에서, OFDM 신호 생성부(105)는 FFT 사이즈=1024 및 샘플링 레이트=5.28㎓를 이용하여 IFFT 처리를 행한다.

즉, OFDM 신호 생성부(105)는 각 채널의 페이로드 신호를 개별적으로 IFFT 처리하는 도 3에 나타내는 OFDM 신호 생성부(25-1, 25-2)에서의 FFT 사이즈보다 큰 FFT 사이즈(2배의 FFT 사이즈), 및 보다 고속의 샘플링 레이트를 이용하여, 페이로드 신호 S1, S2의 IFFT 처리를 행한다.

환언하면, OFDM 신호 생성부(105)는 광대역의 주파수에 매핑된 페이로드 신호 S1, S2를 모아서 IFFT 처리한다.

[프레임 포맷]

다음에, 도 7에 나타내는 구성의 통신 장치(100)가 이용하는 프레임 포맷에 대해 설명한다.

도 8, 도 9 및 도 10은 본 실시 형태에 따른 프레임 포맷의 일례를 나타낸다. 도 8은 헤더 내의 구성을 나타내고, 도 9는 OFDM 전송의 경우의 페이로드 내의 구성을 나타내고, 도 10은 OFDM 신호의 생성 처리의 일례를 나타내고, 도 11은 페이로드 신호의 매핑예를 나타낸다.

도 8 및 도 9에 나타내는 바와 같이, 각 채널의 프레임은 STF(Short Training Field), CEF(Channel Estimation Field), 헤더(Header), 확장 헤더(E-Header) 및 페이로드(Payload 1 또는 Payload 2)를 포함한다.

도 8에 나타내는 바와 같이, 각 채널의 헤더는 11ad 규격에 따른 것과 동일한 것으로 한다. 즉, 헤더는 512 심볼을 각각 포함하는 복수의 심볼 블록을 연결하는 것에 의해 구성되고, 1.76GSps의 싱글 캐리어 변조가 실시된다. 도 8에 나타내는 바와 같이, 헤더의 각 심볼 블록은, 64 심볼의 GI(Guard Interval)와 448 심볼의 데이터 필드를 포함한다. 전술한 바와 같이, 싱글 캐리어 신호에서는, 수신기에서 512점 FFT 회로를 이용하여 주파수 영역 등화 처리를 행하는 것으로 상정되어 있기 때문에, 각 심볼 블록은 GI를 포함한다.

또한, 도 8에 나타내는 바와 같이, 각 채널의 확장 헤더는 헤더와 동일한 프레임 구성을 가진다.

다음에, 각 채널의 페이로드의 포맷에 대해 설명한다. 도 9에 나타내는 바와 같이, 페이로드는 CP(Cyclic Prefix)와 데이터 필드를 포함한다.

11ad 규격에서는, OFDM 심볼 길이는 512 샘플로 규정된다. 이것은, 싱글 캐리어 신호의 심볼 블록 사이즈(512 심볼)와 동일한 사이즈로 함으로써, 수신기에서 512점 FFT 회로를 공용하는 것을 상정하고 있는 것이 이유 중 하나이다.

본 실시 형태에서는, 페이로드의 프레임 포맷이 11ad 규격에서 규정된 것과 동일하지만, 서브캐리어의 할당 방법과 OFDM 신호의 생성 방법은 상이하다. 이하에, 서브캐리어의 할당 방법과 OFDM 신호의 생성 방법에 대해 설명한다.

도 7에 나타내는 통신 장치(100)에서, 도 9에 나타내는 OFDM 전송시의 프레임 포맷을 생성하는 방법의 일례에 대해 설명한다.

도 10은 프레임 포맷의 생성 방법의 일례를 나타내는 도면이다.

우선, OFDM 신호 생성부(105)는 데이터 변조된 페이로드 신호 S1 및 페이로드 신호 S2를, 사전 결정된 길이의 부분으로 분할한다. 도 10에서는, 각 페이로드 신호는 336 심볼로 분할되어 있다.

다음에, OFDM 신호 생성부(105)는, 페이로드 신호 S1(채널 1의 신호) 및 페이로드 신호 S2(채널 2의 신호)로부터 336 심볼을 추출하고, 제로 신호 또는 파일럿 신호(미리 설정된 기존 패턴)를 삽입하고, 각 신호를 총 1024 서브캐리어를 가지는 서브캐리어에 매핑한다. 이것에 의해, IFFT 회로에 입력되는 IFFT 입력 블록 신호가 얻어진다.

전술한 처리에서, 페이로드 신호 S1은, 도 10에 나타내는 1024 서브캐리어의 중심의 좌측, 즉, 중심 주파수보다 낮은 주파수 대역의 영역에서 매핑된다. 한편, 페이로드 신호 S2는, 도 10에 나타내는 1024 서브캐리어의 중심보다 우측, 즉 중심 주파수보다 높은 주파수 대역에 상당하는 영역에서 매핑된다.

예를 들면, 각 페이로드 신호는, 이하의 제약을 만족하도록 서브캐리어에 매핑됨을 유의해야 한다. 도 11은 페이로드 신호 S1의 매핑에서의 제약의 일례를 나타내는 도면이다. 구체적으로는, 도 11에 나타내는 바와 같이, 심볼 블록(예를 들면, 336 심볼)로 분할된 페이로드 신호 S1이 1024 서브캐리어에 매핑될 때, 중심으로부터 209 서브캐리어 떨어진 위치를 중심으로 하여 제로 신호 또는 파일럿 신호를 포함하는 360 서브캐리어를 넘지 않는 범위 내에 매핑된다.

「209 서브캐리어」는 1.07765625㎒(이하, 1.077㎓라고 표기)에 상당하여, 1080㎒에 가장 가까운 값으로서 결정되고, 「360 서브캐리어」는 미리 설정된 채널당 스펙트럼에 대한 제약을 만족시키도록 결정된 값(여기서는, 1.8㎓)에 상당한다. 따라서, 페이로드 신호 S1은 채널 1(ch1)의 중심 주파수를 중심으로 매핑된다.

페이로드 신호 S2도, 도 11에서와 같은 제약 하에서 매핑된다.

OFDM 신호 생성부(105)는, 도 10에 나타내는 IFFT 입력 블록 신호를 IFFT 회로에 입력하여, 출력 신호에 CP를 부가한다. CP가 부가된 출력 신호에 프리앰블 신호 및 헤더 신호가 더 부가된다. 그 결과, 송신 디지털 베이스밴드 신호가 얻어진다(도 9 참조).

이 송신 디지털 베이스밴드 신호에 대해, 5.28GSps로 D/A 변환이 행해지고, 중심 주파수가 59.40㎓로 설정된 무선 처리가 더 실시된다. 그 결과, 후술하는 도 12에 나타내는 스펙트럼을 가지는 신호가 송신된다.

