JP7130024B2

JP7130024B2 - 電力変換装置

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Publication number: JP7130024B2
Application number: JP2020188415A
Authority: JP
Inventors: 佳早瀬
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2020-11-12
Filing date: 2020-11-12
Publication date: 2022-09-02
Anticipated expiration: 2040-11-12
Also published as: US20220149742A1; CN114499240A; US11736025B2; JP2022077574A

Description

本願は、ＡＣ／ＤＣコンバータとＤＣ／ＤＣコンバータとが直流コンデンサを介して接続された電力変換装置に関するものである。

従来のＡＣ／ＤＣコンバータとＤＣ／ＤＣコンバータを直列接続した電力変換装置では、交流電源は整流回路部で整流され、高力率コンバータ回路部で入力された直流電圧を昇圧し出力する。この高力率コンバータ回路部は、スイッチングトランジスタのオン・オフの時間比を正弦波状に制御することにより力率を改善し、また、直流電圧の制御をする。昇圧された直流電圧は直流コンデンサで安定化され、ＤＣ／ＤＣコンバータ部は、直流コンデンサから供給される直流電圧を所望の直流電圧に変換し、負荷を駆動させる。

直流コンデンサを小容量化した場合、特に商用交流電源が単相では、電源周波数の２倍の周波数で変動する直流母線電圧のリプル電圧が増大する。直流母線電圧のリプル電圧が増大すると、リプル上限では直流コンデンサの耐圧を超過したり、下限では商用交流電源電圧を下回り、小量交流電源から突入電流が流れ込み、力率が悪化したりする。直流母線電圧のリプル電圧を抑制するために、商用交流電源のゼロクロス位相で最小値、ピーク位相で最大値となる交流電流指令を、直流コンデンサのリプル電流を抑制するように決定し、交流電流指令を直流電流指令に重畳して、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流指令を生成し、出力電流指令を用いてＤＣ／ＤＣコンバータを出力制御する（例えば、特許文献１参照）。

特許第６０２６０４９号公報

特許文献１の電力変換装置では、ＤＣ／ＤＣコンバータの直流電流指令に交流電流指令を重畳して出力制御するため、ＤＣ／ＤＣコンバータの直流出力電流に電源周波数の２倍の周波数の電流リプルが発生する。そのためＤＣ／ＤＣコンバータを構成する素子であるスイッチング素子およびリアクトルに流れる電流の実効値が増加し、損失が増加するため、熱成立させるために体格を大きくする必要があった。絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータであれば絶縁トランスも損失増加するため、体格を大きくする必要があり、電力変換器の小型化・低コスト化の妨げになっていた。また、リアクトルにおいては、流れる電流が増加することにより、必要な直流重畳特性が増加するため、特にコアにフェライト等の直流重畳特性が急減するコアを用いる用途では、直流重畳特性確保のためにコアを大型化する必要があり、電力変換器の小型化・低コスト化の妨げになっていた。

本願は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、ＤＣ／ＤＣコンバータを構成する素子を大型化する必要なく、直流コンデンサを小型化することができる電力変換装置を得ることを目的とする。

本願に開示される電力変換装置は、交流電源からの交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣコンバータと、ＡＣ／ＤＣコンバータの直流側に接続され、負荷へ出力する直流電力の電圧返還を行うＤＣ／ＤＣコンバータと、ＡＣ／ＤＣコンバータとＤＣ／ＤＣコンバータとの間に接続され、電力を平滑する直流コンデンサと、ＡＣ／ＤＣコンバータ及びＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御回路とを備え、制御回路は、交流電源のゼロクロス位相で最小値、ピーク位相で最大値となる交流電流指令を直流電流指令に重畳してＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流指令を生成し、出力電流指令を用いてＤＣ／ＤＣコンバータを出力制御する電力変換装置において、直流コンデンサの周囲温度を取得する直流コンデンサ温度取得手段を有し、制御回路は、直流コンデンサ温度取得手段から得た温度情報により、交流電流指令の振幅を決定するものであって、前記負荷へ出力する負荷電流の指令と前記直流コンデンサの周囲温度に基づいて、前記直流コンデンサのリプル電圧の振幅に基づくリプル電流値を演算して前記交流電流指令の振幅を得るものであり、温度情報があらかじめ決められた値以上であれば交流電流指令の振幅をあらかじめ決められた値未満とし、温度情報があらかじめ決められた値未満であれば交流電流指令の振幅をあらかじめ決められた値以上とする。

本願に開示される電力変換装置によれば、ＡＣ／ＤＣコンバータとＤＣ／ＤＣコンバータの間に電力を平滑する直流コンデンサを有し、交流電流指令を直流電流指令に重畳して制御される電力変換装置において、直流コンデンサの温度に応じて交流電流指令を変化することにより、ＤＣ／ＤＣコンバータを構成する半導体スイッチング素子を大型化する必要なく、直流コンデンサを小型化できる。これにより、電力変換装置の小型化・低価格化が実現できる。

実施の形態１による電力変換装置の構成図である。実施の形態１による電力変換装置のＡＣ／ＤＣコンバータの動作を示す電流経路図である。実施の形態１による電力変換装置のＡＣ／ＤＣコンバータの動作を示す電流経路図である。実施の形態１による電力変換装置のＡＣ／ＤＣコンバータの動作を示す電流経路図である。実施の形態１による電力変換装置のＡＣ／ＤＣコンバータの動作を示す電流経路図である。実施の形態１による電力変換装置のＤＣ／ＤＣコンバータの動作を示す電流経路図である。実施の形態１による電力変換装置のＤＣ／ＤＣコンバータの動作を示す電流経路図である。実施の形態１の参考例による交流電源の電圧、電流と直流コンデンサのリプル電圧とを示す波形図である。実施の形態１による直流コンデンサの出力電流に含まれる各成分を示す波形図である。実施の形態１による直流コンデンサの入出力電流を示す波形図である。実施の形態１によるＡＣ／ＤＣコンバータのゲート信号を生成する構成を示す制御ブロック図である。実施の形態１によるＡＣ／ＤＣコンバータのゲート信号を生成する構成を示す制御ブロック図である。実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータのゲート信号を生成する構成を示す制御ブロック図である。実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータを構成する部品の電流波形を示す波形図である。実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータを構成する部品の電流波形を示す波形図である。実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータを構成する平滑リアクトルの直流重畳特性を示した図である。実施の形態１による電力変換装置を構成する直流コンデンサの容量の温度特性を示した図である。実施の形態１に係る電力変換装置における温度によるリプル電流振幅指令値の変化を示した図である。

