JPWO2017043004A1 - 通信装置および通信方法 - Google Patents

Abstract

通信装置において、変調部は、アグリゲーション伝送に用いられる隣り合う２つのチャネルのプリアンブル信号及びヘッダ信号をそれぞれ直交変調し、２つのチャネルの周波数帯域にそれぞれシフトされた２つのシングルキャリア信号を生成する。ＯＦＤＭ信号生成部は、アグリゲーション伝送に用いられる隣り合う２つのチャネルのペイロード信号をまとめてＩＦＦＴ処理して、２つのチャネルのＯＦＤＭ信号を生成する。アンテナは、２つのチャネルのＯＦＤＭ信号を送信する。

Description

本開示は、ミリ波通信を用いた通信装置および通信方法に関する。

IEEE 802.11は、無線ＬＡＮ関連規格の一つであり、その中に、IEEE802.11n規格（以下、「11n規格」という）や、IEEE802.11ad規格（以下・「11ad規格」という）等がある（例えば、非特許文献１，２を参照）。

11n規格は、2.4GHzと5GHzに互換性を持ち、MAC層において100Mbpsを上回る高スループットを実現する。11n規格では、二次変調方式として、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）伝送が規定されている。

また、11n規格には、ピークスループットを高めるため、20MHzの帯域幅を持つ２つの隣り合うチャネルに渡り、40MHzの帯域幅でデータフィールド（Payload）を配置してデータを送信するチャネルボンディングが導入されている。なお、11n規格では、プリアンブル部分（L-STF, L-LTF, L-SIG, HT-SIGを含む）については、チャネルボンディングに対応していない端末においても受信することができるように、チャネル毎に配置される。

11ad規格は、60GHz帯ミリ波の複数のチャネルを用いて、最大7Gbpsの高速通信を実現する。11ad規格では、二次変調方式として、シングルキャリア伝送とＯＦＤＭ伝送がそれぞれ規定されている。また、11ad規格に比べ更にピークスループットを高めるための手段として、チャネルボンディングの他に、キャリアアグリゲーションを用いた通信規格が提案されている。

IEEE Std 802.11TM-2012 IEEE Std 802.11adTM-2012

キャリアアグリゲーションを行うためには、同時使用チャネル数に応じた広帯域の高周波(ＲＦ：Radio Frequency)回路やアナログフロントエンド回路（例えば、Ｄ／Ａ変換器、Ａ／Ｄ変換器）が必要となる。更に、11ad規格において、ＯＦＤＭ伝送を用いたキャリアアグリゲーションでは、チャネルボンディングと比較して、チャネル毎にアップサンプリング処理およびフィルタリング処理が必要となり、装置の小型化、低消費電力化、低コスト化（汎用の半導体技術を用いて実現する）を図ることが困難となる。

また、11ad規格のＯＦＤＭ伝送において、シングルキャリア伝送と同様にチャネル毎にアップサンプリング処理およびフィルタリング処理を行うと、装置の小型化、低消費電力化、低コスト化を図ることが困難となる。

本開示の一態様は、11ad規格に準拠する通信装置および通信方法を提供することである。

本開示の一態様に係る通信装置は、アグリゲーション伝送に用いられる隣り合う２つのチャネルのプリアンブル信号及びヘッダ信号をそれぞれ直交変調し、前記２つのチャネルの周波数帯域にそれぞれシフトされた２つのシングルキャリア信号を生成するシングルキャリア信号生成部と、前記アグリゲーション伝送に用いられる隣り合う前記２つのチャネルのペイロード信号をまとめてＩＦＦＴ処理して、前記２つのチャネルのＯＦＤＭ信号を生成するＯＦＤＭ信号生成部と、前記２つのシングルキャリア信号及び前記２つのチャネルのＯＦＤＭ信号を送信するアンテナと、を具備する構成を採る。

本開示の一態様に係る通信方法は、アグリゲーション伝送に用いられる隣り合う２つのチャネルのプリアンブル信号及びヘッダ信号をそれぞれ直交変調し、前記２つのチャネルの周波数帯域にそれぞれシフトされた２つのシングルキャリア信号を生成し、前記アグリゲーション伝送に用いられる隣り合う前記２つのチャネルのペイロード信号をまとめてＩＦＦＴ処理し、前記２つのチャネルのＯＦＤＭ信号を生成し、前記２つのシングルキャリア信号及び前記２つのチャネルのＯＦＤＭ信号を送信する。

なお、これらの包括的または具体的な態様は、システム、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラム、または、記録媒体で実現されてもよく、システム、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラムおよび記録媒体の任意な組み合わせで実現されてもよい。

本開示の一態様によれば、ミリ波通信を用いた通信装置および通信方法におけるアグリゲーション伝送において、アップサンプリング処理およびフィルタリング処理が不要となるので装置の小型化、低消費電力化、低コスト化を図ることができる。

ミリ波通信のアグリゲーション伝送におけるスペクトラムの一例を示す図 ＯＦＤＭ伝送を行う通信装置の構成例を示す図 ＯＦＤＭ伝送を行う通信装置の構成例を示す図 ペイロード信号Ｓ１に対する処理の一例を示す図 ペイロード信号Ｓ２に対する処理の一例を示す図 各チャネルの信号の加算処理の一例を示す図 実施の形態１に係る通信装置の構成例を示す図 実施の形態１に係るフレームフォーマットの一例を示す図 実施の形態１に係るフレームフォーマットの一例を示す図 実施の形態１に係るＯＦＤＭ信号の生成処理の一例を示す図 実施の形態１に係るペイロード信号のマッピング例を示す図 実施の形態１に係る通信装置が生成する信号のスペクトラムの一例を示す図 実施の形態２に係る通信装置の構成例を示す図 実施の形態２に係る通信装置が生成する信号のスペクトラムの一例を示す図 実施の形態２に係るフレームフォーマットの一例を示す図 実施の形態２に係るＯＦＤＭ信号の生成処理の一例を示す図 実施の形態２に係るペイロード信号のマッピング例を示す図 実施の形態２に係るＯＦＤＭ信号の生成処理の一例を示す図 ２つのＲＦ回路を有する通信装置の構成例を示す図 ２つのＲＦ回路を有する通信装置におけるチャネル１でのＯＦＤＭ信号の生成処理の一例を示す図 ２つのＲＦ回路を有する通信装置におけるチャネル２でのＯＦＤＭ信号の生成処理の一例を示す図 実施の形態３に係る通信装置の構成例を示す図 実施の形態３に係るペイロード信号Ｓ１に対する位相回転量の一例を示す図 実施の形態３に係るペイロード信号Ｓ２に対する位相回転量の一例を示す図 実施の形態４に係る通信装置の構成例を示す図 実施の形態４係るペイロード信号Ｓ１のＯＦＤＭ信号の生成処理の一例を示す図 実施の形態４係るペイロード信号Ｓ２によるＯＦＤＭ信号の生成処理の一例を示す図 実施の形態４に係る通信装置が生成する信号のスペクトラムの一例を示す図 実施の形態４に係る通信装置の他の構成例を示す図 実施の形態４に係る通信装置の他の構成例を示す図 実施の形態４に係る通信装置の他の構成例を示す図 実施の形態４に係る通信装置の他の構成例を示す図