도 12는 OFDM 신호 생성부(105)에 의해 생성되는 OFDM 신호의 일례를 나타낸다.

도 12에서는, 샘플링 레이트=5.28㎓이다. 또한, 도 12에서는, OFDM 신호 생성부(105)는, 5.28㎓의 대역에서, 중심 주파수(0㎓)로부터 떨어진 -1.08㎓ 부근(-1.077㎓)에 페이로드 신호 S1의 OFDM 신호의 중심 주파수가 위치하고, 중심 주파수(0㎓)로부터 떨어진 +1.08㎓ 부근(+1.077㎓)에 페이로드 신호 S2의 OFDM 신호의 중심 주파수가 위치하도록, IFFT 처리에서의 페이로드 신호 S1, S2의 입력의 할당을 조정한다.

프레임 생성부(106)는 가산부(102)로부터 입력되는 프리앰블 신호, 가산부(104)로부터 입력되는 헤더 신호, 및 OFDM 신호 생성부(105)로부터 입력되는 OFDM 신호를 이용하여, 채널 1 및 채널 2의 프레임을 생성한다.

전술한 바와 같이, 통신 장치(100)는, 도 3(FFT 사이즈: 512)과 비교하여 큰 FFT 사이즈(1024)를 이용해서, 페이로드 신호 S1 및 페이로드 신호 S2 양쪽의 OFDM 신호를 모아서 생성한다.

도 3에 나타내는 통신 장치(1)에서는, 각 채널에 대한 업 샘플링 처리 및 로우패스 필터링 처리(도 3에 나타내는 점선으로 둘러싸인 구성부의 처리)를 행할 필요가 있는 반면, 도 7에 나타내는 본 실시 형태에 따른 통신 장치(100)에서는, 각 채널에 대한 업 샘플링 처리 및 로우패스 필터링 처리가 불필요해진다. 즉, 도 7에 나타내는 통신 장치(100)에서는, 도 3에 나타내는 업 샘플부(26-1, 26-2) 및 로우패스 필터(27-1, 27-2)가 불필요해진다.

이와 같이, 본 실시 형태에 의하면, 11ad 규격의 OFDM 전송에서, 어그리게이션 전송을 적용할 때에, 복수의 채널의 OFDM 신호를 모아서 생성하게 되어, 효율 좋게 OFDM 신호를 생성할 수 있다. 또한, 업 샘플링 처리 및 필터링 처리가 불필요해져, 장치의 소형화, 저소비 전력화, 저비용화가 도모된다.

(실시 형태 2)

실시 형태 1에서는, 일례로서, OFDM 신호 생성부(105)(도 7)에서의 샘플링 레이트=5.28㎓, 및 FFT 사이즈=1024인 경우에 대해 설명하였다.

이 경우, IFFT 처리에서의 입력의 주파수 빈(frequency bin)은 5.15625㎒(=5280㎒/1024) 간격으로 된다. 각 채널의 OFDM 신호의 소망하는 중심 주파수(채널 1, 2의 중심으로부터 ±1080㎒)는 이 주파수 빈의 간격(서브캐리어 간격)=5.15625㎒의 정수배가 아니다. 즉, 1080㎒를 중심으로 하는 주파수 빈은 존재하지 않는다. 따라서, OFDM 신호 생성부(105)에서는, 각 채널의 OFDM 신호의 중심 주파수(예를 들면, 도 12에서는±1077.65625㎒)는 소망하는 주파수(도 1에서는±1080㎒)로부터 어긋나게 된다.

이는 송신 신호의 품질 열화(캐리어 주파수의 오프셋(offset) 규정을 만족시킬 수 없게 되는 것)를 초래할 수도 있다. 또한, 송신기 또는 수신기에서 이 주파수 어긋남을 보정하기 위한 보정 회로가 필요하게 되어, 회로 규모 및 소비 전력이 증가된다.

그래서, 본 실시 형태에서는, 각 채널의 중심 주파수의 어긋남을 발생시키지 않고, 페이로드 신호 S1, S2의 OFDM 신호를 생성하는 방법을 제공한다.

[통신 장치의 구성]

도 13을 이용하여, 본 실시 형태에 따른 통신 장치(200)의 구성예에 대해 이하에서 설명한다. 통신 장치(200) 중, 각 변조 데이터가 얻어질 때까지의 구성 및 동작은, 도 2에 나타내는 통신 장치(1)의 구성과 동일하므로, 그 설명을 생략한다. 또한, 도 13에 나타내는 통신 장치(200)에서, 실시 형태 1(도 7)과 동일한 구성요소에는 동일한 부호를 부여하고, 그 설명을 생략한다.

구체적으로는, 통신 장치(200)에서, OFDM 신호 생성부(201)는, 실시 형태 1과 같이, 도 2에 나타내는 데이터 변조부(18-1)로부터 입력되는 페이로드 신호 S1, 및 도 2에 나타내는 데이터 변조부(18-2)로부터 입력되는 페이로드 신호 S2를 IFFT 처리하여, 채널 1 및 채널 2의 OFDM 신호를 생성한다. 이 때, OFDM 신호 생성부(201)는, FFT 사이즈=1056 및 샘플링 레이트=5.28㎓를 이용하여 IFFT 처리를 행해서, OFDM 신호를 생성한다. 즉, OFDM 신호 생성부(201)는, 각 채널의 페이로드 신호를 개별적으로 IFFT 처리하는 도 3에 나타내는 OFDM 신호 생성부(25-1, 25-2)에서의 FFT 사이즈보다 큰 FFT 사이즈, 및 보다 고속의 샘플링 레이트를 이용해서 IFFT 처리를 행한다.

그러나, OFDM 신호 생성부(201)에서는, 실시 형태 1(도 7에서는 FFT 사이즈 1024)과 비교하여, FFT 사이즈가 상이하다.

이 경우, OFDM 신호 생성부(201)에서의 IFFT 처리의 입력의 주파수 빈은 5㎒(=5280㎒/1056) 간격으로 된다. 즉, 각 채널의 OFDM 신호의 소망하는 중심 주파수(채널 1, 2의 중심으로부터 ±1080㎒)는 이 주파수 빈의 간격=5㎒의 정수배이다. 따라서, 1080㎒를 중심으로 하는 주파수 빈이 존재하므로, OFDM 신호 생성부(201)에서는, 각 채널의 OFDM 신호의 중심 주파수를, 소망하는 주파수로 설정할 수 있다.

도 14는 OFDM 신호 생성부(201)에 의해 생성되는 OFDM 신호의 일례를 나타낸다.

도 14에서는, 샘플링 레이트=5.28㎓이다. 또한, 도 14에서는, OFDM 신호 생성부(201)는, 5.28㎓의 대역에서, 중심 주파수(0㎓)로부터 떨어진 -1.08㎓에, 페이로드 신호 S1의 OFDM 신호의 중심 주파수가 설정되고, 중심 주파수(0㎓)로부터 떨어진 +1.08㎓에, 페이로드 신호 S2의 OFDM 신호의 중심 주파수가 설정되도록, IFFT 처리에서의 페이로드 신호 S1, S2의 입력의 할당을 조정한다.

