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KR101230743B1 - 전력 변환 장치 - Google Patents

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KR101230743B1
KR101230743B1 KR1020117003901A KR20117003901A KR101230743B1 KR 101230743 B1 KR101230743 B1 KR 101230743B1 KR 1020117003901 A KR1020117003901 A KR 1020117003901A KR 20117003901 A KR20117003901 A KR 20117003901A KR 101230743 B1 KR101230743 B1 KR 101230743B1
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voltage
converter
power
circuit
capacitor
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KR1020117003901A
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KR20110033289A (ko
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카즈히데 에두아르도 사토
마사히로 키노시타
유신 야마모토
타츠아키 암보
Original Assignee
도시바 미쓰비시덴키 산교시스템 가부시키가이샤
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Abstract

전력 변환 장치(100)는, 직류 전력을 교류 전력으로 변환하여 부하에 공급하는 인버터(4)와, 교류 전원(1)으로부터의 교류 전력을 직류 전력으로 변환하여 인버터(4)에 공급하는 컨버터(3)와, 교류 전원(1)에 의한 전력 공급이 이상한 경우에 있어서, 축전지(8)에 저장된 전력의 전압치를 변환하여, 인버터(4)에 축전지(8)로부터의 직류 전력을 공급하는 직류 전압 변환기(7)를 구비한다. 컨버터(3)는, 멀티레벨 회로인 제 1의 3레벨 회로를 포함한다. 마찬가지로 직류 전압 변환기(7)는 제 2의 3레벨 회로를 포함한다. 제어 장치(10)는, 제 1 및 제 2의 멀티레벨 회로를 제어함에 의해 제 1 및 제 2의 콘덴서(15, 16)의 중성점(21)의 전위 변동을 억제한다.

Description

전력 변환 장치{POWER CONVERTING APPARATUS}
본 발명은, 무정전 전원 장치, 태양광 발전 시스템, 연료 전지 발전 시스템, 또는 2차 전지 에너지 축적 시스템 등의, 직류 전력으로부터 교류 전력을 출력하는 전력 변환 장치에 관한 것이다.
컴퓨터 시스템 등의 중요 부하에 교류 전력을 안정적으로 공급하기 위한 전원 장치로서, 무정전 전원 장치가 널리 사용되고 있다. 예를 들면 일본 특개2006-109603호 공보(특허 문헌 1)에 개시된 바와 같이, 무정전 전원 장치는 일반적으로, 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 컨버터, 직류 전력을 교류 전력으로 변환하는 인버터, 및 인버터에 입력되는 직류 전압을 평활화하기 위한 콘덴서를 구비한다. 평상시에는 컨버터는 상용 교류 전원으로부터의 교류 전력을 직류 전력으로 변환하여, 축전지 등의 전력 저장 장치를 충전하면서 인버터에 직류 전력을 공급한다. 인버터는 직류 전력을 교류 전력으로 변환하여 부하에 공급한다. 상용 교류 전원이 정전된 경우에는, 전력 저장 장치로부터의 전력이 인버터에 공급됨에 의해 인버터는 부하에의 교류 전력의 공급을 계속한다.
특허 문헌 1: 일본 특개2006-109603호 공보
상기 필터는, 리액터 및 콘덴서를 포함한다. 고조파가 큰 경우에는, 예를 들면 큰 인덕턴스를 갖는 리액터를 이용할 필요가 있다. 리액터의 인덕턴스를 크게 하기 위해, 예를 들면 코일의 감는 수를 늘리는 것이 생각되지만, 유도 저항의 체적 및 중량이 커진다. 이 때문에 리액터의 인덕턴스를 크게 하면 무정전 전원 장치의 체적 및 중량이 커지는 문제가 발생한다. 그러나 일본 특개2006-109603호 공보에는, 상기한 무정전 전원 장치의 대형화의 문제에 대한 구체적인 해결 방법은 나타나 있지 않다.
또한, 일본 특개2006-109603호 공보에 기재되어 있는 바와 같이, 2레벨의 인버터 회로에서는, 인버터 직류 측에 복수의 콘덴서를 직렬로 접속하는 구성은 필수는 아니지만, 인버터에 멀티레벨 회로를 이용하면, 인버터의 직류 측의 정부 단자 사이에 복수의 콘덴서를 직렬로 접속할 필요가 있다. 예를 들면 인버터를 3레벨 회로에 의해 구성한 경우, 인버터의 직류 측의 정부 단자 사이에 2개의 콘덴서가 직렬로 접속된다. 또한, 2개의 콘덴서의 접속점(중성점)에 멀티레벨 회로로부터 배선할 필요가 생긴다. 이 경우, 중성점에 유입하는 전류에 의해서는, 2개의 콘덴서에 흐르는 전류가 달라지기 때문에, 양 콘덴서의 직류 전압이 언밸런스가 될 가능성이 있다. 양 콘덴서의 직류 전압이 언밸런스가 되면, 예를 들면 한쪽의 콘덴서에 과전압이 인가될 우려가 생긴다. 따라서 중성점에 배선이 있는 경우에는 양 콘덴서의 직류 전압이 동등하게 되도록 중성점 전위 변동을 억제할 필요가 있다. 이하에서는 2개의 콘덴서의 직류 전압을 서로 동등하게 하는 제어를 「밸런스 제어」라고 부르기로 한다.
본 발명의 목적은, 소형화 및 경량화에 적합한 구성을 갖는 것에 더하여, 직류 콘덴서의 밸런스 제어를 특별한 회로를 추가하는 일 없이 실현 가능한 전력 변환 장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 어느 국면에 따르면, 전력 변환 장치로서, 제 1, 제 2, 제 3의 변환기와 필터를 구비한다. 제 1의 변환기는, 직류 전압과 적어도 3개의 전압치의 사이에서 변화하는 교류 전압을 상호 변환 가능하게 구성된 제 1의 멀티레벨 회로를 포함하고, 직류 전력을 교류 전력으로 변환하여 부하에 공급한다. 제 2의 변환기는, 교류 전원으로부터의 교류 전력을 직류 전력으로 변환하여 제 1의 변환기에 공급한다. 제 3의 변환기는, 교류 전원에 의한 전력 공급이 이상한 경우에 있어서, 전력 저장 장치에 저장된 전력의 전압치를 변환하여, 제 1의 변환기에 전력 저장 장치로부터의 직류 전력을 공급한다. 필터는, 리액터 및 콘덴서를 포함하고, 제 1의 변환기에 의해 발생하는 고조파를 제거한다.
본 발명의 다른 국면에 따르면, 전력 변환 장치로서, 제 1 및 제 2의 콘덴서와, 제 2의 멀티레벨 회로와, 직류 전력 공급원과, 제 3의 멀티레벨 회로와, 제어 장치를 구비한다. 제 1 및 제 2의 콘덴서는, 직류 정모선(正母線) 및 직류 부모선(負母線) 사이에 직렬로 접속된다. 제 2의 멀티레벨 회로는, 직류 정모선과, 직류 부모선과, 제 1 및 제 2의 콘덴서의 중성점에 접속되고, 교류 전원으로부터 입력단에 공급된 교류 전력을 직류 전력으로 변환하여 직류 정모선 및 직류 부모선 사이에 출력한다. 제 3의 멀티레벨 회로는, 직류 정모선, 직류 부모선 및 중성점에 제 2의 멀티레벨 회로와 병렬로 접속되고, 직류 전력 공급원부터 입력단에 공급된 직류 전력의 전압을 변환하여 직류 정모선 및 직류 부모선 사이에 직류 전력을 출력한다. 제어 장치는, 제 2 및 제 3의 멀티레벨 회로의 동작을 제어함에 의해 중성점의 전위 변동을 억제한다.
본 발명에 의하면, 전력 변환 장치의 소형화 및 경량화를 실현할 수 있음과 함께, 직류 콘덴서의 밸런스 제어를 특별한 회로를 추가하는 일 없이 실현할 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시의 형태에 의한 무정전 전원 장치(100)의 주회로 구성을 도시하는 개략 블록도.
도 2는 도 1에 도시한 컨버터(3), 인버터(4)의 구성을 상세히 설명하는 회로도.
도 3은 도 1에 도시한 직류 전압 변환기(7)의 구성을 상세히 설명하는 도면.
도 4는 제어 장치(10)에 포함되는, 컨버터(3) 및 직류 전압 변환기(7)의 제어부를 설명하는 블록도.
도 5는 도 4에 도시한 전압 지령 생성 회로(61)의 기능 블록도.
도 6은 도 4에 도시한 전압 지령 생성 회로(71)의 기능 블록도.
도 7은 2레벨 회로에 의해 구성된 단상 인버터를 도시하는 도면.
도 8은 도 7에 도시한 인버터(41)의 등가 회로.
도 9는 인버터(41)의 선간 전압을 도시한 도면.
도 10은 도 2에 도시한 인버터(4)의 U상 암(4U) 및 V상 암(4V)의 등가 회로도.
도 11은 도 10에 도시한 단상 3레벨 인버터의 선간 전압을 도시한 도면.
도 12는 2레벨 인버터의 출력 측에 마련된 필터 리액터를 5%로 설정하고, 인버터를 10kHz의 주파수로 스위칭시킨 경우의 리액터 전류를 시뮬레이션한 결과를 도시하는 도면.
도 13은 2레벨 인버터의 출력 측에 마련된 필터 리액터를 10%로 설정하고, 인버터를 10kHz의 주파수로 스위칭시킨 경우의 리액터 전류를 시뮬레이션한 결과를 도시하는 도면.
도 14는 3레벨 인버터의 출력 측에 마련된 필터 리액터를 5%로 설정하고, 인버터를 10kHz의 주파수로 스위칭시킨 경우의 리액터 전류를 시뮬레이션한 결과를 도시하는 도면.
도 15는 2레벨 인버터에 의해 생기는 고조파 전류(도 12)의 주파수 스펙트럼을 도시하는 도면.
도 16은 3레벨 인버터에 의해 생기는 고조파 전류(도 14)의 주파수 스펙트럼을 도시하는 도면.
도 17은 2레벨 인버터의 대지(對地) 전위 변동 및 3레벨 인버터의 대지 전위 변동의 시뮬레이션 결과를 도시하는 도면.
도 18은 2레벨 인버터 및 3레벨 인버터의 손실의 시뮬레이션 결과를 도시한 도면.
