JPWO2008004396A1

JPWO2008004396A1 - フィルタモジュールおよび通信装置

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Publication number: JPWO2008004396A1
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Inventors: 原田　哲郎; 哲郎原田
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Filing date: 2007-06-07
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Abstract

スイッチ回路（ＳＷ）の共通入出力部を第１のポート（Ｐ１）とし、スイッチ回路（ＳＷ）の第１の入出力部（Ｔ１）と第２のポート（Ｐ２）との間に第１の周波数帯の信号を通過する第１のフィルタ（Ｆ１）を接続し、第２の入出力部（Ｔ２）と第２のポート（Ｐ２）との間に第２の周波数帯の信号を通過する第２のフィルタ（Ｆ２）を接続し、スイッチ回路（ＳＷが第１の入出力部（Ｔ１）を選択している状態で第１のポート（Ｐ１）からこのフィルタモジュールを見た、第２の周波数帯でのインピーダンスがほぼショート状態となるように位相調整回路（Ｌｓ）を設ける。この構成により、周波数帯の異なる２つの通信システムの一方で通信している状態で他方のシステムで利用する信号経路からの不要な信号漏れを抑制する。

Description

この発明は周波数帯の異なる２つの信号の入出力を行うフィルタモジュールおよびそれを備えた通信装置に関するものである。

現在、携帯電話のシステムには、ＧＳＭやＤＣＳ等の種々の通信システムがあり、携帯端末も複数のシステムに対応可能なデュアルバンドまたはトリプルバンド対応の機器が開発されている。このような携帯端末内には、使用するシステムを切り替えるためのスイッチ回路と、使用している周波数以外の信号を除去するフィルタとが必要となる。

このような周波数帯の異なる２つの信号の入出力を行うマルチバンドフィルタモジュールが特許文献１に示されている。

ここで、特許文献１に示されているフィルタモジュールの構成例を図１に示す。
図１において、フィルタモジュールの不平衡ポートＰ１には、第１の高周波スイッチ１０ａの第１ポート１００ａが接続されている。この高周波スイッチ１０ａは３つのポートを有するスイッチであり、第１の高周波スイッチ１０ａの第２ポート１００ｂには第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ａの不平衡ポート１１０ａが接続され、第３ポート１００ｃには第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ｂの不平衡ポート１２０ａが接続されている。第１、第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ａ，２０ｂには３つのポートを有する第２の高周波スイッチ１０ｂと第３の高周波スイッチ１０ｃが接続されている。

第２の高周波スイッチの第１ポート１３０ａは、フィルタモジュールの第１平衡ポートＰ２−１に接続され、第２ポート１３０ｂには第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ａの第１平衡ポート１１０ｂが接続され、第３ポート１３０ｃに第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ｂの第１平衡ポート１２０ｂが接続されている。

第３の高周波スイッチの第１ポート１５０ａはフィルタモジュールの第２平衡ポートＰ２−２に接続され、第２ポート１５０ｂは第１の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ａの第２平衡ポート１１０ｃに接続され、第３ポート１５０ｃに第２の平衡−不平衡型帯域通過フィルタ２０ｂの第２平衡ポート１２０ｃが接続されている。
特開２００４−１６６２５８号公報

特許文献１に示されている回路では、複数のシステムに対応した２つのフィルタと、それらを切り替えるための第１〜第３のスイッチとが使用されていて、使用する通信周波数の信号を通過させるフィルタ側へスイッチを切り替えることにより通信を可能にする。

このような回路では、入力側と出力側の両方にスイッチ１０ｂ，１０ｃを必要とするため、回路規模が大きいという問題があった。

そこで、入出力部の一方にのみスイッチを設ける構成も考えられる。しかし、このようにフィルタの入力側または出力側のスイッチ回路のみで切り替える回路構成では、スイッチが選択していないフィルタ側にスイッチから漏れた信号が回り込み、スイッチが選択していないフィルタ側の周波数信号が漏れやすい。そのため、使用中の一方のシステムへ他方のシステムから不要な信号が漏れて通信不良等が発生するおそれがある。