이에 따라, 본 실시 형태에 의하면, 각 채널의 OFDM 신호의 중심 주파수의 어긋남을 발생시키지 않고, 복수의 채널의 OFDM 신호를 모아서 생성할 수 있다. 이것에 의해, 송신 신호의 품질 열화, 회로 규모 및 소비 전력의 증가를 방지할 수 있다.

본 실시 형태에서, IFFT 처리에서의 주파수 빈의 간격이 2개의 채널에 매핑된 OFDM 신호의 중심 주파수(1.08㎓)의 약수와 동일해지도록, OFDM 신호 생성부(201)의 FFT 사이즈가 설정되면 좋다. 환언하면, IFFT 처리에서의 주파수 빈의 간격이 2개의 채널 간격(도 1에 나타내는 2.16㎓)의 반수(半數)의 약수와 동일해지도록, OFDM 신호 생성부(201)의 FFT 사이즈가 설정되면 좋다.

[프레임 포맷]

다음에, 도 13에 나타내는 구성의 통신 장치(200)가 이용하는 프레임 포맷에 대해 설명한다.

도 15는 본 실시 형태에 따른 프레임 포맷의 일례를 나타낸다. 도 15는 OFDM 전송의 경우의 페이로드 내의 포맷을 나타낸다.

도 15에 나타내는 바와 같이, 각 채널의 프레임은 STF(Short Training Field), CEF(Channel Estimation Field), 헤더(Header), 확장 헤더(E-Header) 및 페이로드(Payload 1 또는 Payload 2)를 포함한다. STF, CEF, 헤더, 확장 헤더는 도 8과 동일한 구성이기 때문에, 설명을 생략한다.

이하, 각 채널의 페이로드의 포맷에 대해 설명한다.

11ad 규격에서는, OFDM 심볼 길이는 512 샘플이다. 이것은, 싱글 캐리어 신호의 심볼 블록 사이즈(512 심볼)와 동일한 OFDM 심볼 길이로 설정함으로써, 수신기에서 512점 FFT 회로를 공용하는 것을 상정하고 있는 것이 이유의 하나이다.

그러나, 본 실시 형태에서는, 도 15에 나타내는 바와 같이, OFDM 심볼 길이를 528 심볼(샘플)로 설정한다. 이것에 의해, 상술한 바와 같이 채널 1, 2의 OFDM 신호를 모아서 생성할 때의 IFFT 처리에서의 주파수 빈의 간격(서브캐리어 간격)을 5㎒로 설정할 수 있게 된다. 즉, 채널 1과 채널 2의 채널 간격(2.16㎓)의 절반(1.08㎓)을 정수로 나눈 결과값(즉, 채널 간격의 절반의 약수)과 동일해지도록, OFDM 심볼 길이가 결정된다. 전술한 관계는 이하의 계산식으로 표현된다.

서브캐리어 간격 = 샘플 레이트 / OFDM 심볼 길이

(계산예) 5㎒ = 2640MSps / 528 샘플

채널 간격의 절반 / 216(적당한 정수) = 서브캐리어 간격

(계산예) 1080㎒ / 216 = 5㎒

다음에, 도 13에 나타내는 통신 장치(200)에서, 도 15에 나타내는 OFDM 전송시의 프레임 포맷을 생성하는 방법의 일례에 대해 설명한다.

도 16은 프레임 포맷의 생성 방법의 일례를 나타내는 도면이다. 도 16에 나타내는 프레임 포맷은 도 10에 나타낸 프레임 포맷과 유사하기 때문에, 상이한 구성요소, 즉 데이터 필드(Data)에 대해서만 설명한다.

OFDM 신호 생성부(201)는 페이로드 신호 S1(채널 1의 신호) 및 페이로드 신호 S2(채널 2의 신호)로부터 336 심볼을 각각 추출하고, 제로 신호 또는 파일럿 신호(미리 설정된 기존 패턴)를 삽입하여, 총 길이 1056 서브캐리어로 되도록, 각 신호를 서브캐리어에 매핑한다. 그 결과, IFFT 회로에 입력되는 IFFT 입력 블록 신호가 얻어진다.

전술한 처리에서, 페이로드 신호 S1은, 도 16에 나타내는 1056 서브캐리어의 중심보다 좌측에 위치하는 영역에 매핑, 즉 중심 주파수보다 낮은 주파수 범위에 매핑된다. 한편, 페이로드 신호 S2는, 도 16에 나타내는 1056 서브캐리어의 중심보다 우측, 즉 중심 주파수보다 높은 주파수 범위에 매핑된다.

예를 들면 각 페이로드 신호는, 이하의 제약을 만족하도록 서브캐리어에 매핑됨을 유의해야 한다. 도 17은 페이로드 신호 S1에 대한 매핑의 제약의 일례를 설명하는 도면이다. 구체적으로는, 도 17에 나타내는 바와 같이, 심볼 블록(예를 들면, 각각 336 심볼을 포함)으로 분할된 페이로드 신호 S1은 1056 서브캐리어에 매핑될 때, 중심으로부터 216 서브캐리어 떨어진 위치를 중심으로 하고 제로 신호 또는 파일럿 신호를 포함하는 360 서브캐리어보다 작은 길이를 가지는 범위 내에 각 심볼 블록이 매핑된다.

여기서, 「216 서브캐리어」는 1.08㎓, 즉 채널 간격(2.16㎓)의 절반에 상당하고, 「360 서브캐리어」는 미리 설정된 1채널당의 스펙트럼 제약을 만족하도록 설정된 값(여기서는, 1.8㎓)에 상당한다.

페이로드 신호 S2도, 도 17에 나타내는 바와 같은 제약 하에서 매핑된다.

또, 이 송신 디지털 베이스밴드 신호에 대해, 5.28GSps로 D/A 변환을 행하고, 또 중심 주파수가 59.40㎓로 설정된 무선 처리가 실시된다. 그 결과, 도 1에 나타내는 스펙트럼을 가지는 신호가 송신된다.

통신 장치(200)에서 생성되는 도 15의 프레임 포맷의 신호는 후술하는 도 19에 나타내는 구성의 통신 장치로부터 송신되는 신호와 동일한 것임을 유의해야 한다. 여기서, 「동일」이란, 송신 디지털 베이스밴드 신호가 동일하다는 것을 의미한다.

