JP2001069031A - 無線端末 - Google Patents
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
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- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 誘電体共振器を用いたフィルタを使用するア
ンテナ共用器を有する無線端末は、小形化が困難であ
る。 【解決手段】 アンテナ共用器の送信系あるいは受信系
フィルタに帯域切替え形SAW共振器フィルタを設け、ス
イッチングにより帯域を切替える。広い帯域をSAW共振
器フィルタでカバーするとともに、SAW共振器フィルタ
を用いることにより無線端末が小型化できる。
ンテナ共用器を有する無線端末は、小形化が困難であ
る。 【解決手段】 アンテナ共用器の送信系あるいは受信系
フィルタに帯域切替え形SAW共振器フィルタを設け、ス
イッチングにより帯域を切替える。広い帯域をSAW共振
器フィルタでカバーするとともに、SAW共振器フィルタ
を用いることにより無線端末が小型化できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、単一アンテナで送
受信を行う際に好適な弾性表面波（以下SAWと称す：Sur
face Acoustic Wave）共振器フィルタを用いた携帯電
話等の無線端末に関する。
受信を行う際に好適な弾性表面波（以下SAWと称す：Sur
face Acoustic Wave）共振器フィルタを用いた携帯電
話等の無線端末に関する。
【０００２】
【従来の技術】図２に移動無線端末のブロック図であ
る。アンテナ共用器(Antenna duplexer)４は、図１に示
すように送信系フィルタ２と受信系フィルタ３をアンテ
ナ用端子１を共通端子として並列接続して構成される。
アンテナ共用器は、図２の送信機（ここでは、変調器(M
od.)から大電力増幅器(HPA)７までを指す）からの送信
帯域の非常に大きな送信電力（通常0.2〜1W）とアンテ
ナから入射する受信帯域の微弱な受信電力（通常送信電
力の-100〜-150ｄB程度）を分離し、前者をアンテナ
へ、後者を受信機（ここでは、低雑音増幅器(LNA)８以
降復調器(Demod.)までを指す）へ送る。
る。アンテナ共用器(Antenna duplexer)４は、図１に示
すように送信系フィルタ２と受信系フィルタ３をアンテ
ナ用端子１を共通端子として並列接続して構成される。
アンテナ共用器は、図２の送信機（ここでは、変調器(M
od.)から大電力増幅器(HPA)７までを指す）からの送信
帯域の非常に大きな送信電力（通常0.2〜1W）とアンテ
ナから入射する受信帯域の微弱な受信電力（通常送信電
力の-100〜-150ｄB程度）を分離し、前者をアンテナ
へ、後者を受信機（ここでは、低雑音増幅器(LNA)８以
降復調器(Demod.)までを指す）へ送る。
【０００３】このようなアンテナ共用器は、例えば「19
98年アジア．パシフィック．マイクロウェ―ヴ．コンフ
ァランス．プロシ―デイング． 第1445頁〜第1452頁
（“Howdielectric filter technologies respond to r
equirements of future communication systems,1998 A
sia-Pacific Microwave Conference Proceedings, PP.1
445-1452）」に記載されている。この文献では、同軸形
の誘電体共振器を多数縦続接続するフィルタを開示して
いる。
98年アジア．パシフィック．マイクロウェ―ヴ．コンフ
ァランス．プロシ―デイング． 第1445頁〜第1452頁
（“Howdielectric filter technologies respond to r
equirements of future communication systems,1998 A
sia-Pacific Microwave Conference Proceedings, PP.1
445-1452）」に記載されている。この文献では、同軸形
の誘電体共振器を多数縦続接続するフィルタを開示して
いる。
【０００４】なお、本発明と構成上類似しているものと
して、特開平7-99463号公報がある。該公報には、SAWフ
ィルタの入力または出力に可変容量を設けて送受信回路
との間のマッチングを図る発明が記載されており、通過
帯域を一定のままに特性改善する発明が記載されてい
る。
して、特開平7-99463号公報がある。該公報には、SAWフ
ィルタの入力または出力に可変容量を設けて送受信回路
との間のマッチングを図る発明が記載されており、通過
帯域を一定のままに特性改善する発明が記載されてい
る。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】CDMA方式は送信と受信
が常に同時に行われる。このため、アンテナ共用器の受
信系フィルタは送信電力を十分抑圧し、送信電力の受信