도 19는 2레벨 인버터 및 3레벨 인버터의 손실의 내역을 설명하는 도면.
도 20은 종래의 직류 전압 변환기에 포함되는 반도체 스위치의 구성을 도시하는 도면.
도 21은 도 3의 IGBT 소자(Q1D 내지 Q4D)의 스위칭 패턴과 리액터(22)에 인가되는 전압을 도시하는 도면.
도 22는 도 2에 도시한 컨버터(3)의 2상분의 구성을 도시하는 등가 회로도.
도 23은 도 4에 도시하는 컨버터 제어부(53)에 의한, 컨버터(3)(3레벨 PWM 컨버터)의 1상분의 PWM 제어를 설명하기 위한 신호 파형도.
도 24는 컨버터의 각 상 암에 포함되는 4개의 IGBT 소자의 스위칭 패턴을 모드마다 도시한 도면.
도 25는 도 24에 도시한 각 모드의 1상분의 회로와 그 전류 루트를 도시하는 도면.
도 26은 컨버터(3)에 의한 Ep<En인 경우의 밸런스 제어를 설명하기 위한 신호 파형도.
도 27은 컨버터(3)에 의한 Ep>En인 경우의 밸런스 제어를 설명하기 위한 신호 파형도.
도 28은 도 4에 도시하는 반도체 스위치 제어부(54)에 의한, 반도체 스위치(23)의 PWM 제어를 설명하기 위한 신호 파형도.
도 29는 반도체 스위치(23)에 포함되는 IGBT 소자(Q1D 내지 Q4D)의 스위칭 패턴을 도시하는 도면.
도 30은 도 29에 도시한 각 모드의 회로와 그 전류 루트를 도시하는 도면.
도 31은 반도체 스위치(23)에 의한 Ep<En인 경우의 밸런스 제어를 설명하기 위한 신호 파형도.
도 32는 반도체 스위치(23)에 의한 Ep>En인 경우의 밸런스 제어를 설명하기 위한 신호 파형도.
도 33은 본 발명의 전력 변환 장치를 3상4선식에 적용한 형태를 도시하는 도면.
이하에 있어서, 본 발명의 실시의 형태에 관해, 도면을 참조하면서 상세히 설명한다. 또한, 도면 중 동일 또는 상당 부분에는 동일 부호를 붙이고 그 설명은 반복하지 않는다.
도 1은, 본 발명의 실시의 형태에 의한 무정전 전원 장치(100)의 주회로 구성을 도시하는 개략 블록도이다. 도 1을 참조하면, 무정전 전원 장치(100)는, 입력 필터(2)와, 컨버터(3)와, 인버터(4)와, 출력 필터(5)와, 직류 전압 변환기(도면 중 「DC/DC」로 나타낸다)(7)와, 제어 장치(10)와, 직류 정모선(正母線)(13)과, 직류 부모선(負母線)(14)과, 콘덴서(15, 16)와, 직류 중성점 모선(17)과, 전압 센서(31, 34, 35, 36)와, 전류 센서(32, 37)와, 정전(停電) 검출 회로(33)와, R상 라인(RL)과, S상 라인(SL)과, T상 라인(TL)을 구비한다.
입력 필터(2)는, 상용 교류 전원(1)에의 고조파의 유출을 방지한다. 상용 교류 전원(1)은 3상 교류 전원이다. 입력 필터(2)는, 콘덴서(11)(콘덴서(11R, 11S, 11T)) 및 리액터(12)(리액터(12R, 12S, 12T))에 의해 구성된 3상의 LC 필터 회로이다.
컨버터(3)는, 상용 교류 전원(1)으로부터 입력 필터(2)를 통하여 공급되는 3상 교류 전력을 직류 전력으로 변환하여, 직류 정모선(13) 및 직류 부모선(14)을 통하여 인버터(4)에 그 직류 전력을 공급한다. 인버터(4)는 컨버터(3)로부터의 직류 전력을 3상 교류 전력으로 변환한다. 후술하는 바와 같이, 컨버터(3) 및 인버터(4)는 3레벨 회로에 의해 구성된다. 컨버터(3) 및 인버터(4)는, 직류 정모선(13), 직류 부모선(14), 및 직류 중성점 모선(17)을 통하여 접속된다.
콘덴서(15, 16)는 직류 정모선(13)과 직류 부모선(14) 사이에 직렬로 접속되어, 직류 정모선(13)과 직류 부모선(14) 사이의 전압을 평활화한다. 콘덴서(15, 16)의 접속점인 중성점(21)에는 직류 중성점 모선(17)이 접속된다.
인버터(4)로부터의 교류 전력은 출력 필터(5)를 통하여 부하(6)에 공급된다. 출력 필터(5)는 인버터(4)의 동작에 의해 생긴 고조파를 제거한다. 출력 필터(5)는, 리액터(18)(리액터(18U, 18V, 18W)) 및 콘덴서(19)(콘덴서(19U, 19V, 19W))에 의해 구성된 3상의 LC 필터 회로이다.
직류 전압 변환기(7)는, 축전지(8)의 전압을 직류 정모선(13)과 직류 부모선(14) 사이의 직류 전압으로 변환한다. 또한, 직류 전압 변환기(7)는, 직류 정모선(13)과 직류 부모선(14) 사이의 직류 전압과 축전지(8)의 전압을 상로 변환하도록 구성되어 있어도 좋다. 또한, 직류 전압 변환기(7)에는 충방전 가능한 전력 저장 장치가 접속되어 있으면 좋고, 예를 들면 전기 2중층 커패시터가 직류 전압 변환기(7)에 접속되어 있어도 좋다. 또한 본 실시의 형태에서는, 축전지(8)는 무정전 전원 장치(100)의 외부에 설치되어 있지만, 축전지(8)는 무정전 전원 장치(100)에 내장되어 있어도 좋다.
전압 센서(31)는, R상 라인의 전압(VR), S상 라인의 전압(VS) 및 T상 라인의 전압(VT)을 검출하고, 전압(VR, VS, VT)을 나타내는 3상 전압 신호를 제어 장치(10) 및 정전 검출 회로(33)에 출력한다. 전류 센서(32)는, R상 라인의 전류(IR), S상 라인의 전류(IS) 및 T상 라인의 전류(IT)를 검출하고, 전류(IR, IS, IT)을 나타내는 3상 전류 신호를 제어 장치(10)에 출력한다.
정전 검출 회로(33)는, 전압 센서(31)로부터의 3상 전압 신호에 의거하여 상용 교류 전원(1)의 정전을 검출한다. 정전 검출 회로(33)는, 상용 교류 전원(1)의 정전을 나타내는 정전 신호를 제어 장치(10)에 출력한다.
직류 정모선(13)과 직류 부모선(14) 사이의 전압은 중성점(21)에 의해 전압(Ep, En)으로 분압된다. 전압 센서(34)는 콘덴서(15)의 양단의 전압(Ep)을 검출하여, 전압(Ep)을 나타내는 신호를 제어 장치(10)에 출력한다. 전압 센서(35)는 콘덴서(16)의 양단의 전압(En)을 검출하여, 전압(En)을 나타내는 신호를 제어 장치(10)에 출력한다. 전압 센서(36)는 축전지(8)의 정부극 사이의 전압(VB)을 검출하여, 전압(VB)을 나타내는 신호를 제어 장치(10)에 출력한다. 전류 센서(37)는 축전지(8)로부터 출력되는 전류(IB)를 검출하여, 전류(IB)를 나타내는 신호를 제어 장치(10)에 출력한다.
제어 장치(10)는, 컨버터(3), 인버터(4), 직류 전압 변환기(7)의 동작을 제어한다. 후에 상세히 설명하지만, 컨버터(3), 인버터(4), 및 직류 전압 변환기(7)는, 반도체 스위칭 소자를 포함하는 반도체 스위치에 의해 구성된다. 또한 본 실시의 형태에서는, 반도체 스위칭 소자로서 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)가 사용된다. 또한, 본 실시의 형태에서는 반도체 스위칭 소자의 제어 방식으로서 PWM(Pulse Width Modulation) 제어를 적용할 수 있다. 제어 장치(10)는 전압 센서(31)로부터의 3상 전압 신호, 전류 센서(32)로부터의 3상 전류 신호, 전압 센서(34)가 검출한 전압(Ep)을 나타내는 신호, 전압 센서(35)가 검출한 전압(En)을 나타내는 신호, 정전 검출 회로(33)로부터의 정전 신호, 전압 센서(36)가 검출한 전압(VB)을 나타내는 신호, 전류 센서(37)가 검출한 전류(IB)를 나타내는 신호 등을 받아 PWM 제어를 실행한다.
다음에 본 실시의 형태에 의한 무정전 전원 장치(100)의 동작에 관해 설명한다. 상용 교류 전원(1)이 정상적으로 교류 전력을 공급 가능한 경우, 컨버터(3)는 상용 교류 전원(1)으로부터의 교류 전력을 직류 전력으로 변환하고, 인버터(4)는 그 직류 전력을 교류 전력으로 변환하여 부하(6)에 공급한다. 한편, 상용 교류 전원이 정전된 경우에는, 제어 장치(10)는 정전 검출 회로(33)로부터의 정전 신호에 의거하여 컨버터(3)를 정지시킨다. 또한 제어 장치(10)는 축전지(8)로부터 인버터(4)에 직류 전력이 공급되도록 직류 전압 변환기(7)를 동작시켜서 인버터(4)에 의한 교류 전력의 공급을 계속시킨다. 이 경우, 직류 전압 변환기(7)는, 축전지(8)의 전압을 인버터(4)의 입력 전압으로 하여 알맞은 전압으로 변환한다. 이에 의해 교류 부하에 안정하게 교류 전력을 공급할 수 있다.
도 2는, 도 1에 도시한 컨버터(3), 인버터(4)의 구성을 상세히 설명하는 회로도이다. 도 2를 참조하면, 컨버터(3)는, R상 암(3R)과, S상 암(3S)과, T상 암(3T)을 포함한다. 인버터(4)는, U상 암(4U)과, V상 암(4V)과, W상 암(4W)을 포함한다.