以下、図面を適宜参照して、本開示の一実施の形態につき、詳細に説明する。

（本開示に至る経緯）
ピークスループットを高める方法として、チャネルボンディングの他に、20MHzの帯域幅を持つ隣り合う２つのチャネルを束ねて、40MHzの帯域幅でプリアンブル部分およびデータフィールド（Payload）を配置して信号を送信するアグリゲーション伝送がある。

図１は、ミリ波通信のアグリゲーション伝送におけるスペクトラムの一例を示す。

図１では、隣り合う２つのチャネル間のチャネル幅は2.16GHzに定められ、各チャネルの帯域幅は1.76GHzに定められている。以下では、一例として、隣り合う２つのチャネル１およびチャネル２を用いてアグリゲーション伝送を行う場合について説明する。

［ＯＦＤＭ伝送］
図２〜図６を用いて、ＯＦＤＭ伝送においてアグリゲーション伝送を行う通信装置１の構成および動作の一例について説明する。

図２は、通信装置１の構成部のうち、各データを変調するまでの構成例を示すブロック図である。図２に示す通信装置１は、プリアンブル生成部１１、スクランブル部１２，１５、ＦＥＣ符号化部１３，１６、データ変調部１４，１８−１、１８−２、データ分割部１７を含む構成である。

図３は、通信装置１の構成部のうち、図２に示す構成において生成された信号を送信するまでの構成例を示すブロック図である。図３に示す通信装置１は、アップサンプル部２１，２３，２６−１，２６−２、フィルタ（ＲＲＣフィルタ）２２，２４、ＯＦＤＭ信号生成部２５−１，２５−２、ローパスフィルタ２７−１，２７−２、フレーム生成部２８−１，２８−２、変調部２９−１，２９−２、加算部３０、広帯域Ｄ／Ａ変換部３１、広帯域無線（ＲＦ）処理部３２、アンテナを含む構成を採る。

また、図４は、図３に示す、ペイロード信号Ｓ１に対する処理を施す構成部（ＯＦＤＭ信号生成部２５−１、アップサンプル部２６−１、ローパスフィルタ２７−１、変調部２９−１）の動作例を示し、図５は、図３に示す、ペイロード信号Ｓ２に対する処理を施す構成部（ＯＦＤＭ信号生成部２５−２、アップサンプル部２６−２、ローパスフィルタ２７−２、変調部２９−２）の動作例を示す。また、図６は、図３に示す加算部３０の動作例を示す。なお、図４〜図６では、ペイロード信号Ｓ１およびペイロード信号Ｓ２を示す。

図２に示す通信装置１において、プリアンブル生成部１１は、プリアンブル信号を生成する（例えば、シンボル速度：1.76GSps）。

スクランブル部１２は入力されるヘッダデータに対してスクランブリング処理を施し、ＦＥＣ（Forward Error Correction）符号化部１３はヘッダデータに対して誤り訂正符号化を施し、データ変調部１４は符号化後のヘッダデータをデータ変調して（例えば、シンボル速度：1.76GSps、π/2-BPSK）、ヘッダ信号を生成する。

スクランブル部１５は入力されるペイロードデータに対してスクランブリング処理を施し、ＦＥＣ符号化部１６はペイロードデータに対して誤り訂正符号化を施し、データ分割部１７は、ペイロードデータを２つのチャネル１，２に対応するペイロードデータ１，２に分割する。データ変調部１８−１はチャネル１のペイロードデータを変調して（例えば、シンボル速度：2.64GSps）、ペイロード信号Ｓ１を生成し、データ変調部１８−２はチャネル２のペイロードデータを変調して（例えば、シンボル速度：2.64GSps）、ペイロード信号Ｓ２を生成する。

図３において、アップサンプル部２１は、図２に示すプリアンブル生成部１１から入力されるプリアンブル信号に対するサンプリングレートを３倍にアップサンプリングし、フィルタ２２はアップサンプリング後のプリアンブル信号に対してフィルタリングを施す。

アップサンプル部２３は、データ変調部１４から入力されるヘッダ信号に対するサンプリングレートを３倍にアップサンプリングし、フィルタ２４はアップサンプリング後のヘッダ信号に対してフィルタリングを施す。

フィルタ２２およびフィルタ２４は、例えば、ＲＲＣ（Root Raised Cosine）フィルタである。

ＯＦＤＭ信号生成部２５−１は、図２に示すデータ変調部１８−１から入力されるペイロード信号Ｓ１に対してＩＦＦＴ処理を施して、ＯＦＤＭ信号を生成する。例えば、図４における（ａ）に示す例では、ＯＦＤＭ信号生成部２５−１は、サンプリングレート＝2.64GHz、ＦＦＴサイズ=512を用いてＩＦＦＴ処理を行う。アップサンプル部２６−１は、ペイロード信号Ｓ１によるＯＦＤＭ信号に対するサンプリングレートを２倍にアップサンプリングする（例えば、図４における（ｂ）を参照）。ローパスフィルタ２７−１は、アップサンプリング後のペイロード信号Ｓ１によるＯＦＤＭ信号の所定の帯域を通過させる（例えば、図４における（ｃ）を参照）。

ＯＦＤＭ信号生成部２５−２は、図２に示すデータ変調部１８−２から入力されるペイロード信号Ｓ２に対してＩＦＦＴ処理を施して、ＯＦＤＭ信号を生成する。例えば、図５における（ａ）に示す例では、ＯＦＤＭ信号生成部２５−２は、サンプリングレート＝2.64GHz、ＦＦＴサイズ=512を用いてＩＦＦＴ処理を行う。アップサンプル部２６−２は、ペイロード信号Ｓ２によるＯＦＤＭ信号に対するサンプリングレートを２倍にアップサンプリングする（例えば、図５における（ｂ）を参照）。ローパスフィルタ２７−２は、アップサンプリング後のペイロード信号Ｓ２によるＯＦＤＭ信号の所定の帯域を通過させる（例えば、図５における（ｃ）を参照）。

フレーム生成部２８−１は、フィルタ２２から入力されるプリアンブル信号、フィルタ２４から入力されるヘッダ信号、および、ローパスフィルタ２７−１から入力されるペイロード信号Ｓ１によるＯＦＤＭ信号から構成されるフレームを生成する。変調部２９−１は、チャネル１のフレームに対して変調を行い、チャネル１のフレームの中心周波数を-1.08GHzシフト（例えば、図４における（ｄ）を参照）。

フレーム生成部２８−２は、フィルタ２２から入力されるプリアンブル信号、フィルタ２４から入力されるヘッダ信号、および、ローパスフィルタ２７−２から入力されるペイロード信号Ｓ２によるＯＦＤＭ信号から構成されるフレームを生成する。変調部２９−２は、チャネル２のフレームに対して変調を行い、チャネル２のフレームの中心周波数を+1.08GHzシフトさせる（例えば、図５における（ｄ）を参照）。