전술한 본 실시 형태에서 통신 장치가 어그리게이션 전송에 적응하는 경우에 대해 설명했지만, 통신 장치가 채널 본딩에도 적응할 수 있다. 예를 들면, 어그리게이션 전송 또는 채널 본딩을 식별하는 플래그를 헤더에 추가할 수도 있다. OFDM 신호 생성부(105)는, 어그리게이션 전송의 경우에, 도 16에 따라, 서브캐리어에 블록 심볼을 할당한다. 채널 본딩의 경우에는, OFDM 신호 생성부(105)는, 도 18에 따라, 서브캐리어에 블록 심볼을 할당한다.

채널 본딩에서는, 채널 ch1, ch2간의 주파수 범위, 및 각 채널의 중심 주파수 부근의 주파수 범위를 신호의 송신에 이용할 수 있기 때문에, 어그리게이션 전송에 비해 스루풋을 향상시킬 수 있다. 그러나, 한정된 수신에서만 채널 본딩 신호를 수신할 수 있다. 본 실시 형태에 따른 송신기는 수신기의 성능에 따라, 채널 본딩 또는 어그리게이션 전송을 선택할 수 있어, 최적의 송신 모드를 선택해서, 스루풋을 향상시킬 수 있다.

수신기의 성능은, 수신기가 채널 본딩의 능력을 가지는지 여부를 나타내는 특정 비트를 미리 송신기에 통지해 두는 것에 의해, 송신기에 의해 판단될 수 있게 된다.

다음에, 도 19에 나타내는 통신 장치(2)의 구성에 대해 이하에서 설명한다. 도 19에서, 도 3 또는 도 7에 나타내는 구성과 동일한 구성요소에는 동일한 부호를 부여하고, 그 설명을 생략한다.

도 19에 나타내는 통신 장치(2)는, 2개의 무선 처리부(RF 회로)(53-1, 53-2)를 이용하여 어그리게이션 전송을 행한다. OFDM 신호 생성부(51-1, 51-2)에서는, 주파수 빈의 간격(서브캐리어 간격)의 정수배와 채널 간격이 동일해지도록, FFT 사이즈=528로 설정되어 있다.

도 20(a), 도 20(b)는 도 19에 나타내는 통신 장치(2)에서의 프레임 포맷의 생성 방법의 일례를 나타내는 도면이다. 도 20(a)는 OFDM 신호 생성부(51-1)에서의 페이로드 신호 S1에 대한 처리의 일례를 나타내고, 도 20(b)는 OFDM 신호 생성부(51-2)에서의 페이로드 신호 S2에 대한 처리의 일례를 나타낸다.

OFDM 신호 생성부(51-1, 51-2)는 데이터 변조된 페이로드 신호 S1 및 페이로드 신호 S2를, 미리 결정된 길이로 분할한다. 도 20(a) 및 도 20(b)에서는, 각 페이로드 신호는 336 심볼을 각각 포함하는 부분으로 분할되어 있다.

다음에, OFDM 신호 생성부(51-1, 51-2)는 페이로드 신호 S1(채널 1의 신호) 및 페이로드 신호 S2(채널 2의 신호)로부터 336 심볼을 각각 추출하고, 제로 신호 또는 파일럿 신호(미리 설정된 기존 패턴)를 삽입해서, 총 528 서브캐리어의 길이를 가지는 서브케리어에 각 신호를 매핑한다. 이것에 의해, IFFT 회로에 입력되는 IFFT 입력 블록 신호가 얻어진다.

전술한 처리에서, 페이로드 신호 S1, S2는, 도 20(a) 및 도 20(b)에 나타내는 바와 같이 528 서브캐리어의 중심으로부터 양측으로 180 서브캐리어, 즉 528 서브캐리어의 중심 부근의 360 서브캐리어(즉, 각 채널의 스펙트럼 제약에 의해 결정된 서브캐리어의 수)의 폭을 가지는 범위 내에 매핑된다.

OFDM 신호 생성부(51-1, 51-2)는, 도 20(a) 및 도 20(b)에 나타내는 IFFT 입력 블록 신호를 IFFT 회로에 입력하고, 각 출력 신호에 CP를 부가한다. 이것에 의해, 2.64GSps의 2계통의 OFDM 신호가 생성된다. 도 19에 나타내는 프레임 생성부(28-1, 28-2)에서, CP가 부가된 각 출력 신호에 프리앰블 신호 및 헤더 신호가 더 부가된다. 그 결과, 송신 디지털 베이스밴드 신호가 얻어진다.

이들 송신 디지털 베이스밴드 신호에 대해, D/A 변환부(52-1, 52-2)에서 2.64GSps로 D/A 변환을 행하고, 또 무선 처리부(53-1, 53-2)에서, 중심 주파수가 각각 58.32㎓, 60.48㎓로 설정된 무선 처리가 실시된다. 그 결과, 도 1에 나타내는 스펙트럼을 가지는 신호가 송신된다. 도 19에 나타내는 구성에서는, D/A 변환부(52-1, 52-2) 및 무선 처리부(53-1, 53-2)에서 설정되는 대역폭은, 도 13에 나타내는 구성에서 설정되는 대역폭과 비교하여 좁기 때문에, 고품질의(왜곡이 적은) 송신 신호가 생성될 수 있다.

이상, 2개의 RF 회로를 이용하여 어그리게이션 전송을 행하는 통신 장치(2)의 구성에 대해 설명하였다.

즉, 동일한 단일 수신기를 이용하여, 도 13에 나타내는 통신 장치(200)로부터 송신되는 신호 및 도 19에 나타내는 통신 장치(2)로부터 송신되는 신호의 양쪽을 수신할 수 있다.

다음에, 도 13에 나타내는 통신 장치(200)와 도 19에 나타내는 통신 장치(2)를 비교한다.

동일한 프레임 포맷(예를 들면, 도 15를 참조)을 이용하는 송신은, 통신 장치(200)의 경우에, 1개의 IFFT 회로, 1개의 D/A 회로, RF 회로에 의해 실현될 수 있는 반면, 통신 장치(2)의 경우에는 2개의 IFFT 회로, 2개의 D/A 회로, 2개의 RF 회로에 의해 실현될 수 있다.

즉, 통신 장치(200)는 통신 장치(2)의 구성과 비교하여, 회로 규모의 소형화를 도모할 수 있어, 저소비 전력으로 동작할 수 있다.

(실시 형태 3)

실시 형태 1에서, 통신 장치(100)(도 7을 참조)의 OFDM 신호 생성부(105)는, FFT 사이즈(FFT 포인트)가 1024이기 때문에, 중심 주파수가 1.080㎓가 아닌 1.077㎓로 설정된다. 이에 반해, 본 실시 형태에서는, 위상 시프트를 이용하여, 중심 주파수의 어긋남을 조정하는 방법에 대해 이하에서 설명한다.

도 21은 본 실시 형태에 따른 통신 장치(300)의 구성예를 나타내는 블럭도이다. 도 21에서, 실시 형태 1(도 7)과 동일한 구성요소에는 동일한 부호를 부여하고, 그 설명을 생략한다. 구체적으로는, 도 21에서는, 위상 시프트 설정부(301), 부호 반전부(302), 위상 시프트부(303-1, 303-2)가 추가되어 있다.