実施の形態１．
以下、実施の形態１について説明する。
図１は、実施の形態１による電力変換装置の回路構成を示した図である。図１に示すように、電力変換装置は、単相の交流電源１の交流電圧Ｖｉｎを一次側直流電圧Ｖｄｃに変換し、さらに一次側直流電圧Ｖｄｃをトランス７で絶縁された二次側直流電圧に変換し、例えばバッテリ等の負荷１１に直流電圧ＶＬを出力する。

電力変換装置は、交流電源１を入力として、交流電圧Ｖｉｎを一次側直流電圧Ｖｄｃに変換するＡＣ／ＤＣコンバータ１０１と、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１の出力を平滑する直流コンデンサ５と、直流コンデンサ５を入力として、一次側直流電圧Ｖｄｃを負荷１１への直流電圧ＶＬに変換するＤＣ／ＤＣコンバータ１０２とを備える。

ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１は、力率改善用のＰＦＣ（Power Factor Collection）リアクトル２と、ソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）からなる半導体スイッチング素子３ａ，３ｂをハーフブリッジ構成し、それと並列にダイオード４ａ，４ｂを直列接続した直列回路を構成するトーテムポール型であり、交流電源１の交流電圧Ｖｉｎを直流コンデンサ５の直流電圧Ｖｄｃに整流する整流回路３とを備える。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２は、絶縁されたトランス（絶縁トランス）７と、トランス７の一次巻線７ａに接続され、ソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴからなる半導体スイッチング素子６ａ～６ｄをフルブリッジ構成して、直流コンデンサ５の直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換するインバータとしての単相インバータ６と、トランス７の二次巻線７ｂに接続され、整流素子としてのダイオード８ａ～８ｄをフルブリッジ構成した整流回路８とを備える。また、整流回路８の出力には出力平滑用のリアクトル９と出力コンデンサ１０が接続され、負荷１１へ直流電圧ＶＬが出力される。

更に、主回路の外部には制御回路３０が配置され、入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧ＶＬはそれぞれモニタされて制御回路３０へ入力される。また、入力電流Ｉｉｎは電流センサ３３で、出力電流ＩＬは出力電流センサ３４でそれぞれモニタされ制御回路３０へ入力される。制御回路３０は、直流電圧Ｖｄｃ及び目標電圧になるように、かつ、入力電流が高力率になるように、半導体スイッチング素子３ａ，３ｂへのゲート信号３１を出力し、半導体スイッチング素子３ａ，３ｂのオンＤｕｔｙ（オン期間）を制御する。また、出力電流ＩＬが目標電流になるように半導体スイッチング素子６ａ～６ｄへのゲート信号３２を出力し、半導体スイッチング素子６ａ～６ｄのオンＤｕｔｙ（オン期間）を制御する。

また、直流コンデンサ５の周囲温度Ｔｃｏｎを、直流コンデンサ温度取得手段２０、例えば、サーミスタにより取得し、制御回路３０に入力する。制御回路３０は直流コンデンサ５の周囲温度Ｔｃｏｎにより、出力電流の目標電流値を決定する。
なお、半導体スイッチング素子３ａ，３ｂ，６ａ～６ｄは、ＭＯＳＦＥＴに限らず、ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の自己消弧型半導体スイッチング素子でもよい。

このように構成される電力変換装置の動作について、以下に説明する。図２～図５は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１の動作を説明する電流経路図である。交流電圧Ｖｉｎが正電圧のときは、半導体スイッチング素子３ｂがＯＮすると、入力電流はリアクトル２を介して短絡され、リアクトル２は励磁され正極性に電流が増加する（図２）。そして半導体スイッチング素子３ｂがＯＦＦすると、リアクトル２に蓄積された励磁エネルギが半導体スイッチング素子３ａを介して直流コンデンサ５側へ出力される。この時、リアクトル２の電流は減少する（図３）。交流電圧Ｖｉｎが負電圧のときは、半導体スイッチング素子３ａがＯＮすると、入力電流はリアクトル２を介して短絡され、リアクトル２は励磁され負極性に電流が増加する（図４）。そして半導体スイッチング素子３ａがＯＦＦすると、リアクトル２に蓄積された励磁エネルギがダイオード４ａを介して直流コンデンサ５側へ出力される。この時、リアクトル２の電流は減少する（図５）。

制御回路３０は、上記のように半導体スイッチング素子３ａ、３ｂをＯＮ／ＯＦＦ制御して入力される交流電流ｉａｃを高力率制御する。なお、半導体スイッチング素子３ａと半導体スイッチング素子３ｂとは、理想的には同様のｄｕｔｙ比で駆動される。ここで、電流ｉａｃが高力率に制御されている場合（入力電圧Ｖｉｎが正の例）の半導体スイッチング素子３ａの理論的なｄｕｔｙ比Ｄ３ａを以下の式（１）に示す。このとき、半導体スイッチング素子３ｂのｄｕｔｙ比Ｄ３ｂは、式（１）に基づいて式（２）で表される。但し、交流電源１の電圧ｖａｃを式（３）に定義する。従って、直流コンデンサ５に流入する電流ｉｉｎは式（４）で求められる。
なお、交流電源１から直流コンデンサ５までの間に損失が発生しないものとする。また、Ｄ３ａとＤ３ｂのｄｕｔｙには、アーム短絡しないように半導体スイッチング素子３ａ、３ｂが双方ともＯＦＦとなるデッドタイム期間が設けられる。また、Ｄ３ｂのｄｕｔｙにて、半導体スイッチング素子３ｂをＯＮしてもよい。