加算部３０は、変調部２９−１から入力されるチャネル１の信号（例えば、図６における（ａ）を参照）と、変調部２９−２から入力されるチャネル２の信号（例えば、図６における（ｂ）を参照）とを加算する（例えば、図６における（ｃ）を参照）。広帯域Ｄ／Ａ変換部３１は、加算後の信号に対してＤ／Ａ変換（例えば、シンボル速度：5.28GSps）を行う。広帯域無線処理部３２（高周波回路）は、Ｄ／Ａ変換後の信号に対して無線送信処理を施し、チャネル１およびチャネル２の中心である中心周波数（例えば、図１では59.40GHz）を有する無線信号を生成する。生成された無線信号は、アンテナを介して送信される。

以上、ＯＦＤＭ伝送においてアグリゲーション伝送を行う通信装置１の構成例について説明した。

図３に示す構成では、複数のチャネルに渡ってアグリゲーション伝送が適用される場合、当該複数のチャネルの個数に応じたアップサンプリング処理およびローパスフィルタリング処理（図３に示す点線で囲まれた構成部の処理）が必要となり、装置の規模、消費電力およびコストが増加してしまう。

一方で、図３に示す構成において、ＯＦＤＭ信号生成部２５−１およびＯＦＤＭ信号生成部２５−２でのＦＦＴサイズを２倍の１０２４に設定した場合、図５における（ｃ）の波形を得ることができるため、ローパスフィルタリング処理が不要となるものの、ＦＦＴサイズ＝１０２４の処理をチャネル毎に行うことは非効率である。

そこで、本開示の一態様では、11ad規格のＯＦＤＭ伝送において効率良く送信処理を行い、かつ、装置の小型化、低消費電力化、低コスト化を図る。

（実施の形態１）
［通信装置の構成］
図７を用いて、本実施の形態に係る通信装置１００の構成例について説明する。なお、通信装置１００のうち、各データを変調するまでの構成および動作については、図２に示す通信装置１の構成と同一であるので図示せず、その説明を省略する。また、図７に示す通信装置１００において、図３に示す通信装置１と同一の構成には同一の符号を付し、その説明を省略する。

図７において、変調部１０１−１は、プリアンブル信号に対して変調を行い、プリアンブル信号の中心周波数を−１．０８ＧＨｚシフトさせる。これにより、チャネル１のプリアンプル信号が生成される。変調部１０１−２は、プリアンブル信号に対して変調を行い、プリアンブル信号の中心周波数を+1.08GHzシフトさせる。これにより、チャネル２のプリアンプル信号が生成される。加算部１０２は、チャネル１のプリアンプル信号とチャネル２のプリアンブル信号とを加算し、フレーム生成部１０６へ出力する。

変調部１０３−１は、ヘッダ信号に対して変調を行い、ヘッダ信号の中心周波数を-1.08GHzシフトさせる。これにより、チャネル１のヘッダ信号が生成される。変調部１０３−２は、ヘッダ信号に対して変調を行い、ヘッダ信号の中心周波数を+1.08GHzシフトさせる。これにより、チャネル２のヘッダ信号が生成される。加算部１０４は、チャネル１のヘッダ信号とチャネル２のヘッダ信号とを加算し、フレーム生成部１０６へ出力する。

このようにして、２つのチャネルのシングルキャリア信号（プリアンブル信号およびヘッダ信号）が生成される。すなわち、変調部１０１−１，１０１−２および変調部１０３−１，１０３−２は、アグリゲーション伝送に用いられる隣り合う２つのチャネルのプリアンブル信号及びヘッダ信号をそれぞれ直交変調し、当該２つのチャネルの周波数帯域にそれぞれシフトされた２つのシングルキャリア信号を生成するシングルキャリア信号生成部に相当する。

ＯＦＤＭ信号生成部１０５は、図２に示すデータ変調部１８−１から入力されるペイロード信号Ｓ１、および、図２に示すデータ変調部１８−２から入力されるペイロード信号Ｓ２をまとめてＩＦＦＴ処理して、チャネル１およびチャネル２のＯＦＤＭ信号を生成する。この際、ＯＦＤＭ信号生成部１０５は、ＦＦＴサイズ＝１０２４およびサンプリングレート＝5.28GHzを用いてＩＦＦＴ処理を行う。

すなわち、ＯＦＤＭ信号生成部１０５は、図３に示す、各チャネルのペイロード信号を個別にＩＦＦＴ処理するＯＦＤＭ信号生成部２５−１、２５−２でのＦＦＴサイズよりも大きなＦＦＴサイズ（２倍のＦＦＴサイズ）、および、より高速なサンプリングレートを用いて、ペイロード信号Ｓ１、Ｓ２のＩＦＦＴ処理を行う。

換言すると、ＯＦＤＭ信号生成部１０５は、広帯域の周波数（サブキャリア）にマッピングされたペイロード信号Ｓ１、Ｓ２をまとめてＩＦＦＴ処理する。

［フレームフォーマット］
次に、図７に示す構成の通信装置１００が用いるフレームフォーマットについて説明する。

図８、図９及び図１０は、本実施の形態に係るフレームフォーマットの一例を示す。また、図８はヘッダ内の構成を示し、図９はＯＦＤＭ伝送の場合のペイロード内の構成を示し、図１０は、ＯＦＤＭ信号の生成処理の一例を示し、図１１は、ペイロード信号のマッピング例を示す図である。

図８及び図９に示すように、各チャネルのフレームは、ＳＴＦ（Short Training Field）、ＣＥＦ（Channel Estimation Field）、ヘッダ（Header）、拡張ヘッダ（E-Header）およびペイロード（Payload1またはPayload2）から構成される。

また、図８に示すように、各チャネルのヘッダは、11ad規格と同様の構成を採るものとする。すなわち、ヘッダは、512シンボルのシンボルブロックを複数連結することにより構成され、1.76GSpsのシングルキャリア変調が施される。図８に示すように、ヘッダの各シンボルブロックは、６４シンボルのＧＩ（Guard Interval）と448シンボルのデータ部とから構成される。このように、シングルキャリア信号では、シンボルブロックの中にＧＩが含まれる。これは、受信機において５１２点ＦＦＴ回路を用いて周波数領域等化処理を行うことが想定されているためである。

また、図８に示すように、各チャネルの拡張ヘッダは、ヘッダと同一のフレーム構成を採る。

次に、各チャネルのペイロードのフォーマットについて説明する。図９に示すように、ペイロードは、ＣＰ（Cyclic Prefix）とデータ部とから構成される。

11ad規格では、ＯＦＤＭシンボル長は512サンプルである。これは、シングルキャリア信号のシンボルブロックサイズ（512シンボル）と同じサイズにすることで受信機において５１２点ＦＦＴ回路を共用することを想定していることが理由の１つである。

なお、本実施の形態では、Payload部分のフレームフォーマットは11adと同じであるが、サブキャリアの割り当て方法とＯＦＤＭ信号の生成方法が異なる。以下に、サブキャリアの割り当て方法とＯＦＤＭ信号の生成方法について、説明する。

図７に示す通信装置１００において、図９に示すＯＦＤＭ伝送時のフレームフォーマットを生成する方法の一例について説明する。

図１０は、フレームフォーマットの生成方法の一例を示す図である。

まず、ＯＦＤＭ信号生成部１０５は、データ変調されたペイロード信号Ｓ１およびペイロード信号Ｓ２を、予め決められた長さに分割する。図１０では、各ペイロード信号は336シンボルに分割されている。