주파수 시프트 방법(시간 영역 신호의 위상을 시프팅하는 방법)이 공지되어 있지만, 2개의 채널 1, 2(ch1, ch2)에 대해 독립적으로 주파수 시프트시키는 것은 곤란하다.

이러한 관점에서, 통신 장치(300)에서는, OFDM 신호 생성부(105)의 전단에서의 위상 시프트부(303-1, 303-2)가, 각 채널의 페이로드 신호를 분할하여 얻어지는 심볼 블록마다 미리 정한 양만큼 위상 시프트를 행한다. 위상 시프트량은 위상 시프트 설정부(301)에서 미리 설정되어 있다.

예를 들면, 도 22(a)에 나타내는 바와 같이, 페이로드 신호 S1에서는, 제 1 심볼 블록(336 심볼 블록)은 φ라디안만큼 위상 시프트되고, 제 2 심볼 블록은 회전량 2φ라디안만큼 위상 시프트되고, 제 n 심볼 블록은 nφ라디안만큼(n는 1 이상의 정수) 위상 시프트된다.

한편, 도 22(b)에 나타내는 바와 같이, 페이로드 신호 S2는 페이로드 신호 S1과는 반대 부호만큼 위상 시프트된다. 위상 시프트량의 부호 반전 처리는 부호 반전부(302)에서 행해진다.

여기서, φ는 중심 주파수의 편차량 Δ(GHz), 캐리어 주파수 f, 및 (OFDM 심볼 길이+CP 길이) L에 의해, 이하의 식에 따라 정해진다.

φ = (Δ / f) * L * 2π [rad]

계산예

Δ = 1080㎒ - (5280㎒/1024 * 209) = 2.34375㎒

f = 60㎓

L = 512 + 128 = 640

φ = 0.05π

이것에 의해, OFDM 심볼과 CP를 포함하는 총 640 샘플의 시간 영역 신호의 중심에 위치하는 샘플(예를 들면 제320번 샘플)에 인가되어야 할 위상 시프트를, 640 샘플 모두에게 균일하게 인가하게 된다. 따라서, 도 14의 스펙트럼이 얻어지지 않지만, OFDM 수신기에서의 수신 신호 오차가 경감되어 신호의 품질을 높일 수 있다. 시간 영역 신호에 위상 시프트를 적용하는 종래의 방법과 달리, 채널 ch1, ch2를 독립적으로 근사적 주파수 시프트할 수 있다.

캐리어 주파수 f에 대해서는, 페이로드 신호 S1용의 어긋남(deviation)을 계산하기 위해 채널 1(ch1)의 중심 주파수를 이용하고, 페이로드 신호 S2용의 어긋남을 계산하기 위해 채널 2(ch2)의 중심 주파수를 이용하는 것이 가장 정확하다. 그러나, 캐리어 주파수 f로서는, 간이적으로 채널 1, 2(ch1, ch2)의 중심 주파수를 이용해도 좋다. 더 간단하고 쉽게는, 캐리어 주파수 f의 근사치로서 60㎓를 이용해도 좋다.

따라서, 전술한 방법은, FFT 사이즈가 1024포인트인 OFDM 신호 생성부(105)를 이용하여 어그리게이션 전송을 행하는 경우에도, 각 페이로드 신호의 중심 주파수를 1.08㎓로 조정할 수 있다.

(실시 형태 4)

실시 형태 1에서의 통신 장치(100)(도 7을 참조)의 OFDM 신호 생성부(105)는, FFT 사이즈(FFT 포인트)가 1024이기 때문에, 중심 주파수가 1.080㎓가 아닌 1.077㎓로 설정된다. 이에 반해, 본 실시 형태에서는, 광대역 RF의 캐리어 주파수는 이하와 같이 조정된다.

도 23은 본 실시 형태에 따른 통신 장치(400)의 구성예를 나타내는 블럭도이다. 도 23에서, 실시 형태 1(도 7)과 동일한 구성요소에는 동일한 부호를 부여하고, 그 설명을 생략한다. 구체적으로는, 도 23에서는, 변조부(101-1a, 101-2a), 변조부(103-1a, 103-2a), 및 광대역 무선 처리부(401)(RF 회로)의 동작은 실시 형태 1과 상이하다.

도 23에서는, 2개의 채널 중, 채널 1(ch1)을 프라이머리(primary) 채널로 정의한다. 프라이머리 채널의 중심 주파수를 정확히 설정하기 위해서, 광대역 무선 처리부(401)는 캐리어 주파수를 약 2.3㎒만큼 낮은 값(도 23에서는 59.398㎓)으로 조정한다. 약 2.3㎒란, 프라이머리 채널의 중심 주파수의 시프트에 상당하는 것임을 유의해야 한다.

광대역 무선 처리부(401)가 캐리어 주파수를 조정하면, 2개의 채널이 2.3㎒만큼 낮은 값으로 조정된다.

이 때문에, 도 24(a) 및 도 24(b)에 나타내는 바와 같이, 채널 1, 2(ch1, ch2)의 중심을 가능한 한 서로 근접시키기 위해, 페이로드 신호 S1에 대해서는, 중심의 서브캐리어는 1024 서브캐리어의 중심으로부터 209 서브캐리어 떨어진 위치로 설정되는 반면, 페이로드 신호 S2에 대해서는, 중심의 서브캐리어는 1024 서브캐리어의 중심으로부터 210 서브캐리어 떨어진 위치로 설정된다.

또한, 프리앰블 신호, 헤더 신호를, 조정 후의 페이로드 신호 S1, S2와 같은 주파수에서 송신하기 위해, 도 23에서의 변조부(101-1a, 101-2a, 103-1a, 103-2a)는 도 7에서의 변조부(101-1, 101-2, 103-1, 103-2)와 비교하여, 주파수가 2.3㎒ 낮은 값으로 시프트되도록 설정한다.

도 23, 도 24(a) 및 도 24(b)의 조정에 의한 결과로서, 프라이머리 채널인 페이로드 신호 S1, 채널 1의 프리앰블 및 채널 1의 헤더 신호는 중심 주파수가 1.080㎓로 되도록 조정되는 반면, 페이로드 신호 S2, 채널 2의 프리앰블 및 채널 2의 헤더 신호는 중심 주파수가 1.08047㎓로 되도록 조정된다.

다른 방법으로서, 도 26에 나타내는 통신 장치(500)는 도 23의 통신 장치와 동일한 신호를 생성할 수 있다. 도 26은, 도 23에서와 같은 방식으로, 도 24(a) 및 도 24(b)와 같이 OFDM` 신호 생성부(105)에 의해 서브캐리어가 할당된 후에, 출력된 OFDM 신호의 주파수를 2.3㎒ 낮은 값으로 시프트하는 주파수 변환부(501)를 추가한 구성이다. 이 때문에, 도 26의 구성은, 도 23의 구성과 달리, 광대역 RF 회로(광대역 무선 처리부(32))의 주파수를 변경하지 않는다.