機側への回り込みを非常に小さくしなければならない。
すなわち、受信系フィルタは送信帯域で大きい減衰量を
もつ必要がある。また、HPAから発生する受信帯域の雑
音は、アンテナからの微弱な受信電力に重畳し、受信機
へ入射するため、受信機の感度特性を劣化させる。した
がって、アンテナ共用器の送信系フィルタは、HPAから
の受信帯域の雑音を十分抑圧しなければならない。すな
わち、送信系フィルタは受信帯域で大きい減衰量をもつ
必要がある。
が常に同時に行われる。このため、アンテナ共用器の受
信系フィルタは送信電力を十分抑圧し、送信電力の受信
機側への回り込みを非常に小さくしなければならない。
すなわち、受信系フィルタは送信帯域で大きい減衰量を
もつ必要がある。また、HPAから発生する受信帯域の雑
音は、アンテナからの微弱な受信電力に重畳し、受信機
へ入射するため、受信機の感度特性を劣化させる。した
がって、アンテナ共用器の送信系フィルタは、HPAから
の受信帯域の雑音を十分抑圧しなければならない。すな
わち、送信系フィルタは受信帯域で大きい減衰量をもつ
必要がある。
【０００６】また、一般に、送信帯域および受信帯域の
各帯域幅が広いほど、また、送信帯域と受信帯域の間隔
（ガードバンド）が狭いほど、フィルタを構成すること
が困難になる。しかし、CDMAを用いた携帯電話では、送
信帯域および受信帯域の各帯域幅を広く、また、送信帯
域と受信帯域の間隔（ガードバンド）を狭くしたい。
各帯域幅が広いほど、また、送信帯域と受信帯域の間隔
（ガードバンド）が狭いほど、フィルタを構成すること
が困難になる。しかし、CDMAを用いた携帯電話では、送
信帯域および受信帯域の各帯域幅を広く、また、送信帯
域と受信帯域の間隔（ガードバンド）を狭くしたい。
【０００７】図３は、日本のCDMA携帯電話であるJ-CDMA
（Japan CDMA）の周波数配置((a)図))と米国でCDMA携帯
電話がサービスされているPCS(Personal Communication
System) の周波数配置((b)図))である。J-CDMAでは、
ガードバンドが17MHｚであり、送受信の各帯域幅は14MH
zの空き周波数帯域も含め各々38MHzである。米国の800M
Hｚ帯携帯電話AMPS(Advanced Mobile Phone Service)の
周波数配置は、送信帯域が824〜849MHz、受信帯域が869
〜894MHzの各々25MHｚで、ガードバンドが20MHzであ
る。
（Japan CDMA）の周波数配置((a)図))と米国でCDMA携帯
電話がサービスされているPCS(Personal Communication
System) の周波数配置((b)図))である。J-CDMAでは、
ガードバンドが17MHｚであり、送受信の各帯域幅は14MH
zの空き周波数帯域も含め各々38MHzである。米国の800M
Hｚ帯携帯電話AMPS(Advanced Mobile Phone Service)の
周波数配置は、送信帯域が824〜849MHz、受信帯域が869
〜894MHzの各々25MHｚで、ガードバンドが20MHzであ
る。
【０００８】PCSは1.9GHz帯であり、送受信の各帯域幅
は60MHz、ガードバンドは20MHzである。
は60MHz、ガードバンドは20MHzである。
【０００９】従来のフィルタでは、誘電体共振器の段数
を増加して、これらの周波数帯域に適合させている。し
かし、段数の増加は、アンテナ共用器自体の容積を大き
くかつ重いデバイスとしてしまう。
を増加して、これらの周波数帯域に適合させている。し
かし、段数の増加は、アンテナ共用器自体の容積を大き
くかつ重いデバイスとしてしまう。
【００１０】本発明は、小型でかつ軽量なアンテナ共用
器を有する無線端末を提供する。
器を有する無線端末を提供する。
【００１１】
【課題を解決するための手段】アンテナ共用器の送信系
あるいは受信系フィルタの少なくとも一方に弾性表面波
(SAW)共振器フィルタを用いる。
あるいは受信系フィルタの少なくとも一方に弾性表面波
(SAW)共振器フィルタを用いる。
【００１２】SAW共振器フィルタは、SAW共振器と付加容
量または付加インダクタンスの組み合わせで構成し、こ
れらの容量またはインダクタンスの値を変えるスイッチ
ング素子をさらに備える。
量または付加インダクタンスの組み合わせで構成し、こ
れらの容量またはインダクタンスの値を変えるスイッチ
ング素子をさらに備える。
【００１３】従来、SAW共振器は通過帯域が狭く、かつ
低損失であるため、そのままの特性を利用することが行
われてきた。しかし、本発明者らは、SAW共振器に付加
容量又は付加インダクタンスを付加し、その値をスイッ
チング素子より変えることで、通過帯域の周波数あるい
は減衰帯域の周波数を変化させることができることを見
出した。
低損失であるため、そのままの特性を利用することが行
われてきた。しかし、本発明者らは、SAW共振器に付加
容量又は付加インダクタンスを付加し、その値をスイッ
チング素子より変えることで、通過帯域の周波数あるい
は減衰帯域の周波数を変化させることができることを見
出した。
【００１４】一般に、SAWフィルタやSAW共振器は半導体