컨버터(3)의 각 상 암(3R, 3S, 3T) 및 인버터(4)의 각 상 암(4U, 4V, 4W)은, 모두 3레벨 회로로서 구성되고, 4개의 IGBT 소자와 6개의 다이오드를 포함한다. 상세하게는, R상 암(3R)은, IGBT 소자(Q1R 내지 Q4R)와 다이오드(D1R 내지 D6R)를 포함한다. S상 암(3S)은, IGBT 소자(Q1S 내지 Q4S)와 다이오드(D1S 내지 D6S)를 포함한다. T상 암(3T)은, IGBT 소자(Q1T 내지 Q4T)와 다이오드(D1T 내지 D6T)를 포함한다. U상 암(4U)은, IGBT 소자(Q1U 내지 Q4U)와 다이오드(D1U 내지 D6U)를 포함한다. V상 암(4V)은, IGBT 소자(Q1V 내지 Q4V)와 다이오드(D1V 내지 D6V)를 포함한다. W상 암(4W)은, IGBT 소자(Q1W 내지 Q4W)와 다이오드(D1W 내지 D6W)를 포함한다.
이하에서는 컨버터(3)의 각 상 암 및 인버터(4)의 각 상 암을 총괄적으로 설명하기 위해 부호(R, S, T, U, V, W)를 종합하여 부호 「x」로 나타낸다. IGBT 소자(Q1x 내지 Q4x)는 직류 정모선(13)과 직류 부모선(14)의 사이에 직렬로 접속된다. 다이오드(D1x 내지 D4x)는 IGBT 소자(Q1x 내지 Q4x)에 각각 역병렬 접속된다. 다이오드(D5x)는 IGBT 소자(Q1x, Q2x)의 접속점과 중성점(21)에 접속된다. 다이오드(D6x)는 IGBT 소자(Q3x, Q4x)의 접속점과 중성점(21)에 접속된다. 또한 다이오드(D5x)의 캐소드는 IGBT 소자(Q1x, Q2x)의 접속점에 접속되고, 다이오드(D5x)의 애노드는 중성점(21)에 접속된다. 다이오드(D6x)의 애노드는 IGBT 소자(Q3x, Q4x)의 접속점에 접속되고, 다이오드(D6x)의 캐소드는 중성점(21)에 접속된다. 다이오드(D1x 내지 D4x)는 환류 다이오드로서 기능하고, 다이오드(D5x, D6x)는 클램프 다이오드로서 기능한다.
컨버터(3)의 각 상 암(3R, 3S, 3T)에서는 IGBT 소자(Q2x, Q3x)의 접속점이 교류 입력단자에 대응하고, 다이오드(D5x, D6x)의 접속점이 직류 출력 단자에 대응한다. 한편, 인버터(4)의 각 상 암(4U, 4V, 4T)에서는 다이오드(D5x, D6x)의 접속점이 직류 입력단자에 대응하고, IGBT 소자(Q2x, Q3x)의 접속점이 교류 출력 단자에 대응한다. 컨버터(3)의 각 상 암(3R, 3S, 3T)의 교류 입력단자는 대응하는 선(R상 라인(RL), S상 라인(SL), T상 라인(TL))에 접속되고, 인버터(4)의 각 상 암(4U, 4V, 4S)의 교류 출력 단자는 대응하는 선(U상 라인(UL), V상 라인(VL), W상 라인 WL)에 접속된다. 컨버터(3)의 각 상 암의 직류 출력 단자 및 인버터(4)의 각 상 암의 직류 입력단자는 중성점(21)에 접속된다.
도 3은, 도 1에 도시한 직류 전압 변환기(7)의 구성을 상세히 설명하는 도면이다. 도 3을 참조하면, 직류 전압 변환기(7)는, 리액터(22)와, 반도체 스위치(23)을 포함한다. 반도체 스위치(23)는, 직류 정모선(13)과 직류 부모선(14)의 사이에 직렬로 접속되는 IGBT 소자(Q1D 내지 Q4D)와, IGBT 소자(Q1D 내지 Q4D)에 각각 역병렬 접속되는 다이오드(D1D 내지 D4D)를 포함한다.
반도체 스위치(23)에서는, IGBT 소자(Q1D, Q2D)의 접속점에 리액터(22P)의 일단이 접속되고, IGBT 소자(Q3D, Q4D)의 접속점에 리액터(22N)의 일단이 접속된다. 리액터(22P)의 타단은 축전지(8)의 정극에 접속되고, 리액터(22N)의 타단은 축전지(8)의 부극에 접속된다.
도 4는, 제어 장치(10)에 포함되는, 컨버터(3) 및 직류 전압 변환기(7)의 제어부를 설명하는 블록도이다. 도 4를 참조하면, 제어 장치(10)는, 가산기(51)와, 감산기(52)와, 컨버터 제어부(53)와, 반도체 스위치 제어부(54)를 포함한다. 가산기(51)는, 전압 센서(34)가 검출한 콘덴서(15)의 전압을 나타내는 전압치(Ep)와, 전압 센서(35)가 검출한 콘덴서(16)의 전압의 값(En)을 가산하여, 직류 정모선(13)과 직류 부모선(14) 사이의 전압치(Ep+En)를 출력한다. 감산기(52)는, 전압치(Ep)로부터 전압치(En)를 감산하여 전압차(Ep-En)의 값을 출력한다.
컨버터 제어부(53)는, 전압 지령 생성 회로(61)와, 중성점 전위 제어 회로(62)와, 가산기(63A 내지 63C)와, 정지 회로(64)와, PWM 회로(65)를 구비한다. 전압 지령 생성 회로(61)는, 전압 센서(31)가 검출한 전압(VR, VS, VT), 전류 센서(32)가 검출한 전류(IR, IS, IT) 및 가산기(51)에 의해 산출된 전압치(Ep+En)를 받아, R상, S상, 및 T상에 각각 대응하는 전압 지령치(VR0 *, VS0 *, VT0 *)를 생성한다. 중성점 전위 제어 회로(62)는, 감산기(52)로부터 전압차(Ep-En)를 나타내는 값을 받아, 전압 지령치(V1 *)를 생성한다. 예를 들면 중성점 전위 제어 회로(62)는, 전압차(Ep-En)를 비례 연산 또는 비례적분 연산함에 의해 전압 지령치(V1 *)를 생성한다.
가산기(63A)는, 전압 지령치(VR0 *, V1 *)를 가산하여 전압 지령치(VR*)를 생성한다. 가산기(63B)는, 전압 지령치(VS0 *, V1 *)를 가산하여 전압 지령치(VS*)를 생성한다. 가산기(63C)는, 전압 지령치(VT0 *, V1 *)를 가산하여 전압 지령치(VT*)를 생성한다.
정지 회로(64)는, 스위치(64A 내지 64C)를 포함한다. 정전 검출 회로(33)로부터의 신호가 상용 교류 전원(1)이 정상인 것을 나타내는 경우(예를 들면 신호의 논리치가 「1」인 경우), 전압 지령치(VR*, VS*, VT*)가 PWM 회로(65)에 전달되도록 스위치(64A 내지 64C)가 설정된다. 정전 검출 회로(33)로부터의 신호가 상용 교류 전원(1)의 정전을 나타내는 경우(예를 들면 신호의 논리치가 「0」인 경우), 스위치(64A 내지 64C)는 모두 접지된다. 이에 의해 PWM 회로(65)에의 전압 지령치의 입력이 정지하고, 동시에 컨버터(3)의 모든 IGBT 소자에는 오프 신호가 주어져, 컨버터(3)는 정지한다.
PWM 회로(65)는, 전압 지령치(VR*, VS*, VT*)에 의거하여, 전압 센서(31)가 검출한 전압(VR, VS, VT)을 전압 지령치(VR*, VS*, VT*)에 각각 동등하게 하기 위한 신호를 출력한다. 이 신호는, 컨버터(3)의 각 상 암에 포함되는 4개의 IGBT 소자를 구동하기 위한 신호이다.
반도체 스위치 제어부(54)는, 전압 지령 생성 회로(71)와, 중성점 전위 제어 회로(72)와, 가산기(73A)와, 감산기(73B)와, 정지 회로(74)와, PWM 회로(75)를 구비한다.
전압 지령 생성 회로(71)는, 전압 센서(36)가 검출한 전압(VB), 전류 센서(37)가 검출한 전류(IB) 및 가산기(51)에 의해 산출된 전압치(Ep+En)를 받아, 전압치(Ep, En)를 소정의 전압에 제어하기 위한 전압 지령치(V*)를 생성한다.
중성점 전위 제어 회로(72)는, 감산기(52)로부터 전압차(Ep-En)를 나타내는 값을 받아, 전압 지령치(VB1 *)를 생성한다. 예를 들면 중성점 전위 제어 회로(72)는, 전압차(Ep-En)를 비례 연산 또는 비례 적분 연산함에 의해 전압 지령치(VB1 *)를 생성한다. 예를 들면 Ep-En>0인 경우, 중성점 전위 제어 회로(72)는 전압 지령치(VB1 *)를 부의 값으로 설정한다. 한편, Ep-En<0인 경우, 중성점 전위 제어 회로(72)는 전압 지령치(VB1 *)를 정의 값으로 설정한다.
가산기(73A)는, 전압 지령치(V*, VB1 *)를 가산하여 전압 지령치(VA*)를 생성한다. 감산기(73B)는, 전압 지령치(V*)로부터 전압 지령치(VB1 *)를 감산하여 전압 지령치(VB*)를 생성한다. 전압 지령치(VA*, VB*)는, 반도체 스위치(23)의 상(上)암 및 하(下)암의 전압을 각각 제어하기 위한 지령치이고, 전압(Ep, En)의 차분을 0으로 하기 위한 전압(Ep, En)의 지령치이다. 중성점 전위 제어 회로(72), 가산기(73A) 및 감산기(73B)는, 전압차(Ep-En) 및 전압 지령치(V*)에 의거하여, 전압차(Ep-En)가 0이 되도록 전압(Ep, En)을 각각 제어하기 위한 전압 지령치(VA*, VB*)를 생성하는 지령치 생성 회로를 구성한다.