따라서, 전술한 방법은, FFT 사이즈가 1024포인트인 OFDM 신호 생성부(105)를 이용하여 어그리게이션 전송을 행하는 경우에도, 프라이머리 채널의 페이로드 신호의 중심 주파수를 1.08㎓로 조정할 수 있고, 프라이머리 채널 이외의 채널의 페이로드 신호의 중심 주파수를 1.08㎓에 근접시킬 수 있다.

다른 방법으로서, 도 27에 나타내는 통신 장치(600)는 도 23의 통신 장치에 의해 생성되는 신호와 동일한 신호를 생성할 수 있다. 도 27은, 도 19와 같은 방식으로, 도 20(a) 및 도 20(b)에 나타내는 OFDM 신호 생성부(51-1, 51-2)에 의해 서브캐리어가 할당된 후에, 출력된 OFDM 신호 중 페이로드 신호 S2로부터 생성된 OFDM 신호를 0.47㎒ 높은 주파수 방향으로 시프트하는 주파수 변환부(601)를 추가한 구성이다. 이 때문에, 도 27은, RF 회로의 주파수는 각 채널의 중심 주파수와 동일하기 때문에, OFDM 신호의 송신과 싱글 캐리어 신호의 송신을 1개의 송신기를 이용하여 송신하는 것이 가능하다.

상술한 바와 같이, 도 27에 나타내는 통신 장치(600)로부터 송신된 신호는 도 23에 나타내는 통신 장치(400)로부터 송신되는 신호와 동일하므로, 동일한 수신기를 이용하여, 도 23에 나타내는 통신 장치(400)로부터 송신되는 신호 및 도 27에 나타내는 통신 장치(600)로부터 송신되는 신호의 양쪽을 수신할 수 있다.

실시 형태 4에서의 프라이머리 채널은 MAC 레이어에서 규정되는 프라이머리 채널이어도 좋다. 예를 들면, 액세스 포인트로부터 송신되는 비콘(beacon) 프레임 및 그 외의 제어용 프레임에 의해, 어느 채널이 프라이머리 채널인지가 통지된다.

실시 형태 4에서의 프라이머리 채널은 고정적으로 정해져 있어도 좋다. 예를 들면, ch1을 프라이머리 채널로서 정해도 좋다.

또한, 도 28에 나타내는 통신 장치(1500)는, 도 26과 같이 OFDM 신호에 주파수 변환부(501)를 제공한 것이고, 또한 프리앰블 신호 및 헤더 신호를 변조하는 변조부(101, 103) 중 프라이머리 채널에 대응하지 않는 변조부(101-1, 103-2)에서의 변조 주파수를 0.47㎒ 시프트, 즉 1.0847㎓로 설정한다.

즉, 도 25에 나타낸 바와 같이, 도 26의 구성에서는 페이로드 2의 OFDM 신호의 중심 주파수를 시프트했지만, 도 28의 구성에서는, 프리앰블 및 헤더에 대해서도 중심 주파수를 도 25와 같이 시프트한다. 이것에 의해, 도 28의 구성에서는, ch2에서 송신되는 프리앰블, 헤더, 페이로드 신호 S2의 베이스밴드 신호의 중심 주파수가 일치하기 때문에, 주파수 어긋남에 의한 불연속점이 없어, 수신기를 간단하고 쉬운 구성으로 할 수 있다.

도 29에 나타내는 통신 장치(1600)는, 도 27과 달리, 주파수 변환부(602)를 프레임 생성부(28)보다 후단에 배치하였다. 즉, 도 29의 구성에서, 도 27과 같이, 페이로드 2의 OFDM 신호의 중심 주파수를 시프트했지만, 도 29 구성에서는, 프리앰블 및 헤더에 대해서도 중심 주파수가 도 25와 같이 시프트된다. 이것에 의해, ch2에서 송신되는 프리앰블, 헤더, 페이로드 신호 S2의 베이스밴드 신호의 중심 주파수가 일치하기 때문에, 주파수 어긋남에 의한 불연속점이 없어, 수신기를 간단하고 쉬운 구성으로 할 수 있다.

또한, 상술한 바와 같이, 도 29에 나타내는 통신 장치(1600)는, 도 28에 나타내는 통신 장치(1500)로부터 송신되는 신호와 동일하므로, 동일한 하나의 수신기를 이용하여, 도 28에 나타내는 통신 장치(1500)로부터 송신되는 신호 및 도 29에 나타내는 통신 장치(1600)로부터 송신되는 신호의 양쪽을 수신할 수 있다.

이상, 본 개시의 각 실시 형태에 대해 설명하였다.

상기 실시 형태에서, 채널 대역폭, 채널 간격, 샘플링 레이트, FFT 사이즈, 각 채널의 중심 주파수 등의 파라미터는 단지 일례로서, 이들에 한정되는 것은 아니다.

상기 실시 형태에서는, 본 개시의 일 형태를 하드웨어로 구현하는 경우를 예를 들어 설명하였다. 그러나, 본 개시는 하드웨어의 제휴하여, 소프트웨어로 실현될 수도 있다.

상기 실시 형태의 설명에 따른 각 기능 블록은 전형적으로 LSI와 같은 집적 회로로서 실현될 수도 있다. 집적 회로는, 상기 실시 형태의 설명에 이용한 각 기능 블록을 제어하여도 좋고, 입력 단자와 출력 단자를 포함하여도 좋다. 기능 블록들 각각은 개별적으로 1칩화되어도 좋고, 또는 그 일부 또는 모두를 1칩화하여도 좋다. LSI로서 이용 가능한 집적 회로에 대해서는, 집적도의 차이에 따라, IC, 시스템 LSI, 슈퍼 LSI, 울트라 LSI 등과 같이 달리 호칭될 수도 있다.

또한, 집적 회로화의 수법은 LSI에 한정하는 것이 아니고, 전용 회로 또는 범용 프로세서와 같은 다른 형태로 실현되어도 좋다. LSI 제조 후에 프로그래밍되는 것이 가능한 FPGA(Field Programmable Gate Array), 또는 LSI 내부의 회로 셀의 접속이나 설정을 재구성 가능한 리콘피규러블(reconfigurable) 프로세서를 이용하여도 좋다.

반도체 기술의 진보 또는 파생하는 기술에 따라 LSI로 치환될 수 있는 새로운 집적 회로화의 기술이 등장하면, 당연히 그 새로운 기술을 이용하여 기능 블록을 실현하여도 좋다. 새로운 기술의 가능한 예로서 바이오 기술이 있다.