Ｄ３ａ＝（Ｖｄｃ－ｖａｃ）／Ｖｄｃ・・・（１）
Ｄ３ｂ＝ｖａｃ／Ｖｄｃ・・・（２）
ｖａｃ＝（√２）Ｖａｃ・ｓｉｎωｔ・・・（３）
ｉｉｎ＝（ｖａｃ／Ｖｄｃ）ｉａｃ
＝（２Ｖａｃ・Ｉａｃ／Ｖｄｃ）ｓｉｎ２ωｔ・・・（４）

次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２の動作を説明する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２は絶縁型フルブリッジコンバータ回路の例である。制御回路３０は、半導体スイッチング素子６ａ～６ｄをＯＮ／ＯＦＦ制御して、直流コンデンサ５から直流電力を出力させ、負荷１１への電流ＩＬ、電圧ＶＬを所望の値に制御する。図６、図７は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２の動作を説明する電流経路図である。半導体スイッチング素子６ａ、６ｄがＯＮする期間で半導体スイッチング素子６ｂ、６ｃがＯＦＦし、直流コンデンサ５から半導体スイッチング素子６ａ、トランス７の一次側巻線７ａ、半導体スイッチング素子６ｄに電流が流れる。同時に二次側には、トランス７の二次側巻線７ｂ、ダイオード８ａ、リアクトル９、負荷１１、ダイオード８ｄへと電流が流れる（図６）。次に、半導体スイッチング素子６ａ～６ｄがＯＦＦし、一次側には電流が流れず、二次側に、ダイオード８ａ、ダイオード８ｂ、リアクトル９、負荷１１、もしくは、ダイオード８ｃ、ダイオード８ｄ、リアクトル９、負荷１１へと電流が流れる（図７）。次に、半導体スイッチング素子６ａ、６ｄがＯＮ、半導体スイッチング素子６ｂ、６ｃがＯＦＦする期間と同様に、半導体スイッチング素子６ｂ、６ｃがＯＮし、半導体スイッチング素子６ａ、６ｄがＯＦＦする期間を経て、半導体スイッチング素子６ａ～６ｄがＯＦＦする。なお、半導体スイッチング素子６ａ、６ｄがＯＮ、半導体スイッチング素子６ｂ、６ｃがＯＦＦする期間と半導体スイッチング素子６ｂ、６ｃがＯＮし、半導体スイッチング素子６ａ、６ｄがＯＦＦする期間は同一の長さである。

このように動作するＤＣ／ＤＣコンバータ１０２では、制御回路３０は、半導体スイッチング素子６ａ、６ｄがＯＮ（もしくは、半導体スイッチング素子６ｂ、６ｃがＯＮ）する期間と、半導体スイッチング素子６ａ～６ｄがＯＦＦする期間とのｄｕｔｙ比を調整することで、負荷１１に供給する電力、この場合、負荷電流ＩＬを調整する。そして、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２は、直流電圧ＶＬの負荷１１に電流ＩＬ供給することで負荷１１に直流電力を供給する。直流コンデンサ５から出力される出力電流ｉｏｕｔは、半導体スイッチング素子６ａ～６ｄのスイッチング周期に対しては不連続であるが、交流電源１の周期に対しては平均的に連続した電流とみなすことができる。直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔを仮に直流電流ｉｄｃと仮定する。その場合、直流コンデンサ５の電圧関係式は以下の式（５）で表すことができる。但し、直流コンデンサ５の静電容量をＣｄｃ、直流コンデンサ５の交流電圧成分（リプル電圧）をｖｃ２とする。入力される交流電流ｉａｃは高力率制御されていることを前提として、式（６）で示される。式（５）を直流コンデンサ５の交流電圧成分（リプル電圧）ｖｃ２について解くと、式（７）が導出される。

Ｃｄｃ（ｄｖｃ２／ｄｔ）
＝ｉｉｎ－ｉｄｃ
＝（２Ｖａｃ・Ｉａｃ／Ｖｄｃ）ｓｉｎ２ωｔ－ｉｄｃ・・・（５）
ｉａｃ＝（√２）Ｉａｃ・ｓｉｎωｔ・・・（６）
ｖｃ２＝（２Ｖａｃ・Ｉａｃ／２ωＣｄｃ・Ｖｄｃ）ｓｉｎ（２ωｔ）・・・（７）

式（７）は、直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔが仮に直流電流であれば、交流電源１に接続されたＡＣ／ＤＣコンバータ１０１が行う高力率制御によって、交流電源１の２倍の周波数のリプル電圧ｖｃ２が直流コンデンサ５に必然的に発生することを示す。このようなリプル電圧ｖｃ２と、交流電源１の電圧ｖａｃ、電流ｉａｃとの波形図を、この実施の形態の参考例として図８に示す。図８に示すように、リプル電圧ｖｃ２は、交流電源１の２倍の周波数で大きく変動する。

この実施の形態では、制御回路３０は、直流コンデンサ５に発生するリプル電圧ｖｃ２の抑制を図るために、直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔに意図的に交流電流成分（リプル電流）ｉｒｐを重畳する。具体的には、負荷１１に出力する電流ＩＬに交流電流成分（リプル電流）が発生するようにＤＣ／ＤＣコンバータ１０２を制御することで、直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔにリプル電流ｉｒｐを発生させる。

