JP7034670B2 - 整流装置、電源装置、電動機装置及び空調装置 - Google Patents

Description

本発明は、整流装置、電源装置、電動機装置及び空調装置に関する。

近年、交流を整流する整流装置（コンバータ）は、インバータ装置と接続されて、整流装置に供給される交流の周波数と異なる周波数の交流を生成して、モータなどの駆動に用いられている。このようなモータは、空調装置（空調機）、冷蔵装置（冷蔵庫）などに広く用いられている。

特許文献１には、交流電源に接続されたブリッジ整流回路の（＋）、（－）側端子もしくはいづれか一方の端子にインダクタンスを接続し、該インダクタンスを通して前記ブリッジ整流回路の（＋）、（－）側端子に並列に２個直列に接続された第１及び第２の半導体スイッチを接続し、更に前記インダクタンスを通して前記（＋）、（－）側端子に並列に第１のダイオードと第１及び第２のコンデンサ又はバッテリの直列回路をと第２のダイオードとの直列回路を接続し、前記半導体スイッチの直列回路の中点と、前記コンデンサ又はバッテリの直列回路の中点とを接続してなる倍電圧整流回路が記載されている。

特開昭５８－２０７８７０号公報

ところで、交流を整流し、入力された交流電圧の２倍の直流電圧に昇圧する倍電圧整流装置において、昇圧だけではなく、効果的に高調波電流を抑制する力率改善（ＰＦＣ：Power Factor Control）技術が重要になっている。特に、整流装置の大出力化、高密度化に伴い、力率改善のための部材の電気的、温度的負荷が大きくなるため、より一層効率のよい力率改善が図れる倍電圧整流装置が求められている。
本発明は、出力電圧を定められた値に制御しつつ、高調波電流を抑制した整流装置などを提供することを目的とする。

かかる目的のもと、本発明が適用される整流装置は、直列接続され、両端子間及び接続点から複数の出力電圧を供給する複数のコンデンサを備える。そして、複数の前記コンデンサを個別に充電するように、供給される交流が整流された直流をスイッチングする複数のスイッチング素子を備える。さらに、複数の前記出力電圧をそれぞれ検知する複数の電圧検知部と、前記交流又は前記直流を検知する電流検知部とを備える。また、複数の前記電圧検知部により検知された複数の前記出力電圧、及び、前記電流検知部により検知された電流、並びに、複数の当該出力電圧に対してそれぞれ定められた出力電圧目標値、及び、高調波に対する規格に対応するように設定された電流波形指令値に基づいて、複数の前記スイッチング素子を制御する制御量を設定する制御部を備える。そして、前記電流波形指令値は、供給される交流の周波数の３倍の周波数の正弦波の絶対値にオフセット値を加えた値、又は、供給される交流の周波数の正弦波の絶対値で表される。
これにより、上記電流波形指令値で表されない場合に比べ、高調波を容易に抑制することが可能となる。

このような整流装置において、前記電流検知部は、複数の前記電圧検知部より、交流が供給される側に設けられていることを特徴とすることができる。

そして、複数の前記出力電圧の各出力電圧目標値は、複数の当該出力電圧毎に設定されることを特徴とすることができる。
これにより、複数の当該出力電圧毎に設定されない場合に比べ、接続点から中間の出力電圧を取り出すことができる。

そして、前記制御部は、前記電流波形指令値を表す波形の少なくとも一周期を含むように設定された単位期間を複数の区分に分割し、当該区分毎に前記スイッチング素子を制御する前記制御量を設定することを特徴とすることができる。
これにより、区分に分けない場合に比べ、高調波の抑制が精度よく行える。

さらに、前記制御部は、前記区分における前記制御量を、前記単位期間の一つ前の単位期間において検知された電流と前記電流波形指令値との差分が積分要素によって演算された値を用いて設定することを特徴とすることができる。
これにより、高調波の抑制がより精度よく行える。
本発明が適用される整流装置は、直列接続され、両端子間及び接続点から複数の出力電圧を供給する複数のコンデンサを備える。そして、複数の前記コンデンサを個別に充電するように、供給される交流が整流された直流をスイッチングする複数のスイッチング素子を備える。さらに、複数の前記出力電圧をそれぞれ検知する複数の電圧検知部と、前記交流又は前記直流を検知する電流検知部とを備える。また、複数の前記電圧検知部により検知された複数の前記出力電圧、及び、前記電流検知部により検知された電流、並びに、複数の当該出力電圧に対してそれぞれ定められた出力電圧目標値、及び、高調波に対する規格に対応するように設定された電流波形指令値に基づいて、複数の前記スイッチング素子を制御する制御量を設定する複数の制御部を備る。そして、複数の前記出力電圧の各出力電圧目標値は、複数の独立した前記制御部によって当該出力電圧毎に設定され、個別に制御される。

また、他の観点から捉えると、本発明が適用される電源装置は、整流部と、前記整流部の出力電圧が供給され、交流を生成するインバータ部とを備える。そして、前記整流部は、直列接続され、両端子間及び接続点から複数の出力電圧を供給する複数のコンデンサを備える。また、前記整流部は、複数の当該コンデンサを個別に充電するように、供給される交流が整流された直流をスイッチングする複数のスイッチング素子を備える。さらに、前記整流部は、複数の前記出力電圧をそれぞれ検知する複数の電圧検知部と、前記交流又は前記直流を検知する電流検知部とを備える。また、複数の前記電圧検知部により検知された複数の前記出力電圧、及び、前記電流検知部により検知された電流、並びに、複数の当該出力電圧に対してそれぞれ定められた出力電圧目標値、及び、高調波に対する規格に対応するように設定された電流波形指令値に基づいて、複数の前記スイッチング素子を制御する制御量を設定する制御部を備える。そして、前記電流波形指令値は、供給される交流の周波数の３倍の周波数の正弦波の絶対値にオフセット値を加えた値、又は、供給される交流の周波数の正弦波の絶対値で表される。

また、前記電流波形指令値の大きさは、接続される負荷に供給される電圧値に基づいて設定されることを特徴とすることができる。

また、他の観点から捉えると、本発明が適用される電動機装置は、整流部と、前記整流部の出力電圧が供給され、交流を生成するインバータ部と、前記インバータ部に生成する交流が供給される電動機とを備える。そして、前記整流部は、直列接続され、両端子間及び接続点から複数の出力電圧を供給する複数のコンデンサを備える。また、前記整流部は、複数の当該コンデンサを個別に充電するように、供給される交流が整流された直流をスイッチングする複数のスイッチング素子を備える。さらに、前記整流部は、複数の当該出力電圧をそれぞれ検知する複数の電圧検知部と、当該交流又は当該直流を検知する電流検知部とを備える。また、複数の前記電圧検知部により検知された複数の前記出力電圧、及び、前記電流検知部により検知された電流、並びに、複数の当該出力電圧に対してそれぞれ定められた出力電圧目標値、及び、高調波に対する規格に対応するように設定された電流波形指令値に基づいて、複数の前記スイッチング素子を制御する制御量を設定する制御部を備える。そして、前記電流波形指令値は、供給される交流の周波数の３倍の周波数の正弦波の絶対値にオフセット値を加えた値、又は、供給される交流の周波数の正弦波の絶対値で表される。

また、前記制御部は、前記電動機の発生する高調波を抑制する電動機高調波抑制補正値を用いて複数の前記スイッチング素子を制御する前記制御量を設定することを特徴とすることができる。
これにより、さらに高調波の抑制がより精度よく行える。

さらに、他の観点から捉えると、本発明が適用される空調装置は、前記電動機装置を備え、空気を調整する。

本発明によれば、出力電圧を定められた値に制御しつつ、高調波電流を抑制した整流装置などが提供できる。

第１の実施の形態が適用される電動機装置の一例を示す図である。 電源部における整流部の基本動作を説明する図である。（ａ）は、インダクタ及びコンデンサの充電モード、（ｂ）は、インダクタの放電モード、（ｃ）は、インダクタ及びコンデンサの充電モード、（ｄ）は、インダクタの放電モードである。 電源部における制御部のブロック線図である。 電流制御ブロックにおける記憶器の動作を説明する図である。 実施例を説明する図である。（ａ）は、電源が電動機装置に供給する交流相電圧、（ｂ）は、図３の制御部による制御を行わない場合に電動機装置に入力する入力電流Ａ、（ｃ）は、図３の制御部において、電圧制御ブロック及び電流制御ブロックを用いた場合に電動機装置に入力する入力電流Ｂ、（ｄ）は、図３の制御部において、電圧制御ブロックと電流制御ブロックとに加え、電動機高調波制御ブロックを用いた場合に電動機装置に入力する入力電流Ｃ、（ｅ）は、図３の制御部において、電圧制御ブロック、電流制御ブロック及び電動機高調波制御ブロックに加え、電流波形制御ブロックを用いた場合に電動機装置に入力する入力電流Ｄの波形である。 第２の実施の形態が適用される電動機装置の一例を示す図である。 第３の実施の形態が適用される電動機装置の一例を示す図である。