そこで、この発明の目的は、周波数帯の異なる２つの通信システムの一方で通信している状態で他方のシステムで利用する信号経路からの不要な信号漏れによる問題を解消して、選択性を高めたフィルタモジュールおよびそれを備えた通信装置を提供することにある。

（１）この発明のフィルタモジュールは、第１・第２の入出力部（Ｔ１）（Ｔ２）および共通入出力部を備え、共通入出力部が第１のポート（Ｐ１）に接続されたスイッチ回路と、該スイッチ回路の前記第１の入出力部（Ｔ１）と第２のポート（Ｐ２）との間に、第１の周波数帯の信号を通過する第１のフィルタが設けられ、前記スイッチ回路の第２の入出力部（Ｔ２）と前記第２のポート（Ｐ２）との間に、第２の周波数帯の信号を通過する第２のフィルタが設けられたフィルタモジュールにおいて、
前記スイッチ回路が第１の入出力部を選択している状態で第１のポート（Ｐ１）から見た、第２の周波数帯でのインピーダンスがほぼショート状態であることを特徴としている。

（２）前記第１・第２のフィルタは平衡信号と不平衡信号との変換機能を備え、前記第２のポートは平衡型の端子であり、前記第１・第２のフィルタは第２のポートとの間で平衡型で信号を入出力するものとする。

（３）前記スイッチ回路は、複数の誘電体層を積層してなる積層体に一体化して成り、前記第１・第２のフィルタは、前記積層体上に搭載した弾性表面波フィルタまたは厚み縦振動圧電フィルタとする。

（４）前記スイッチ回路が第１の入出力部を選択している状態で第１のポート（Ｐ１）から見た、第２の周波数帯でのインピーダンスがほぼショート状態となるように、前記スイッチ回路の前記第１の入出力部（Ｔ１）と前記第１のフィルタとの間に位相調整回路を設ける。

（５）前記位相調整回路は、伝送線路、キュパシタ、またはインダクタのうちいずれか１つを含むものとする。

（６）前記スイッチ回路はキャパシタおよびインダクタを含み、前記位相調整回路は伝送線路からなり、前記積層体を前記誘電体層の積層方向から平面透視したとき、前記位相調整回路の伝送線路を前記スイッチ回路のキャパシタまたはインダクタを形成する層とは別の層に配置する。

（７）この発明の通信装置は、前記フィルタモジュールを高周波回路部に備えて構成する。

（１）スイッチ回路が第１の入出力部を選択している状態で、第１のポートから見た、第２の周波数帯でのインピーダンスがほぼショート状態であるので、第２のフィルタおよびスイッチ回路を漏れて伝搬しようとする信号はショートされ、第１ポート−第２のポート間を殆ど通過しない。そのため第１・第２の周波数帯の信号の選択性を高めることができる。

（２）第１・第２のフィルタを、平衡−不平衡変換機能を備えたフィルタとすることにより、外部にバラン等の平衡−不平衡変換素子を用いることなく、平衡型で信号の入出力を行えるようになり、全体の小型化が図れる。

（３）前記スイッチ回路を複数の誘電体層を積層してなる積層体に一体化し、この積層体上に弾性表面波フィルタまたは厚み縦振動圧電フィルタからなる第１・第２のフィルタを搭載することにより、小型で且つ周波数選択性の高いフィルタモジュールが構成できる。

（４）スイッチ回路が第１の入出力部を選択している状態で、第１のポートから見た、第２の周波数帯でのインピーダンスがほぼショート状態となるように、スイッチ回路の第１の入出力部と第１のフィルタとの間に位相調整回路を設けたので、この位相調整回路は第１のポートから見た上記インピーダンスをスミスチャート上で回転させることになり、容易にショート付近に近づけることができる。そのため、第２のフィルタおよびスイッチ回路を漏れる信号の通過が効果的に抑制できる。

（５）位相調整回路として伝送線路、キャパシタ、またはインダクタのうちいずれか１つを含んで構成することにより、前記スイッチ回路を構成する素子とともに容易に設けることができるので、位相調整回路を備えることによる大型化が避けられる。