図９は、交流電源１の電圧ｖａｃ、電流ｉａｃと、直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔに含まれる各成分を示す波形図である。直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔは、直流電流成分ｉｄｃにリプル電流ｉｒｐを重畳した電流であり、重畳するリプル電流ｉｒｐは、交流電源１の電圧ｖａｃの２倍の周波数の正弦波電流とする。そして、リプル電流ｉｒｐは、交流電源１のゼロクロス位相では最小値、ピーク位相では最大値となるように初期位相が設定される。図９に示す交流電源１の電圧ｖａｃを上記式（３）、力率１に制御された交流電流ｉａｃを上記式（６）に示すように定義すると、直流コンデンサ５のリプル電流ｉｒｐは以下の式（８）で、出力電流ｉｏｕｔは以下の式（９）で表される。但し、リプル電流ｉｒｐの実効値をＩｒｐとする。

ｉｒｐ＝－（√２）Ｉｒｐ・ｃｏｓ（２ωｔ）・・・（８）
ｉｏｕｔ＝ｉｄｃ－（√２）Ｉｒｐ・ｃｏｓ（２ωｔ）・・・（９）

図１０は、この実施の形態での、直流コンデンサ５の入出力電流を示す波形図である。図１０に示すように、交流電源１のゼロクロス位相では、直流コンデンサ５の入力電流ｉｉｎがほぼゼロになることに合わせて出力電流ｉｏｕｔが最小値となる。またピーク位相では、入力電流ｉｉｎが最大値になることに合わせて出力電流ｉｏｕｔが最大値となる。これにより直流コンデンサ５が補償するリプル電流である充放電電流（ｉｉｎ－ｉｏｕｔ）を抑制することができ、直流コンデンサ５のリプル電圧ｖｃ２とリプル電流実効値を抑制することができる。

直流コンデンサ５は、上記式（９）に示す出力電流ｉｏｕｔを出力するため、直流コンデンサ５の電圧関係式は以下の式（１０）で表すことができる。式（１０）を直流コンデンサ５のリプル電圧ｖｃ２について解くと、式（１１）が導出される。

Ｃｄｃ（ｄｖｃ２／ｄｔ）
＝ｉｉｎ－ｉｏｕｔ
＝（２Ｖａｃ・Ｉａｃ／Ｖｄｃ）ｓｉｎ２ωｔ
－（ｉｄｃ－（√２）Ｉｒｐ・ｃｏｓ（２ωｔ））・・・（１０）
ｖｃ２＝（（Ｖａｃ・Ｉａｃ－Ｖｄｃ・（√２）Ｉｒｐ）／２ωＣｄｃ・Ｖｄｃ）・ｓｉｎ（２ωｔ）・・・（１１）

上記式（１１）に示すように、直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔに重畳されたリプル電流ｉｒｐのピーク値（√２）Ｉｒｐが増大すると、直流コンデンサ５に発生するリプル電圧ｖｃ２が減少する。直流コンデンサ５の交流電圧成分であるリプル電圧ｖｃ２の振幅ΔＶｄｃを、上記式（１１）に基づいて以下の式（１２）で定義する。

△Ｖｄｃ＝（（Ｖａｃ・Ｉａｃ－Ｖｄｃ・（√２）Ｉｒｐ）／２ωＣｄｃ・Ｖｄｃ）・・・（１２）

また、直流コンデンサ５へ流入する入力電流ｉｉｎは、以下の式（１３）で表すことができる。直流コンデンサ５から流出する出力電流ｉｏｕｔは、上記式（９）となるため、直流コンデンサ５の充放電電流（ｉｉｎ－ｉｏｕｔ）は、以下の式（１４）で示される。また、式（１３）、式（１４）は、負荷電圧ＶＬ、負荷電流ＩＬを用いて式（１３ａ）、式（１４ａ）で表すことができる。但し、負荷電流ＩＬの指令値をＩＬ＊とし、負荷電流ＩＬに発生させるリプル電流の実効値をＩＬｒｐとする。

ｉｉｎ＝（Ｖａｃ・Ｉａｃ／Ｖｄｃ）・（１＋ｃｏｓ（２ωｔ－π））
・・・（１３）
＝（ＶＬ・ＩＬ／Ｖｄｃ）・（１＋ｃｏｓ（２ωｔ－π））
・・・（１３ａ）
ｉｉｎ－ｉｏｕｔ＝（ｉｄｃ－（√２）Ｉｒｐ）・ｃｏｓ（２ωｔ－π）
・・・（１４）
＝（ＶＬ／Ｖｄｃ）・（ＩＬ＊－（√２）ＩＬｒｐ）・ｃｏｓ（２ωｔ－π）
・・・（１４ａ）

上記式（１４ａ）に示すように、直流コンデンサ５の充放電電流（ｉｉｎ－ｉｏｕｔ）は、交流電源１の電圧ｖａｃの２倍の周波数成分となることが分かる。また充放電電流（ｉｉｎ－ｉｏｕｔ）は、出力電流ｉｏｕｔに重畳されたリプル電流ｉｒｐのピーク値（√２）Ｉｒｐ、あるいは負荷電流ＩＬに発生させるリプル電流ピーク値（√２）ＩＬｒｐが増大すると減少する。直流コンデンサ５の充放電電流（ｉｉｎ－ｉｏｕｔ）の振幅△Ｉｒｐを、上記式（１４ａ）に基づいて以下の式（１５）で定義する。