電源の高調波電流に関するＩＥＣ規格（高周波に対する規格）を満足するために、整流装置（コンバータ）では、一般的にリアクタなどの受動部品による高調波抑制対策が取られている。しかし、整流装置を大型の空調機のような三相交流を使用する機器に適用する場合、リアクタが大型化してしまう。このため、リアクタによる損失や発熱、装置の巨大化など、さまざまなデメリットが生じる。そこで、本実施の形態では、出力電圧（ＤＣリンク電圧）を定められた値に制御しつつ、高調波電流を抑制するように制御している。なお、空調機とは、冷凍機・送風機（ファン）・熱交換器・加湿器・エアフィルタなどを納めたものであって、空気の温度や湿度、清浄度、気流などを調整する。冷凍機は、コンプレッサにより駆動される。

また、近年のデバイス性能の進歩、市場からのコスト要求などにより、整流装置のコスト抑制が進んでいる。例えば、三相交流で用いられる整流装置において、４００Ｖ系の電源を用いる場合、整流装置で使われるデバイスは、１２００Ｖ耐圧のものを使用することになる。整流装置を大型の空調機に適用した場合、コンプレッサを駆動する出力電圧（ＤＣリンク電圧）を、ファンの駆動用電源としても利用すると、ファンを駆動するインバータ装置も必然的に１２００Ｖ耐圧のデバイスを使ったものとなる。ファンに必要な電力は、コンプレッサと比較して小さいため、低耐圧のデバイスを適用して、低コスト化を図ることが望ましい。

１２００Ｖ系の整流装置は、平滑のための電解コンデンサの耐圧を確保する目的で２個直列に用いられることが多く、且つ、複数並列に用いられることが多い。これは、結果的に出力電圧（ＤＣリンク電圧）をコンデンサで分圧していることになる。そこで、直列に接続されたコンデンサで分圧された電圧を使って、ファンなどの負荷に電力を供給することが考えられる。しかし、一方のコンデンサからファンなどの負荷に電力を供給すると、他方のコンデンサとの間で電圧が不平衡の状態になってしまう。最終的に一方のコンデンサの電圧が０Ｖ、他方のコンデンサの電圧が出力電圧（ＤＣリンク電圧）になり、そのままでは負荷に電力を供給することができないばかりでなく、コンデンサの耐圧を超えてしまう。

そこで、本実施の形態で説明する整流装置などでは、直列接続のコンデンサの電圧を各々制御することにより、出力電圧（ＤＣリンク電圧）を定められた値に制御しながら、直列接続されたコンデンサのそれぞれに接続された負荷に電力を供給することを可能としている。つまり、コンデンサにより分圧された電圧を使って、負荷が不平衡であっても、コンデンサの電圧を安定に制御するようにしている。これにより、分圧された電圧を用いる負荷側で低耐圧のデバイスが使用できるようにしている。
以下、添付図面を参照して、本発明の実施の形態について詳細に説明する。

＜第１の実施の形態＞
図１は、第１の実施の形態が適用される電動機装置１００の一例を示す図である。
第１の実施の形態における電動機装置１００は、電源部１及び電動機（モータ）２を備えている。電動機装置１００は、三相交流の電源２００に接続されている。電源２００は、交流電源の一例である。電源部１は、電源装置の一例である。

電源部１は、電源２００に接続された電磁気妨害（ＥＭＩ：Electromagnetic Interference）抑制フィルタ１０（以下では、ＥＭＩ抑制フィルタ１０と表記する。）、ＥＭＩ抑制フィルタ１０に接続された整流（コンバータ）部２０、整流部２０に接続され整流部２０を制御する制御部３０、及び整流部２０に接続されたインバータ部４０を備える。なお、電源部１は、インバータ部４０を制御する制御部（不図示）を備える。さらに、電源部１から電動機２に供給する電流を検知する電流検知部５０を備えてもよい。

整流部２０は、整流装置の一例である。なお、整流装置は、整流部２０に加えてＥＭＩ抑制フィルタ１０を備えていてもよい。
電動機２は、インバータ部４０に接続されている。電動機２は、例えばＤＣブラシレスモータである。
電流検知部５０は、インバータ部４０から電動機２に供給される三相交流（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）におけるいずれか二相に流れる電流を検知（電流値を測定）する。図１では、Ｕ相とＷ相とを検知する。三相交流の場合、三相に流れる電流値の和は０になるので、二相の電流を検知（電流値を測定）することで、三相の電流値が求められる。
以下順に説明する。

［ＥＭＩ抑制フィルタ１０］
ＥＭＩ抑制フィルタ１０は、ＥＭＩを除去する部材であって、例えば高周波のノイズの通過を阻止するチョークコイルである。他の部材であってもよい。

［整流部２０］
整流部２０は、電源２００から供給される三相交流を直流に整流する。整流部２０は、インダクタＬ１、Ｌ２、Ｌ３、ダイオードブリッジＤＢ、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ダイオードＤ１、Ｄ２、帰還ダイオードＤｆ１、Ｄｆ２、コンデンサＣ１、Ｃ２を備えている。なお、ダイオードブリッジＤＢは、ダイオードＤ１１、Ｄ１２、Ｄ１３、Ｄ１４、Ｄ１５及びＤ１６を備える。また、整流部２０は、ダイオードブリッジＤＢの電流（出力電流）を検知する電流検知部２３を備える。さらに、整流部２０は、整流部２０の出力電圧を検知する電圧検知部２１とコンデンサＣ２の電圧を検知する電圧検知部２２とを備える。なお、電流検知部２３の代わりに、電源２００の電流を検知する電流検知部２４を備えてもよい。

ダイオードブリッジＤＢは、直列接続された２個のダイオードの組が、３個並列に接続されて構成されている。つまり、ダイオードＤ１１、Ｄ１２が接続点ａで直列接続され、ダイオードＤ１３、Ｄ１４が接続点ｂで直列接続され、ダイオードＤ１５、Ｄ１６が接続点ｃで直列接続されている。そして、これらが接続点ｄと接続点ｅとの間に並列接続されている。なお、ダイオードＤ１１～Ｄ１６は、接続点ｅから接続点ｄに向かう方向に電流が流れるように接続されている。

インダクタＬ１、Ｌ２、Ｌ３の一方の端子は、ＥＭＩ抑制フィルタ１０を介して、電源２００のＲ相、Ｓ相、Ｔ相にそれぞれ接続されている。そして、インダクタＬ１の他方の端子は、接続点ａに接続され、インダクタＬ２の他方の端子は、接続点ｂに接続され、インダクタＬ３の他方の端子は、接続点ｃに接続されている。

スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２は、接続点ｈで直列接続され、スイッチング素子ＳＷ１側が接続点ｄに繋がる接続点ｆに接続され、スイッチング素子ＳＷ２側が接続点ｅに繋がる接続点ｇに接続されている。帰還ダイオードＤｆ１、Ｄｆ２がスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２に並列に接続されている。帰還ダイオードＤｆ１、Ｄｆ２は、接続点ｇから接続点ｆに電流が流れる方向に接続されている。帰還ダイオードＤｆ１、Ｄｆ２の電流の流れる向きは、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２に電流が流れる向きの逆向きである。なお、接続点ｄと接続点ｆとは同じ電位である。また、接続点ｅと接続点ｇとは同じ電位である。

スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２は、高耐圧の電力用のスイッチング素子である。スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２には、例えば、電界効果トランジスタ、絶縁ゲート型バイポーラトランジタ（ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar Transistor）などが適用できる。スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２は、３端子素子であって、オン／オフを制御する端子はゲートと呼ばれる。

ダイオードＤ１は、一方の端子（アノード）が接続点ｆに、他方の端子（カソード）が接続点ｉに接続されている。また、ダイオードＤ２は、一方の端子（カソード）が接続点ｊに、他方の端子（アノード）が接続点ｇに接続されている。

コンデンサＣ１、Ｃ２は、接続点ｋで直列接続されるとともに、コンデンサＣ１側が接続点ｉに接続され、コンデンサＣ２側が接続点ｊに接続されている。そして、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２との接続点ｋは、スイッチング素子ＳＷ１とスイッチング素子ＳＷ２との接続点ｈに接続されている。つまり、接続点ｈと接続点ｋは同じ電位である。

この整流部２０では、接続点ｊを基準とした接続点ｉの電位（電圧）と、接続点ｊを基準とした接続点ｋの電位（電圧）との２つの電圧を取り出すことができる。すなわち、整流部２０は、マルチレベルブーストコンバータ（Multi-Level Boost Converter）を構成する。なお、接続点ｋの電位は、接続点ｉの電位に比べて低いので、中間電位（Ｖ_ｈａｌｆ）と呼ばれる。そして、接続点ｉ、ｊは、インバータ部４０の入力端子Ｐ、Ｎに接続されている。
ここでは、接続点ｊに対する接続点ｉの電位を出力電位（出力電圧）、接続点ｊに対する接続点ｋの電位を中間電位（中間電圧）と表記することがある。

なお、整流部２０における接続点ｊは、基準電位である。そして、整流部２０における接続点ｉは、ＤＣリンクと呼ばれる。よって、接続点ｊの電位（基準電圧）に対する接続点ｉの電位（電圧）を、ＤＣリンク電圧と表記することがある。つまり、ＤＣリンク電圧は、コンデンサＣ１の電圧（接続点ｉと接続点ｋとの間の電圧）とコンデンサＣ２の電圧（接続点ｋと接続点ｊとの間の電圧）とが加算された電圧である。そして、ＤＣリンク電圧が、整流部２０の出力電圧としてインバータ部４０に供給される。