ICと同様のチップで実現され、容積、重量は共に極めて
小さい。したがって、上記の帯域切替え形SAW共振器フ
ィルタは、付加容量または付加インダクタンスさらにス
イッチング素子等を含めても十分小形化が可能である。
ICと同様のチップで実現され、容積、重量は共に極めて
小さい。したがって、上記の帯域切替え形SAW共振器フ
ィルタは、付加容量または付加インダクタンスさらにス
イッチング素子等を含めても十分小形化が可能である。
【００１５】さらに、従来の同軸形の誘電体共振器を多
数縦続接続したフィルタや、「1998アイ．イー．イー．
イー． ウルトラソニックス シンポジュウム プロシ
ーデイング、第13頁〜第16頁（“SAW antenna duplexer
module using SAW-resonator-coupled filter for PCN
systems, 1998 IEEE Ultrasonics Symposium Proceedi
ngs, PP.13-16）」に記載のSAWフィルタを初段フィルタ
として、帯域切替え形SAW共振器フィルタに縦続接続し
た場合には、従来技術に対してさらに小型にできること
がわかった。例えば、初段フィルタを従来の誘電体共振
器フィルタとし、帯域切替え形SAW共振器フィルタとの
縦続接続で構成した場合は、従来技術に対して容積比で
１／２以下、初段フィルタを上記SAWフィルタとし、帯
域切替え形SAW共振器フィルタとの縦続接続で構成した
場合は、容積比数分の１を実現できることが分った。
数縦続接続したフィルタや、「1998アイ．イー．イー．
イー． ウルトラソニックス シンポジュウム プロシ
ーデイング、第13頁〜第16頁（“SAW antenna duplexer
module using SAW-resonator-coupled filter for PCN
systems, 1998 IEEE Ultrasonics Symposium Proceedi
ngs, PP.13-16）」に記載のSAWフィルタを初段フィルタ
として、帯域切替え形SAW共振器フィルタに縦続接続し
た場合には、従来技術に対してさらに小型にできること
がわかった。例えば、初段フィルタを従来の誘電体共振
器フィルタとし、帯域切替え形SAW共振器フィルタとの
縦続接続で構成した場合は、従来技術に対して容積比で
１／２以下、初段フィルタを上記SAWフィルタとし、帯
域切替え形SAW共振器フィルタとの縦続接続で構成した
場合は、容積比数分の１を実現できることが分った。
【００１６】
【発明の実施の形態】（実施例１）図４は本発明の基本
的な実施例の一例を示す。図４は図３(a)に示すJ-CDMA
の周波数配置を例に取った場合のアンテナ共用器であ
る。受信帯域(ｆＲ)は14MHzの空き周波数をはさみ14MHz
のLow band(ｆR (Ｌ)＝832〜846MHz）と10MHzのHighban
d(ｆR (H)＝860〜870MHz）で与えられ、送信帯域(ｆＴ)
は同じく14MHzの空き周波数をはさみ14MHzのLow band
(ｆＴ(Ｌ)＝887〜901MHz）と10MHzのHigh Band（ｆT(H)
＝915〜925MHz）で与えられる。ｆＲとｆＴの間隔、す
なわちガードバンドは870〜887MHzの17MHzである。
的な実施例の一例を示す。図４は図３(a)に示すJ-CDMA
の周波数配置を例に取った場合のアンテナ共用器であ
る。受信帯域(ｆＲ)は14MHzの空き周波数をはさみ14MHz
のLow band(ｆR (Ｌ)＝832〜846MHz）と10MHzのHighban
d(ｆR (H)＝860〜870MHz）で与えられ、送信帯域(ｆＴ)
は同じく14MHzの空き周波数をはさみ14MHzのLow band
(ｆＴ(Ｌ)＝887〜901MHz）と10MHzのHigh Band（ｆT(H)
＝915〜925MHz）で与えられる。ｆＲとｆＴの間隔、す
なわちガードバンドは870〜887MHzの17MHzである。
【００１７】図５はアンテナ共用器に要求される周波数
特性を示す。送信系フィルタの特性はTX→Ant.で示され
る。送信系フィルタの特性とは、送信機用端子６とアン
テナ用端子１間の周波数特性である。この特性には、
0.2〜1Wの大きな送信電力を減衰させないために1〜2.5d
B程度の低損失特性が、また、HPAで発生する受信帯域
の雑音を低減するため、同帯域では30〜45dB程度の大き
い減衰量が要求される。受信フィルタの特性はAnt.→RX
で示される。受信フィルタの特性はアンテナ用端子１と
受信機用端子５間の周波数特性である。この特性には、
送信電力より−100〜−150ｄB小さい微弱な受信電力
をなるべく減衰させないために、2.5〜4dB程度の低損失
特性が、また、送信電力が受信機へ回り込むのを防ぐ
ため送信帯域では45〜60dB程度の大きな減衰量が要求さ
れる。
特性を示す。送信系フィルタの特性はTX→Ant.で示され
る。送信系フィルタの特性とは、送信機用端子６とアン
テナ用端子１間の周波数特性である。この特性には、
0.2〜1Wの大きな送信電力を減衰させないために1〜2.5d
B程度の低損失特性が、また、HPAで発生する受信帯域