△Ｉｒｐ＝（ＶＬ／Ｖｄｃ）・（ＩＬ＊－（√２）ＩＬｒｐ）・・・（１５）

ところで、直流コンデンサ５には、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１およびＤＣ／ＤＣコンバータ１０２のキャリア周波数の電流成分が流入、流出する。直流コンデンサ５の充放電電流は、上記式（１４ａ）で示すものだけでなく、実際にはキャリア周波数成分等、他の周波数成分との合計和で定義される。特に、キャリア周波数は支配的であり、交流電源１の電源周波数に比べて大幅に大きく、直流コンデンサ５に流入、流出するキャリア周波数の電流成分は、交流電源１の２倍の周波数成分に依存せずに一定である。即ち、直流コンデンサ５の充放電電流で、式（１４ａ）で示す電流成分については変動するが、キャリア周波数の電流成分は一定である。このため、この実施の形態では、式（１４ａ）で示す電流成分について抑制し、リプル電流はキャリア周波数の電流成分に収束する。

上述したように、直流コンデンサ５が上記式（８）で示すリプル電流ｉｒｐを出力することで、直流コンデンサ５に発生するリプル電圧ｖｃ２を上記式（１１）に基づいて抑制でき、直流コンデンサ５が補償する充放電電流（ｉｉｎ－ｉｏｕｔ）を上記式（１４ａ）に基づいて抑制することができる。直流コンデンサ５が出力するリプル電流ｉｒｐは、交流電源１の電圧ｖａｃの２倍の周波数の正弦波状で、ゼロクロス位相では最小値、ピーク位相では最大値となるように初期位相を設定したものであり、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２に直流コンデンサ５から出力させる。

次に、制御回路３０による、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１およびＤＣ／ＤＣコンバータ１０２の制御について説明する。図１１は、制御回路３０におけるＡＣ／ＤＣコンバータ１０１のゲート信号の生成を示す制御ブロック図である。制御回路３０は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１の制御において、交流電源１から入力される電流ｉａｃを交流電源１の電圧ｖａｃに対して力率１に制御する。さらに直流コンデンサ５の電圧制御を選択的に行う。制御回路３０が直流コンデンサ５の電圧ｖｃ１を一定に制御する定電圧制御を実施する場合、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊と検出された電圧ｖｃ１とを加減算部３５を通して得られた両者の偏差３６をＰＩ制御部３７にてＰＩ制御して電流指令振幅３８を演算する。そして電流指令振幅３８に交流電源１の電圧ｖａｃと同位相の正弦波信号ｓｉｎ（ωｔ）を乗算部３９にて乗算して電流指令４０を演算する。

一方、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１の制御において、制御回路３０が直流コンデンサ５の電圧ｖｃ１の定電圧制御を行わず、電流ｉａｃの高力率制御のみ実施する場合は、電流指令ｉａｃ＊を用意する。切替器４１では、直流コンデンサ５の定電圧制御の実施有無に応じて、電流指令４０あるいは電流指令ｉａｃ＊のいずれか一方の電流指令４２を選択する。次いで、電流指令４２と検出された電流ｉａｃとを加減算部４３を通して得られた両者の偏差４４をＰＩ制御部４５にてＰＩ制御して電圧指令値４６を演算し、除算部４７にて直流コンデンサ５の直流電圧成分Ｖｄｃで割ることでｄｕｔｙ比４８を演算する。そしてＰＷＭ回路４９では、ｄｕｔｙ比４８に基づき、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１のＰＷＭ制御のためのゲート信号５０を生成する。ＰＷＭ回路４９では、キャリア周波数は任意に調整でき、またキャリア波は三角波またはのこぎり波などを用いる。

図１２は、制御回路３０におけるＡＣ／ＤＣコンバータ１０１内の各半導体スイッチング素子３ａ、３ｂへのゲート信号の生成を示す制御ブロック図である。ゲート信号５０は、半導体スイッチング素子３ｂ用の選択器５３と、半導体スイッチング素子３ａ用の選択器６０とに、それぞれ入力される。極性判定器５４は、交流電源１の電圧ｖａｃの極性を判定して、電圧ｖａｃが正の場合に１、負の場合に０となる信号５５を出力する。選択器５３では、極性判定器５４からの信号５５に基づき、電圧ｖａｃが正の場合にゲート信号５０を選択し、電圧ｖａｃが負の場合にゲート信号５０を極性反転器５１により極性反転された信号５２を選択して半導体スイッチング素子３ｂのゲート信号とする。また、選択器６０では、信号５５を反転器５６にて反転した信号５７に基づき、ゲート信号５０あるいは、ゲート信号５０を極性判定器５８により極性反転された信号５９を選択する。即ち、電圧ｖａｃが負の場合にゲート信号５０を選択し、電圧ｖａｃが正の場合にゲート信号５０を極性判定器５８により極性反転された信号５９を選択して半導体スイッチング素子３ａのゲート信号とする。なお、半導体スイッチング素子３ａ，３ｂのゲート信号には、アーム短絡しないように半導体スイッチング素子３ａ、３ｂが双方ともＯＦＦとなるデッドタイム期間を設けてもよい。また、電圧ｖａｃが正の場合に半導体スイッチング素子３ａをＯＦＦ固定、電圧ｖａｃが負の場合に半導体スイッチング素子３ｂをＯＦＦに固定してもよい。

このように、制御回路３０は、図１１に示す制御に従って電流ｉａｃの高力率制御を行うと共に、必要に応じて直流コンデンサ５の定電圧制御を行うｄｕｔｙ比４８を生成してＡＣ／ＤＣコンバータ１０１へのゲート信号５０を生成する。そして制御回路３０は、図１２に示す制御に従って、交流電源１の電圧ｖａｃの極性に応じて半導体スイッチング素子３ａ、３ｂのゲート信号を制御する。