電流検知部２３は、接続点ｄと接続点ｆとの間に設けられ、ダイオードブリッジＤＢの電流（出力電流）を検知（電流値を測定）する。ダイオードブリッジＤＢの電流は、三相交流を反映した脈流であるので、電流の波形から、三相交流における各相の電流が分かる。

電圧検知部２１は、接続点ｉ（接続点ｉとインバータ部４０の入力端子Ｐとの間）に設けられ、直列接続されたコンデンサＣ１の電圧とコンデンサＣ２の電圧とが加算された電圧、つまり整流部２０の出力電圧（ＤＣリンク電圧）を検知（電圧値を測定）する。また、電圧検知部２２は、コンデンサＣ２の電圧、つまり中間電位（Ｖ_ｈａｌｆ）を検知（電圧値を測定）する。

電流検知部２３の代わりに備えられる電流検知部２４は、電源２００からＥＭＩ抑制フィルタ１０に供給される三相交流（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）におけるいずれか二相に流れる電流を検知（電流値を測定）する。図１では、Ｒ相とＴ相とを検知する。前述したように、三相交流の場合、三相に流れる電流値の和は０になるので、二相の電流を検知（電流値を測定）することで、三相の電流値が求められる。

電流検知部２３又は電流検知部２４は、電圧検知部２１、２２より交流を供給する電源２００側（上流側）に設けられている。

なお、インダクタＬ１、Ｌ２、Ｌ３の代わりに、接続点ｄと接続点ｆとの間及び接続点ｅと接続点ｇの間のそれぞれにインダクタを設けてもよい。

［制御部３０］
制御部３０は、ＣＰＵ、メモリなどを備えたコンピュータとして構成されている。そして、制御部３０は、整流部２０の電流検知部２３（又は、電流検知部２４）で検知された電流及び電圧検知部２１、２２により検知された電圧に基づいて、整流部２０のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２のオン／オフを制御する。つまり、メモリに蓄積されたプログラムにより、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２のオン／オフを制御するパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）信号を生成する。

制御部３０は、２個の制御ユニット３０Ａ、３０Ｂを備える。制御ユニット３０Ａ、３０Ｂは、後述するように、同じ構成である。そして、図１に示すように、制御ユニット３０Ａは、接続点ｉの電位（ＤＣリンク電圧）を検知する電圧検知部２１に接続されている。一方、制御ユニット３０Ｂは、接続点ｋの電位（中間電位（Ｖ_ｈａｌｆ））を検知する電圧検知部２２に接続されている。なお、制御ユニット３０Ａには、接続点ｉの電位から制御ユニット３０Ｂが検知した接続点ｋの電位を引いた、コンデンサＣ１に印加された電圧（ＤＣリンク電圧－中間電位（Ｖ_ｈａｌｆ））が入力されるようになっている。また、制御ユニット３０Ｂには、接続点ｋの電位から接続点ｊの電位（基準電位）を引いた、コンデンサＣ２に印加された電圧が入力されるようになっている。電圧の検知は、接続点ｉと接続点ｊとの間、及び接続点ｋと接続点ｊとの間のそれぞれに抵抗を設け、流れる電流により発生する電圧値を測定するなどにより行える。

そして、制御部３０は、接続点ｄ（ダイオードブリッジＤＢの出力）と接続点ｆ（スイッチング素子ＳＷ１側）との間を流れる電流を検知（電流値を測定）する電流検知部２３に接続されている。なお、電流検知部２３が検知した電流（測定した電流値）が、制御ユニット３０Ａ、３０Ｂに入力されるようになっている。前述したように、電流検知部２３の代わりに、電流検知部２４を用いてもよい。なお、電流検知部２３又は電流検知部２４を制御部３０の制御ユニット３０Ａ、３０Ｂのそれぞれに接続してもよい。
電流の検知（電流値の測定）は、電流が流れる経路に設けた電流センサにより行えばよい。電流センサは、例えば、電流の経路を取り囲むように設けられたコイルである。そして、電流の検知は、コイルに誘導される電圧を計測するなどにより行える。

そして、制御ユニット３０Ａは、スイッチング素子ＳＷ２のゲートに、スイッチング素子ＳＷ２のオン／オフを制御するＰＷＭ信号を生成して供給する。一方、制御ユニット３０Ｂは、スイッチング素子ＳＷ１のゲートに、スイッチング素子ＳＷ１をオン／オフするＰＷＭ信号を生成し、供給する。つまり、制御ユニット３０Ａは、コンデンサＣ１の電圧を検知して、スイッチング素子ＳＷ２をオン／オフし、コンデンサＣ１の電圧を制御する。制御ユニット３０Ｂは、コンデンサＣ２の電圧を検知して、スイッチング素子ＳＷ１をオン／オフし、コンデンサＣ２の電圧を制御する。

なお、制御ユニット３０Ａ、３０Ｂは、それぞれが異なるコンピュータ（マイクロコンピュータ）で構成されてもよく、１つのコンピュータ（マイクロコンピュータ）で構成され、仮想的に制御ユニット３０Ａ、３０Ｂが構成されてもよい。

［インバータ部４０］
インバータ部４０は、整流部２０が供給する直流をスイッチングして、負荷である電動機２を駆動する交流を生成する。ここでは、インバータ部４０は、三相交流（Ｕ相、Ｖ相及びＷ相）を生成する。
インバータ部４０は、スイッチング素子ＳＷ３～ＳＷ８及びそれらに並列に接続された帰還ダイオード（符号なし）を備える。そして、直列接続された２個のスイッチング素子の組が、３個並列に接続されている。つまり、スイッチング素子ＳＷ３、ＳＷ４が直列接続され、スイッチング素子ＳＷ５、ＳＷ６が直列接続され、スイッチング素子ＳＷ７、ＳＷ８が直列接続されている。そして、これらがインバータ部４０の入力端子Ｐ、Ｎ間に並列接続されている。スイッチング素子ＳＷ３～ＳＷ８及びそれらに並列に接続された帰還ダイオード（符号なし）は、入力端子Ｐから入力端子Ｎに電流が流れる方向に接続されている。この帰還ダイオードの電流の流れる向きは、スイッチング素子ＳＷ３～ＳＷ８に電流が流れる向きに対して逆向きである。

そして、スイッチング素子ＳＷ３、ＳＷ４の接続点がＵ相、スイッチング素子ＳＷ５、ＳＷ６の接続点がＶ相、及び、スイッチング素子ＳＷ７、ＳＷ８の接続点がＷ相として、電動機２に接続されている。
インバータ部４０を制御する制御部により、スイッチング素子ＳＷ３～ＳＷ８のゲートにＰＷＭ信号が供給される。これにより、インバータ部４０は、三相交流（Ｕ相、Ｖ相及びＷ相）を生成する。

［電動機装置１００の動作］
電動機装置１００の動作を説明する。
電源２００からＥＭＩ抑制フィルタ１０を介して交流が供給されると、整流部２０は、交流を整流して、接続点ｉと接続点ｊとの間に直流の出力電圧（ＤＣリンク電圧）を生成する。このとき、整流部２０は、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２及びコンデンサＣ１、Ｃ２を備えることで、交流電圧をダイオードブリッジＤＢで整流した場合に得られる電圧に対して昇圧比１以上の任意に設定された電圧が得られる。例えば、電源２００が供給する交流電圧の線間実効値が３８０Ｖｒｍｓである場合、交流電圧をダイオードブリッジＤＢで整流した場合に得られる直流電圧のピーク値は、理想的には５３７Ｖである。これに対して、整流部２０で得られる直流の出力電圧（ＤＣリンク電圧）は、５３７Ｖ以上の任意に設定された電圧とすることが可能である。

インバータ部４０は、整流部２０が生成した直流の出力電圧（ＤＣリンク電圧）を、３個の直列接続されたスイッチング素子の組のオン／オフにより、三相交流（Ｕ相、Ｖ相及びＷ相）を生成する。そして、インバータ部４０は、三相交流（Ｕ相、Ｖ相及びＷ相）を電動機２に供給する。なお、３組のスイッチング素子の組とは、スイッチング素子ＳＷ３、ＳＷ４の組、スイッチング素子ＳＷ５、ＳＷ６の組、及びスイッチング素子ＳＷ７、ＳＷ８の組である。
電動機２は、インバータ部４０が供給する交流（Ｕ相、Ｖ相及びＷ相）により、回転する。インバータ部４０を制御する制御部（不図示）により、インバータ部４０が供給する交流（Ｕ相、Ｖ相及びＷ相）の周波数を変えることで、電動機２の回転数が変わる。
インバータ部４０の動作については、公知であるので詳細な説明を省略し、以下では、電源部１における整流部２０の動作を詳細に説明する。

（整流部２０の動作）
図２は、電源部１における整流部２０の基本動作を説明する図である。図２（ａ）は、インダクタＬ１、Ｌ３及びコンデンサＣ１の充電モード、図２（ｂ）は、インダクタＬ１、Ｌ３の放電モード、図２（ｃ）は、インダクタＬ１、Ｌ３及びコンデンサＣ２の充電モード、図２（ｄ）は、インダクタＬ１、Ｌ３の放電モードである。図２（ａ）～（ｄ）は、Ｒ相の電位がＴ相の電位より高い場合である。以下順に説明する。