次いで、ＯＦＤＭ信号生成部１０５は、ペイロード信号Ｓ１（チャネル１の信号）およびペイロード信号Ｓ２（チャネル２の信号）から336シンボルをそれぞれ取り出し、ゼロ信号またはパイロット信号（予め設定された既知パターン）を挿入して、合計１０２４サブキャリアとなるように、各信号をサブキャリアにマッピングする。これにより、ＩＦＦＴ回路に入力されるＩＦＦＴ入力ブロック信号が生成される。

この際、ペイロード信号Ｓ１は、図１０に示す１０２４サブキャリアの中心よりも左側、すなわち、中心周波数よりも低い周波数領域に相当する領域にマッピングする。一方、ペイロード信号Ｓ２は、図１０に示す１０２４サブキャリアの中心よりも右側、すなわち、中心周波数よりも高い周波数領域に相当する領域にマッピングする。

また、例えば、各ペイロード信号は、以下の制約を満たすようにサブキャリアにマッピングされる。図１１は、一例として、ペイロード信号Ｓ１に対するマッピングの制約の説明に供する図である。具体的には、図１１に示すように、シンボルブロック（例えば、336シンボル）に分割されたペイロード信号Ｓ１は、１０２４サブキャリアにマッピングされる際、中心から２０９サブキャリア離れた位置を中心として、ゼロ信号またはパイロット信号を含めて３６０サブキャリアを超えない範囲内にマッピングされる。

ここで、「２０９サブキャリア」は、1.07765625MHz(以下、1.077GHzと表記)に相当し、1080MHzに最も近い値として決定される。「３６０サブキャリア」は、予め設定された１チャネルあたりのスペクトラム制約により設定された値（ここでは、1.8GHz）に相当する。これにより、ペイロード信号Ｓ１はチャネル１（ch1）の中心周波数を中心に配置される。

ペイロード信号Ｓ２についても、図１１と同様の制約に従ってマッピングされるものとする。

ＯＦＤＭ信号生成部１０５は、図１０に示すＩＦＦＴ入力ブロック信号を、ＩＦＦＴ回路に入力し、出力信号にＣＰを付加する。さらに、ＣＰが付加された出力信号にプリアンブル信号およびヘッダ信号が付加されることで、送信デジタルベースバンド信号が得られる（図９参照）。

そして、この送信デジタルベースバンド信号に対して、5.28GSpsでＤ／Ａ変換が行われ、中心周波数が59.40GHzに設定された無線処理が施されることで、後述する図１２に示すスペクトラムを有する信号が送信される。

図１２は、ＯＦＤＭ信号生成部１０５で生成されるＯＦＤＭ信号の一例を示す。

図１２では、サンプリングレート＝5.28GHzである。また、図１２では、ＯＦＤＭ信号生成部１０５は、5.28GHzの帯域において、中心周波数（0GHz）から-1.08GHz付近（-1.077GHz）にペイロード信号Ｓ１によるＯＦＤＭ信号の中心周波数が設定され、中心周波数（0GHz）から+1.08GHz付近（+1.077GHz）にペイロード信号Ｓ２によるＯＦＤＭ信号の中心周波数が設定されるように、ＩＦＦＴ処理におけるペイロード信号Ｓ１、Ｓ２の入力の割当を調整する。

そして、フレーム生成部１０６は、加算部１０２から入力されるプリアンブル信号、加算部１０４から入力されるヘッダ信号、および、ＯＦＤＭ信号生成部１０５から入力されるＯＦＤＭ信号を用いて、チャネル１およびチャネル２のフレームを生成する。

このように、通信装置１００は、図３（ＦＦＴサイズ：５１２）と比較して大きなＦＦＴサイズ（１０２４）を用いて、ペイロード信号Ｓ１およびペイロード信号Ｓ２の双方のＯＦＤＭ信号をまとめて生成する。

こうすることで、図３に示す通信装置１では、各チャネルに対するアップサンプリング処理およびローパスフィルタリング処理（図３に示す点線で囲まれた構成部の処理）を行う必要があるのに対して、図７に示す本実施の形態に係る通信装置１００では、各チャネルに対するアップサンプリング処理およびローパスフィルタリング処理が不要となる。すなわち、図７に示す通信装置１００では、図３に示すアップサンプル部２６−１，２６−２およびローパスフィルタ２７−１，２７−２が不要となる。

このように、本実施の形態によれば、11ad規格のＯＦＤＭ伝送において、アグリゲーション伝送を適用する際に、複数のチャネルのＯＦＤＭ信号をまとめて生成することで、効率良くＯＦＤＭ信号を生成でき、かつ、アップサンプリング処理およびフィルタリング処理が不要となるので装置の小型化、低消費電力化、低コスト化を図ることができる。

（実施の形態２）
実施の形態１では、一例として、ＯＦＤＭ信号生成部１０５（図７）におけるサンプリングレート＝5.28GHzとし、ＦＦＴサイズ＝1024の場合について説明した。

この場合、ＩＦＦＴ処理の入力の周波数ビンは、5.15625MHz（＝5280MHz/1024）間隔となる。各チャネルのＯＦＤＭ信号の所望の中心周波数（チャネル１，２の中心から±1080MHz）は、この周波数ビンの間隔（サブキャリア間隔）＝5.15625MHzの整数倍ではない。つまり、1080MHzを中心とする周波数ビンは存在しない。よって、ＯＦＤＭ信号生成部１０５では、各チャネルのＯＦＤＭ信号の中心周波数は、所望の周波数（図１では±1080MHz）からずれてしまう（例えば、図１２では±1077.65625MHz）。

これにより、送信信号の品質劣化（キャリア周波数のオフセット規定を満たせなくなること）の可能性がある。また、送信機または受信機においてこの周波数ずれを補正するための補正回路が必要となり、回路規模および消費電力が増加してしまう。

そこで、本実施の形態では、各チャネルの中心周波数のずれを発生させることなく、ペイロード信号Ｓ１、Ｓ２のＯＦＤＭ信号を生成する方法について説明する。

［通信装置の構成］
図１３を用いて、本実施の形態に係る通信装置２００の構成例について説明する。なお、通信装置２００のうち、各データを変調するまでの構成および動作については、図２に示す通信装置１の構成と同一であるので図示せず、その説明を省略する。また、図１３に示す通信装置２００において、実施の形態１（図７）と同一の構成には同一の符号を付し、その説明を省略する。

具体的には、通信装置２００において、ＯＦＤＭ信号生成部２０１は、実施の形態１と同様、図２に示すデータ変調部１８−１から入力されるペイロード信号Ｓ１、および、図２に示すデータ変調部１８−２から入力されるペイロード信号Ｓ２をまとめてＩＦＦＴ処理して、チャネル１およびチャネル２のＯＦＤＭ信号を生成する。この際、ＯＦＤＭ信号生成部２０１は、ＦＦＴサイズ＝１０５６およびサンプリングレート＝5.28GHzを用いてＩＦＦＴ処理を施して、ＯＦＤＭ信号を生成する。すなわち、ＯＦＤＭ信号生成部２０１は、図３に示す、各チャネルのペイロード信号を個別にＩＦＦＴ処理するＯＦＤＭ信号生成部２５−１、２５−２でのＦＦＴサイズよりも大きなＦＦＴサイズ、および、より高速なサンプリングレートを用いてＩＦＦＴ処理を行う。