の雑音を低減するため、同帯域では30〜45dB程度の大き
い減衰量が要求される。受信フィルタの特性はAnt.→RX
で示される。受信フィルタの特性はアンテナ用端子１と
受信機用端子５間の周波数特性である。この特性には、
送信電力より−100〜−150ｄB小さい微弱な受信電力
をなるべく減衰させないために、2.5〜4dB程度の低損失
特性が、また、送信電力が受信機へ回り込むのを防ぐ
ため送信帯域では45〜60dB程度の大きな減衰量が要求さ
れる。
【００１８】図４の本発明のアンテナ共用器は、送受信
系フィルタ共に初段フィルタと帯域切替えSAW共振器フ
ィルタとで構成した例である。スイッチング素子１３
は、ピンダイオード、GaAsスイッチ等の非線形素子のた
め送信電力により歪みを発生する。歪みは、受信機の感
度劣化を引き起こす。そのため、初段フィルタがその歪
みを補正するために設けられる。送信系および受信系の
初段フィルタ（図のRX-top filter１１ と TX-top filt
er１２）は、アンテナ用端子１を共通端子として並列接
続する。これらのフィルタは、従来の誘電体共振器フィ
ルタでもSAWフィルタでも良い。これらのフィルタに要
求される基本性能のひとつは、共通端子から見た各々の
フィルタのインピーダンスが、互いの帯域、すなわち送
信初段フィルタ１２は受信帯域で、受信初段フィルタ１
１は送信帯域で十分大きな値を持つことである。これに
より、図４に示すようにアンテナ用端子１を共通端子と
して送受信系初段フィルタの並列接続が可能となる。
系フィルタ共に初段フィルタと帯域切替えSAW共振器フ
ィルタとで構成した例である。スイッチング素子１３
は、ピンダイオード、GaAsスイッチ等の非線形素子のた
め送信電力により歪みを発生する。歪みは、受信機の感
度劣化を引き起こす。そのため、初段フィルタがその歪
みを補正するために設けられる。送信系および受信系の
初段フィルタ（図のRX-top filter１１ と TX-top filt
er１２）は、アンテナ用端子１を共通端子として並列接
続する。これらのフィルタは、従来の誘電体共振器フィ
ルタでもSAWフィルタでも良い。これらのフィルタに要
求される基本性能のひとつは、共通端子から見た各々の
フィルタのインピーダンスが、互いの帯域、すなわち送
信初段フィルタ１２は受信帯域で、受信初段フィルタ１
１は送信帯域で十分大きな値を持つことである。これに
より、図４に示すようにアンテナ用端子１を共通端子と
して送受信系初段フィルタの並列接続が可能となる。
【００１９】図６は初段フィルタに要求される周波数特
性の一例を示す。送信初段フィルタ１２は送信帯域の全
帯域、受信初段フィルタ１１は受信帯域の全帯域をカバ
ーし、かつ前者に対しては受信帯域で、後者に対しては
送信帯域である程度の減衰量が確保されていなければな
らない。これらの各減衰量は、送信電力とシステムで規
定されるスプリアス感度仕様等によって決まる。
性の一例を示す。送信初段フィルタ１２は送信帯域の全
帯域、受信初段フィルタ１１は受信帯域の全帯域をカバ
ーし、かつ前者に対しては受信帯域で、後者に対しては
送信帯域である程度の減衰量が確保されていなければな
らない。これらの各減衰量は、送信電力とシステムで規
定されるスプリアス感度仕様等によって決まる。
【００２０】図4の受信初段フィルタ１１の送信帯域で
の減衰量は次のとおり決定される。送信周波数(ｆＴ)と
受信周波数(ｆＲ)との差をΔｆ＝ｆＴ−ｆＲとする。ま
た、アンテナからはｆSP＝ｆＴ＋Δｆのスプリアス信号
(妨害波)が入射しているとする。受信初段フィルタ１１
である程度減衰した送信機からの送信電力とアンテナか
らのスプリアス信号はSAW共振器フィルタに入射する。
ここで、スイッチング素子１３の３次の非線形歪みによ
り、送信周波数の２倍からスプリアス信号周波数を引い
た周波数の信号、すなわち２ｆＴ−ｆSPの信号が発生す
る。２ｆＴ−ｆSP＝２ｆＴ−(ｆＴ＋Δｆ)＝ｆＴ−Δｆ
＝ｆＲの関係より、この信号は受信信号と周波数が一致
する疑似的な受信信号のため、受信機の感度劣化の原因
となる（スプリアス感度の劣化）。基礎実験とシミュレ
ーションにより種々の検討を行った結果、現在のCDMA方
式による移動通信のスプリアス感度仕様は、図６に示す
ように、受信初段フィルタが送信帯域で20〜25dB程度の
減衰量を実現できれば十分満足されることが分った。
の減衰量は次のとおり決定される。送信周波数(ｆＴ)と
受信周波数(ｆＲ)との差をΔｆ＝ｆＴ−ｆＲとする。ま
た、アンテナからはｆSP＝ｆＴ＋Δｆのスプリアス信号
(妨害波)が入射しているとする。受信初段フィルタ１１
である程度減衰した送信機からの送信電力とアンテナか
らのスプリアス信号はSAW共振器フィルタに入射する。
ここで、スイッチング素子１３の３次の非線形歪みによ
り、送信周波数の２倍からスプリアス信号周波数を引い
た周波数の信号、すなわち２ｆＴ−ｆSPの信号が発生す
る。２ｆＴ−ｆSP＝２ｆＴ−(ｆＴ＋Δｆ)＝ｆＴ−Δｆ
＝ｆＲの関係より、この信号は受信信号と周波数が一致
する疑似的な受信信号のため、受信機の感度劣化の原因