インバータ部４０（入力端子Ｐ、Ｎ間）には、直列接続されたコンデンサＣ１の電圧（接続点ｉと接続点ｋとの間の電圧）とコンデンサＣ２の電圧（接続点ｋと接続点ｊとの間の電圧）とが加算された電圧が印加される。

（ａ）インダクタＬ１、Ｌ３及びコンデンサＣ１の充電モード
図２（ａ）に示すインダクタＬ１、Ｌ３及びコンデンサＣ１の充電モードでは、制御部３０（図１参照）により、スイッチング素子ＳＷ１がオフ、スイッチング素子ＳＷ２がオンに設定されている。すると、電源２００（図１参照）のＲ相から、インダクタＬ１、ダイオードＤ１１、ダイオードＤ１、コンデンサＣ１、スイッチング素子ＳＷ２、ダイオードＤ１６、インダクタＬ３を順に経由し、電源２００のＴ相に戻る経路で電流が流れる。このとき、インダクタＬ１、Ｌ３に電磁エネルギが蓄積されるとともに、コンデンサＣ１が充電される。コンデンサＣ１には、電源２００の交流電圧をダイオードブリッジＤＢで整流した場合に得られる直流電圧から、スイッチング素子ＳＷ２がオンである時間（オンデューティ時間）において電荷が供給される。なお、オンデューティ時間とは、スイッチング素子ＳＷ２がオンとオフとを繰り返す周期において、オンである時間である。つまり、コンデンサＣ１は、スイッチング素子ＳＷ２がオンである時間によって電圧制御が可能となる。

このとき、ダイオードＤ２は電流が流れる経路に対して逆方向に接続されているので、コンデンサＣ２が放電することはない。

（ｂ）インダクタＬ１、Ｌ３の放電モード
図２（ｂ）に示すインダクタＬ１、Ｌ３の放電モードでは、制御部３０により、オンであったスイッチング素子ＳＷ２がオフに設定される。つまり、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２がともにオフの状態になる。スイッチング素子ＳＷ２がオンからオフに移行することにより、スイッチング素子ＳＷ２を経由する電流経路が遮断される。このため、電源２００のＲ相から、インダクタＬ１、ダイオードＤ１、コンデンサＣ１、Ｃ２、ダイオードＤ２、ダイオードＤ１６、インダクタＬ３を経由して電源２００のＴ相に戻る経路で電流が流れることで、インダクタＬ１、Ｌ３に蓄積された電磁エネルギが放出（放電）される。これにより、直列接続されたコンデンサＣ１、Ｃ２がさらに充電される。インダクタＬ１、Ｌ３のインダクタンスの値によっては、直列接続されたコンデンサＣ１、Ｃ２の電圧（接続点ｉと接続点ｊとの間の電圧）が上昇する。

（ｃ）インダクタＬ１、Ｌ３及びコンデンサＣ２の充電モード
図２（ｃ）に示すインダクタＬ１、Ｌ３及びコンデンサＣ２の充電モードでは、制御部３０により、オフであったスイッチング素子ＳＷ１がオンに設定される。つまり、スイッチング素子ＳＷ１がオン、スイッチング素子ＳＷ２がオフの状態になる。すると、電源２００のＲ相から、インダクタＬ１、ダイオードＤ１１、スイッチング素子ＳＷ１、コンデンサＣ２、ダイオードＤ２、ダイオードＤ１６、インダクタＬ３を順に経由し、電源２００のＴ相に戻る経路で電流が流れる。このとき、インダクタＬ１、Ｌ３に電磁エネルギが蓄積されるとともに、コンデンサＣ２が充電される。コンデンサＣ２には、電源２００の交流電圧をダイオードブリッジＤＢで整流した場合に得られる直流電圧から、スイッチング素子ＳＷ１がオンである時間（オンデューティ時間）において電荷が供給される。つまり、コンデンサＣ２は、スイッチング素子ＳＷ１がオンである時間によって電圧制御が可能となる。
以上から、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２とで、それぞれが電圧制御可能となるため、コンデンサＣ１及びコンデンサＣ２のそれぞれの電圧が任意の設定電圧に制御可能であるばかりでなく、接続点ｉと接続点ｊとの間の電圧（ＤＣリンク電圧）が、昇圧比１以上の電圧に制御できる。

（ｄ）インダクタＬ１、Ｌ３の放電モード
図２（ｄ）に示すインダクタＬ１の放電モードでは、制御部３０により、オンであったスイッチング素子ＳＷ１がオフに設定される。つまり、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２がともにオフの状態になる。スイッチング素子ＳＷ１がオンからオフに移行することにより、スイッチング素子ＳＷ１を経由する電流経路が遮断される。このため、電源２００のＲ相から、インダクタＬ１、ダイオードＤ１、コンデンサＣ１、Ｃ２、ダイオードＤ２、ダイオードＤ１６、インダクタＬ３を経由して電源２００のＴ相に戻る経路で電流が流れることで、インダクタＬ１、Ｌ３に蓄積された電磁エネルギが放出（放電）される。これにより、直列接続されたコンデンサＣ１、Ｃ２がさらに充電される。インダクタＬ１、Ｌ３のインダクタンスの値によっては、直列接続されたコンデンサＣ１、Ｃ２の電圧（接続点ｉと接続点ｊとの間の電圧）が上昇する。

以上においては、Ｒ相とＴ相との間において、Ｒ相の電位がＴ相の電位より高いとし説明したが、三相（Ｒ相、Ｓ相及びＴ相）において、電位の関係が他の組み合わせとなった場合においても同様である。よって説明を省略する。

以上説明したように、整流部２０は、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２のそれぞれがオンである時間（オンデューティ時間）を制御することでコンデンサＣ１、Ｃ２のそれぞれの電圧を制御可能としている。よって、コンデンサＣ１、Ｃ２のそれぞれに負荷を接続した場合において、コンデンサＣ１、Ｃ２の間で電圧が不平衡の状態であっても、安定した電圧を維持することが可能となる。そして、コンデンサＣ１の電圧とコンデンサＣ２の電圧の和（接続点ｉと接続点ｊの間の電圧）が、整流部２０の出力電圧（ＤＣリンク電圧）となり、インバータ部４０の入力電圧（入力端子Ｐ、Ｎ間の電圧）となる。

ここでは、インダクタＬ１、Ｌ２、Ｌ３を備えている。インダクタＬ１、Ｌ２、Ｌ３は、スイッチング素子ＳＷ１とスイッチング素子ＳＷ２とのいずれか一方がオンの状態において電磁エネルギを蓄積し、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２がともにオフの状態において蓄積した電磁エネルギを放出（放電）して、コンデンサＣ１、Ｃ２を充電する。つまり、負荷に供給する電力にも影響されるが、負荷が極端に小さい場合において、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２のオンの時間を制御すると、インダクタＬ１、Ｌ２、Ｌ３のインダクタンス値にもよるが、整流部２０の出力電圧（ＤＣリンク電圧）は、コンデンサＣ１の電圧とコンデンサＣ２の電圧の和（接続点ｉと接続点ｊとの間の電圧）であるため、電源２００の交流電圧のピーク値の２倍以上まで容易に昇圧されうる。このとき、例えば交流電圧をダイオードブリッジＤＢで整流した直流電圧のピーク値を５３７Ｖ（３８０Ｖ＊√２）とし、整流部２０からの出力電圧（ＤＣリンク電圧）の目標値を６００Ｖとした場合、ピーク値の５３７Ｖを、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２のオンの時間でコンデンサＣ１、Ｃ２のそれぞれに供給できるため、コンデンサＣ１、Ｃ２のそれぞれの電圧を、最大５３７Ｖとすることが可能である。よって、インダクタＬ１、Ｌ２、Ｌ３からのエネルギの供給は、原理的にほぼ不要とできる。なお、「＊」は積を表す。

整流部２０に昇圧機能を設ける方法として、２個のコンデンサＣ１、Ｃ２の代わりに１個のコンデンサを用い、インダクタで昇圧する方法がある。この方法では、交流電圧をダイオードブリッジＤＢで整流した直流電圧のピーク電圧より昇圧する分のエネルギは、インダクタから供給することになる。例えばダイオードブリッジＤＢで整流した直流電圧のピーク値を５３７Ｖ（３８０Ｖ＊√２）とし、整流部２０からの出力電圧（ＤＣリンク電圧）の目標値を６００Ｖとした場合、インダクタは、５３７Ｖを基準にそれ以上に昇圧する分のエネルギを供給する必要がある。よって、１個のコンデンサを用いる方法では、上記の２個のコンデンサＣ１、Ｃ２を用いた場合と比較して、インダクタから供給するエネルギが大きくなる。つまり、１個のコンデンサを用いる方法では、大きいインダクタンス値、つまり大きな形状のインダクタを使用することが必要になる。

以上のように、第１の実施の形態が適用される電動機装置１００における整流部２０のインダクタＬ１、Ｌ２、Ｌ３には、インダクタンス値の小さいインダクタを用いればよく、小型化できる。