본 개시의 통신 장치는, 어그리게이션 전송에 이용되는 서로 이웃하는 2개의 채널의 프리앰블 신호 및 헤더 신호를 각각 직교 변조하여, 상기 2개의 채널의 주파수 대역에 각각 시프트된 2개의 싱글 캐리어 신호를 생성하는 싱글 캐리어 신호 생성부와, 상기 어그리게이션 전송에 이용되는 서로 이웃하는 상기 2개의 채널의 페이로드 신호를 모아서 IFFT 처리하여, 상기 2개의 채널의 OFDM 신호를 생성하는 OFDM 신호 생성부와, 상기 2개의 싱글 캐리어 신호 및 상기 2개의 채널의 OFDM 신호를 송신하는 안테나를 포함한다.

본 개시의 통신 장치에서, 상기 OFDM 신호 생성부는 상기 2개의 채널의 페이로드 신호를 개별적으로 IFFT 처리하는 경우에 이용하는 제 1 FFT 사이즈보다 큰 제 2 FFT 사이즈를 이용하여 IFFT 처리를 행한다.

본 개시의 통신 장치에서, 상기 제 2 FFT 사이즈는 상기 제 1 FFT 사이즈의 2배이다.

본 개시의 통신 장치에서, 상기 IFFT 처리에서의 주파수 빈의 간격은 상기 2개의 채널 간격의 절반의 약수이다.

본 개시의 통신 장치에서, 상기 2개의 채널의 간격은 2.16㎓이고, 상기 IFFT 처리에서의 샘플링 레이트가 5.28㎓이고, FFT 사이즈가 1056이다.

본 개시의 통신 장치에서, 상기 IFFT 처리에서의 주파수 빈의 간격은 상기 2개의 채널에 할당되는 OFDM 신호의 중심 주파수의 약수이다.

본 개시의 통신 장치에서, 상기 2개의 채널의 중심 주파수가 각각 +1.08㎓, -1.08㎓이고, 상기 IFFT 처리에서의 샘플링 레이트가 5.28㎓이고, FFT 사이즈가 1056이다.

본 개시의 통신 방법은, 어그리게이션 전송에 이용되는 서로 이웃하는 2개의 채널의 프리앰블 신호 및 헤더 신호를 각각 직교 변조하여, 상기 2개의 채널의 주파수 대역에 각각 시프트된 2개의 싱글 캐리어 신호를 생성하는 것과, 상기 어그리게이션 전송에 이용되는 서로 이웃하는 상기 2개의 채널의 페이로드 신호를 모아서 IFFT 처리하여, 상기 2개의 채널의 OFDM 신호를 생성하는 것과, 상기 2개의 싱글 캐리어 신호 및 상기 2개의 채널의 OFDM 신호를 송신하는 것을 포함한다.

본 개시의 일 형태는 11ad 규격에 준거하는 통신 장치 및 통신 방법에서 이용함에 있어 매우 적절하다.

2, 100, 200, 300, 400, 500, 600, 1500, 1600: 통신 장치
11: 프리앰블 생성부
12, 15L 스크램블부
13, 16: FEC 부호화부
14, 18-1, 18-2: 데이터 변조부
17: 데이터 분할부
21, 23: 업 샘플부
22, 24: RRC 필터
31: 광대역 D/A 변환부
32, 401: 광대역 무선 처리부
101-1, 101-2, 101-1a, 101-2a, 103-1, 103-2, 103-1a, 103-2a: 변조부
102, 104: 가산부
51-1, 51-2, 105, 201: OFDM 신호 생성부
28-1, 28-2, 106: 프레임 생성부
301: 위상 시프트 설정부
302: 부호 반전부
303-1, 303-2: 위상 시프트부
501, 601, 602: 주파수 변환부