ただし、ＯＦＤＭ信号生成部２０１では、実施の形態１（図７ではＦＦＴサイズ１０２４）と比較して、ＦＦＴサイズが異なる。

この場合、ＯＦＤＭ信号生成部２０１におけるＩＦＦＴ処理の入力の周波数ビンは、5MHz（＝5280MHz/1056）間隔となる。すなわち、各チャネルのＯＦＤＭ信号の所望の中心周波数（チャネル１，２の中心から±1080MHz）は、この周波数ビンの間隔＝5MHzの整数倍である。よって、1080MHzを中心とする周波数ビンが存在するので、ＯＦＤＭ信号生成部２０１では、各チャネルのＯＦＤＭ信号の中心周波数を、所望の周波数に設定することができる。

図１４は、ＯＦＤＭ信号生成部２０１で生成されるＯＦＤＭ信号の一例を示す。

図１４では、サンプリングレート＝5.28GHzである。また、図１４では、ＯＦＤＭ信号生成部２０１は、5.28GHzの帯域において、中心周波数（0GHz）から-1.08GHzにペイロード信号Ｓ１によるＯＦＤＭ信号の中心周波数が設定され、中心周波数（0GHz）から+1.08GHzにペイロード信号Ｓ２によるＯＦＤＭ信号の中心周波数が設定されるように、ＩＦＦＴ処理におけるペイロード信号Ｓ１、Ｓ２の入力の割当を調整する。

こうすることで、本実施の形態によれば、各チャネルのＯＦＤＭ信号の中心周波数のずれを発生させることなく、複数のチャネルのＯＦＤＭ信号をまとめて生成することができる。これにより、送信信号の品質劣化、回路規模および消費電力が増加を防ぐことができる。

なお、本実施の形態において、ＩＦＦＴ処理における周波数ビンの間隔が２つのチャネルに配置されるＯＦＤＭ信号の中心周波数（1.08GHz）の約数になるように、ＯＦＤＭ信号生成部２０１のＦＦＴサイズが設定されればよい。換言すると、ＩＦＦＴ処理における周波数ビンの間隔が２つのチャネル間隔（図１に示す2.16GHz）の半数の約数になるように、ＯＦＤＭ信号生成部２０１のＦＦＴサイズが設定されればよい。

［フレームフォーマット］
次に、図１３に示す構成の通信装置２００が用いるフレームフォーマットについて説明する。

図１５は、本実施の形態に係るフレームフォーマットの一例を示す。図１５はＯＦＤＭ伝送の場合のペイロード内の構成を示す。

図１５に示すように、各チャネルのフレームは、ＳＴＦ（Short Training Field）、ＣＥＦ（Channel Estimation Field）、ヘッダ（Header）、拡張ヘッダ（E-Header）およびペイロード（Payload1またはPayload2）から構成される。なお、ＳＴＦ、ＣＥＦ、ヘッダ、拡張ヘッダについては、図８と同じ構成であるため、説明を省略する。

以下、各チャネルのペイロードのフォーマットについて説明する。

11ad規格では、ＯＦＤＭシンボル長は512サンプルである。これは、シングルキャリア信号のシンボルブロックサイズ（512シンボル）と同じサイズにすることで受信機において５１２点ＦＦＴ回路を共用することを想定していることが理由の１つである。

一方、本実施の形態では、図１５に示すように、ＯＦＤＭシンボル長を528シンボル（サンプル）とする。これにより、上述したように、チャネル１，２のＯＦＤＭ信号をまとめて生成する際のＩＦＦＴ処理における周波数ビンの間隔（サブキャリア間隔）を5MHzにすることができる。すなわち、チャネル１とチャネル２とのチャネル間隔（2.16GHz）の半分（1.08GHｚ）を整数で除した値（つまり、約数）がサブキャリア間隔と等しくなるように、ＯＦＤＭシンボル長は決定される。上記の関係は、以下の計算式で表される。

サブキャリア間隔＝サンプルレート／ＯＦＤＭシンボル長
（計算例） 5MHz＝ 2640MSps ／ 528サンプル
チャネル間隔の半分／216（適当な整数）＝サブキャリア間隔
（計算例）1080MHz ／216 ＝ 5MHz
次に、図１３に示す通信装置２００において、図１５に示すＯＦＤＭ伝送時のフレームフォーマットを生成する方法の一例について説明する。

図１６は、フレームフォーマットの生成方法の一例を示す図である。なお、図１６は、図１０に類似したフレームフォーマットであるため、異なる構成要素であるデータ部（Data）について説明する。

ＯＦＤＭ信号生成部２０１は、ペイロード信号Ｓ１（チャネル１の信号）およびペイロード信号Ｓ２（チャネル２の信号）から336シンボルをそれぞれ取り出し、ゼロ信号またはパイロット信号（予め設定された既知パターン）を挿入して、合計１０５６サブキャリアとなるように、各信号をサブキャリアにマッピングする。これにより、ＩＦＦＴ回路に入力されるＩＦＦＴ入力ブロック信号が生成される。

この際、ペイロード信号Ｓ１は、図１６に示す１０５６サブキャリアの中心よりも左側、すなわち、中心周波数よりも低い周波数領域に相当する領域にマッピングする。一方、ペイロード信号Ｓ２は、図１６に示す１０５６サブキャリアの中心よりも右側、すなわち、中心周波数よりも高い周波数領域に相当する領域にマッピングする。

また、例えば、各ペイロード信号は、以下の制約を満たすようにサブキャリアにマッピングされる。図１７は、一例として、ペイロード信号Ｓ１に対するマッピングの制約の説明に供する図である。具体的には、図１７に示すように、シンボルブロック（例えば、336シンボル）に分割されたペイロード信号Ｓ１は、１０５６サブキャリアにマッピングされる際、中心から２１６サブキャリア離れた位置を中心として、ゼロ信号またはパイロット信号を含めて３６０サブキャリアを超えない範囲内にマッピングされる。

ここで、「２１６サブキャリア」は、1.08GHz、すなわち、チャネル間隔（2.16GHz）の半分に相当し、「３６０サブキャリア」は、予め設定された１チャネルあたりのスペクトラム制約により設定された値（ここでは、1.8GHz）に相当する。

ペイロード信号Ｓ２についても、図１７と同様の制約に従ってマッピングされるものとする。

そして、この送信デジタルベースバンド信号に対して、5.28GSpsでＤ／Ａ変換が行われ、中心周波数が59.40GHzに設定された無線処理が施されることで、図１に示すスペクトラムを有する信号が送信される。

ここで、通信装置２００において生成される、図１５に示すフレームフォーマットの信号は、後述する図１９に示す構成の通信装置で送信される信号と同等のものである。なお、「同等」とは、送信デジタルベースバンド信号が等しいという意味である。