정지 회로(74)는 스위치(74A, 74B)를 포함한다. 정전 검출 회로(33)로부터의 신호가 상용 교류 전원(1)이 정상인 것을 나타내는 경우, 스위치(74A, 74B)는 모두 접지된다. 이에 의해 PWM 회로(75)에의 전압 지령치의 입력이 정지하고, 동시에 직류 전압 변환기(7)의 모든 IGBT 소자에는 오프 신호가 주어져, 직류 전압 변환기(7)는 정지한다. 한편, 정전 검출 회로(33)로부터의 신호가 상용 교류 전원(1)의 정전을 나타내는 경우, 스위치(74A, 74B)는, 전압 지령치(VA*, VB*)가 PWM 회로(75)에 전달되고, 직류 전압 변환기(7)의 IGBT 소자에는 온/오프 지령이 주어지도록 설정된다.
PWM 회로(75)는, 전압 지령치(VA*, VB*)에 의거하여, 반도체 스위치(23)에 포함되는 4개의 IGBT 소자를 구동하기 위한 신호를 출력한다.
도 5는, 도 4에 도시한 전압 지령 생성 회로(61)의 기능 블록도이다. 도 5를 참조하면, 전압 지령 생성 회로(61)는, 기준치 생성 회로(81)와, 감산기(82, 86A 내지 86C)와, 직류 전압 제어 회로(83)와, 정현파 발생 회로(84)와, 승산기(85A 내지 85C)와, 전류 제어 회로(87)를 구비한다.
기준치 생성 회로(81)는, 전압치(Ep+En)의 기준치인 기준치(Eref)를 생성한다. 감산기(82)는, 기준치(Eref)와, 가산기(51)에 의해 생성된 전압치(Ep+En)와의 차를 산출한다. 직류 전압 제어 회로(83)는, 기준치(Eref)와 전압치(Ep+En)의 차가 0이 되도록 컨버터(3)의 입력 측에 흐르는 전류를 제어하기 위한 전류 지령치(I*)를 산출한다. 직류 전압 제어 회로(83)는, 예를 들면 기준치와 검출된 전압치와의 오차를 비례 연산 또는 비례적분 연산함에 의해 전류 지령치(I*)를 산출한다.
정현파 발생 회로(84)는, 상용 교류 전원(1)의 R상 전압과 동상의 정현파 신호와, 상용 교류 전원(1)의 S상 전압과 동상(同相)의 정현파 신호와, 상용 교류 전원(1)의 T상 전압과 동상의 정현파 신호를 출력한다. 3개의 정현파 신호는, 승산기(85A 내지 85C)에 각각 입력되어 전류 지령치(I*)가 곱하여 진다. 이에 의해 상용 교류 전원(1)의 상(相) 전압과 동상의 전류 지령치(IR*, IS*, IT*)가 생성된다.
감산기(86A)는, 전류 지령치(IR*)와 전류 센서(32)에 의해 검출된 R상 전류(IR)와의 차를 산출한다. 감산기(86B)는, 전류 지령치(IS*)와 전류 센서(32)에 의해 검출된 S상 전류(IS)와의 차를 산출한다. 감산기(86C)는, 전류 지령치(IT*)와 전류 센서(32)에 의해 검출된 T상 전류(IT)와의 차를 산출한다.
전류 제어 회로(87)는, 전류 지령치(IR*)와 R상 전류(IR)와의 차, 전류 지령치(IS*)와 S상 전류(IS)와의 차, 및 전류 지령치(IT*)와 T상 전류(IT)와의 차가 모두 0이 되도록 리액터(32)에 인가하여야 할 전압으로서, 전압 지령치(VRa*, VSa*, VTa*)를 생성한다. 전류 제어 회로(87)는, 예를 들면 전류 지령치와 전류 센서에 의해 검출된 전류치와의 차를 비례 제어 또는 비례 적분 제어에 따라 증폭함에 의해 전압 지령치를 생성한다.
가산기(88A)는, 전압 지령치(VRa*)와 전압 센서(31)에 의해 검출된 R상 전압(VR)을 가산하여 전압 지령치(VR0 *)를 생성한다. 가산기(88B)는, 전압 지령치(VSa*)와 전압 센서(31)에 의해 검출된 S상 전압(VS)을 가산하여 전압 지령치(VS0 *)를 생성한다. 가산기(88C)는, 전압 지령치(VTa*)와 전압 센서(31)에 의해 검출된 T상 전압(VT)을 가산하여 전압 지령치(VT0 *)를 생성한다.
상기의 구성을 갖는 컨버터 제어부(53)에 의해 컨버터(3)가 제어됨에 의해, 전류(IR, IS, IT)는 상용 교류 전원(1)과 동상이면서 정현파의 전류가 되기 때문에, 역률을 거의 1로 할 수가 있다.
도 6은, 도 4에 도시한 전압 지령 생성 회로(71)의 기능 블록도이다. 도 6을 참조하면, 전압 지령 생성 회로(71)는, 기준치 생성 회로(91)와, 감산기(92)와, 전압 제어 회로(93)와, 가산기(94)와, 전류 제어 회로(95)를 구비한다. 기준치 생성 회로(91)는, 전압치(Ep+En)의 기준치인 기준치(Eref)를 생성한다. 감산기(92)는, 기준치(Eref)와 가산기(51)에 의해 생성된 전압치(Ep+En)와의 차를 산출한다. 전압 제어 회로(93)는, 전압 센서(36)가 검출한 축전지(8)의 전압(VB)에 의거하여, 기준치(Eref)와 전압치(Ep+En)와의 차에 응한 전류 지령치(IB*)를 산출한다. 전압 제어 회로(93)는, 예를 들면 기준치와 검출된 전압치와의 오차를 비례 연산 또는 비례 적분 연산함에 의해 전류 지령치(IB*)를 산출한다. 가산기(94)는, 전압 제어 회로(93)에 의해 생성된 전류 지령치(IB*)와 전류 센서(37)에 의해 검출된 축전지(8)의 전류치(IB)를 감산한다. 전류 제어 회로(95)는 전류 지령치(IB*)와 전류치(IB)와의 차이에 의거하여 전압 지령치(V*)를 생성한다.
본 실시의 형태에 의한 무정전 전원 장치(100)에서는, 컨버터(3), 인버터(4)가 3레벨 회로에 의해 구성된다. 종래의 전력 변환 장치에서는, 반도체 스위칭 소자의 수를 적게 하는 등의 목적에 의해, 일반적으로 인버터는 2레벨 회로에 의해 구성된다. 인버터를 3레벨 회로에 의해 구성함으로써 종래의 전력 변환 장치보다도 고조파를 억제할 수 있다.
도 7은, 2레벨 회로에 의해 구성된 단상 인버터를 도시하는 도면이다. 도 7을 참조하면, 인버터(41)는, U상 암(41U)과 V상 암(41V)을 포함한다. U상 암(41U)과 V상 암(41V)은 직류 정모선(42)과 직류 부모선(43) 사이에 병렬로 접속되고, 또한 서로 같은 구성을 갖는다. U상 암(41U)은, 직류 정모선(42)과 직류 부모선(43) 사이에 직렬로 접속되는 IGBT 소자(QA, QB)와, IGBT 소자(QA, QB)에 각각 역병렬 접속되는 다이오드(DA, DB)를 포함한다. IGBT 소자(QA, QB)의 접속점에는 U상 라인(UL)이 접속된다. V상 암(41V)은, 상기 U상 암(41U)의 구성에서 U상 라인(UL)을 V상 라인(VL)으로 치환한 구성을 갖고 있다.
직류 정모선(42)과 직류 부모선(43) 사이에는, 콘덴서(CA, CB)가 직렬로 접속된다. 중성점(O)은 콘덴서(CA, CB)의 접속점이다. 콘덴서(CA)의 양단의 전압 및 콘덴서(CB)의 양단의 전압은 모두 E/2(E는 소정치)이다.
도 8은, 도 7에 도시한 인버터(41)의 등가 회로이다. 도 8을 참조하면, U상 암(41U)은 U상 라인(UL)의 접속처를 직류 정모선(42)과 직류 부모선(43) 사이에서 전환하는 스위치와 등가이다. 중성점(O)을 접지하여 생각하면, 스위치가 동작하면 U상 라인(UL)의 전압(Vu)은 E/2와 -E/2의 사이에서 전환된다. V상 라인(VL)의 전압(Vv)은 전압(Vu)과 마찬가지로 변화한다. 이와 같이 2레벨 회로는 직류 전압(E)을 2개의 값(E/2, -E/2)을 갖는 교류 전압으로 변환한다.
도 9는, 인버터(41)의 선간 전압을 도시한 도면이다. 도 9를 참조하면, 선간 전압(전압(Vu)과 전압(Vv)의 차분)은, E, 0, -E의 사이에서 전환된다. 2레벨 회로에 의해 구성된 인버터(2레벨 인버터)에서는, 선간 전압의 최소 변화폭은 전압(E)과 동등하다.
도 10은, 도 2에 도시한 인버터(4)의 U상 암(4U) 및 V상 암(4V)의 등가 회로도이다. 도 10을 참조하면, U상 암(4U)은, 직류 정모선(13)과 중성점(21)과 직류 부모선(14) 사이에서 U상 라인(UL)의 접속처를 전환하는 스위치와 등가이다. 이 스위치가 동작함에 의해, U상 라인(UL)의 전압(Vu)은 E/2, 0, -E/2의 사이에서 전환된다. V상 라인(VL)의 전압(Vv)도 전압(Vu)과 마찬가지로 변화한다. 이와 같이 3레벨 회로는, 직류 전압과 3개의 값을 갖는 교류 전압을 상호 변환 가능한 회로이다.
도 11은, 도 10에 도시한 단상 3레벨 인버터의 선간 전압을 도시한 도면이다. 도 11을 참조하면, 선간 전압(전압(Vu)과 전압(Vv)의 차분)은, E, E/2, 0, -E/2, -E의 사이에서 전환된다. 3레벨 회로에 의해 구성된 인버터(3레벨 인버터)에서는, 선간 전압의 최소 변화폭은 E/2와 동등하다.
도 9 및 도 11로부터, 3레벨 인버터쪽이 2레벨 인버터보다도 선간 전압의 변화폭이 작아지는 것을 알 수 있다. 선간 전압의 변화폭이 작을수록, 인버터의 출력 전압의 파형이 세밀하게 변화하기 때문에, 그 파형을 정현파에 접근할 수 있다. 전압 파형이 정현파에 근접할수록 인버터의 동작에 의해 발생하는 고조파를 작게 할 수 있다. 따라서 3레벨 인버터는 2레벨 인버터보다도 고조파를 저감할 수 있다.