また、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２のそれぞれの両端にかかる電圧は、コンデンサＣ１、Ｃ２で分圧された電圧と等しくなるため、４００Ｖ系の電源２００を用いた場合であっても、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２にはＤＣリンク電圧（接続点ｉ、ｊ間の電圧）の１／２の電圧しかかからない。よって、出力電圧（ＤＣリンク電圧）の目標値が、最大１０００Ｖであっても、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２の耐圧は、５００Ｖ以上であればよい。つまり、６００Ｖ耐圧のスイッチング素子を用いることができる。
一方、スイッチング素子が１個の場合では、スイッチング素子に１０００Ｖが印加されることになり、１２００Ｖ耐圧のスイッチング素子を用いることが必要となる。スイッチング素子は、耐圧が低い程高速であるので、第１の実施の形態が適用される２個のコンデンサＣ１、Ｃ２を用いる方法は、高速化できるメリットもある。

次に、電源部１における整流部２０を制御する制御部３０の動作を詳細に説明する。
（制御部３０の動作）
図３は、電源部１における制御部３０のブロック線図である。なお、上述したように、制御部３０は、２個の制御ユニット（制御ユニット３０Ａ、３０Ｂ）を備える。ここに示すブロック線図は、２個の制御ユニット（制御ユニット３０Ａ、３０Ｂ）のうち、制御ユニット３０Ａを示す。なお、制御ユニット３０Ｂも、下記に示す部分を除いて、制御ユニット３０Ａと同様なブロック線図で表される。よって、制御ユニット３０Ｂについては説明を省略する。

制御ユニット３０Ａは、整流部２０が出力する直流の出力電圧を制御する電圧制御ブロック３１、電流に発生する高調波を制御するために電流波形を制御する電流波形制御ブロック３２、電流を制御する電流制御ブロック３３、及び、電動機２から発生する高調波を制御する電動機高調波制御ブロック３４を備える。なお、電動機高調波制御ブロック３４は、電動機２を制御する場合に用いられる。よって、電動機２を制御しない場合には、電動機高調波制御ブロック３４を備えることを要しない。以下順に説明する。

前述したように、制御ユニット３０Ａは、整流部２０の接続点ｉの電圧を検出し、スイッチング素子ＳＷ２のオン／オフを設定するＰＷＭ信号のデューティ比を制御して、コンデンサＣ１の電圧（接続点ｉの電圧と接続点ｋとの間の電圧）を定められた電圧に制御するとともに、電流に表れる高調波をＩＥＣ規格に適合するように制御する。なお、デューティ比とは、オンとオフとの繰り返し周期に対するオンである時間の比である。

｛電圧制御ブロック３１｝
電圧制御ブロック３１は、コンデンサＣ１の電圧を制御する制御量として電圧差分値を出力する。電圧制御ブロック３１は、比較器３１１、積分要素（積分器）３１２、比例要素（比例器）３１３及び加算器３１４を備える。そして、比較器３１１に、コンデンサＣ１に対して定められた電圧目標値（出力電圧目標値）と、電圧検知部２１（図１参照）により検知（測定）されたコンデンサＣ１の電圧（電圧測定値）とが入力される。すると、比較器３１１は、電圧目標値と電圧測定値との差分（偏差）を演算する。積分要素３１２は、伝達関数（Ｋｉ＿ｖ＊１／ｓ）で表される要素であって、比較器３１１で求められた差分に対して積分演算する。比例要素３１３は、伝達関数（Ｋｐ＿ｖ）で表される要素であって、比較器３１１で求められた差分に対して比例演算する。そして、加算器３１４は、積分要素３１２による積分演算の結果と比例要素３１３による比例演算の結果とを加算して、制御すべき制御値として電圧差分値を出力する。
つまり、電圧制御ブロック３１は、コンデンサＣ１の電圧を定められた電圧に制御するための比例積分（ＰＩ）制御を行う。

出力される電力（出力電力）の大きさによりコンデンサＣ１の電圧（ＤＣリンク電圧）が低下しても、その電圧を電圧目標値になるように電圧差分値を制御する。よって、出力電力に応じた電圧差分値となる。また、コンデンサＣ１の電圧（ＤＣリンク電圧）は、電動機２の効率が最大になるように制御される。よって、出力電力が小さくても高い電圧が必要な場合にそれに応じて電圧差分値が設定されることとなり、電動機２の制御において、効率を向上させることができる。

なお、制御ユニット３０Ｂでは、比較器３１１には、コンデンサＣ１の代わりにコンデンサＣ２に対して定められた電圧目標値と、電圧検知部２１（図１参照）により検知（測定）されたコンデンサＣ２の電圧（電圧測定値）とが入力される。
制御ユニット３０Ａ，３０Ｂとで、電圧目標値をそれぞれ別の値に設定することで、ＤＣリンク電圧を制御しながら、コンデンサＣ１、Ｃ２とで分圧された電圧（Ｖ_ｈａｌｆ）を制御することができる。このため、コンデンサＣ１、Ｃ２との接続点ｋ（分圧点）から負荷への電力の供給が可能となっている。

｛電流波形制御ブロック３２｝
電流波形制御ブロック３２は、電流波形に出現する高調波をＩＥＣ規格に適合させるために、電流波形を制御する。ＩＥＣ規格では、総合高調波歪（ＴＨＤ：Total Harmonic Distortion）や部分加重高調波歪（ＰＷＨＤ：Partial Weighted Harmonic Distortion）が定められた値以下になるように規定されている。

電流波形制御ブロック３２は、電流波形設定要素３２１及び加算器３２２を備える。電流波形設定要素３２１は、電源２００が三相交流の場合、三相交流の３倍の周波数成分の絶対値（Ａ＊｜ｓｉｎ（３θ）｜）の伝達関数で表される要素により演算される電流波形補正値を出力する。なお、電流波形設定要素３２１は、比例器として機能する。ここで、θは、交流電圧の時間を表す角度である。θ＝２πで一周期である。そして、加算器３２２は、この電流波形補正値と、電圧制御ブロック３１により得られた電圧差分値とを加算して、電流波形指令値を出力する。電圧差分値は、電流に対するオフセット値である。つまり、電流波形指令値は、（Ａ＊｜ｓｉｎ（３θ）｜）＋電流に対するオフセット値で表される。電流波形補正値は電流波形を設定するものであり、電流に対するオフセット値は電圧制御ブロック３１により得られた電圧差分値により電流の大きさを設定する（バイアスである）。ここでは、（Ａ＊｜ｓｉｎ（３θ）｜）＋電流に対するオフセット値で表される電流波形指令値の平均値を、電流波形指令値の大きさと呼ぶ。図３では電流に対するオフセット値をオフセット値と表記する。

なお、上記の振幅Ａは、電流波形の振幅を設定するパラメータであって、可変できるようになっている。つまり、電流が大きくなれば、高調波に対する規格を満足するために、振幅Ａを大きく設定することが必要となる。そこで、振幅Ａは、電圧差分値に対応して可変できるようになっている。振幅Ａは、負荷に供給される電圧値（出力電圧目標値）から演算によって求められてもよく、負荷に供給される電圧値に対して設けられたテーブルを参照しで求められてもよい。
すなわち、制御部３０は、振幅Ａを電圧差分値（電流に対するオフセット値）に関連付けて変更する。言い換えると、制御部３０は、電流波形指令値の大きさを変更する。これにより、交流電圧波形に対する電流波形のわずかな位相のずれなどが補正できる。

以上説明したように、電流波形制御ブロック３２は、電流波形に現れる高調波が定められた規格に適合するように、電流波形を設定する電流指令値を出力する。そして、電流波形制御ブロック３２は、入力された電圧を制御する電圧差分値を、電流を制御する電流指令値に変換する。

ここで、電流波形設定要素３２１は、電圧制御ブロック３１により得られた電圧差分値に、三相交流の３倍の周波数成分の絶対値（Ａ＊｜ｓｉｎ（３θ）｜）を伝達関数とした。これは一例であって、電流に現れる高調波が規格を満すように電流波形を補正する電流波形補正値を出力すればよい。ここでは、電流に現れる高調波が規格を満す波形を設定し、この波形になるように電流波形補正値を出力すればよい。つまり、高調波の規格を満たすように、高調波を加えている。よって、電流波形補正値は、上記のように電流波形を表す関数から演算により出力されてもよく、定められた電流波形を設定するテーブルにより与えてもよい。電流波形補正値及び電流波形指令値については、後に詳述する。

｛電流制御ブロック３３｝
電流制御ブロック３３は、整流部２０に流れる電流を制御する制御量として電流差分値を出力する。電流制御ブロック３３は、比較器３３１、比例要素（比例器）３３２、積分要素（積分器）３３３、及び記憶器（メモリ）３３４及び加算器３３５を備える。そして、比較器３３１に、電流波形制御ブロック３２の出力する電流波形指令値と、電流検知部２３で検知（測定）された電流値（電流測定値）とが入力される。すると、比較器３３１は、電流指令値と電流測定値との差分を演算する。比例要素３３２は、伝達関数（Ｋｐ＿ｉ）で表される要素であって、比較器３３１で求められた差分を比例演算する。積分要素３３３は、伝達関数（Ｋｉ＿ｉ＊１／ｓ）で表される要素であって、比較器３３１で求められた差分を積分演算する。そして、記憶器３３４は、電源２００の交流電圧のタイミング（後述する区分）毎に、積分演算の結果を蓄積するとともに、次のタイミング（次の区分）に対してすでに蓄積されていた次の区分の積分演算の結果を出力する。加算器３３５は、比例要素３３２による比例演算の結果と記憶器３３４から出力された積分演算の結果とを加算して、制御すべき制御値として電流差分値を出力する。つまり、区分毎に比例積分制御を行う。なお、区分については、後述する。
なお、記憶器３３４は、制御部３０が備えるメモリに構成される。