なお、本実施の形態の通信装置がアグリゲーション伝送に適応する場合について説明したが、チャネルボンディングにも適応することができる。例えば、ヘッダにアグリゲーション伝送とチャネルボンディングとを識別するフラグを追加して、ＯＦＤＭ信号生成部１０５において、アグリゲーション伝送の場合は、図１６に従って、サブキャリアにブロックシンボルを配置し、チャネルボンディングの場合は、図１８に従って、サブキャリアにブロックシンボルを配置すればよい。

チャネルボンディングでは、チャネルch1、ch2間の周波数領域、及び、各チャネルの中心周波数付近の周波数領域を信号の送信に用いることができるため、アグリゲーション伝送に比べてスループットを向上させることができる。しかし、チャネルボンディング信号を受信できる受信機は限られるため、本実施の形態の送信機を用いることで、受信機の性能に応じて、チャネルボンディングとアグリゲーション伝送とが選択可能となるため、最適な送信方法を切り替えて送信することができ、スループットを向上させることができる。

ここで、受信機の性能は、チャネルボンディングに対応するかどうかを示すビットを、あらかじめ送信機に通知しておくことで、送信機は性能を判断できる。

以下、図１９に示す通信装置２の構成について説明する。図１９において、図３または図７に示す構成と同一の構成には同一の符号を付し、その説明を省略する。

図１９に示す通信装置２は、２つの無線処理部（ＲＦ回路）５３−１，５３−２を用いてアグリゲーション伝送を行う。また、ＯＦＤＭ信号生成部５１−１、５１−２では、周波数ビンの間隔（サブキャリア間隔）の整数倍がチャネル間隔となるように、ＦＦＴサイズ=528に設定されている。

図２０Ａ、図２０Ｂは、図１９に示す通信装置２におけるフレームフォーマットの生成方法の一例を示す図である。図２０Ａは、ＯＦＤＭ信号生成部５１−１におけるペイロード信号Ｓ１に対する処理の一例を示し、図２０Ｂは、ＯＦＤＭ信号生成部５１−２におけるペイロード信号Ｓ２に対する処理の一例を示す。

ＯＦＤＭ信号生成部５１−１，５１−２は、データ変調されたペイロード信号Ｓ１およびペイロード信号Ｓ２を、予め決められた長さに分割する。図２０Ａおよび図２０Ｂでは、各ペイロード信号は336シンボルに分割されている。

次いで、ＯＦＤＭ信号生成部５１−１，５１−２は、ペイロード信号Ｓ１（チャネル１の信号）およびペイロード信号Ｓ２（チャネル２の信号）から336シンボルをそれぞれ取り出し、ゼロ信号またはパイロット信号（予め設定された既知パターン）を挿入して、合計５２８サブキャリアとなるように、各信号をサブキャリアにマッピングする。これにより、ＩＦＦＴ回路に入力されるＩＦＦＴ入力ブロック信号が生成される。

この際、ペイロード信号Ｓ１、Ｓ２は、図２０Ａおよび図２０Ｂに示す５２８サブキャリアの中心から両側に１８０サブキャリア、すなわち、５２８サブキャリアの中心の３６０サブキャリア（つまり、１チャネルあたりのスペクトラム制約により設定された値に相当するサブキャリア）の範囲内にマッピングされる。

ＯＦＤＭ信号生成部５１−１，５１−２は、図２０Ａおよび図２０Ｂに示すＩＦＦＴ入力ブロック信号を、ＩＦＦＴ回路に入力し、出力信号にＣＰを付加する。これにより、2.64GSpsの２系統のＯＦＤＭ信号が生成される。さらに、図１９に示すフレーム生成部２８−１，２８−２において、ＣＰが付加された出力信号にプリアンブル信号およびヘッダ信号が付加されることで、送信デジタルベースバンド信号が得られる。

そして、この送信デジタルベースバンド信号に対して、Ｄ／Ａ変換部５２−１，５２−２において2.64GSpsでＤ／Ａ変換が行われ、無線処理部５３−１，５３−２において、中心周波数がそれぞれ58.32GHz、60.48GHzに設定された無線処理が施されることで、図１に示すスペクトラムを有する信号が送信される。図１９に示す構成では、Ｄ／Ａ変換部５２−１，５２−２および無線処理部５３−１，５３−２に設定される帯域幅が、図１３に示す構成と比較して狭いので、高品質の（歪の小さい）送信信号が生成される。

以上、２つのＲＦ回路を用いてアグリゲーション伝送を行う通信装置２の構成について説明した。

すなわち、同一の受信機によって、図１３に示す通信装置２００から送信される信号および図１９に示す通信装置２から送信される信号の双方とも受信することができる。

ここで、図１３に示す通信装置２００と、図１９に示す通信装置２とを比較する。

同等のフレームフォーマット（例えば、図１５を参照）の送信は、通信装置２００では、１つのＩＦＦＴ回路、１つのＤ／Ａ回路、ＲＦ回路によって実現されるのに対して、通信装置２では、２つのＩＦＦＴ回路、２つのＤ／Ａ回路、２つのＲＦ回路によって実現される。

つまり、通信装置２００は、通信装置２の構成と比較して、回路規模の小型化を図ることができ、消費電力を低くすることができる。

（実施の形態３）
実施の形態１における通信装置１００（図７を参照）のＯＦＤＭ信号生成部１０５は、ＦＦＴサイズ（FFTポイント）が１０２４であるために、中心周波数が、1.080GHzと異なる1.077GHzに設定される。これに対して、本実施の形態では、位相回転を用いて、中心周波数のずれを調整する方法について説明する。

図２１は、本実施の形態に係る通信装置３００の構成例を示すブロック図である。なお、図２１において、実施の形態１（図７）と同一の構成には同一の符号を付し、その説明を省略する。具体的には、図２１では、位相回転量設定部３０１、符号反転部３０２、位相回転部３０３−１，３０３−２が新たに追加されている。

なお、周波数シフト方法（時間領域信号に位相回転をかける方法）が知られているが、２つのチャネル１，２（ch1、ch2）に対して独立して周波数シフトさせることは困難である。

このため、通信装置３００では、ＯＦＤＭ信号生成部１０５の前段において、位相回転部３０３−１，３０３−２が、各チャネルのペイロード信号を分割したシンボルブロック毎に予め定めた位相回転を行う。位相回転量は、位相回転設定部３０１において予め設定されている。

例えば、図２２Ａに示すように、ペイロード信号Ｓ１では、第１のシンボルブロック（366シンボルブロック）は回転量φラジアン、第２のシンボルブロックは回転量2φラジアン、…、第ｎのシンボルブロックは回転量ｎφラジアンと、回転量が増加する（ｎは１以上の整数）。

一方、図２２Ｂに示すように、ペイロード信号Ｓ２は、ペイロード信号Ｓ１とは、逆符号の回転量を用いて位相回転される。位相回転量の符号反転処理は、符号反転部３０２において行われる。

ここで、φは、中心周波数のずれ量Δ(GHz)とキャリア周波数fと、（OFDMシンボル長+CP長） Lにより、次式で定められる。

φ=(Δ / f) * L * 2π [rad]
計算例
Δ=1080MHz -(5280MHz/1024*209) = 2.34375 MHz
f = 60GHz
L = 512+128 = 640
φ= 0.05π
これにより、OFDMシンボルとCPをあわせた640サンプルの時間領域信号の、中心に位置するサンプル（例えば第320番サンプル）に与えるべき位相回転を、640サンプル全てに均一に与えることになる。これにより、図１４のスペクトラムと等しくはならないものの、OFDM受信機における受信信号誤差が軽減され、信号の品質を高めることができる。時間領域信号に位相回転をかける従来の方法と異なり、チャネルch1、ch2を独立して近似的に周波数シフトすることができる。