도 12는, 2레벨 인버터의 출력 측에 마련된 필터 리액터를 5%로 설정하고, 인버터를 10kHz의 주파수로 스위칭시킨 경우의 리액터 전류를 시뮬레이션한 결과를 도시하는 도면이다. 도 13은, 2레벨 인버터의 출력 측에 마련된 필터 리액터를 10%로 설정하고, 인버터를 10kHz의 주파수로 스위칭시킨 경우의 리액터 전류를 시뮬레이션한 결과를 도시하는 도면이다. 도 12 및 도 13의 시뮬레이션으로부터, 전 고조파 변형(Total Harmonic Distortion; THD)을 비교하면, 리액터 인덕턴스가 5%인 경우에는, THD는 6.4%임에 대해, 리액터 인덕턴스를 10%로 늘림 의해, THD는 3.2%로 저감하였다.
THD란 고조파 성분의 실효치 합과 기본파의 실효치와의 비를 나타낸 것이다. THD가 작은 것은 고조파 성분이 작은 것을 의미한다. 도 12 및 도 13은, 리액터 인덕턴스를 크게 함으로써 THD가 작아지는 것을 나타낸다. 그러나 고조파 성분을 작게 하기 위해 리액터 인덕턴스를 크게 하여 버리면, 코일의 감는 수를 늘리는 등의 필요가 있어서, 리액터의 체적 및 중량이 증가하는 문제가 발생한다.
도 14는, 3레벨 인버터의 출력 측에 마련된 필터 리액터를 5%로 설정하고, 인버터를 10kHz의 주파수로 스위칭시킨 경우의 리액터 전류를 시뮬레이션한 결과를 도시하는 도면이다. 도 14 및 도 12를 참조하면, 필터 리액터의 인덕턴스가 같으면, 3레벨 인버터는 2레벨 인버터보다도 고조파 성분을 억제할 수 있음을 알 수 있다. 도 14에 도시한 시뮬레이션 결과에서는 THD는 3.2%였다.
도 15는, 2레벨 인버터에 의해 생기는 고조파 전류(도 12)의 주파수 스펙트럼을 도시하는 도면이다. 도 16은, 3레벨 인버터에 의해 생기는 고조파 전류(도 14)의 주파수 스펙트럼을 도시하는 도면이다. 도 15 및 도 16을 참조하면, 주파수에 의하지 않고서 3레벨 인버터는 2레벨 인버터보다도 고조파를 억제할 수 있음을 알 수 있다. 또한, 도 15 및 도 16의 주파수 스펙트럼은 시뮬레이션에 의해 얻어진 것이다. 시뮬레이션에서는, 인버터에 입력되는 직류 전압은 500V, 부하는 10kW의 3상 저항 부하, 출력 전압(선간 전압)은 208Vrms로 하고 있다.
이와 같이, 본 실시의 형태에 의하면, 인버터를 3레벨 회로에 의해 구성함으로써, 그 인버터에 의해 생기는 고조파를 작게 할 수 있다. 이에 의해, 작은 인덕턴스를 갖는 리액터를 필터에 이용할 수 있기 때문에, 리액터의 체적 및 중량을 작게 할 수 있다. 따라서 본 실시의 형태에 의하면 전력 변환 장치의 소형화 및 경량화를 실현할 수 있다.
본 실시의 형태에서는, 인버터를 3레벨 회로에 의해 구성함에 의해, 또한 이하의 효과도 얻을 수 있다. 전력 변환 장치에서는, 인버터의 입력 측 직류 콘덴서에 직류 전원으로서 용량이 큰 축전지 등이 접속된다. 인버터가 동작한 때에 대지(對地) 전위 변동이 커지면, 직류 회로의 큰 부유 용량에 의해 노이즈 발생량이 커진다. 인버터(4)를 2레벨 인버터에 의해 구성하면 출력 전압의 변화폭이 커지기 때문에 대지 전위 변동도 커진다. 그러나 본 실시의 형태에서는 인버터(4)를 3레벨 인버터에 의해 구성함으로써, 그 출력 전압의 변화폭을 2레벨 인버터의 경우에 비교하여 작게 할 수 있다. 이에 의해 대지 전위 변동을 작게 할 수 있기 때문에 노이즈 발생량을 저감할 수 있다.
도 17은, 2레벨 인버터의 대지 전위 변동 및 3레벨 인버터의 대지 전위 변동의 시뮬레이션 결과를 도시하는 도면이다. 시뮬레이션에서는, 인버터에 입력되는 직류 전압을 360V로 설정하였다. 도 17을 참조하면, 2레벨 인버터에서의 대지 전위 변동은 1[p.u]라고 하면, 3레벨 인버터에서의 대지 전위 변동은 0.5[p.u]이다. 도 17에 도시하는 바와 같이, 3레벨 인버터는 대지 전위 변동을 작게 할 수 있다.
또한, 본 실시의 형태에 의하면 인버터(4)의 손실을 저감할 수 있다. 인버터(4)의 손실이란, 구체적으로는 도통 손실(IGBT 소자 및 다이오드의 각각의 통전시의 손실) 및 IGBT 소자의 스위칭 손실이다.
도 18은, 2레벨 인버터 및 3레벨 인버터의 손실의 시뮬레이션 결과를 도시한 도면이다. 도 19는, 2레벨 인버터 및 3레벨 인버터의 손실의 내역을 설명하는 도면이다. 이 시뮬레이션에서는, 직류 입력 전압은 600V, 스위칭 주파수는 10kHz, 교류 출력 전압(선간 전압)은 380Vrms, 부하의 크기는 275kW로 하고 있다. 또한, 2레벨 인버터에 포함되는 IGBT 소자는 1200V-600A품이고, 3레벨 인버터에 포함되는 IGBT 소자는 600V-600A품 이었다.
도 18 및 도 19를 참조하면, 3레벨 인버터의 전체의 손실은 2레벨 인버터의 전체의 손실의 83%가 된다. 이 이유는 스위칭 손실이 저감되기 때문이다. 도 18에 도시하는 바와 같이, 스위칭 손실은 3레벨 인버터쪽이 2레벨 인버터보다 작다(33%). 이 이유는 3레벨 인버터쪽이 2레벨 인버터보다도 하나의 반도체 스위칭 소자에 인가되는 전압을 작게 할 수 있기 때문이다.
도 19에 도시하는 바와 같이, 2레벨 인버터에서는, 스위칭 손실이 전체의 손실의 많은 비율(63%)을 차지하고 있다. 3레벨 인버터는 이 스위칭 손실을 대폭적으로 저감할 수 있다. 따라서 3레벨 인버터에서는 2레벨 인버터보다도 도통 손실이 증가하지만 전체의 손실을 2레벨 인버터보다 작게 할 수 있다. 인버터의 손실을 저감함에 의해 전력 변환 장치의 동작 효율을 높일 수 있다.
본 실시의 형태에서는 컨버터(3)도 3레벨 회로에 의해 구성되어 있기 때문에, 인버터(4)와 마찬가지의 효과를 컨버터(3)에 의해서도 얻을 수 있다. 구체적으로는 입력 필터에 포함되는 리액터를 소형화할 수 있다. 이에 의해 전력 변환 장치의 소형화 및 경량화를 한층 더 도모할 수 있다. 또한, 대지 전위 변동을 억제할 수 있기 때문에 컨버터(3)에 의한 노이즈 발생량도 저감할 수 있다. 또한, 컨버터(3)의 손실을 저감할 수 있기 때문에 전력 변환 장치의 동작 효율을 높일 수 있다. 이들의 효과에 더하여, 컨버터(3)와 인버터(4)에서 구성 부품을 공통화할 수 있기 때문에, 전력 변환 장치의 비용 저감을 도모할 수 있다.
또한, 직류 전압 변환기(7)는, 종래는, 도 20의 반도체 스위치(44)에 나타내는 바와 같이 2개의 IGBT 소자(QC, QD)를 직렬로 접속한 구성을 갖고 있다. 도 3에 도시하는 바와 같이, 본 실시의 형태에서는 4개의 IGBT 소자를 직렬로 접속함에 의해 반도체 스위치를 구성함으로써 리액터(22)에 흐르는 전류의 리플 성분을 저감하고 있다. 도 20의 구성의 경우, IGBT 소자(QC)가 온, IGBT 소자(QD)가 오프인 경우에, 리액터(45)에 (E-VB)의 전압을 인가하고, IGBT 소자(QC)가 오프, IGBT 소자(QD)가 온인 경우에 리액터(45)에 (-VB)의 전압을 인가한다. 따라서 스위칭에 의한 리액터 전압차는 E가 된다. 이에 대해, 도 3의 구성에서는, IGBT 소자(Q2D, Q3D)만을 온 한 경우, 리액터(22)에 (-VB)의 전압이 인가되고, IGBT 소자(Q1D, Q4D)만을 온 한 경우, 리액터(22)에 (E-VB)의 전압이 인가되지만, 이 이외에, IGBT 소자(Q1D, Q3D)만 온, 또는 IGBT 소자(Q2D, Q4D)만 온 하는 케이스가 있고, 이때 리액터(22)에는 E/2-VB의 전압이 인가된다.
도 21에 IGBT 소자(Q1D 내지 Q4D)의 스위칭 패턴과 리액터(22)에 인가되는 전압을 도시한다. 도 21로부터, 직류 전압 변환기(7)가 리액터(22)에 인가할 수 있는 전압도 3레벨을 갖고 있음을 알 수 있다. 도 3의 구성에 의해, 스위칭에 의한 리액터 전압차를 E/2로 할 수 있고, 리액터(22)에 흐르는 전류의 리플 성분을 작게 할 수 있다. 이에 의해 리액터(22)의 인덕턴스를 저감하여 리액터(22)를 소형화할 수 있기 때문에, 전력 변환 장치의 소형화 및 경량화를 한층 더 도모할 수 있다.
또한, 2레벨 인버터 회로에서는, 인버터 직류 측에 복수의 콘덴서를 직렬로 접속하는 구성에서는 필수는 아니지만, 본 실시의 형태에서는 인버터가 3레벨 회로에 의해 구성되기 때문에, 인버터의 직류 측의 정부 단자 사이에 복수의 콘덴서를 직렬로 접속할 필요가 있다. 또한, 콘덴서(15, 16)의 접속점(중성점(21))에 인버터(4)로부터 직류 중성점 모선(17)을 접속할 필요가 생긴다.