制御ユニット３０Ｂでも、比較器３３１には、電流検知部２３で検知（測定）された電流値（電流測定値）が入力される。
なお、電流測定値は、前述したように、電流検知部２３の代わりに電流検知部２４で検知された電流値であってもよい。

｛電動機高調波制御ブロック３４｝
電動機２は、磁界の変化を示す電気角の周波数（ｆ）の６倍の高調波（６ｆ）を発生しやすく、この高調波（６ｆ）が電源部１に流れてしまう場合がある。電流は、コンデンサＣ１、Ｃ２より電源２００側に設けられた電流検知部２３（図１参照）で検出される。よって、検出される電流には、電源２００の交流電圧の周期と異なる周期の、高調波（６ｆ）が外乱として混入する。そこで、電動機高調波制御ブロック３４を設け、電動機２から発生する６倍の高調波（６ｆ）を抑制している。このようにすることで、電流制御ブロック３３において、安定した周期性の電流波形とすることが可能になる。よって、電流制御ブロック３３における制御の安定性が向上する。

電動機高調波制御ブロック３４は、比較器３４１を備える。比較器３４１は、電流制御ブロック３３が出力する電流差分値と６倍の高調波（６ｆ）を抑制するための補正値（高調波（６ｆ）抑制補正値）との差を出力する。なお、電動機２の高調波（６ｆ）の周波数は、電動機２側の電流を検知することで分かる。そこで、高調波（６ｆ）抑制補正値は、電流検知部５０で検知（測定）した電動機２の高調波（６ｆ）の周波数に基づいて設定される。そして、スイッチング素子ＳＷ２をオン／オフを制御する制御量としての信号（ＰＷＭ信号）を生成する。言い換えれば、制御量は、スイッチング素子ＳＷ２をオン／オフするＰＷＭ信号のデューティ比である。

なお、制御ユニット３０Ａは、電圧制御ブロック３１、電流波形制御ブロック３２、電流制御ブロック３３及び電動機高調波制御ブロック３４のすべてを備えなくてもよい。電動機高調波制御ブロック３４を備えない場合には、電流制御ブロック３３が出力する電流差分値をスイッチング素子ＳＷ２のオン／オフを制御する信号（ＰＷＭ信号）となるように構成すればよい。また、電流波形制御ブロック３２を備えない場合には、電圧制御ブロック３１の出力する電圧差分値を電流指令値として構成して、電流制御ブロック３３に入力すればよい。
制御ユニット３０Ｂも同様である。

｛電流制御ブロック３３における記憶器３３４の動作｝
以下では、電流制御ブロック３３における記憶器３３４の動作を詳細に説明する。
電流制御ブロック３３は、前述したように力率改善を行う。力率改善（ＰＦＣ）では、交流相電圧の波形（交流相電圧波形）に合わせて電流波形を制御する。つまり、交流相電圧波形に位相を合わせて電流波形を設定することが必要となる。

図４は、電流制御ブロック３３における記憶器３３４の動作を説明する図である。図４では、電源２００の三相交流の電圧波形における一相（交流相電圧波形）の一周期を示している。そして、電流波形制御ブロック３２から出力される電流波形指令値を合わせて示している。電流波形指令値は、電流波形補正値（Ａ＊｜ｓｉｎ（３θ）｜）＋電流に対するオフセット値である。電流に対するオフセット値は、電流波形補正値に比べて変動が小さい。よって、電流波形指令値は、電流波形補正値の周期性を有している。また、図４の下部には、記憶器３３４の一部及び電動機高調波制御ブロック３４がスイッチング素子ＳＷ２のゲートに出力するＰＷＭ信号の一部を示している。

ここでは、電流波形指令値は、電源２００の交流電圧に対して３倍の周波数の周期性を有し、交流相電圧波形（図４では、交流相電圧と表記する。）と位相が合わせられている。つまり、電流波形指令値が０となる時点が、交流相電圧波形が０Ｖとなる時点（ゼロクロス）と一致するようにしている。

ここでは、一例として交流相電圧波形の一周期（位相）を繰り返しの単位期間とし、一単位期間を２６６の区間に分割している。つまり、交流相電圧波形の一周期を２６６に分割して、分割された区間ごとに、スイッチング素子ＳＷ２を制御するＰＷＭ信号を設定する。そして、記憶器３３４は、２６６の記憶領域を有している。ここでは、分割された区間を区間１～２６６と、区間１～２６６のそれぞれの開始時点を時刻ｔ_１～ｔ_２６６と表記する。そして、記憶領域のそれぞれを記憶領域＃１～＃２６６と表記する。なお、周期性を有する電流の一周期（図４においては、電流波形補正値の一周期であって交流相電圧の一周期の１／３）を単位期間としてもよい。つまり、単位期間は、電流波形指令値を表す波形の少なくとも一周期を含むように設定されればよい。

以下では、図３を参照しつつ、図４を説明する。
時刻ｔ_１において、比較器３３１に実測された電流測定値が入力される。すると、積分要素３３３は、比較器３３１の出力する電流波形指令値と電流測定値との差分（誤差）を伝達関数（Ｋｉ＿ｉ＊１／ｓ）により積分演算する。そして、新たに演算して求めた時刻ｔ_１に対する電流積分値Ｎ（１）を、記憶器３３４の記憶領域＃１に蓄積する。一方、記憶器３３４は、記憶領域＃２にすでに蓄積されていた電流積分値Ｏ（２）を加算器３３５に出力する。すると、加算器３３５は、電流積分値Ｏ（２）に基づいて、時刻ｔ_２から始まる区間２の電流差分値を出力する。電流差分値は、電動機高調波制御ブロック３４により、ＰＷＭ信号に変換されて出力される。なお、時刻ｔ_ｘ（ｘは、１～２６６の整数）において測定された電流測定値により新たに演算される電流積分値を電流積分値Ｎ（ｘ）とし、時刻ｔ_ｘにおいて、すでに記憶器３３４に蓄積されている電流積分値を電流積分値Ｏ（ｘ）とする。

記憶器３３４に蓄積されていた電流積分値Ｏ（２）は、時刻ｔ_２より一単位期間（ここでは、交流相電圧波形の一周期）前に蓄積された電流積分値に当たる。このように一単位期間前の電流積分値Ｏ（ｘ）を使用する理由を、ｘ＝１の場合で以下に説明する。
時刻ｔ_１で実測された電流測定値に基づいて、区間１に適用する電流積分値を演算して、区間１に適用することが理想的である。しかし、制御部３０において電流積分値を演算するには、時間がかかる。このため、制御部３０によって区間１に対する電流積分値が演算され出力されるタイミングは、区間１に適用するには遅すぎるおそれがある。もし、区間１に適用すべき電流積分値が、区間２など、区間１以外の区間に適用されると、交流相電圧波形と電流波形とで位相がずれてしまう。ここでは、三相交流の３倍の周波数成分（Ａ＊｜ｓｉｎ（３θ）｜）を含むように、電流波形指令値が設定されている。このため、図４に示すように、電流の変化が大きい。よって、区間１に適用すべき電流積分値が、区間２など、区間１以外の区間に適用されると、交流相電圧波形と電流波形とで位相がずれてしまい、高調波に対する規格を満たさなくなってしまう。つまり、交流相電圧波形と電流波形との位相のずれが小さいことが求められる。

そこで、第１の実施の形態では、実測した電流測定値に基づいて演算した電流積分値を記憶器３３４に蓄積し、一単位期間（ここでは、交流相電圧波形の一周期）前に記憶器３３４に蓄積した電流積分値を用いて電流差分値を演算するようにしている。これは、隣接する単位期間の間において電流測定値に差があっても、上記した位相がずれる場合に比べて、高調波に対する規格を満たしやすいためである。

つまり、時刻ｔ_ｘにおける電流測定値から電流積分値Ｎ（ｘ）を演算して記憶領域＃ｘに蓄積し、記憶領域＃（ｘ＋１）に蓄積されていた一単位期間前の電流積分値Ｏ（ｘ＋１）を出力して、時刻ｔ_ｘ＋１からの区間（ｘ＋１）に適用する電流指令値を演算している。このように、記憶器３３４における記憶領域＃ｘは、蓄積されていた電流積分値Ｏ（ｘ）が出力された後に、新たな電流積分値Ｎ（ｘ）が蓄積される。

一例として交流相電圧の一周期（位相）を一単位期間として２６６の区間に分割したが、区間数は、大きいほどよい。つまり、積分要素３３３で演算される電流積分値は、一単位期間前の値を使用する。しかし、図３の電流制御ブロック３３に示すように、比例要素３３２で演算される電流比例値は記憶器を備えない。よって、電流が実測された区間の値を次の区間で使用することになる。このため、電流差分値は、一単位時間前の電流積分値と一区間前の電流比例値との和になる。つまり、電流比例値は、１区間分の誤差をふくむことから、区間数が多ければ多いほど、電流差分値の精度が向上する。なお、区間数は、この精度と制御部３０の演算能力によって定めればよい。