（６）前記誘電体層の積層方向から前記積層体を平面透視したとき、スイッチに含まれるキャパシタまたはインダクタを形成する層とは別の層に前記位相調整回路である伝送線路を配置することにより、前記キャパシタおよびインダクタと前記位相調整回路の伝送線路とが互いに悪影響を及ぼすことがなく、全体に小型化が図れる。

（７）前記フィルタモジュールを高周波回路部に備えたことにより、周波数帯の異なる複数の通信信号を扱う小型低コストな通信装置が構成できる。

特許文献１に示されているフィルタモジュールの構成を示す図である。第１の実施形態に係るフィルタモジュールの回路図である。同フィルタモジュールの位相調整回路を設けない場合の特性図である。同フィルタモジュールの位相調整回路を設けた場合の特性図である。同フィルタモジュールを誘電体層の積層体で構成する場合の各誘電体層の導体パターンを示す図である。同フィルタモジュールを誘電体層の積層体で構成する場合の各誘電体層の導体パターンを示す図である。同フィルタモジュールを誘電体層の積層体で構成する場合の各誘電体層の導体パターンを示す図である。第２の実施形態に係るフィルタモジュールの回路図である。同フィルタモジュールを誘電体層の積層体で構成する場合の各誘電体層の導体パターンを示す図である。同フィルタモジュールを誘電体層の積層体で構成する場合の各誘電体層の導体パターンを示す図である。同フィルタモジュールを誘電体層の積層体で構成する場合の各誘電体層の導体パターンを示す図である。第３の実施形態に係る通信装置の構成を示す図である。

符号の説明

１００−フィルタモジュール
Ｆ１−第１のフィルタ
Ｆ２−第２のフィルタ
Ｌｓ−位相調整回路
Ｚ−位相調整回路
Ｐ１−第１のポート
Ｐ２−第２のポート
Ｔ１−第１の入出力部
Ｔ２−第２の入出力部

《第１の実施形態》
図２は第１の実施形態に係るフィルタモジュールの回路図である。このフィルタモジュール１００は、不平衡型で信号を入出力する第１の入出力ポートＰ１、平衡型で信号を入出力する第２の入出力ポートＰ２、および周波数帯を切り替える制御端子Ｖｃを備えたものである。このフィルタモジュール１００は、大きく分けて第１のフィルタＦ１、第２のフィルタＦ２、およびスイッチ回路ＳＷからなる。

スイッチ回路ＳＷは、第１のポートＰ１に接続された共通入出力部、第１の入出力部Ｔ１、および第２の入出力部Ｔ２を備えている。このスイッチ回路ＳＷの第１の入出力部Ｔ１と第２のポートＰ２との間に、第１の周波数帯（８５０ＭＨｚ）の信号を通過する第１のフィルタＦ１を設けている。またスイッチ回路ＳＷの第２の入出力部Ｔ２と第２のポートＰ２との間に、第２の周波数帯（９００ＭＨｚ）の信号を通過する第２のフィルタＦ２を設けている。

第１の入出力部Ｔ１と第１のフィルタＦ１との間には位相調整回路Ｌｓを設けている。また第２のポートＰ２には、その平衡端子間に整合素子（インダクタ）Ｌｂａｌを設けている。

スイッチ回路ＳＷの第１の入出力部Ｔ１と第１のポートＰ１との間には、キャパシタＣｓを介してシリーズにダイオードＤ１を設けている。ダイオードＤ１のカソード側と接地との間には直流制御電圧の印加経路としてのインダクタＳＬ、およびこのインダクタＳＬと共振するキャパシタＣｕ８５０を設けている。第１のポートＰ１には整合用のキャパシタＣｕを設けている。

また第２の入出力部Ｔ２と接地との間には、キャパシタＣ５を介してダイオードＤ２をシャントに接続している。またこの第２の入出力部Ｔ２と接地との間に整合用のキャパシタＣｕ９００を接続している。上記ダイオードＤ１のアノードとキャパシタＣｓとの接続点とダイオードＤ２のカソードとの間には、８５０ＭＨｚ帯においてほぼ１／４波長となる電気長をもつストリップラインＳＬ２を設けている。