となる（スプリアス感度の劣化）。基礎実験とシミュレ
ーションにより種々の検討を行った結果、現在のCDMA方
式による移動通信のスプリアス感度仕様は、図６に示す
ように、受信初段フィルタが送信帯域で20〜25dB程度の
減衰量を実現できれば十分満足されることが分った。
【００２１】送信初段フィルタ１２の受信帯域での減衰
量は、次の通り決まる。ｆＴ、ｆＲ、ｆSPおよびΔｆは
上記定義と同一とする。送信機からの送信電力は送信系
のSAW共振器フィルタに入射する。また、アンテナから
はｆSP＝ｆＴ＋Δｆのスプリアス信号(妨害波)が入射し
ているとする。スイッチング素子の３次の非線形歪みに
より、同様にして２ｆＴ−ｆSP＝ｆＲの周波数、すなわ
ち受信帯域の疑似的な受信信号が発生する。この疑似受
信信号は、再び送信初段フィルタを通って受信系に回り
込むため、同様に受信機の感度劣化となる。したがっ
て、送信初段フィルタは疑似受信信号を抑圧する必要が
あり、これが送信初段フィルタの受信帯域での減衰量を
規定する。基礎実験とシミュレーションにより種々の検
討を行った結果、図６に示すように10〜15dBの値が実現
できれば、十分仕様を満足されることが分った。
量は、次の通り決まる。ｆＴ、ｆＲ、ｆSPおよびΔｆは
上記定義と同一とする。送信機からの送信電力は送信系
のSAW共振器フィルタに入射する。また、アンテナから
はｆSP＝ｆＴ＋Δｆのスプリアス信号(妨害波)が入射し
ているとする。スイッチング素子の３次の非線形歪みに
より、同様にして２ｆＴ−ｆSP＝ｆＲの周波数、すなわ
ち受信帯域の疑似的な受信信号が発生する。この疑似受
信信号は、再び送信初段フィルタを通って受信系に回り
込むため、同様に受信機の感度劣化となる。したがっ
て、送信初段フィルタは疑似受信信号を抑圧する必要が
あり、これが送信初段フィルタの受信帯域での減衰量を
規定する。基礎実験とシミュレーションにより種々の検
討を行った結果、図６に示すように10〜15dBの値が実現
できれば、十分仕様を満足されることが分った。
【００２２】図６の周波数特性は、現在のデジタル方式
の携帯電話で用いられているアンテナ共用器と同等かむ
しろ緩い特性である。図6は図５の周波数特性に比べる
と大幅に緩和されており、従来の誘電体共振器フィルタ
で実現する場合は、図５の周波数特性を実現する場合に
比べて容積的には１／３程度で構成できる。また、従来
のSAWフィルタを初段フィルタに用いた場合はさらに大
幅な小型化が可能である。
の携帯電話で用いられているアンテナ共用器と同等かむ
しろ緩い特性である。図6は図５の周波数特性に比べる
と大幅に緩和されており、従来の誘電体共振器フィルタ
で実現する場合は、図５の周波数特性を実現する場合に
比べて容積的には１／３程度で構成できる。また、従来
のSAWフィルタを初段フィルタに用いた場合はさらに大
幅な小型化が可能である。
【００２３】ここで、図５の周波数特性を従来のSAWフ
ィルタのみで実現する場合について説明する。SAWフィ
ルタに用いられる圧電基板は、アンテナ共用器等の用途
においては、ＬｉＴａＯ3，ＬｉＮｂＯ3等の２〜３種類
のみである。一般に、これらの圧電基板は温度特性が-3
0〜-80ppm／℃あり、この値は上記誘電体共振器フィル
タで用いられるセラミック等の誘電体に比べると数倍大
きな値である。したがって、これらの圧電基板を用いた
アンテナ共用器は、周波数特性に対する要求の緩い米国
800MHz帯携帯電話AMPS用や同様に要求の緩い上記デジタ
ル方式の携帯電話用のみである。図５の周波数特性は、
送受信の各帯域幅が広く、かつガードバンドが狭いた
め、従来のSAWフィルタ技術では不可能である。
ィルタのみで実現する場合について説明する。SAWフィ
ルタに用いられる圧電基板は、アンテナ共用器等の用途
においては、ＬｉＴａＯ3，ＬｉＮｂＯ3等の２〜３種類
のみである。一般に、これらの圧電基板は温度特性が-3
0〜-80ppm／℃あり、この値は上記誘電体共振器フィル
タで用いられるセラミック等の誘電体に比べると数倍大
きな値である。したがって、これらの圧電基板を用いた
アンテナ共用器は、周波数特性に対する要求の緩い米国
800MHz帯携帯電話AMPS用や同様に要求の緩い上記デジタ
ル方式の携帯電話用のみである。図５の周波数特性は、
送受信の各帯域幅が広く、かつガードバンドが狭いた
め、従来のSAWフィルタ技術では不可能である。
【００２４】一方、本実施例は、上記の送受信フィルタ
内のSAW共振器フィルタは、SAW共振器と付加容量あるい
は付加インダクタンス、及び容量あるいはインダクタン
ス値を切替えるスイッチング素子を有する。このスイッ
チング素子は、フィルタの通過帯域あるいは減衰帯域を
切替える。これにより、従来の圧電基板を用いても、図
５で要求される極めて困難な周波数特性も等価的に実現
できるものである。
内のSAW共振器フィルタは、SAW共振器と付加容量あるい
は付加インダクタンス、及び容量あるいはインダクタン
ス値を切替えるスイッチング素子を有する。このスイッ
チング素子は、フィルタの通過帯域あるいは減衰帯域を
切替える。これにより、従来の圧電基板を用いても、図
５で要求される極めて困難な周波数特性も等価的に実現