以上説明したように、周期性を持った電流波形であれば、実際の電流波形を電流波形指令値で設定される波形に制御することができる。この方法によれば、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）など演算の負荷が大きい演算をせずに高調波を抑制できる。よって、このアルゴリズムを実行するプログラムは、演算能力が低い安価なマイクロコンピュータにも実装可能である。

｛実施例｝
図５は、実施例を説明する図である。図５（ａ）は、電源２００が電動機装置１００に供給する交流相電圧、図５（ｂ）は、図３の制御部３０による制御を行わない場合に電動機装置１００に入力する入力電流Ａ、図５（ｃ）は、図３の制御部３０において、電圧制御ブロック３１及び電流制御ブロック３３を用いた場合に電動機装置１００に入力する入力電流Ｂ、図５（ｄ）は、図３の制御部３０において、電圧制御ブロック３１と電流制御ブロック３３とに加え、電動機高調波制御ブロック３４を用いた場合に電動機装置１００に入力する入力電流Ｃ、図５（ｅ）は、図３の制御部３０において、電圧制御ブロック３１、電流制御ブロック３３及び電動機高調波制御ブロック３４に加え、電流波形制御ブロック３２を用いた場合に電動機装置１００に入力する入力電流Ｄの波形である。

図５（ａ）に示すように、ここでは、サイン波の交流相電圧波形の二周期を示している。
図５（ｂ）に示す、図３に示す制御を行わない場合、電動機装置１００に入力する入力電流Ａの波形は、電動機２の電気角の周波数（ｆ）の６倍の高調波（６ｆ）を含むとともに、交流相電圧波形に対する追従性の悪い波形となっている。なお、高調波（６ｆ）は、入力電流Ａに現れる周波数の高い振動である。

図５（ｃ）に示す、図３の制御部３０において電圧制御ブロック３１及び電流制御ブロック３３を用いた場合、電動機装置１００に入力する入力電流Ｂの波形は、交流相電圧波形にやや近づくが、電動機２の電気角の周波数（ｆ）の６倍の高調波（６ｆ）を含んだ波形となっている。なお、電源２００のインピーダンスとコンデンサＣ１、Ｃ２との共振により、入力電流が発信することがある。ここでは、入力電流Ｂは、電流制御ブロック３３を用いることで、共振を抑制するとともに、電圧制御ブロック３１によりＤＣリンク電圧の変動を抑制している。これにより、電源２００のインピーダンスが異なる場合であっても、安定した電圧制御及び／又は電流制御が可能となっている。

図５（ｄ）に示す、図３の制御部３０において電圧制御ブロック３１と電流制御ブロック３３とに加え、電動機高調波制御ブロック３４を用いた場合、電動機装置１００に入力する入力電流Ｃの波形は、電動機２の電気角の周波数（ｆ）の６倍の高調波（６ｆ）が抑制されている。

図５（ｅ）に示す、図３の制御部３０において電圧制御ブロック３１、電流制御ブロック３３及び電動機高調波制御ブロック３４に加え、電流波形制御ブロック３２を用いた場合、電動機装置１００に入力する入力電流Ｄの波形は、交流相電圧波形に追従性の高い波形になっている。

つまり、制御部３０において、電圧制御ブロック３１及び電流制御ブロック３３を用いることで、電流波形（入力電流Ｂ、Ｃ）は交流相電圧波形に追従する波形に近づくが、電流波形制御ブロック３２を加えることで電流波形（入力電流Ｄ）が、より交流相電圧波形に追従する波形になることが分かる。

ここでは、電流波形制御ブロック３２において、交流電圧の３倍の周波数を有する電流波形指令値を加えている。これは、電源２００が三相交流である場合、各相において電流が流れないタイミング（期間）が生じるためである。例えば、図５（ｂ）～（ｅ）における区間１、２、３では、電流が流れていない。よって、交流電圧の３倍の周波数を有する電流波形指令値を適用して電流波形を制御することで、高調波に関する規格を満たすようにしている。

＜第２の実施の形態＞
第１の実施の形態では、電源２００は、三相交流であった。第２の実施の形態では、電源２１０は、単相交流である。
図６は、第２の実施の形態が適用される電動機装置１１０の一例を示す図である。
第２の実施の形態における電動機装置１１０は、電源部１及び電動機（モータ）２を備えている。電動機装置１００は、単相交流の電源２１０に接続されている。電源２１０は、交流電源の他の一例である。三相が単相になる部分を除く、他の構成は第１の実施の形態と同様であるので同じ符号を付して、説明を省略する。

第２の実施の形態では、図３に示したブロック線図において、電流波形制御ブロック３２における電流波形設定要素３２１の伝達関数をＡ＊｜ｓｉｎ（θ）｜とすればよい。単相交流の場合、各相において電流の流れない期間が生じないため、高調波に関する規格を満たしやすい。

＜第３の実施の形態＞
第３の実施の形態の電動機装置１２０は、第１の実施の形態が適用される電動機装置１００と整流部２０の構成が異なる。
図７は、第３の実施の形態が適用される電動機装置１２０の一例を示す図である。第１の実施の形態が適用される電動機装置１００と同様の部分は、同じ符号を付して説明を省略する。なお、第１の実施の形態と同様に、電源２００は、三相交流である。

電動機装置１２０の整流部２０は、第１の実施の形態が適用される電動機装置１００の整流部２０に、さらにダイオードＤ２１～Ｄ２６を備える。そして、ダイオードＤ２１、Ｄ２２が接続点ｌで直列接続され、ダイオードＤ２３、Ｄ２４が接続点ｍで直列接続され、ダイオードＤ２５、Ｄ２６が接続点ｎで直列接続されている。これらが、接続点ｏと接続点ｐとの間に並列接続されている。ダイオードＤ２１～Ｄ２６は、接続点ｐから接続点ｏに向かって電流が流れる方向で接続されている。そして、直列接続されたダイオードＤ２１、Ｄ２２の接続点ｌが、インダクタＬ１及びＥＭＩ抑制フィルタ１０を介して、電源２００のＲ相に接続されている。直列接続されたダイオードＤ２３、Ｄ２４の接続点ｍが、インダクタＬ２及びＥＭＩ抑制フィルタ１０を介して、電源２００のＳ相に接続されている。直列接続されたダイオードＤ２５、Ｄ２６の接続点ｎが、インダクタＬ３及びＥＭＩ抑制フィルタ１０を介して、電源２００のＴ相に接続されている。

そして、直列接続されたスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２は、接続点ｏと接続点ｐとの間に接続されている。なお、直列接続されたコンデンサＣ１、Ｃ２は、第１の実施の形態が適用される電動機装置１００と同様に、接続点ｉと接続点ｊとの間に接続されている。そして、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２の接続点ｈと、コンデンサＣ１、Ｃ２の接続点ｋとが接続されている。そして、接続点ｋから中間電位Ｖ_ｈａｌｆが取り出せるようになっている。

電動機装置１２０の動作を説明する。
ここでは、図２に示したように、Ｒ相の電位がＴ相の電位に比べて高い場合を説明する。
スイッチング素子ＳＷ１がオフ、スイッチング素子ＳＷ２がオンの状態であると、インダクタＬ１、Ｌ３に電磁エネルギが蓄積されるとともに、コンデンサＣ１が充電されるモードになる。つまり、Ｒ相からインダクタＬ１、コンデンサＣ１、スイッチング素子ＳＷ２、ダイオードＤ２６、インダクタＬ３を経由してＴ相に電流が流れる。これにより、インダクタＬ１、Ｌ３に電磁エネルギが蓄積されるとともに、コンデンサＣ１を電源２００の交流電圧で充電される。

ここで、スイッチング素子ＳＷ２がオフになって、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２がオフの状態になると、インダクタＬ１、Ｌ３に蓄積された電磁エネルギが放電（放出）される。つまり、Ｒ相からインダクタＬ１、ダイオードＤ１１、コンデンサＣ１、Ｃ２、ダイオードＤ１６、インダクタＬ３を経由してＴ相に電流が流れる。これにより、コンデンサＣ１、Ｃ２が充電される。

次に、スイッチング素子ＳＷ１がオンになって、スイッチング素子ＳＷ１がオン、スイッチング素子ＳＷ２がオフの状態になると、インダクタＬ１、Ｌ３に電磁エネルギが蓄積されるとともに、コンデンサＣ２が充電されるモードになる。つまり、Ｒ相からインダクタＬ１、ダイオードＤ２１、スイッチング素子ＳＷ１、コンデンサＣ２、ダイオードＤ１６、インダクタＬ３を経由してＴ相に電流が流れる。これにより、インダクタＬ１、Ｌ３に電磁エネルギが蓄積されるとともに、コンデンサＣ２を電源２００の交流電圧で充電される。

ここで、スイッチング素子ＳＷ１がオフになって、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２がオフの状態になると、インダクタＬ１、Ｌ３に蓄積された電磁エネルギが放電（放出）される。つまり、Ｒ相からインダクタＬ１、ダイオードＤ１１、コンデンサＣ１、Ｃ２、ダイオードＤ１６、インダクタＬ３を経由してＴ相に電流が流れる。これにより、コンデンサＣ１、Ｃ２が充電される。