図１３は、制御回路３０におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１０２のゲート信号の生成を示す制御ブロック図である。負荷１１へ出力する負荷電流ＩＬの指令値ＩＬ＊は、直流成分のみの直流電流指令であり、図１３では負荷１１へ一定の直流電流ＩＬを供給する定電流制御を表している。図１３に示すように、振幅演算器６１は、指令値ＩＬ＊と直流コンデンサ５の周囲温度Ｔｃｏｎに基づいてリプル電流ピーク値６１ａを演算する。上記式（１１）は、直流コンデンサ５のリプル電圧ｖｃ２の低減理論式であり、リプル電流ピーク値６１ａは例えば、式（１１）を用いて演算する。式（１１）から得られた上記式（１２）を変形すると、リプル電流ピーク値（√２）Ｉｒｐは、直流コンデンサ５のリプル電圧ｖｃ２の振幅△Ｖｄｃに基づいて演算できる。この（√２）Ｉｒｐの指令値（（√２）Ｉｒｐ）＊は、リプル電圧ｖｃ２の振幅目標値△Ｖｄｃ＊を用いて、以下の式（１６）から演算でき、（（√２）Ｉｒｐ）＊をリプル電流ピーク値６１ａとする。この場合、リプル電流ピーク値６１ａは、理論的には、直流コンデンサ５の出力電流ｉｏｕｔに重畳するリプル電流ｉｒｐの目標ピーク値である。

（（√２）Ｉｒｐ）＊
＝（Ｖａｃ・Ｉａｃ－２ωＣｄｃ・Ｖｄｃ・△Ｖｄｃ＊）／Ｖｄｃ
＝（ＶＬ／Ｖｄｃ）ＩＬ＊－２ωＣｄｃ・△Ｖｄｃ＊・・・（１６）

リプル電流ピーク値６１ａには制限値６２ａを設ける。比較器６２は、負荷電流ＩＬの指令値ＩＬ＊と負荷１１に予め設定された制限値Ｌｉｍとを比較し、より低い値を制限値６２ａとして出力する。指令値ＩＬ＊で制限するのは、負荷１１へ供給する電流瞬時値が０Ａを下回り不連続モードになることを防ぐためである。負荷１１に設定される制限値Ｌｉｍは、例えば負荷１１にバッテリを想定した場合では、交流成分の増加によるバッテリの発熱による寿命劣化から規定される値である。

リプル電流ピーク値６１ａと制限値６２ａとを比較器６３で比較して、比較器６３は、より低い値を交流電流指令の振幅６４として出力する。制御回路３０は、上記式（３）に示す交流電圧ｖａｃの角周波数をωとして以下の式（１７）で示される関数Ｐを、振幅６４に乗算部６５にて乗算して交流電流指令となるリプル電流指令６６を演算する。制御回路３０は、例えば、直流コンデンサ５の温度特性にて、直流コンデンサ５の周囲温度Ｔｃｏｎが取りうる範囲内で最も容量が減少し、直流コンデンサ５のリプル電圧が増加する分以上で交流電流指令の振幅とする

Ｐ＝ｃｏｓ（２ωｔ－π）・・・（１７）

制御回路３０は、演算されたリプル電流指令６６を、負荷電流ＩＬの指令値ＩＬ＊に加算部６７にて加算することで、リプル電流を含んだ電流指令値６８を、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２の出力電流指令として生成する。
次に電流指令値６８を検出された負荷電流ＩＬと比較して、加減算部６９を通して得られた両者の偏差７０をＰＩ制御部７１にてＰＩ制御して電圧指令値７２を演算し、除算部７３にて負荷１１の直流電圧ＶＬで割ることでｄｕｔｙ比７４を演算する。そしてＰＷＭ回路７５では、ｄｕｔｙ比７４に基づきキャリア信号を用いて、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２のＰＷＭ制御のためのゲート信号７６を生成する。また、図１２に示す制御ブロックと同様の処理において、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２内の各半導体スイッチング素子６ａ～６ｄへのゲート信号を生成する。

次に、振幅演算器６１による、直流コンデンサ５の周囲温度Ｔｃｏｎに基づいたリプル電流ピーク値６１ａの演算方法をその効果と共に説明する。
図１４、図１５はそれぞれ、負荷１１への出力電流ＩＬにリプル電流指令を加えない制御をした場合と、加えた制御をした場合のＤＣ／ＤＣコンバータ１０２を構成する半導体スイッチング素子６ａ～６ｄ、トランス７、リアクトル９に流れる電流を示したものである。図１４では、半導体スイッチング素子６ａ～６ｄ、トランス７、リアクトル９に流れる電流の包絡線は一定であるのに対して、負荷１１への出力電流ＩＬにリプル電流指令を加える制御をした図１５では、半導体スイッチング素子６ａ～６ｄ、トランス７、リアクトル９に流れる電流の包絡線に、負荷１１への出力電流ＩＬに重畳されたリプル成分が現れる。

このリプル成分により、半導体スイッチング素子６ａ～６ｄ、トランス７、リアクトル９に流れる電流実効値Ｉｒｍｓが増加し、抵抗値をＲとすると、Ｒ＊Ｉｒｍｓ^２にて算出される導通損失が増加する。この出力電流ＩＬに重畳されたリプル成分による半導体スイッチング素子６ａ～６ｄ、トランス７、リアクトル９の温度増加をそれぞれ、△ＴＳＷ、△ＴＴＲ、△ＴＲｅとする。
また、図１６にリアクトル９のコアとして例えばフェライトコアを使用した場合の直流重畳特性を示す。フェライトコアは磁束の変化により急峻に飽和するため、フェライトコアを用いたリアクトルは、直流に対し急峻にインダクタンスが低下する。このインダクタンスが低下する電流をＩｌとする。一般的にフェライトコアは高温ほど飽和磁束密度が小さいため、インダクタンスが低下し始める電流値Ｉ１は、高温ほど小さくなる。例えば、リアクトル９の設計最大温度Ｔｍａｘでのインダクタンスが低下する電流をＩ１ｈとし、リプル重畳量の最大値（√２）Ｉｒｐ＿ｍａｘを加えた負荷電流値をＩ１ｒとすると、負荷電流値Ｉ１ｒを確保できるリアクトル９の温度をＴ１として、設計最大温度Ｔｍａｘからの差をリアクトル直流重畳確保温度ΔＴＲｅ´（＝Ｔｍａｘ－Ｔ１）とする。