なお、キャリア周波数fとしては、ペイロード信号Ｓ１用のずれ量を計算するにはチャネル１（ch1）の中心周波数を用いて、ペイロード信号Ｓ２用にはチャネル２（ch2）の中心周波数を用いるのが最も正確である。ただし、キャリア周波数fとしては、簡易的にチャネル１，２（ch1,2）の中心周波数を用いてもよい。さらに簡易に、キャリア周波数fの近似値として60GHzを用いてもよい。

以上の構成により、ＦＦＴサイズが１０２４ポイントのＯＦＤＭ信号生成部１０５を用いてアグリゲーション伝送を行う場合であっても、各ペイロード信号の中心周波数を1.08GHzに調整することができる。

（実施の形態４）
実施の形態１における通信装置１００（図７を参照）のＯＦＤＭ信号生成部１０５は、ＦＦＴサイズ（FFTポイント）が１０２４であるために、中心周波数が、1.080GHzと異なる1.077GHzに設定される。これに対して、本実施の形態では、広帯域ＲＦのキャリア周波数を調整する方法について説明する。

図２３は、本実施の形態に係る通信装置４００の構成例を示すブロック図である。なお、図２３において、実施の形態１（図７）と同一の構成には同一の符号を付し、その説明を省略する。具体的には、図２３では、変調部１０１−１ａ，１０１−２ａ、変調部１０３−１ａ，１０３−２ａ、および広帯域無線処理部４０１（ＲＦ回路）の動作が実施の形態１と異なる。

また、図２３では、２つのチャネルのうち、チャネル１（ch1）をプライマリチャネルと定義する。プライマリチャネルの中心周波数を正確に設定するために、広帯域無線処理部４０１は、キャリア周波数を約2.3MHz低い値（図２３では59.398GHz）に調整する。ここで、約2.3MHzとは、プライマリチャネルの中心周波数のずれ量に相当する。

なお、広帯域無線処理部４０１において、キャリア周波数を調整すると、２つのチャネルが2.3MHz低い値に調整される。

このため、図２４Ａおよび図２４Ｂに示すように、チャネル１，２（ch1, ch2）の中心をなるべく近づけるため、ペイロード信号Ｓ１に対しては、中心のサブキャリアを1024サブキャリアの中心から209サブキャリア離れた位置に設定されるが、ペイロード信号Ｓ２に対しては、中心のサブキャリアを1024サブキャリアの中心から210サブキャリア離れた位置に設定される。

また、プリアンブル信号、ヘッダ信号を、調整後のペイロード信号Ｓ１、Ｓ２と同じ周波数において、送信するために、図２３における変調部１０１−１ａ、１０１−２ａ、１０３−１ａ、１０３−２ａは、図７における変調部１０１−１、１０１−２、１０３−１、１０３−２と比較して、2.3MHz低い周波方向にシフト（変調）するように設定する。

図２３、図２４Ａ及び図２４Ｂの調整によって、図２５に示すように、プライマリチャネルであるペイロード信号Ｓ１、チャネル１のプリアンブ及びチャネル１のヘッダ信号は、中心周波数が1.080ＧＨｚに調整され、ペイロード信号Ｓ２、チャネル２のプリアンブ及びチャネル２のヘッダ信号は、中心周波数は、1.08047GHzに調整することができる。

また、他の方法として、図２６に示す通信装置５００は、図２３と同等の信号を生成することができる。図２６は、図２３と同様に、ＯＦＤＭ信号生成部１０５において、図２４Ａ及び図２４Ｂのサブキャリア割り当てを行い、出力されたＯＦＤＭ信号を2.3MHz低い周波数方向にシフトする周波数変換部５０１を追加した構成である。このため、図２６は、図２３の構成と異なり、広帯域ＲＦ回路（広帯域無線処理部３２）の周波数を変更しない形態である。

以上の構成により、ＦＦＴサイズが１０２４ポイントのＯＦＤＭ信号生成部１０５を用いてアグリゲーション伝送を行う場合であっても、プライマリチャネルのペイロード信号の中心周波数を1.08GHzに調整でき、プライマリチャネル以外のチャネルのペイロード信号の中心周波数を1.08GHzに近づけることができる。

また、他の方法として、図２７に示す通信装置６００は、図２３と同等の信号を生成することができる。図２７は、図１９と同様に、ＯＦＤＭ信号生成部５１−１、５１−２において、図２０Ａ及び図２０Ｂに示すサブキャリア割り当てを行い、出力されたＯＦＤＭ信号のうちペイロード信号Ｓ２から生成されたＯＦＤＭ信号を0.47MHz高い周波数方向にシフトする周波数変換部６０１を追加した構成である。このため、図２７は、ＲＦ回路の周波数はそれぞれ、各チャネルの中心周波数に等しいため、ＯＦＤＭ信号の送信とシングルキャリア信号の送信とを１つの送信機で行うことが可能となる。

前述の通り、図２７に示す通信装置６００は、図２３に示す通信装置４００から送信される信号と同等であるから、同一の受信機によって、図２３に示す通信装置４００から送信される信号および図２７に示す通信装置６００から送信される信号の双方とも受信することができる。

なお、実施の形態４におけるプライマリチャネルとは、ＭＡＣレイヤにおいて規定されるプライマリチャネルであってよい。例えば、アクセスポイントから送信されるビーコンフレーム及びその他の制御用フレームによって、どのチャネルがプライマリチャネルであるかが通知される。

また、実施の形態４におけるプライマリチャネルは、固定的に定められても良い。例えば、ch1をプライマリチャネルと定めても良い。

また、図２８に示す通信装置１５００は、図２６と同様にＯＦＤＭ信号に周波数変換部５０１を適用したことに加え、プリアンブル信号およびヘッダ信号を変調する変調部１０１、１０３のうちプライマリチャネルに対応しない変調部１０１‐１、１０３‐２における変調周波数を0.47MHzずらし、1.0847GHzとした。

すなわち、図２５に示したように、図２６の構成ではペイロード２のＯＦＤＭ信号の中心周波数をシフトしたが、図２８の構成では、プリアンブル及びヘッダにおいても中心周波数が図２５と同様にシフトする。これにより、図２８の構成では、ch2にて送信されるプリアンブル、ヘッダ、ペイロード信号Ｓ２のベースバンド信号の中心周波数が一致するため、周波数ずれの不連続点がなく、受信機を簡易な構成とすることができる。

また、図２９に示す通信装置１６００は、図２７は異なり周波数変換部６０２をフレーム生成部２８より後段に配置した。すなわち、図２７と同様に、図２９の構成ではペイロード２のＯＦＤＭ信号の中心周波数をシフトしたが、図２９構成では、プリアンブル及びヘッダにおいても中心周波数が図２５と同様にシフトする。これにより、ch2にて送信されるプリアンブル、ヘッダ、ペイロード信号Ｓ２のベースバンド信号の中心周波数が一致するため、周波数ずれの不連続点がなく、受信機を簡易な構成とすることができる。