Claims

송신 장치로서,
제1 프리앰블 및 제1 헤더를 갖는 제1 싱글 캐리어 신호, 및 제2 프리앰블 및 제2 헤더를 갖는 제2 싱글 캐리어 신호를 생성하는 캐리어 신호 회로;
제1 페이로드 신호 및 제2 페이로드 신호에 대해 역 고속 푸리에 변환(IFFT) 처리를 수행함으로써 하나 이상의 직교 주파수-분할 다중화(OFDM) 신호를 생성하는 하나 이상의 OFDM 신호 생성기; 및
상기 하나 이상의 OFDM 신호 중 제1 OFDM 신호의 주파수를 시프트시키는 주파수 변환기;
상기 제1 싱글-캐리어 신호를 제1 채널에 할당하고; 상기 제2 싱글-캐리어 신호를 상기 제1 채널에 인접한 제2 채널에 할당하고; 그리고 상기 하나 이상의 OFDM 신호를 상기 제1 채널 및 상기 제2 채널을 갖는 본딩 채널에 할당함으로써 송신 프레임을 생성하는 프레임 생성 회로; 및
상기 송신 프레임을 송신하는 송신 회로
를 포함하는 송신 장치.
제1항에 있어서,
상기 제1 채널과 상기 제2 채널 사이의 간격은 2.16GHz이고,
상기 하나 이상의 OFDM 신호 생성기는 512 또는 1024의 고속 푸리에 변환(FFT) 크기를 이용하여 IFFT 처리를 수행하고, 그리고
상기 본딩 채널의 중심 주파수는 상기 제1 채널 또는 상기 제2 채널의 중심 주파수로부터 209 서브캐리어 떨어진 주파수인
송신 장치.
제1항에 있어서, 상기 본딩 채널은 1024 연속적인 서브캐리어들을 포함하는
송신 장치.
제1항에 있어서, 상기 하나 이상의 OFDM 신호는 제2 OFDM 신호를 더 포함하고, 상기 제1 OFDM 신호는 상기 제1 채널에 대응하는 상기 본딩 채널의 부분에 할당되고 상기 제2 OFDM 신호는 상기 제2 채널에 대응하는 상기 본딩 채널의 부분에 할당되는
송신 장치.
제4항에 있어서, 상기 제1 OFDM 신호는 상기 본딩 채널의 중심보다 더 낮은 209 서브캐리어이고, 상기 제2 OFDM 신호는 상기 본딩 채널의 중심보다 더 높은 210 서브캐리어인
송신 장치.
제1항에 있어서, 상기 제1 싱글 캐리어 신호 및 상기 제2 싱글 캐리어 신호 각각은 숏 트레이닝 필드(short training field) 및 채널 추정 필드(channel estimation field)를 포함하는
송신 장치.
제1항에 있어서, 상기 주파수 변환기는 상기 제1 OFDM 신호의 주파수를 0.47 메가헤르츠만큼 시프트시키는
송신 장치.
수신 장치로서,
본딩 채널에 매핑된 신호를 수신하는 수신 회로; 및
상기 수신된 신호에 대해 고속 푸리에 변환(FFT) 처리를 수행함으로써 제1 페이로드 신호 및 제2 페이로드 신호를 생성하는 처리 회로
를 포함하고,
상기 수신된 신호는 송신 장치에서 생성되고, 제1 채널에 매핑된 제1 싱글 캐리어 신호, 제2 채널에 매핑된 제2 싱글 캐리어 신호, 및 상기 본딩 채널에 매핑된 하나 이상의 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 신호를 포함하고,
상기 제1 싱글 캐리어 신호는 제1 프리앰블 및 제1 헤더를 포함하고,
상기 제2 싱글 캐리어 신호는 제2 프리앰블 및 제2 헤더를 포함하고,
상기 제1 페이로드 신호의 제1 중심 주파수는 상기 본딩 채널의 중심 주파수보다 더 낮은 위치로 설정되고, 상기 제2 페이로드 신호의 제2 중심 주파수는 상기 본딩 채널의 중심보다 더 높은 위치로 설정되고,
상기 하나 이상의 OFDM 신호는 상기 제1 페이로드 신호 및 상기 제2 페이로드 신호에 대해 역 FFT(IFFT) 처리를 수행함으로써 생성되고; 그리고
상기 하나 이상의 OFDM 신호의 제1 OFDM 신호는 오프셋만큼 시프트되는
수신 장치.
제8항에 있어서,
상기 제1 채널과 상기 제2 채널 사이의 간격은 2.16GHz이고,
상기 IFFT 처리는 512 또는 1024의 FFT 크기를 이용하고, 그리고
상기 본딩 채널의 중심 주파수는 상기 제1 채널 또는 상기 제2 채널의 중심 주파수로부터 209 서브캐리어 떨어진 주파수에 상당하는
수신 장치.
제8항에 있어서,
상기 본딩 채널은 1024 연속적인 서브캐리어들을 포함하고;
상기 하나 이상의 OFDM 신호들은 제2 OFDM 신호를 더 포함하고, 상기 제1 OFDM 신호는 상기 본딩 채널의 중심보다 더 낮은 209 서브캐리어들이고; 그리고 상기 제2 OFDM 신호는 상기 본딩 채널의 중심보다 더 높은 210 서브캐리어들인
수신 장치.
제8항에 있어서, 상기 오프셋은 0.47 메가헤르츠인
수신 장치.
송신 방법으로서,
제1 프리앰블 및 제1 헤더를 갖는 제1 싱글 캐리어 신호를 생성하는 단계;
제2 프리앰블 및 제2 헤더를 갖는 제2 싱글 캐리어 신호를 생성하는 단계;
제1 페이로드 신호 및 제2 페이로드 신호에 대해 역 고속 푸리에 변환(IFFT) 처리를 수행함으로써 하나 이상의 직교 주파수-분할 다중화(OFDM) 신호를 생성하는 단계;
상기 하나 이상의 OFDM 신호 중 제1 OFDM 신호의 주파수를 시프트시키는 단계;
상기 제1 싱글-캐리어 신호를 제1 채널에 할당하고; 상기 제2 싱글-캐리어 신호를 제2 채널에 할당하고; 그리고 상기 하나 이상의 OFDM 신호를 상기 제1 채널 및 상기 제2 채널을 갖는 본딩 채널에 할당함으로써 송신 프레임을 생성하는 단계; 및
상기 송신 프레임을 송신하는 단계
를 포함하는 송신 방법.
제12항에 있어서,
상기 제1 채널과 상기 제2 채널 사이의 간격은 2.16GHz이고,
상기 IFFT 처리는 512 또는 1024의 FFT 크기를 사용하여 수행되고,
상기 본딩 채널의 중심 주파수는 상기 제1 채널 또는 제2 채널의 중심 주파수로부터 209 서브캐리어 떨어진 주파수인
송신 방법.
제12항에 있어서,
상기 본딩 채널은 1024 연속적인 서브캐리어들을 포함하고;
상기 하나 이상의 OFDM 신호는 제2 OFDM 신호를 더 포함하고, 상기 제1 OFDM 신호는 상기 본딩 채널의 중심보다 더 낮은 209 서브캐리어이고; 그리고
상기 제2 OFDM 신호는 상기 본딩 채널의 중심보다 더 높은 210 서브캐리어인
송신 방법.
제12항에 있어서, 상기 주파수를 시프트시키는 단계는 상기 제1 OFDM 신호의 주파수를 0.47 메가헤르츠만큼 시프트시키는 것을 포함하는
송신 방법.
수신 방법으로서,
본딩 채널에 매핑된 신호를 수신하는 단계;
상기 수신된 신호에 대해 고속 푸리에 변환(FFT) 처리를 수행함으로써 제1 페이로드 신호 및 제2 페이로드 신호를 생성하는 단계
를 포함하고,
상기 수신된 신호는 송신 장치에서 생성되고, 제1 채널에 매핑된 제1 싱글 캐리어 신호, 제2 채널에 매핑된 제2 싱글 캐리어 신호, 및 상기 본딩 채널에 매핑된 하나 이상의 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 신호를 포함하고,
상기 제1 싱글 캐리어 신호는 제1 프리앰블 및 제1 헤더를 갖고,
상기 제2 싱글 캐리어 신호는 제2 프리앰블 및 제2 헤더를 갖고,
상기 제1 페이로드 신호의 제1 중심 주파수는 상기 본딩 채널의 중심보다 더 낮은 위치로 설정되고, 상기 제2 페이로드 신호의 제2 중심 주파수는 상기 본딩 채널의 중심보다 더 높은 위치로 설정되고,
상기 하나 이상의 OFDM 신호는 상기 제1 페이로드 신호 및 상기 제2 페이로드 신호에 대해 역 FFT(IFFT) 처리를 수행함으로써 생성되고; 그리고
상기 하나 이상의 OFDM 신호의 제1 OFDM 신호는 오프셋만큼 시프트되는
수신 방법.
제16항에 있어서,
상기 제1 채널과 상기 제2 채널 사이의 간격은 2.16GHz이고,
상기 IFFT 처리는 512 또는 1024의 FFT 크기를 이용하고, 그리고
상기 본딩 채널의 중심 주파수는 상기 제1 채널 또는 상기 제2 채널의 중심 주파수로부터 209 서브캐리어 떨어진 주파수에 상당하는
수신 방법.
제16항에 있어서,
상기 본딩 채널은 1024 연속적인 서브캐리어들을 포함하고;
상기 제1 페이로드 신호의 상기 제1 중심 주파수는 상기 본딩 채널의 중심보다 더 낮은 209 서브캐리어가 되도록 시프트되고;
상기 제2 페이로드 신호의 상기 제2 중심 주파수는 상기 본딩 채널의 중심보다 더 높은 210 서브캐리어가 되도록 시프트되는
수신 방법.
제16항에 있어서, 상기 오프셋은 0.47 메가헤르츠인
수신 방법.