制御端子ＶｃとダイオードＤ２のアノードとの間には抵抗Ｒを接続している。制御端子Ｖｃに対する印加電圧が０Ｖであるとき、ダイオードＤ１，Ｄ２が共にオフ状態であるので、第２の入出力部Ｔ２と第１のポートＰ１との間で信号が伝搬する。制御端子Ｖｃに所定の正電圧を印加すると、ダイオードＤ１，Ｄ２が共にオンして、第１の入出力部Ｔ１と第１のポートＰ１と間で信号が伝搬する。

このように単一のスイッチ回路ＳＷを設けるだけで、フィルタＦ１，Ｆ２を通過する信号を切り替えることができる。しかし、スイッチ回路ＳＷが選択していないフィルタ側を通過しようとする信号がスイッチ回路ＳＷを漏れて、不要な周波数の信号が通過しやすい。
例えばダイオードＤ１，Ｄ２がオン状態のとき、すなわちスイッチ回路ＳＷが第１の入出力部Ｔ１を選択しているとき、第１のポートＰ１からＧＳＭ８５０の信号を入力して第２のポートＰ２から出力する場合を考えると、９００ＭＨｚ帯の信号がスイッチ回路ＳＷを漏れて第２のフィルタＦ２を通過し、第２のポートＰ２へわずかながら漏れる。その結果、ＧＳＭ８５０の信号にＧＳＭ９００の信号が重畳される。

第２のポートＰ２から第１のポートＰ１方向へ信号が伝搬する場合についても同様に、スイッチ回路ＳＷが選択していない側のフィルタの信号の通過とスイッチ回路ＳＷの漏れが生じるので、不要な周波数の信号が通過しやすい。

図２における位相調整回路Ｌｓは上記不要な周波数の信号の通過の問題を解消するために設けている。第１のポートＰ１から９００ＭＨｚ帯の信号が入力されると、この信号は第１のフィルタＦ１を通過せず第１のポートＰ１側へ反射するが、この反射信号の位相が位相調整回路Ｌｓで調整される。この位相調整回路Ｌｓは、スイッチ回路ＳＷが第１の入出力部Ｔ１を選択しているとき、第１のポートＰ１からこのフィルタモジュールを見た、９００ＭＨｚ帯の周波数でのインピーダンスがほぼショート状態となるように位相調整を行う。

このようにスイッチ回路ＳＷが第１の入出力部Ｔ１を選択している状態で第１のポートＰ１からこのフィルタモジュールを見たとき、第２の周波数帯の所定の周波数（９００ＭＨｚ）でのインピーダンスがほぼショート状態であれば、第２のフィルタＦ２およびスイッチ回路ＳＷの漏れを通して通過しようとする９００ＭＨｚ帯の信号成分は抑圧されることになる。

図３・図４は上記位相調整回路Ｌｓの作用について示している。図３は位相調整回路Ｌｓを設けなかった場合の特性図、図４は位相調整回路Ｌｓを設けた場合の特性図である。
図３（Ａ）・図４（Ａ）は第１のポートＰ１−第２のポートＰ２間の通過特性である。図３（Ｂ）・図４（Ｂ）は第１のポートＰ１からこのフィルタモジュールを見た反射特性すなわちＳパラメータで言うところの反射係数Ｓ（１，１）をスミスチャート（インピーダンスチャート）で表した図（周波数掃引したときのインピーダンス軌跡）である。

図３および図４のポイントｍ３９，ｍ３５，ｍ５，ｍ１はいずれも８２４ＭＨｚでの点を示している。また、ポイントｍ４０，ｍ３６，ｍ６，ｍ２はいずれも８４９ＭＨｚでの点を示している。また、ポイントｍ４１，ｍ３７，ｍ７，ｍ３はいずれも８８０ＭＨｚでの点を示している。さらにポイントｍ４２，ｍ３８，ｍ８，ｍ４はいずれも９１５ＭＨｚでの点を示している。