また、前述の通り、図２９に示す通信装置１６００は、図２８に示す通信装置１５００から送信される信号と同等であるから、同一の受信機によって、図２８に示す通信装置１５００から送信される信号および図２９に示す通信装置１６００から送信される信号の双方とも受信することができる。

以上、本開示の各実施の形態について説明した。

なお、上記実施の形態において、チャネル帯域幅、チャネル間隔、サンプリングレート、ＦＦＴサイズ、各チャネルの中心周波数などのパラメータは一例であって、これらに限定されるものではない。

また、上記実施の形態では、本開示の一態様をハードウェアで構成する場合を例にとって説明したが、本開示はハードウェアとの連携においてソフトウェアで実現することも可能である。

また、上記実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。集積回路は、上記実施の形態の説明に用いた各機能ブロックを制御し、入力端子と出力端子を備えてもよい。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。

また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用してもよい。

さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。

本開示の通信装置は、アグリゲーション伝送に用いられる隣り合う２つのチャネルのプリアンブル信号及びヘッダ信号をそれぞれ直交変調し、前記２つのチャネルの周波数帯域にそれぞれシフトされた２つのシングルキャリア信号を生成するシングルキャリア信号生成部と、前記アグリゲーション伝送に用いられる隣り合う前記２つのチャネルのペイロード信号をまとめてＩＦＦＴ処理して、前記２つのチャネルのＯＦＤＭ信号を生成するＯＦＤＭ信号生成部と、前記２つのシングルキャリア信号及び前記２つのチャネルのＯＦＤＭ信号を送信するアンテナと、を具備する構成を採る。

本開示の通信装置において、前記ＯＦＤＭ信号生成部は、前記２つのチャネルのペイロード信号を個別にＩＦＦＴ処理する場合に用いる第１のＦＦＴサイズよりも大きな第２のＦＦＴサイズを用いてＩＦＦＴ処理を行う。

本開示の通信装置において、前記第２のＦＦＴサイズは、前記第１のＦＦＴサイズの２倍である。

本開示の通信装置において、前記ＩＦＦＴ処理における周波数ビンの間隔は、前記２つのチャネル間隔の半分の約数である。

本開示の通信装置において、前記２つのチャネルの間隔が2.16GHzであり、前記ＩＦＦＴ処理における、サンプリングレートが5.28GHzであり、ＦＦＴサイズが1056である。

本開示の通信装置において、前記ＩＦＦＴ処理における周波数ビンの間隔は、前記２つのチャネルに配置されるＯＦＤＭ信号の中心周波数の約数である。

本開示の通信装置において、前記２つのチャネルの中心周波数がそれぞれ+1.08GHz、-1.08GHzであり、前記ＩＦＦＴ処理における、サンプリングレートが5.28GHzであり、ＦＦＴサイズが1056である。

本開示の通信方法は、アグリゲーション伝送に用いられる隣り合う２つのチャネルのプリアンブル信号及びヘッダ信号をそれぞれ直交変調し、前記２つのチャネルの周波数帯域にそれぞれシフトされた２つのシングルキャリア信号を生成し、前記アグリゲーション伝送に用いられる隣り合う前記２つのチャネルのペイロード信号をまとめてＩＦＦＴ処理し、前記２つのチャネルのＯＦＤＭ信号を生成し、前記２つのシングルキャリア信号及び前記２つのチャネルのＯＦＤＭ信号を送信する。

本開示の一態様は、11ad規格に準拠する通信装置および通信方法に用いるに好適である。

２，１００，２００，３００，４００，５００，６００，１５００，１６００ 通信装置
１１ プリアンブル生成部
１２，１５ スクランブル部
１３，１６ ＦＥＣ符号化部
１４，１８−１，１８−２ データ変調部
１７ データ分割部
２１，２３ アップサンプル部
２２，２４ ＲＲＣフィルタ
３１ 広帯域Ｄ／Ａ変換部
３２，４０１ 広帯域無線処理部
１０１−１，１０１−２，１０１−１ａ，１０１−２ａ，１０３−１，１０３−２，１０３−１ａ，１０３−２ａ 変調部
１０２，１０４ 加算部
５１−１，５１−２，１０５，２０１ ＯＦＤＭ信号生成部
２８−１，２８−２，１０６ フレーム生成部
３０１ 位相回転量設定部
３０２ 符号反転部
３０３−１，３０３−２ 位相回転部
５０１，６０１，６０２ 周波数変換部

Claims (8)

1. アグリゲーション伝送に用いられる隣り合う２つのチャネルのプリアンブル信号及びヘッダ信号をそれぞれ直交変調し、前記２つのチャネルの周波数帯域にそれぞれシフトされた２つのシングルキャリア信号を生成するシングルキャリア信号生成部と、
   前記アグリゲーション伝送に用いられる隣り合う前記２つのチャネルのペイロード信号をまとめてＩＦＦＴ処理して、前記２つのチャネルのＯＦＤＭ信号を生成するＯＦＤＭ信号生成部と、
   前記２つのシングルキャリア信号及び前記２つのチャネルのＯＦＤＭ信号を送信するアンテナと、
   を具備する通信装置。
2. 前記ＯＦＤＭ信号生成部は、前記２つのチャネルのペイロード信号を個別にＩＦＦＴ処理する場合に用いる第１のＦＦＴサイズよりも大きな第２のＦＦＴサイズを用いてＩＦＦＴ処理を行う、
   請求項１に記載の通信装置。
3. 前記第２のＦＦＴサイズは、前記第１のＦＦＴサイズの２倍である、
   請求項２に記載の通信装置。
4. 前記ＩＦＦＴ処理における周波数ビンの間隔は、前記２つのチャネル間隔の半分の約数である、
   請求項１に記載の通信装置。
5. 前記２つのチャネルの間隔が2.16GHzであり、
   前記ＩＦＦＴ処理における、サンプリングレートが5.28GHzであり、ＦＦＴサイズが1056である、
   請求項１に記載の通信装置。
6. 前記ＩＦＦＴ処理における周波数ビンの間隔は、前記２つのチャネルに配置されるＯＦＤＭ信号の中心周波数の約数である、
   請求項１に記載の通信装置。
7. 前記２つのチャネルの中心周波数がそれぞれ+1.08GHz、-1.08GHzであり、
   前記ＩＦＦＴ処理における、サンプリングレートが5.28GHzであり、ＦＦＴサイズが1056である、
   請求項１に記載の通信装置。
8. アグリゲーション伝送に用いられる隣り合う２つのチャネルのプリアンブル信号及びヘッダ信号をそれぞれ直交変調し、前記２つのチャネルの周波数帯域にそれぞれシフトされた２つのシングルキャリア信号を生成し、
   前記アグリゲーション伝送に用いられる隣り合う前記２つのチャネルのペイロード信号をまとめてＩＦＦＴ処理し、前記２つのチャネルのＯＦＤＭ信号を生成し、
   前記２つのシングルキャリア信号及び前記２つのチャネルのＯＦＤＭ信号を送信する、
   通信方法。

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