一方、直流コンデンサ５として例えばアルミ電解コンデンサを用いると、一般的に図１７に示す温度特性の通り、コンデンサ周囲温度が小さいほど容量が減少する傾向がある。また、代表の容量値Ｃｔｙｐは代表周囲温度Ｔｃｏｎ１（例えば常温）にて規定されることが多く、代表周囲温度Ｔｃｏｎ１以下では容量が低下する。
図１８に、直流コンデンサ５の周囲温度Ｔｃｏｎに基づいたリプル電流ピーク値６１ａの演算方法の一例を示す。直流コンデンサ５の周囲温度Ｔｃｏｎが閾値Ｔｔｈ以下の場合は、式（１６）にて示される値をリプル電流ピーク値とする。また、直流コンデンサ５の周囲温度Ｔｃｏｎが閾値Ｔｔｈ以上の時は、リプル電流ピーク値６１ａをゼロとする。

ここで、閾値Ｔｔｈは、直流コンデンサ５の代表容量値Ｃｔｙｐを規定する代表温度Ｔｃｏｎ１以上とする。また、閾値Ｔｔｈは、負荷電流ＩＬに重畳されたリプル成分による半導体スイッチング素子６ａ～６ｄ、トランス７、リアクトル９の温度増加△ＴＳＷ、△ＴＴＲ、△ＴＲｅ、リアクトル直流重畳確保温度△ＴＲｅ´のいずれか、もしくはそのうちの最大値を△Ｔｍａｘとして、△ΔＴｍａｘを直流コンデンサ５の周囲温度最大値Ｔｃｏｎ＿ｍａｘから減算したＴ１（＝Ｔｃｏｎ＿ｍａｘ－△Ｔｍａｘ）以下とする。このように閾値Ｔｔｈを設定し、直流コンデンサ５の代表容量値Ｃｔｙｐを規定する代表周囲温度Ｔｃｏｎ１以下で、負荷電流ＩＬにリプル成分Ｉｒｐ（リップル量）を重畳することで、直流コンデンサ５の代表周囲温度Ｔｃｏｎ１以下の容量低下分を考慮して直流コンデンサ５の容量を増やす必要がなく、直流コンデンサ５の小型化、低コスト化が可能となる。

また、閾値Ｔｔｈは、Ｔ１以下とし、負荷電流ＩＬにリプル重畳することにより発生する半導体スイッチング素子６ａ～６ｄ、トランス７、リアクトル９の温度増加△ＴＳＷ、△ＴＴＲ、△ＴＲｅ、リアクトル直流重畳確保温度△ＴＲｅ´分、直流コンデンサ５の周囲温度最大値から引いたＴ１以上で、負荷電流ＩＬへ重畳するリプル成分Ｉｒｐをゼロとすることで、高温時の半導体スイッチング素子６ａ～６ｄ、トランス７、リアクトル９の温度上昇および、リアクトル９の直流重畳インダクタンス不足がなくなるため、半導体スイッチング素子６ａ～６ｄ、トランス７、リアクトル９を大型化したり、冷却能力を強化したりする必要なく、半導体スイッチング素子６ａ～６ｄ、トランス７、リアクトル９の小型化、低コスト化が可能となる。

以上のように、この実施の形態では、制御回路３０は、負荷１１へ供給する直流電流指令（指令値ＩＬ＊）に、交流電源１の２倍の周波数でゼロクロス位相では最小値、ピーク位相で最大値となるリプル電流指令６６を重畳した電流指令値６８を用いる際に、リプル電流指令６６の振幅６４は、直流コンデンサ５の周囲温度Ｔｃｏｎが閾値Ｔｔｈ未満であれば（式１６）にて計算される振幅を用い、直流コンデンサ５の周囲温度Ｔｃｏｎが閾値Ｔｔｈ以上であれば、振幅６４をゼロとして、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２を電流制御する。これにより、負荷１１へ供給する直流電流にリプル電流を重畳したことにより発生するＤＣ／ＤＣコンバータ１０２を構成する半導体スイッチング素子６ａ～６ｄ、トランス７、リアクトル９の高温時の損失増加を抑制し、リアクトル９に必要な高温時の直流重畳インダクタンス増加を抑制することで、半導体スイッチング素子６ａ～６ｄ、トランス７、リアクトル９が大型化することなく、低温時に容量が低下する直流コンデンサの必要容量を低減することができる。このため、電力変換装置の小型化、低コスト化が図れる。

本実施の形態では、リプル電流指令６６の振幅６４として、直流コンデンサ５の周囲温度Ｔｃｏｎが閾値Ｔｔｈ未満であれば（式１６）にて計算される振幅を用い、直流コンデンサ５の周囲温度Ｔｃｏｎが閾値Ｔｔｈ以上であれば、振幅６４をゼロとして、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２を電流制御する例を示したが、閾値Ｔｔｈ未満のコンデンサ容量低下量に比例した振幅６４としてもよい。（式１６）に示す通り、要求される△Ｖｄｃに対し、必要なリプル量Ｉｒｐは、コンデンサ容量Ｃｄｃと比例の関係にある。このように制御することで、負荷１１へ供給する直流電流へ重畳するリプル電流が必要最低限で済むので、半導体スイッチング素子６ａ～６ｄ、トランス７、リアクトル９の損失増加による効率悪化を抑制することができる。