図３（Ｂ）と図４（Ｂ）を比較すれば明らかなように、上記位相調整回路Ｌｓを設けることによってスミスチャート上のインピーダンス軌跡は時計方向に所定角度（この例では約１２０°）回転している。図４（Ｂ）のように、減衰させたい９００ＭＨｚ帯でのインピーダンスがほぼショート状態すなわちスミスチャート上で左端付近になるように位相調整することによって、９００ＭＨｚ帯の信号成分が抑圧されることになる。この例では、図３（Ａ）・図４（Ａ）に示した通過特性に表れているように、９００ＭＨｚ帯（中心周波数約８９８ＭＨｚ）での減衰量が約３ｄＢ向上することが分かる。

一方、第１のフィルタＦ１は８５０ＭＨｚ帯の信号を通過するので、この周波数帯でのインピーダンスは基準インピーダンス（スミスチャート上の中心）付近に存在し、位相調整回路Ｌｓによる位相調整の影響をほとんど受けない。このことは図３（Ａ）・図４（Ａ）に示した通過特性を見ても分かるように、８５０ＭＨｚ帯（中心周波数約８３７ＭＨｚ）での挿入損失が劣化することがない。

なお、上記位相調整回路Ｌｓは、第２のポートＰ２から第１のポートＰ１へ通過する信号についても同様に作用する。すなわち、第２のポートＰ２から入力された信号のうち９００ＭＨｚ帯の成分は第２のフィルタＦ２を通過するが、スイッチ回路ＳＷの出力端で等価的にほぼショートされるので９００ＭＨｚ帯の信号は抑圧される。

図２に示した例では、スイッチ回路ＳＷの第１の入出力部Ｔ１と第１のフィルタＦ１との間に位相調整回路Ｌｓを設けたが、スイッチ回路ＳＷが第１の入出力部Ｔ１を選択している状態で第１のポートＰ１からこのフィルタモジュールを見た、第２の周波数帯の所定周波数でのインピーダンスがほぼショート状態になる条件であれば、独立した位相調整回路Ｌｓは不要である。換言すれば、スイッチ回路ＳＷから第１のフィルタＦ１までの伝送線路の電気長およびスイッチ回路ＳＷの回路構成を適宜定めることによって上記条件を満足するようにしてもよい。

図５〜図７は上記フィルタモジュールを、誘電体層を積層してなる積層体に一体化した場合の構成を示す図であり、これらの各図は複数の誘電体層の各層の下面における導体パターンの平面図である。図５（Ａ）が最下層、図７（Ｂ）が最上層であり、図７（Ｃ）は最上層の上面に各チップを搭載した状態での平面図である。これらは図示の都合上、図５〜図７の３つの図に分けて表している。図５〜図７において図中の各符号は図２に示した回路中の各符号に対応している。また、これらの図中のＧＮＤは接地電極である。

図５（Ａ）において、Ｐ１は第１のポートの端子、Ｐ２は第２のポートの端子、Ｇは接地端子、Ｖｃは制御端子である。

図５（Ｃ）の導体パターンＣｕ，Ｃｕ９００，Ｃｕ８５０はそれぞれ図５（Ｂ），（Ｄ）のグランド電極ＧＮＤと対向してキャパシタＣｕ，Ｃｕ９００，Ｃｕ８５０をそれぞれ構成している。

図７（Ｃ）に示すように、積層体の上面には、８５０ＭＨｚ帯を通過させる第１のフィルタＦ１および９００ＭＨｚ帯を通過させる第２のフィルタＦ２を１つの素子として構成した弾性表面波フィルタＳＡＷ、チップインダクタＳＬ、チップキャパシタＣｓ，Ｃ５、ダイオードＤ１，Ｄ２、およびチップ抵抗Ｒをそれぞれ実装している。
なお、弾性表面波フィルタに代えて厚み縦振動圧電フィルタ（ＢＡＷ）を用いてもよい。