できるものである。
【００２５】図７の(a)、(b)はSAW共振器の一般的な構
成例を示す。図7(a)図は、多数対の電極指より成るIDT
(Interdigital Transducer)１５で構成されたIDT形の共
振器であり、図7(b)図はIDT１５の両側に同様に多数対
の電極指より成る反射器１６を配置する反射器形の共振
器である。図７の(c)はSAW共振器１７の簡略記号と単純
化した等価回路を示す。C0１８は電極指間の静電容量、
L1１９、C1２０およびｒ２１は共振により生ずる等価イ
ンダクタンス、等価容量および等価抵抗である。図7(c)
図の共振器のインピーダンスをZとすると、その虚部の
周波数特性は図７(d)に示す特性となる。共振周波数(f
r)ではＩｍ(Ｚ)≒０、反共振周波数(fa)ではＩｍ(Ｚ)≒
∞となる。frとfaの間隔は用いる基板の圧電効果（電気
機械結合定数ｋ2）に依存し、通常相対値（fa- fr）／f
aで数％である。このことは、数％程度の周波数間隔で
共振器のインピーダンスがほぼ０から∞まで変化するこ
とを意味している。SAW共振器フィルタは、SAW共振器の
この様な性質を利用し、極めて急峻な周波数特性を実現
するものである。
成例を示す。図7(a)図は、多数対の電極指より成るIDT
(Interdigital Transducer)１５で構成されたIDT形の共
振器であり、図7(b)図はIDT１５の両側に同様に多数対
の電極指より成る反射器１６を配置する反射器形の共振
器である。図７の(c)はSAW共振器１７の簡略記号と単純
化した等価回路を示す。C0１８は電極指間の静電容量、
L1１９、C1２０およびｒ２１は共振により生ずる等価イ
ンダクタンス、等価容量および等価抵抗である。図7(c)
図の共振器のインピーダンスをZとすると、その虚部の
周波数特性は図７(d)に示す特性となる。共振周波数(f
r)ではＩｍ(Ｚ)≒０、反共振周波数(fa)ではＩｍ(Ｚ)≒
∞となる。frとfaの間隔は用いる基板の圧電効果（電気
機械結合定数ｋ2）に依存し、通常相対値（fa- fr）／f
aで数％である。このことは、数％程度の周波数間隔で
共振器のインピーダンスがほぼ０から∞まで変化するこ
とを意味している。SAW共振器フィルタは、SAW共振器の
この様な性質を利用し、極めて急峻な周波数特性を実現
するものである。
【００２６】図８の(a)および図９の(a)はそれぞれ図４
の送受信系の各SAW共振器フィルタ部の例を示す。図８
の(b)および図９の(b)はそれらの周波数特性例を示す。
図８の(a)においてVcont=0とすると、スイッチング素子
１３（図ではピンダイオード）がオフする。そのため、
図8(a)の回路はSAW共振器１７に直列に外部インダクタ
ンスLse２２を付加した素子をパスコンC∞２３を介して
信号線とアースの間の並列腕に導入した回路と等価にな
る。外部インダクタンスLsh２４はスイッチング素子１
３がオフのため、フィルタの特性には影響を与えない。
また、外部インダクタンスL∞２５はコントロール電流
の帰還用で理想的にはインピーダンスは∞である。
の送受信系の各SAW共振器フィルタ部の例を示す。図８
の(b)および図９の(b)はそれらの周波数特性例を示す。
図８の(a)においてVcont=0とすると、スイッチング素子
１３（図ではピンダイオード）がオフする。そのため、
図8(a)の回路はSAW共振器１７に直列に外部インダクタ
ンスLse２２を付加した素子をパスコンC∞２３を介して
信号線とアースの間の並列腕に導入した回路と等価にな
る。外部インダクタンスLsh２４はスイッチング素子１
３がオフのため、フィルタの特性には影響を与えない。
また、外部インダクタンスL∞２５はコントロール電流
の帰還用で理想的にはインピーダンスは∞である。
【００２７】並列腕インピーダンスは、Ｚ（SAW共振器
１７のインピーダンス）とLseの直列インピーダンスＺ
＋jωLseで与えられるため、Ｉｍ(Ｚ＋jωLse)≒０とな
るのは、図７の(d)を参照して、frより若干低い周波数f
r-δrとなる。この周波数が図８の(b)の実線で示すよう
に、Vcont=0条件でのフィルタの減衰極となる。
１７のインピーダンス）とLseの直列インピーダンスＺ
＋jωLseで与えられるため、Ｉｍ(Ｚ＋jωLse)≒０とな
るのは、図７の(d)を参照して、frより若干低い周波数f
r-δrとなる。この周波数が図８の(b)の実線で示すよう
に、Vcont=0条件でのフィルタの減衰極となる。
【００２８】Ｉｍ(Ｚ＋jωLse)≒∞となるのは、図７の
(d)を参照して、Lseとは無関係に周波数faで与えられ
る。したがって、この周波数の近傍が図７の(b)の実線
で示すように、フィルタの通過帯域となる。
(d)を参照して、Lseとは無関係に周波数faで与えられ
る。したがって、この周波数の近傍が図７の(b)の実線
で示すように、フィルタの通過帯域となる。
【００２９】図８の(a)においてVcont＞0とすると、ス
イッチング素子１３がオンする。この場合、信号線とア
ースの間の並列腕インピーダンスは、ＺとLshの並列接
続Ｚ‖Lsh(＝jωLshＺ/(Ｚ＋jωLsh）)で与えられる。