そして、直列接続されたコンデンサＣ１、Ｃ２の両端子（接続点ｉと接続点ｊとの）間の電圧は、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２のそれぞれがオンである時間（オンデューティ時間）により制御される（昇圧される）。さらに、直列接続されたコンデンサＣ１、Ｃ２の接続点ｋから、中間電位Ｖ_ｈａｌｆを取り出すことができる。

以上説明したように、電動機装置１２０の整流部２０でも、第１の実施の形態が適用される電動機装置１００と同様に、直列接続されたコンデンサＣ１、Ｃ２を備え、コンデンサＣ１、Ｃ２のそれぞれをスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２により切り替えて充電するようになっている。よって、電動機装置１２０は、第１の実施の形態が適用される電動機装置１００と同様の制御部３０（制御ユニット３０Ａ、３０Ｂ）を備えることにより、第１の実施の形態が適用される電動機装置１００と同様に制御される。なお、制御部３０（制御ユニット３０Ａ、３０Ｂ）は、整流部２０の接続点ｄと接続点ｉとの間で流れる電流を検知するように構成されている。

なお、第３の実施の形態が適用される電動機装置１２０は、三相交流の電源２００に接続されているが、第２の実施の形態が適用される電動機装置１１０と同様に、単相交流の電源２１０に接続されるように変更されてもよい。

第１の実施の形態から第３の実施の形態が適用される電動機装置１００、１１０．１２０の電源部１における整流部２０のコンデンサＣ１、Ｃ２は、電解コンデンサであってもよいが、制御部３０によってコンデンサＣ１、Ｃ２の充電が常に行われることから、電解コンデンサに比べて容量の小さいフィルムコンデンサやセラミックコンデンサでも安定したＤＣリンク電圧が得られる。フィルムコンデンサやセラミックコンデンサは、電解コンデンサに比べて小型であるとともに寿命が長い。また、前述したように、インダクタＬ１、Ｌ２、Ｌ３には、インダクタンスが小さい小型のインダクタを用いうる。よって、電動機装置１００、１１０、１２０などを小型化できるとともに寿命を長くできる。

また、第１の実施の形態から第３の実施の形態が適用される電動機装置１００、１１０．１２０の電源部１における整流部２０では、２個のコンデンサＣ１、Ｃ２と２個のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２とを用いて、昇圧比１以上の任意の出力電圧（ＤＣリンク電圧）を得た。それぞれが２個を超えるコンデンサとスイッチング素子とを用いて、さらに高電圧の出力電圧（ＤＣリンク電圧）を得るようにしてもよい。

なお、図１、図７に示す三相交流の電源２００は、星形（スター）結線であるが、環状（デルタ）結線であってもよい。そして、高調波に対する規格を満足するように入力電流の位相を調整すればよい。

そして、第１の実施の形態から第３の実施の形態では、電動機装置１００、１１０、１２０としたが、電源部１が電源装置として電動機２以外に出力を供給してもよい。また、電源部１の整流部２０が整流装置として使用されてもよい。
また、電動機装置１００、１１０、１２０は、空調装置（空調機）などに組み込んで用いられる。

１…電源部、２…電動機（モータ）、１０…ＥＭＩ抑制フィルタ、２０…整流（コンバータ）部、２１、２２…電圧検知部、２３、２４…電流検知部、３０…制御部、３０Ａ、３０Ｂ…制御ユニット、３１…電圧制御ブロック、３２…電流波形制御ブロック、３３…電流制御ブロック、３４…電動機高調波制御ブロック、４０…インバータ部、１００、１１０、１２０…電動機装置、２００、２１０…電源、３１１、３３１、３４１…比較器、３１２、３３３…積分要素（積分器）、３１３、３３２…比例要素（比例器）、３１４、３２２、３３５…加算器、３２１…電流波形設定要素、３３４…記憶器（メモリ）、Ｃ１、Ｃ２…コンデンサ、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ１１～Ｄ１６、Ｄ２１～Ｄ２６…ダイオード、ＤＢ…ダイオードブリッジ、Ｄｆ１、Ｄｆ２…帰還ダイオード、Ｌ１～Ｌ３…インダクタ、ＳＷ１～ＳＷ８…スイッチング素子、Ｖ_ｈａｌｆ…中間電位

Claims (11)

1. 直列接続され、両端子間及び接続点から複数の出力電圧を供給する複数のコンデンサと、
   複数の前記コンデンサを個別に充電するように、供給される交流が整流された直流をスイッチングする複数のスイッチング素子と、
   複数の前記出力電圧をそれぞれ検知する複数の電圧検知部と、
   前記交流又は前記直流を検知する電流検知部と、
   複数の前記電圧検知部により検知された複数の前記出力電圧、及び、前記電流検知部により検知された電流、並びに、複数の当該出力電圧に対してそれぞれ定められた出力電圧目標値、及び、高調波に対する規格に対応するように設定された電流波形指令値に基づいて、複数の前記スイッチング素子を制御する制御量を設定する制御部と、を備え、
   前記電流波形指令値は、供給される交流の周波数の３倍の周波数の正弦波の絶対値にオフセット値を加えた値、又は、供給される交流の周波数の正弦波の絶対値で表される
   整流装置。
2. 前記電流検知部は、複数の前記電圧検知部より、交流が供給される側に設けられていることを特徴とする請求項１に記載の整流装置。
3. 複数の前記出力電圧の各出力電圧目標値は、複数の当該出力電圧毎に設定されることを特徴とする請求項１に記載の整流装置。
4. 前記制御部は、前記電流波形指令値を表す波形の少なくとも一周期を含むように設定された繰り返しの単位期間を複数の区分に分割し、当該区分毎に前記スイッチング素子を制御する前記制御量を設定することを特徴とする請求項１に記載の整流装置。
5. 前記制御部は、前記区分における前記制御量を、前記単位期間の一つ前の単位期間において検知された電流と前記電流波形指令値との差分が積分要素によって演算された値を用いて設定することを特徴とする請求項４に記載の整流装置。
6. 直列接続され、両端子間及び接続点から複数の出力電圧を供給する複数のコンデンサと、
   複数の前記コンデンサを個別に充電するように、供給される交流が整流された直流をスイッチングする複数のスイッチング素子と、
   複数の前記出力電圧をそれぞれ検知する複数の電圧検知部と、
   前記交流又は前記直流を検知する電流検知部と、
   複数の前記電圧検知部により検知された複数の前記出力電圧、及び、前記電流検知部により検知された電流、並びに、複数の当該出力電圧に対してそれぞれ定められた出力電圧目標値、及び、高調波に対する規格に対応するように設定された電流波形指令値に基づいて、複数の前記スイッチング素子を制御する制御量を設定する複数の制御部と、を備え、
   複数の前記出力電圧の各出力電圧目標値は、複数の独立した前記制御部によって当該出力電圧毎に設定され、個別に制御される
   整流装置。
7. 直列接続され、両端子間及び接続点から複数の出力電圧を供給する複数のコンデンサと、複数の当該コンデンサを個別に充電するように、供給される交流が整流された直流をスイッチングする複数のスイッチング素子と、複数の当該出力電圧をそれぞれ検知する複数の電圧検知部と、当該交流又は当該直流を検知する電流検知部と、
   複数の前記電圧検知部により検知された複数の前記出力電圧、及び、前記電流検知部により検知された電流、並びに、複数の当該出力電圧に対してそれぞれ定められた出力電圧目標値、及び、高調波に対する規格に対応するように設定された電流波形指令値に基づいて、複数の前記スイッチング素子を制御する制御量を設定する制御部と、を備え、
   前記電流波形指令値は、供給される交流の周波数の３倍の周波数の正弦波の絶対値にオフセット値を加えた値、又は、供給される交流の周波数の正弦波の絶対値で表される整流部と、
   前記整流部の前記出力電圧が供給され、交流を生成するインバータ部と
   を備える電源装置。
8. 前記電流波形指令値の大きさは、接続される負荷に供給される電圧に基づいて設定されることを特徴とする請求項７に記載の電源装置。
9. 直列接続され、両端子間及び接続点から複数の出力電圧を供給する複数のコンデンサと、複数の当該コンデンサを個別に充電するように、供給される交流が整流された直流をスイッチングする複数のスイッチング素子と、複数の当該出力電圧をそれぞれ検知する複数の電圧検知部と、当該交流又は当該直流を検知する電流検知部と、
   複数の前記電圧検知部により検知された複数の前記出力電圧、及び、前記電流検知部により検知された電流、並びに、複数の当該出力電圧に対してそれぞれ定められた出力電圧目標値、及び、高調波に対する規格に対応するように設定された電流波形指令値に基づいて、複数の前記スイッチング素子を制御する制御量を設定する制御部と、を備え、
   前記電流波形指令値は、供給される交流の周波数の３倍の周波数の正弦波の絶対値にオフセット値を加えた値、又は、供給される交流の周波数の正弦波の絶対値で表される整流部と、
   前記整流部の前記出力電圧が供給され、交流を生成するインバータ部と、
   前記インバータ部が生成する交流が供給される電動機と
   を備える電動機装置。
10. 前記制御部は、前記電動機の発生する高調波を抑制する電動機高調波抑制補正値を用いて複数の前記スイッチング素子を制御する前記制御量を設定することを特徴とする請求項９に記載の電動機装置。
11. 請求項９又は１０に記載の電動機装置を備え、空気を調整する空調装置。

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