《第２の実施形態》
図８は第２の実施形態に係るフィルタモジュールの回路図である。このフィルタモジュール１００は、不平衡型で信号を入出力する第１の入出力ポートＰ１、不平衡型で信号を入出力する第２の入出力ポートＰ２、および周波数帯を切り替える制御端子Ｖｃを備えたものである。このフィルタモジュール１００は、大きく分けて第１のフィルタＦ１、第２のフィルタＦ２、およびスイッチ回路ＳＷからなる。

第１の入出力部Ｔ１と第１のフィルタＦ１との間には位相調整回路Ｚを設けている。また第２のポートＰ２と接地との間に整合素子（インダクタ）Ｌｉｎを設けている。

スイッチ回路ＳＷの第１の入出力部Ｔ１と第１のポートＰ１との間には、キャパシタＣｓを介してシリーズにダイオードＤ１を設けている。ダイオードＤ１のカソード側と接地との間には直流制御電圧の印加経路としてのストリップラインＳＬ１を設けている。第１のポートＰ１には整合用のキャパシタＣｕ１を設けている。

また第２の入出力部Ｔ２と接地との間には、キャパシタＣ５を介してダイオードＤ２をシャントに接続している。上記ダイオードＤ１のアノードとキャパシタＣｓとの接続点とダイオードＤ２のカソードとの間には位相調整用のストリップラインＳＬ２を設けている。

制御端子ＶｃとダイオードＤ２のアノードとの間には抵抗Ｒを接続している。制御端子Ｖｃに対する印加電圧が０Ｖであるとき、ダイオードＤ１，Ｄ２が共にオフ状態であるので、第２の入出力部Ｔ２と第１のポートＰ１との間で信号が伝搬する。制御端子Ｖｃに所定の正電圧を印加すると、ダイオードＤ１，Ｄ２が共にオンして、第１の入出力部Ｔ１と第１のポートＰ１との間で信号が伝搬する。

図９〜図１１は上記フィルタモジュールを、誘電体層を積層してなる積層体に一体化した場合の構成を示す図であり、これらの各図は複数の誘電体層の各層の下面における導体パターンの平面図である。図９（Ａ）が最下層、図１１（Ｄ）が最上層であり、図１１（Ｅ）は最上層の上面に各チップを搭載した状態での平面図である。これらは図示の都合上、図９〜図１１の３つの図に分けて表している。図９〜図１１において図中の各符号は図８に示した回路中の各符号に対応している。また、これらの図中のＧＮＤは接地電極である。

図９（Ａ）において、Ｐ１は第１のポートの端子、Ｐ２は第２のポートの端子、Ｇは接地端子、Ｖｃは制御端子である。

図９（Ｃ），（Ｅ）の導体パターンＣ５は図９（Ｂ），（Ｄ），（Ｆ）のグランド電極ＧＮＤと対向してキャパシタＣ５を構成している。

図１１（Ｅ）に示すように、積層体の上面には、８５０ＭＨｚ帯を通過させる第１のフィルタＦ１および９００ＭＨｚ帯を通過させる第２のフィルタＦ２を１つの素子として構成した弾性表面波フィルタＳＡＷ、チップキャパシタＣｓ、ダイオードＤ１，Ｄ２、およびチップ抵抗Ｒをそれぞれ実装している。

図１１（Ｄ）に示す層には伝送線路から成る位相調整回路Ｚを形成している。この位相調整回路Ｚは、スイッチ回路ＳＷを構成するキャパシタおよびインダクタを形成する層とは別の独立した層に配置している。そのため、スイッチ回路の各素子は位相調整回路Ｚに悪影響を与えることなく、逆にこの位相調整回路Ｚは他の回路に影響を与えることなく、所定の位相調整が可能となる。

なお、第１・第２の実施形態では、信号伝搬経路に対してシリーズに接続する伝送線路で位相調整回路を構成したが、その他の構成も可能である。例えば線路と接地との間にキャパシタをシャントに接続して構成することも可能であり、この両者を組み合わせてもよい。さらに、位相調整回路を構成する伝送線路、キャパシタ、またはインダクタ等を誘電体層の積層体内に導体パターンで形成する以外に、積層体にチップインダクタやチップキャパシタを搭載することによって構成してもよい。