したがって、Ｉｍ(Ｚ‖Lsh)≒０となるのは、図７の(d)
を参照して、Lshとは無関係にfrで与えられる。この周
波数が図８の(b)の破線で示すように、Vcont＞0条件で
のフィルタの減衰極となる。また、Ｉｍ(Ｚ‖Lsh)≒∞
となるのは、図７の(d)を参照して、faより若干高い周
波数fa＋δaとなり、この周波数の近傍が図８の(b)の破
線で示すように、Vcont＞0条件でのフィルタの通過帯域
となる。
イッチング素子１３がオンする。この場合、信号線とア
ースの間の並列腕インピーダンスは、ＺとLshの並列接
続Ｚ‖Lsh(＝jωLshＺ/(Ｚ＋jωLsh）)で与えられる。
したがって、Ｉｍ(Ｚ‖Lsh)≒０となるのは、図７の(d)
を参照して、Lshとは無関係にfrで与えられる。この周
波数が図８の(b)の破線で示すように、Vcont＞0条件で
のフィルタの減衰極となる。また、Ｉｍ(Ｚ‖Lsh)≒∞
となるのは、図７の(d)を参照して、faより若干高い周
波数fa＋δaとなり、この周波数の近傍が図８の(b)の破
線で示すように、Vcont＞0条件でのフィルタの通過帯域
となる。
【００３０】図８の(b)は、Vcontの制御により、通過帯
域と減衰帯域を対にして帯域切替えが可能なことを示し
ている。一般に、SAW共振器フィルタでは図８の(b)に示
すように、減衰帯域は減衰極のある急峻な周波数特性、
通過帯域は比較的広帯域な緩やかな周波数特性となる特
徴がある。図８の(b)の周波数特性を基本に図８の(a)の
SAW共振器１７、Lse２２、Lsh２４等を最適化し、周波
数関係を合せ、必要な減衰量を確保し実現したSAW共振
器フィルタの周波数特性例を図１０の(a)に示す。図よ
り、Vcont=0とVcont＞0に対応し、送受信帯域(ｆＴ,ｆ
Ｒ)のLow band(ｆＴ(Ｌ),ｆＲ(Ｌ))とHigh band(ｆＴ
(H),ｆＲ(H))を対にし、それぞれLow bandとHigh band
内に通過帯域、減衰帯域を有する周波数特性が実現され
ていることが分かる。
域と減衰帯域を対にして帯域切替えが可能なことを示し
ている。一般に、SAW共振器フィルタでは図８の(b)に示
すように、減衰帯域は減衰極のある急峻な周波数特性、
通過帯域は比較的広帯域な緩やかな周波数特性となる特
徴がある。図８の(b)の周波数特性を基本に図８の(a)の
SAW共振器１７、Lse２２、Lsh２４等を最適化し、周波
数関係を合せ、必要な減衰量を確保し実現したSAW共振
器フィルタの周波数特性例を図１０の(a)に示す。図よ
り、Vcont=0とVcont＞0に対応し、送受信帯域(ｆＴ,ｆ
Ｒ)のLow band(ｆＴ(Ｌ),ｆＲ(Ｌ))とHigh band(ｆＴ
(H),ｆＲ(H))を対にし、それぞれLow bandとHigh band
内に通過帯域、減衰帯域を有する周波数特性が実現され
ていることが分かる。
【００３１】次に図９を用いて受信系のSAW共振器フィ
ルタを説明する。図９の(a)でVcont=0の場合、スイッチ
ング素子１３はオフする。したがって、SAW共振器１７
に直列に外部インダクタンスLse２２を付加した素子を
パスコンC∞２３を介して信号線の直列腕に導入した回
路と等価になる。直列腕インピーダンスは、ＺとLseの
直列接続インピーダンスＺ＋jωLseとなり、その虚部が
ゼロ、すなわちＩｍ（Ｚ＋jωLse）≒０となる周波数fr
−δrの近傍が図８の(b)の実線で示すように、Vcont=0
条件でのフィルタの通過帯域となる。逆に、Ｉｍ（Ｚ＋
jωLse）≒∞となる周波数、すなわちfaがフィルタの減
衰極となる。
ルタを説明する。図９の(a)でVcont=0の場合、スイッチ
ング素子１３はオフする。したがって、SAW共振器１７
に直列に外部インダクタンスLse２２を付加した素子を
パスコンC∞２３を介して信号線の直列腕に導入した回
路と等価になる。直列腕インピーダンスは、ＺとLseの
直列接続インピーダンスＺ＋jωLseとなり、その虚部が
ゼロ、すなわちＩｍ（Ｚ＋jωLse）≒０となる周波数fr
−δrの近傍が図８の(b)の実線で示すように、Vcont=0
条件でのフィルタの通過帯域となる。逆に、Ｉｍ（Ｚ＋
jωLse）≒∞となる周波数、すなわちfaがフィルタの減
衰極となる。
【００３２】Vcont＞0の場合は、スイッチング素子１３
はオンする。この場合直列腕インピーダンスはＺとLsh
の並列接続インピーダンスＺ‖Lshとなり、その虚部が
ゼロ、すなわちＩｍ（Ｚ‖Lsh）≒０となる周波数frの
近傍が図９の(b)の破線で示すように、Vcont＞0条件で
のフィルタの通過帯域となる。逆に、Ｉｍ（Ｚ‖Lsh）
≒∞となる周波数、すなわちfa＋δaがフィルタの減衰
極となる。
はオンする。この場合直列腕インピーダンスはＺとLsh
の並列接続インピーダンスＺ‖Lshとなり、その虚部が
ゼロ、すなわちＩｍ（Ｚ‖Lsh）≒０となる周波数frの
近傍が図９の(b)の破線で示すように、Vcont＞0条件で
のフィルタの通過帯域となる。逆に、Ｉｍ（Ｚ‖Lsh）
≒∞となる周波数、すなわちfa＋δaがフィルタの減衰
極となる。
【００３３】以上の関係は、図８の(b)と相対の関係に