이 경우, 중성점(21)에 유입하는 전류에 의해서는, 2개의 콘덴서(15, 16)에 흐르는 전류가 달라지기 때문에, 양 콘덴서의 직류 전압(Ep, En)이 언밸런스가 될 가능성이 있다. 양 콘덴서의 직류 전압이 언밸런스가 되면, 예를 들면 한쪽의 콘덴서에 과전압이 인가될 우려가 생긴다. 따라서 본 실시의 형태에서는 전압(Ep, En)이 서로와 동등하게 되도록 중성점 전위 변동을 억제하기 위한 제어(밸런스 제어)가 실행된다.
도 22는, 도 2에 도시한 컨버터(3)의 2상분의 구성을 도시하는 등가 회로이다. 도 22를 참조하면, 등가 회로에서는 R상 암(3R) 및 S상 암(3S)의 각각은, 스위치로서 나타나 있다. 이 등가 회로에서, 예를 들면 인버터 동작에서의 교류 출력은, 3개의 전위 상태(p, c, n)의 어느 하나가 된다.
도 23은, 도 4에 도시하는 컨버터 제어부(53)에 의한, 컨버터(3)(3레벨 PWM 컨버터)의 1상분의 PWM 제어를 설명하기 위한 신호 파형도이다. 또한, 이하의 설명에서는, 각 상 암에 포함되는 4개의 IGBT 소자의 부호를 Q1 내지 Q4로 표시한다.
도 23을 참조하면, 컨버터(3)는 역률 1.0으로 운전하기 때문에, 입력상 전압(141) 및 상 전류(142)의 극성은 일치하고 있다. 전압 지령 신호(103)는 중성점 전위 제어 회로(62)에 의해 보정되어 있지 않은 상태의 전압 지령 신호이다. PWM 회로(65)에서, 전압 지령 신호(103)와 참조 신호(101, 102)의 고저(高低)가 비교됨에 의해, R상(S상, T상도 마찬가지이다)에 포함되는 4개의 IGBT 소자의 스위칭 패턴이 결정된다. 이 경우의 상 암의 IGBT 소자(Q1 내지 Q4)의 스위칭 패턴은 스위칭 패턴(111 내지 114)이 되고, 컨버터(3)의 출력 전압은 상 전압(106)이 된다.
전압 지령 신호(104)는, Ep<En인 경우에 중성점 전위 제어 회로(62)에 의해 보정된 전압 지령 신호이고, 전압 지령 신호(103)에 조정 신호(Vc1)를 가산한 것이다. PWM 회로(65)에서, 전압 지령 신호(104)와 참조 신호(101, 102)의 고저가 비교됨에 의해, R상(S상, T상도 마찬가지이다.)에 포함되는 4개의 IGBT 소자의 스위칭 패턴이 결정된다. 이 경우의 상 암의 IGBT 소자(Q1 내지 Q4)의 스위칭 패턴은 스위칭 패턴(121 내지 124)이 되고, 컨버터(3)의 출력 전압은 상 전압(107)이 된다.
전압 지령 신호(105)는, Ep>En인 경우에 중성점 전위 제어 회로(62)에 의해 보정된 전압 지령 신호이고, 조정 신호(Vc2)를 전압 지령 신호(103)에 가산한 것이다. PWM 회로(65)에서, 전압 지령 신호(105)와 참조 신호(101, 102)의 고저가 비교됨에 의해, R상(S상, T상도 마찬가지이다.)에 포함되는 4개의 IGBT 소자의 스위칭 패턴이 결정된다. 이 경우의 상 암의 IGBT 소자(Q1 내지 Q4)의 스위칭 패턴은 스위칭 패턴(131 내지 134)이 되고, 컨버터(3)의 출력 전압은 상 전압(108)이 된다.
또한, 전압 지령 신호(103)는, 전압 지령 생성 회로(61)로부터의 전압 지령치(VR0 *, VS0 *, VT0 *)에 대응하고, 조정 신호(Vc1, Vc2)의 각각은, 중성점 전위 제어 회로(62)로부터의 전압 지령치(V1 *)에 대응한다. 전압 지령치(V1 *)는, Ep<En인 경우에 정(正)이고, Ep>En인 경우에 부(負)로 된다.
도 23으로부터, 상 암의 IGBT 소자의 스위칭 패턴은 3개의 모드로 구성되어 있음을 알 수 있다. 도 24에, R상(S상, T상도 마찬가지이다)에 포함되는 4개의 IGBT 소자의 스위칭 패턴을 각 모드마다 도시한다. 도 25에, 도 24에 도시한 각 모드의 1상분의 회로와 그 전류 루트를 도시한다.
도 25(a)에, 모드 1을 도시한다. 모드 1에서는, 정측의 평활 콘덴서(15)가 충전된다. 도 25(b)에 모드 2를 도시한다. 모드 2에서는, 정측의 평활 콘덴서(15) 및 부측의 평활 콘덴서(16)의 축전 상태는 그다지 변하지 않는다. 도 25(c)에 모드 3을 도시한다. 모드 3에서는, 부측의 평활 콘덴서(16)가 충전된다.
도 26은, 컨버터(3)에 의한 Ep<En인 경우의 밸런스 제어를 설명하기 위한 신호 파형도이다. 도 26을 참조하면, Ep<En인 경우에는, 평활 콘덴서(15와 16)의 전압 밸런스를 취하기 위해, 중성점 전위 제어 회로(62)는 조정 신호(Vc1)를 전압 지령 신호(103)에 가산하여, 전압 지령 신호를 전압 지령 신호(104)가 되도록 조정한다. PWM 회로(65)에서, 전압 지령 신호(104)와 참조 신호(101, 102)의 고저가 비교됨에 의해, IGBT 소자(Q1 내지 Q4)의 스위칭 패턴(121 내지 124)이 얻어진다. 입력상 전압(141) 및 상 전류(142)가 정인 기간(t1, t2, t3, t4)에서, 정측의 평활 콘덴서(15)는 충전된다. 입력상 전압(141) 및 상 전류(142)가 부인 기간(t5, t6, t7, t8, t9)에서, 부측의 평활 콘덴서(16)는 충전된다. 보정 없는 스위칭 패턴(111 내지 114)과 보정 있는 스위칭 패턴(121 내지 124)을 비교하면, 정측의 평활 콘덴서(15)의 충전 기간은 부측의 평활 콘덴서(16)의 충전 기간보다 길어지기 때문에, 전압(Ep)을 전압(En)보다 상승시킬 수 있다. 조정 신호(Vc1)는 Ep=En이 되도록 출력되기 때문에, 평활 콘덴서(15, 16)의 전압은 일치하여 밸런스된다.
도 27은, 컨버터(3)에 의한 Ep>En인 경우의 밸런스 제어를 설명하기 위한 신호 파형도이다. 도 27을 참조하면, Ep>En인 경우에는, 평활 콘덴서(15와 16)의 전압 밸런스를 취하기 위해, 중성점 전위 제어 회로(62)는 조정 신호(Vc2)를 전압 지령 신호(103)에 가산하여, 전압 지령 신호를 전압 지령 신호(105)가 되도록 조정한다. PWM 회로(65)에서, 전압 지령 신호(105)와 참조 신호(101, 102)의 고저가 비교됨에 의해, IGBT 소자(Q1 내지 Q4)의 스위칭 패턴(131 내지 134)이 얻어진다. 입력상 전압(141) 및 상 전류(142)가 정인 기간(t1, t2, t3, t4)에서, 정측의 평활 콘덴서(15)는 충전된다. 입력상 전압(141), 상 전류(142)가 부인 기간(t5, t6, t7, t8, t9)에서, 부측의 평활 콘덴서(16)는 충전된다. 보정 없는 스위칭 패턴(111 내지 114)과 보정 있는 스위칭 패턴(131 내지 134)을 비교하면, 정측의 평활 콘덴서(15)의 충전 기간은 부측의 평활 콘덴서(16)의 충전 기간보다 짧아지기 때문에, 전압(En)을 전압(Ep)보다 상승시킬 수 있다. 조정 신호(Vc2)는, Ep=En이 되도록 출력되기 때문에, 평활 콘덴서(15와 16)의 전압은 일치하여 밸런스된다.
또한, 각 상의 전압 지령 신호에 동일한 조정 신호(Vc1 또는 Vc2)를 가산하고 있기 때문에, 변환기가 출력하는 선간 전압에는 영향 없이, 평활 콘덴서의 전압 밸런스를 제어할 수 있다. 예를 들면 전압 지령 신호에 조정 신호(Vc1)를 가산하는 경우, 보정된 상 전압, 보정 전 및 보정 후의 선간 전압은 하기의 식에 따라 표시된다. 또한 이하의 식 중의 Vc1은 조정 신호(Vc1)의 전압을 나타낸다.
(1)보정된 상 전압':
Vu'=Vu+Vc1
Vv'=Vv+Vc1
Vw'=Vw+Vc1
(2)보정 전의 선간 전압:
Vuv=Vu-Vv
Vvw=Vv-Vw
Vwu=Vw-Vu
(3)보정 후의 선간 전압:
Vuv'=Vu'-Vv'=Vu+Vc1-Vv-Vc1=Vu-Vv=Vuv
Vvw'=Vv'-Vw'=Vv+Vc1-Vw-Vc1=Vv-Vw=Vvw
Vwu'=Vw'-Vu'=Vw+Vc1-Vu-Vc1=Vw-Vu=Vwu
다음에, 반도체 스위치(23) 및 반도체 스위치 제어부(54)에 의한, 평활 콘덴서의 전위 제어에 관해 설명한다. 도 28은, 도 4에 도시하는 반도체 스위치 제어부(54)에 의한, 반도체 스위치(23)의 PWM 제어를 설명하기 위한 신호 파형도이다. 도 28을 참조하면, 전압 지령 신호(154)는 중성점 전위 제어 회로(72)에 의해 보정되지 않은 상태의 전압 지령 신호이다.
Ep<En인 경우에는, 조정 신호(Vc1)가 나타내는 전압 지령치(VB1 *)는 정이 된다. 이 경우, 중성점 전위 제어 회로(72)는, 조정 신호(Vc1)를 전압 지령 신호(154)에 가산함에 의해, IGBT 소자(Q1D 및 Q3D)의 전압 지령 신호를 전압 지령 신호(153)로 변경한다. 또한, 중성점 전위 제어 회로(72)는, 조정 신호(Vc1)를 지령 신호(154)에 감산함에 의해, IGBT 소자(Q2D 및 Q4D)의 전압 지령 신호를, 보정된 전압 지령 신호(155)로 변경한다.