また、第１・第２の実施形態では８５０ＭＨｚ帯の選択時の９００ＭＨｚ帯の信号の通過を抑圧する例を示したが、逆に、９００ＭＨｚ帯を通過させる第２のフィルタＦ２とスイッチ回路ＳＷとの間に位相調整回路を設け、９００ＭＨｚ帯の選択時に８５０ＭＨｚ帯の信号の通過を抑圧する場合にも同様に適用できる。

《第３の実施形態》
図１２はクワッドバンドの携帯電話の高周波回路部の構成を示している。この高周波回路部は、トリプルバンド用のチップセット１０３、平衡−不平衡型のフィルタモジュール１００、トリプルバンド用のアンテナスイッチモジュール１０１およびアンテナ１０２とで構成している。アンテナスイッチモジュール１０１はＧＳＭ９００／ＤＣＳ１８００／ＰＣＳ１９００用のアンテナスイッチであり、この周波数帯でアンテナ１０２を共用する。そして、ＧＳＭ用のポートにフィルタモジュール１００を接続し、このフィルタモジュール１００でＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００を切り替えるようにしている。トリプルバンド用チップセット１０３はＧＳＭ９００／ＤＣＳ１８００／ＰＣＳ１９００用のチップセットであり、このトリプルバンドについてＲＦ（高周波）フロントエンド回路として動作する。このトリプルバンド用チップセット１０３に図外のベースバンドチップを接続して、さらに、そのベースバンドチップに入出力部を設けることによって携帯電話を構成することができる。

この例ではＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００について平衡型で入出力を行うので、フィルタモジュール１００の平衡入出力ポートを２本の端子で表している。

このように、トリプルバンド用のチップセット１０３に、第１の実施形態で示したフィルタモジュール１００を組み合わせた高周波回路を構成することによってクワッドバンドの携帯電話機を容易に構成できる。

Claims

第１・第２の入出力部および共通入出力部を備え、共通入出力部が第１のポートに接続されたスイッチ回路と、該スイッチ回路の前記第１の入出力部と第２のポートとの間に、第１の周波数帯の信号を通過する第１のフィルタが設けられ、前記スイッチ回路の第２の入出力部と前記第２のポートとの間に、第２の周波数帯の信号を通過する第２のフィルタが設けられたフィルタモジュールにおいて、
前記スイッチ回路が第１の入出力部を選択している状態で第１のポートから見た、第２の周波数帯でのインピーダンスがほぼショート状態であることを特徴とするフィルタモジュール。
前記第１・第２のフィルタは平衡信号と不平衡信号との変換機能を備え、前記第２のポートは平衡型の端子であり、前記第１・第２のフィルタは第２のポートとの間で平衡型で信号を入出力するものである請求項１に記載のフィルタモジュール。
前記スイッチ回路は、複数の誘電体層を積層してなる積層体に一体化して成り、前記第１・第２のフィルタは、前記積層体上に搭載した弾性表面波フィルタまたは厚み縦振動圧電フィルタである、請求項１または２に記載のフィルタモジュール。
前記スイッチ回路が第１の入出力部を選択している状態で第１のポート（Ｐ１）から見た、第２の周波数帯でのインピーダンスをショート付近に近づける位相調整回路を前記スイッチ回路の前記第１の入出力部と前記第１のフィルタとの間に設けた請求項１〜３のうちいずれか１項に記載のフィルタモジュール。
前記位相調整回路は、伝送線路、キャパシタ、またはインダクタのうちいずれか１つを含んでなる請求項４項に記載のフィルタモジュール。
前記スイッチ回路はキャパシタおよびインダクタを含み、前記位相調整回路は伝送線路からなり、前記積層体を前記誘電体層の積層方向から平面透視したとき、前記位相調整回路の伝送線路は前記スイッチ回路の前記キャパシタまたは前記インダクタを形成する層とは別の層に配置されている請求項４に記載のフィルタモジュール。
請求項１〜６のうちいずれか１項に記載のフィルタモジュールを高周波回路部に備えた通信装置。