本実施の形態では、直流コンデンサ５の周囲温度Ｔｃｏｎの閾値Ｔｔｈの上限Ｔ１を決める際に、負荷電流ＩＬに重畳されたリプル成分による半導体スイッチング素子６ａ～６ｄ、トランス７、リアクトル９の温度増加△ＴＳＷ、△ＴＴＲ、△ＴＲｅ、リアクトル直流重畳確保温度△ＴＲｅ´のいずれか、もしくはそのうちの最大値を△Ｔｍａｘとして、△Ｔｍａｘを直流コンデンサ５の周囲温度最大値Ｔｃｏｎ＿ｍａｘから減算した値としたが、電力変換装置が冷却水による冷却の場合には、冷却水温度最大値Ｔｗａｔｅｒ＿ｍａｘから、△Ｔｍａｘを減算した値としてもよい。電力密度の高い用途で採用される、冷却水により冷却される電力変換装置では、電力変換装置内温度（＝直流コンデンサ５の周囲温度）は、半導体スイッチング素子６ａ～６ｄ、トランス７、リアクトル９等の発熱部品の影響により、冷却水温度よりも高い温度となる。また、半導体スイッチング素子６ａ～６ｄ、トランス７、リアクトル９等の発熱部品の温度は、冷却水により冷却されるので、冷却水との温度相関が高い。そのため、直流コンデンサ５の周囲温度Ｔｃｏｎの閾値Ｔｔｈの上限Ｔ１を冷却水温度最大値Ｔｗａｔｅｒ＿ｍａｘから、△Ｔｍａｘを減算した値とすることで、より確実に半導体スイッチング素子６ａ～６ｄ、トランス７、リアクトル９の高温時の損失増加を抑制し、リアクトル９に必要な高温時の直流重畳インダクタンス増加を抑制することができる。

本実施の形態では、直流コンデンサ５の周囲温度Ｔｃｏｎを測定する直流コンデンサ温度取得手段２０として、直流コンデンサ５の周囲にサーミスタを設ける例を示したが、直流コンデンサ５の周囲温度Ｔｃｏｎと相関がある、例えば基板温度測定用の温度センサあるいは、電力変換装置の庫内温度測定用の温度センサあるいは、冷却水の温度測定用の温度センサの値を流用してもよい。直流コンデンサ５の周囲温度Ｔｃｏｎ測定用に別途温度センサを設ける必要が無く、電力変換器の小型化、低コスト化が可能となる。

本実施の形態では、半導体スイッチング素子６ａ～６ｄとしてＭＯＳＦＥＴを使用した例を示したが、例えばＧａＮ（Gallium Nitride）を用いたワイドバンドギャップ半導体を用いた電力変換装置の場合、高周波スイッチングによる小型化のため、電力密度が大きい。そのため、負荷電流ＩＬに重畳されたリプル成分による半導体スイッチング素子６ａ～６ｄ、トランス７、リアクトル９の温度増加△ＴＳＷ、△ＴＴＲ、△ＴＲｅが大きいので、本実施の形態で示した通り、リプル電流指令６６の振幅６４を直流コンデンサ５の周囲温度Ｔｃｏｎが閾値Ｔｔｈ以上であれば、振幅６４をゼロとして、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２を電流制御することで、負荷１１へ供給する直流電流にリプル電流を重畳したことにより発生するＤＣ／ＤＣコンバータ１０２を構成する半導体スイッチング素子６ａ～６ｄ、トランス７、リアクトル９の高温時の損失増加を抑制することによる、電力変換装置の小型・低コスト化効果が大きい。

本実施の形態では、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１としてトーテムポール回路方式の例を示したが、これに限るものではなく、一石型あるいはインターリーブ型、セミブリッジレス等の回路方式でもよい。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２として絶縁型フルブリッジコンバータの例を示したが、これに限るものではなく、ハーブフリッジ型あるいは非絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータでもよい。

本願は、例示的な実施の形態が記載されているが、実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合が含まれるものとする。

１交流電源、３ａ，３ｂ，６ａ～６ｄ半導体スイッチング素子、５直流コンデンサ、２０直流コンデンサ温度取得手段、１０１ＡＣ／ＤＣコンバータ、１０２ＤＣ／ＤＣコンバータ、３０制御回路、３１，３２，５０，７６ゲート信号

Claims

交流電源からの交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣコンバータと、前記ＡＣ／ＤＣコンバータの直流側に接続され、負荷へ出力する直流電力の電圧変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＡＣ／ＤＣコンバータと前記ＤＣ／ＤＣコンバータとの間に接続され、電力を平滑する直流コンデンサと、前記ＡＣ／ＤＣコンバータ及び前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御回路とを備え、前記制御回路は、前記交流電源のゼロクロス位相で最小値、ピーク位相で最大値となる交流電流指令を直流電流指令に重畳して前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流指令を生成し、前記出力電流指令を用いて前記ＤＣ／ＤＣコンバータを出力制御する電力変換装置において、
前記直流コンデンサの周囲温度を取得する直流コンデンサ温度取得手段を有し、前記制御回路は、前記直流コンデンサ温度取得手段から得た温度情報により、前記交流電流指令の振幅を決定するものであって、前記負荷へ出力する負荷電流の指令と前記直流コンデンサの周囲温度に基づいて、前記直流コンデンサのリプル電圧の振幅に基づくリプル電流値を演算して前記交流電流指令の振幅を得るものであり、前記温度情報があらかじめ決められた値以上であれば前記交流電流指令の振幅をあらかじめ決められた値未満とし、前記温度情報があらかじめ決められた値未満であれば前記交流電流指令の振幅をあらかじめ決められた値以上とすることを特徴とする電力変換装置。
前記制御回路は、前記温度情報が閾値以上のとき、前記交流電流指令の振幅をゼロとすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
前記制御回路は、前記直流コンデンサの温度特性にて、前記直流コンデンサの容量が減少し、前記直流コンデンサのリプル電圧が増加する分と同値で前記交流電流指令の振幅とすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、フェライトコアで構成されるリアクトルを備えることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、入力と出力を絶縁する絶縁トランスを有することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
前記直流コンデンサは、アルミ電解コンデンサで構成されることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、電力変換に用いるスイッチング素子として、ワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子を有することを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。