도 28로부터, 반도체 스위치(23)에 포함되는 4개의 IGBT 소자(Q1D 내지 Q4D)의 스위칭 패턴은 3개의 모드로 구성되어 있음을 알 수 있다. 도 29에 IGBT 소자(Q1D 내지 Q4D)의 스위칭 패턴을 도시한다. 도 30에, 도 29에 도시한 각 모드의 회로와 그 전류 루트를 도시한다.
도 30(a)에 모드 1을 도시한다. 모드 1에서는, 정측의 평활 콘덴서(15)가 충전된다. 도 30(b)에 모드 2를 도시한다. 모드 2에서는, 정측의 평활 콘덴서(15) 및 부측의 평활 콘덴서(16)의 축전 상태는 그다지 변하지 않는다. 도 30(c)에 모드 3을 도시한다. 모드 3에서는, 부측의 평활 콘덴서(16)가 충전된다.
도 28로 되돌아와, PWM 회로(75)에서, 전압 지령 신호(154)와 참조 신호(151)의 고저가 비교됨에 의해, IGBT 소자(Q1, Q3)의 스위칭 패턴(161, 163)이 얻어진다. 또한, PWM 회로(75)에서, 전압 지령 신호(154)와 참조 신호(152)의 고저가 비교됨에 의해, IGBT 소자(Q2, Q4)의 스위칭 패턴(162, 164)이 얻어진다. 이에 의해 도 31에 도시하는 바와 같이, 참조 신호(151)의 각 주기(T) 중 기간(t1)의 동안, IGBT 소자(Q1D 내지 Q4D)는 모드 1로 운전되어, 정측의 평활 콘덴서(15)가 충전된다. 또한, 참조 신호(152)의 각 주기(T) 중 기간(t2)의 동안, IGBT 소자(Q1D 내지 Q4D)는 모드 3으로 운전되어, 부측의 평활 콘덴서(16)가 충전된다.
Ep<En인 경우에는, 전압 지령 신호(153)와 참조 신호(151)의 고저가 비교됨에 의해, IGBT 소자(Q1D, Q3D)의 스위칭 패턴(171, 173)이 얻어진다. 또한, 전압 지령 신호(155)와 참조 신호(152)의 고저가 비교됨에 의해, IGBT 소자(Q2D, Q4D)의 스위칭 패턴(172, 174)이 얻어진다. 이 경우, 도 31에 도시하는 바와 같이, 참조 신호(151)의 각 주기(T) 중 기간(t1')의 동안, IGBT 소자(Q1D 내지 Q4D)는 모드 1로 운전되어 정측의 평활 콘덴서(15)가 충전된다. 또한, 참조 신호(152)의 각 주기(T) 중 기간(t2')의 동안, IGBT 소자(Q1D 내지 Q4D)는 모드 3으로 운전되어 부측의 평활 콘덴서(16)가 충전된다. 보정 없는 스위칭 패턴(161 내지 164)과 보정 있는 스위칭 패턴(171 내지 174)을 비교하면, 정측의 평활 콘덴서(15)의 충전 기간(t1')은 부측의 평활 콘덴서(16)의 충전 기간(t2')보다도 길어지기 때문에, 전압(Ep)을 전압(En)보다 상승시킬 수 있다. 조정 신호(Vc1)는, Ep=En이 되도록 출력되기 때문에, 평활 콘덴서(15와 16)의 전압은 일치하고 밸런스된다.
Ep>En인 경우에는, 조정 신호(Vc1)가 나타내는 전압 지령치(VB1 *)는 부로 된다. 이 경우, 중성점 전위 제어 회로(72)는, 조정 신호(Vc1)를 전압 지령 신호(154)에 가산함에 의해, IGBT 소자(Q1D 및 Q3D)의 전압 지령 신호를 전압 지령 신호(155)로 변경한다. 또한, 중성점 전위 제어 회로(72)는, 조정 신호(Vc1)를 지령 신호(154)에 감산함에 의해, IGBT 소자(Q2D 및 Q4D)의 전압 지령 신호를, 보정된 전압 지령 신호(153)로 변경한다.
이 경우, PWM 회로(75)에서 전압 지령 신호(155)와 참조 신호(151)의 고저가 비교됨에 의해, IGBT 소자(Q1D, Q3D)의 스위칭 패턴으로서 도 32에 도시하는 스위칭 패턴(181, 183)이 얻어진다. 또한, PWM 회로(75)에서, 전압 지령 신호(153)와 참조 신호(152)의 고저가 비교됨에 의해, IGBT 소자(Q2D, Q4D)의 스위칭 패턴으로서 도 32에 도시하는 스위칭 패턴(182, 184)이 얻어진다.
Ep>En인 경우, 도 32에 도시하는 바와 같이, 참조 신호(151)의 각 주기(T) 중 기간(t1')의 동안, IGBT 소자(Q1D 내지 Q4D)는 모드 1로 운전되어 정측의 평활 콘덴서(15)가 충전된다. 또한, 참조 신호(152)의 각 주기(T) 중 기간(t2')의 동안, IGBT 소자(Q1D 내지 Q4D)는 모드 3으로 운전되어 부측의 평활 콘덴서(16)가 충전된다. 보정 없는 스위칭 패턴(161 내지 164)과 보정 있는 스위칭 패턴(181 내지 184)을 비교하면, 정측의 평활 콘덴서(15)의 충전 기간(t1')은 부측의 평활 콘덴서(16)의 충전 기간(t2')보다도 짧아지기 때문에, 전압(En)을 전압(Ep)보다 상승시킬 수 있다. 조정 신호(Vc1)는, Ep=En이 되도록 출력되기 때문에, 평활 콘덴서(15와 16)의 전압은 일치하고 밸런스된다.
또한, 하기한 식으로 표시하는 바와 같이, 조정 신호(Vc1)에 의해, 모드 1, 모드 3의 듀티비가 변하지만, 모드 1와 모드 3를 서로 더한 기간의 듀티비(比)는 변화하지 않는다. 본 실시의 형태에서는, 동일한 조정 신호(Vc1)를 2개의 전압 지령 신호의 한쪽에 가산하고, 다른 쪽에 감산하고 있기 때문에, 직류 전압 변환기(7)의 승압 동작에 영향 없이, 평활 콘덴서(15, 16)의 전압의 밸런스를 제어할 수 있다.
(1) 전압 지령 신호(154)에 대한 듀티비
IGBT 소자(Q1D, Q3D)의 듀티비 d13:
d13=t1/T
IGBT 소자(Q2D, Q4D)의 듀티비 d24:
d24=t2/T
IGBT 소자(Q1 내지 Q4)의 듀티비 d14:
d14=d13+d24=(t1+t2)/T
(2) 전압 지령 신호 신호(153 및 155)에 대한 듀티비
IGBT 소자(Q1, Q3)의 듀티비 d13':
d13'=t1'/T
IGBT 소자(Q2, Q4)의 듀티비 d24':
d24'=t2'/T
IGBT 소자(Q1 내지 Q4)의 듀티비 d14':
d14'=d13'+d24'=(t1'+t2')/T=(t1+t2)/T=d14
이상 설명한 바와 같이, 본 실시의 형태에서는, 컨버터(3) 및 직류 전압 변환기(7)에 포함되는 반도체 스위치(23)가 3레벨 회로에 의해 구성되기 때문에, 상용 교류 전원의 정상시에는 컨버터(3)에 의해 밸런스 제어를 실행할 수 있고, 상용 교류 전원의 정전시에는 직류 전압 변환기(7)(반도체 스위치(23))에 의해 밸런스 제어를 실행할 수 있다. 따라서 본 실시의 형태에 의하면, 직류 콘덴서(평활 콘덴서)의 밸런스 제어를 특별한 회로를 추가하는 일 없이 실행할 수 있다.
또한, 직류 전압 변환기는 컨버터의 동작시에 컨버터로부터 출력되는 직류 전압을 축전지의 충전 전압으로 변환하는 동작을 행하여도 좋다. 이에 의해 축전지를 만(滿)충전 상태로 유지할 수 있기 때문에, 상용 교류 전원이 정전된 경우에 축전지에 의해 부하를 구동할 수 있는 시간을 길게 할 수 있다.
또한, 직류 전압 변환기 및 컨버터의 어느 한쪽만이, 인버터에 직류 전력이 공급되도록 한정되는 것이 아니고, 직류 전압 변환기 및 컨버터의 양쪽이 인버터에 직류 전력을 공급하여도 좋다.
또한, 본 실시의 형태에서는 3레벨 회로를 나타냈지만, 인버터, 컨버터, 직류 전압 변환기를 구성하는 회로는, 직류 전압과 적어도 3개의 전압치를 갖는 교류 전압 또는 직류 전압을 상호 변환하는 회로(멀티레벨 회로)면 좋다. 따라서 직류 전압과 적어도 5개의 전압치를 갖는 교류 전압을 상호 변환하는 5레벨 회로를 인버터 등에 적용할 수 있다.
또한 본 실시의 형태에서는, 3상3선식의 교류 전원 및 부하에 적용 가능한 무정전 전원 장치를 나타냈지만, 본 발명은 3상4선식의 교류 전원 및 부하에도 적용 가능하고, 3상4선의 경우에는, 도 33에 도시하는 바와 같이, 콘덴서(11, 19)의 중점과, 중성점(21)을 접속하면 좋다. 또한, 교류 전원 및 교류 부하는 3상의 것으로 한정되지 않고 단상의 것이라도 좋다. 이 경우에는 컨버터 및 인버터의 각각에 2개의 멀티레벨 회로가 포함되어 있으면 좋다.
또한, 본 실시 형태에서는, 축전지를 이용한 무정전 전원 장치에의 적용례를 설명하였지만, 멀티레벨 회로를 이용한 필터의 소형·경량화, 대지 전위 변동 억제는, 태양광 발전 시스템, 연료 전지 발전 시스템, 또는 2차 전지 에너지 축전 시스템 등의, 직류 전력으로부터 교류 전력을 출력하는 전력 변환 장치에 적용 가능하다.
금회 개시된 실시의 형태는 모든 점에서 예시이고 제한적인 것이 아니라고 생각되어야 한다. 본 발명의 범위는 상기한 설명이 아니라 청구의 범위에 의해 나타나고, 청구의 범위와 균등한 의미 및 범위 내에서의 모든 변경이 포함되는 것이 의도된다.
1 : 상용 교류 전원 2 : 입력 필터
3 : 컨버터 3R : R상 암
3S : S상 암 3T : T상 암
4 : 인버터 4U : U상 암
4V : V상 암 4W : W상 암
5 : 출력 필터 6 : 부하
7 : 직류 전압 변환기 8 : 축전지
10 : 제어 장치
11, 11R, 11S, 11T, 15, 16, 19, 19U, 19V, 19W : 콘덴서
12, 12R, 12S, 12T, 18, 18U, 18V, 18W, 22, 22N, 22P, 45 : 리액터
13 : 직류 정모선 14 : 직류 부모선
17 : 직류 중성점 모선 21 : 중성점
23, 44 : 반도체 스위치 31, 34, 35, 36 : 전압 센서
32, 37 : 전류 센서 33 : 정전 검출 회로
51, 63A 내지 63C, 73A, 88A 내지 88C : 가산기
52, 82, 86A 내지 86C, 73B, 82, 92, 94 : 감산기
53 : 컨버터 제어부 54 : 반도체 스위치 제어부
61, 71 : 전압 지령 생성 회로 62, 72 : 중성점 전위 제어 회로
64, 74 : 정지 회로 64A 내지 64C, 74A, 74B : 스위치
65 : PWM 회로 75 : PWM 회로
81, 91 : 기준치 생성 회로 83 : 직류 전압 제어 회로
84 : 정현파 발생 회로 85A 내지 85C : 승산기
87, 95 : 전류 제어 회로 93 : 전압 제어 회로
100 : 무정전 전원 장치 101, 102, 151, 152 : 참조 신호
103 내지 105, 153 내지 155 : 전압 지령 신호
106 내지 108 상 전압,
111 내지 114, 121 내지 124, 131 내지 134, 161 내지 164, 171 내지 174, 181 내지 184 : 스위칭 패턴
141 : 입력상 전압 142 : 상 전류
CA, CB, CC, CD : 콘덴서
D1D 내지 D4D, D1R 내지 D6R, D1S 내지 D6S, D1T 내지 D6T, D1U 내지 D6U, D1V 내지 D6V, D1W 내지 D6W, DA, DB, DC, DD : 다이오드
Q1D 내지 Q4D, Q1R 내지 Q4R, Q1S 내지 Q4S, Q1T 내지 Q4T, Q1U 내지 Q4U, Q1V 내지 Q4V, Q1W 내지 Q4W, QA, QB, QC, QD IGBT : 소자
RL : R상 라인 SL : S상 라인
TL : T상 라인 UL : U상 라인
VL : V상 라인 WL : W상 라인

Claims (9)

  1. 삭제
  2. 직류 정모선(13) 및 직류 부모선(14)의 사이에 직렬로 접속되는 제 1 및 제 2의 콘덴서(15, 16)와,
    직류 전압과 적어도 3개의 전압치의 사이에서 변화하는 교류 전압을 상호 변환 가능하게 구성되고, 또한 상기 직류 정모선(13)과 상기 직류 부모선(14)과 상기 제 1 및 제 2의 콘덴서(15, 16)의 중성점(21)에 접속된 제 1의 멀티레벨 회로(4U)를 포함하고, 직류 전력을 교류 전력으로 변환하여 부하(6)에 공급하는 제 1의 변환기(4)와,
    상기 제 1의 멀티레벨 회로(4U)와 같은 구성을 가지며, 또한 상기 직류 정모선(13), 상기 직류 부모선(14) 및 상기 중성점(21)에 제 1의 멀티레벨 회로(4U)와 병렬로 접속된 제 2의 멀티레벨 회로(3R)를 포함하고, 교류 전원으로부터의 교류 전력을 직류 전력으로 변환하여 상기 제 1의 변환기(4)에 공급하는 제 2의 변환기(3)와,
    직류 전압과 적어도 3개의 전압치의 사이에서 변화하는 직류 전압을 상호 변환 가능하게 구성되고, 또한 상기 직류 정모선(13), 상기 직류 부모선(14) 및 상기 중성점(21)에 상기 제 1 및 제 2의 멀티레벨 회로에 병렬로 접속된 제 3의 멀티레벨 회로(23)를 포함하고, 직류 전력 공급원(8)으로부터의 직류 전력의 전압치를 변환하여, 상기 제 1의 변환기(4)에 상기 직류 전력 공급원(8)으로부터의 직류 전력을 공급하는 제 3의 변환기(7)와,
    리액터(18) 및 콘덴서(19)를 포함하고, 상기 제 1의 변환기(4)에 의해 발생하는 고조파를 제거한 필터(5)와,
    상기 제 3의 멀티레벨 회로(23)의 동작을 제어함에 의해 상기 중성점(21)의 전위 변동을 억제하는 제어 장치(10)를 구비하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  3. 직류 정모선(13) 및 직류 부모선(14)의 사이에 직렬로 접속되는 제 1 및 제 2의 콘덴서(15, 16)와,
    직류 전압과 적어도 3개의 전압치의 사이에서 변화하는 교류 전압을 상호 변환 가능하게 구성되고, 또한 상기 직류 정모선(13)과 상기 직류 부모선(14)과 상기 제 1 및 제 2의 콘덴서(15, 16)의 중성점(21)에 접속된 제 1의 멀티레벨 회로(4U)를 포함하고, 직류 전력을 교류 전력으로 변환하여 부하(6)에 공급하는 제 1의 변환기(4)와,
    상기 제 1의 멀티레벨 회로(4U)와 같은 구성을 가지며, 또한 상기 직류 정모선(13), 상기 직류 부모선(14) 및 상기 중성점(21)에 제 1의 멀티레벨 회로(4U)와 병렬로 접속된 제 2의 멀티레벨 회로(3R)를 포함하고, 교류 전원으로부터의 교류 전력을 직류 전력으로 변환하여 상기 제 1의 변환기(4)에 공급하는 제 2의 변환기(3)와,
    직류 전압과 적어도 3개의 전압치의 사이에서 변화하는 직류 전압을 상호 변환 가능하게 구성되고, 또한 상기 직류 정모선(13), 상기 직류 부모선(14) 및 상기 중성점(21)에 상기 제 1 및 제 2의 멀티레벨 회로에 병렬로 접속된 제 3의 멀티레벨 회로(23)를 포함하고, 직류 전력 공급원(8)으로부터의 직류 전력의 전압치를 변환하여, 상기 제 1의 변환기(4)에 상기 직류 전력 공급원(8)으로부터의 직류 전력을 공급하는 제 3의 변환기(7)와,
    리액터(18) 및 콘덴서(19)를 포함하고, 상기 제 1의 변환기(4)에 의해 발생하는 고조파를 제거한 필터(5)와,
    상기 제 2 및 제 3의 멀티레벨 회로(3R, 23)의 동작을 제어함에 의해 상기 중성점(21)의 전위 변동을 억제하는 제어 장치(10)를 구비하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  4. 제 3항에 있어서,
    상기 제어 장치(10)는, 상기 교류 전원(1)에 의한 전력 공급이 정상인 경우에는, 상기 제 2의 멀티레벨 회로(3R)를 동작시키고, 또한 상기 제 3의 멀티레벨 회로(23)를 정지시키는 한편, 상기 교류 전원(1)에 의한 상기 전력 공급이 이상한 경우에는, 상기 제 2의 멀티레벨 회로(3R)를 정지시키고, 또한 상기 제 3의 멀티레벨 회로(23)를 동작시키는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  5. 삭제
  6. 제 2항에 있어서,
    상기 제어 장치(10)는, 상기 제 1의 콘덴서(15)의 양단의 전압(Ep)과 상기 제 2의 콘덴서(16)의 양단의 전압(En)의 차에 의거하여, 상기 제 1의 콘덴서(15)의 충전 기간 및 상기 제 2의 콘덴서(16)의 충전 기간이 변화하도록, 대응하는 멀티레벨 회로를 제어함에 의해, 상기 중성점(21)의 상기 전위 변동을 억제하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  7. 제 3항에 있어서,
    상기 제어 장치(10)는, 상기 제 1의 콘덴서(15)의 양단의 전압(Ep)과 상기 제 2의 콘덴서(16)의 양단의 전압(En)의 차에 의거하여, 상기 제 1의 콘덴서(15)의 충전 기간 및 상기 제 2의 콘덴서(16)의 충전 기간이 변화하도록, 대응하는 멀티레벨 회로를 제어함에 의해, 상기 중성점(21)의 상기 전위 변동을 억제하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  8. 제 4항에 있어서,
    상기 제어 장치(10)는, 상기 제 1의 콘덴서(15)의 양단의 전압(Ep)과 상기 제 2의 콘덴서(16)의 양단의 전압(En)의 차에 의거하여, 상기 제 1의 콘덴서(15)의 충전 기간 및 상기 제 2의 콘덴서(16)의 충전 기간이 변화하도록, 대응하는 멀티레벨 회로를 제어함에 의해, 상기 중성점(21)의 상기 전위 변동을 억제하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  9. 제 2항, 제 3항, 제 4항, 제 6항, 제 7항 또는 제 8항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제 1의 멀티레벨 회로(4U)는,
    상기 직류 정모선(13)과 상기 직류 부모선(14)의 사이에 직렬로 접속되는 제 1부터 제 4의 반도체 스위칭 소자(Q1U 내지 Q4U)와,
    상기 제 1부터 제 4의 반도체 스위칭 소자(Q1U 내지 Q4U)에 각각 역병렬 접속되는 제 1부터 제 4의 환류 다이오드(D1U 내지 D4U)와,
    상기 중성점(21)과 상기 제 1 및 제 2의 반도체 스위칭 소자(Q1U, Q2U)의 접속점 사이에 접속되는 제 1의 클램프 다이오드(D5U)와,
    상기 중성점(21)과 상기 제 3 및 제 4의 반도체 스위칭 소자(Q3U, Q4U)의 접속점 사이에 접속되는 제 2의 클램프 다이오드(D6U)를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
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