あり、図８の(b)の減衰極の近傍が図９の(b)では通過帯
域、逆に図９の(b)の減衰極の近傍が図８の(b)では通過
帯域に対応する。これらの事実は、図８の(a)の回路構
成と図９の(a)の回路構成がほぼ互いに相対の関係にあ
ることからも容易に理解できることである。
あり、図８の(b)の減衰極の近傍が図９の(b)では通過帯
域、逆に図９の(b)の減衰極の近傍が図８の(b)では通過
帯域に対応する。これらの事実は、図８の(a)の回路構
成と図９の(a)の回路構成がほぼ互いに相対の関係にあ
ることからも容易に理解できることである。
【００３４】図９の(b)の周波数特性を基本に図９の(a)
のSAW共振器１７、Lse２２、Lsh２４等を最適化し、周
波数関係を合せ、必要な減衰量を確保し実現したSAW共
振器フィルタの周波数特性例を図１０の(b)に示す。図
より、Vcont=0、Vcont＞0に対応し、送受信帯域(ｆＴ、
ｆＲ)のLow band(ｆＴ(Ｌ),ｆＲ(Ｌ))とHigh band(ｆＴ
(H),ｆＲ(H))を対にし、Low bandとHigh band内にそれ
ぞれ通過帯域、減衰帯域を有する周波数特性が実現され
ていることが分かる。
のSAW共振器１７、Lse２２、Lsh２４等を最適化し、周
波数関係を合せ、必要な減衰量を確保し実現したSAW共
振器フィルタの周波数特性例を図１０の(b)に示す。図
より、Vcont=0、Vcont＞0に対応し、送受信帯域(ｆＴ、
ｆＲ)のLow band(ｆＴ(Ｌ),ｆＲ(Ｌ))とHigh band(ｆＴ
(H),ｆＲ(H))を対にし、Low bandとHigh band内にそれ
ぞれ通過帯域、減衰帯域を有する周波数特性が実現され
ていることが分かる。
【００３５】又、図８(a)、図９(a)では、スイッチング
素子により付加インダクタンスそのものを切替えたが、
例えば、インダクタンスを複数に分割し、スイッチング
によりその内の一部を切替えることで、全体としてイン
ダクタンス値を制御することも可能である。この場合、
周波数特性的にもより細かい制御が実現できる。
素子により付加インダクタンスそのものを切替えたが、
例えば、インダクタンスを複数に分割し、スイッチング
によりその内の一部を切替えることで、全体としてイン
ダクタンス値を制御することも可能である。この場合、
周波数特性的にもより細かい制御が実現できる。
【００３６】送受信系フィルタの総合特性に関して説明
する。初段フィルタとSAW共振器フィルタを図４に示す
ように接続した場合の送受信機用の各端子とアンテナ用
端子間の周波数特性を図１１の(a)、(b)に示す。(a)図
は、Vcont(1)= Vcont(2)=0の場合であり、送受信帯域の
各々Low bandが通過帯域または減衰帯域に対応する。
(b)図は、Vcont(1)＞0、Vcont(2)＞0の場合であり、送
受信帯域の各々High bandが通過帯域または減衰帯域に
対応する。図１１の周波数特性は、通過帯域の損失ある
いは減衰帯域の減衰量等の点において、図５のアンテナ
共用器に要求される周波数特性と同等である。すなわ
ち、本アンテナ共用器を用いた無線端末は、システム的
な面で図５の特性のアンテナ共用器を用いた端末と同等
の性能を保証できるものである。
する。初段フィルタとSAW共振器フィルタを図４に示す
ように接続した場合の送受信機用の各端子とアンテナ用
端子間の周波数特性を図１１の(a)、(b)に示す。(a)図
は、Vcont(1)= Vcont(2)=0の場合であり、送受信帯域の
各々Low bandが通過帯域または減衰帯域に対応する。
(b)図は、Vcont(1)＞0、Vcont(2)＞0の場合であり、送
受信帯域の各々High bandが通過帯域または減衰帯域に
対応する。図１１の周波数特性は、通過帯域の損失ある
いは減衰帯域の減衰量等の点において、図５のアンテナ
共用器に要求される周波数特性と同等である。すなわ
ち、本アンテナ共用器を用いた無線端末は、システム的
な面で図５の特性のアンテナ共用器を用いた端末と同等
の性能を保証できるものである。
【００３７】ここで、Low bandとHigh bandの切替えに
関して説明する。一般に図２に示す携帯電話等の無線端
末では、電源の投入と同時に特定の周波数で基地局から
送られてくるコントロールチャネルを復調し、呼び出し
等の自端末に関係する情報の有無をモニターしている。
着呼または発呼により基地局との間で通話チャネルが接
続する場合、基地局は回線状況を基に送受信帯域内の任
意の周波数を端末に指定することができる。この周波数
指定情報は、端末のベースバンド／ロジック回路１０に
より、図２に示すようにシンセサイザ９の制御信号とな
り、ローカル信号を所定の周波数に設定する。ベースバ
ンド／ロジック回路では周波数情報が全て把握されてお
り、通話チャネルがLow bandにある時はVcont=0、High
bandにある時はVcont＞0の切替え用のコントロール電圧
を発生することは極めて容易である。つまり、通話チャ
ネルの存在する周波数帯域に従ってSAW共振器フィルタ
の付加容量またはインダクタンスの値を変えることは可
能である。したがって、図１１に示した特性の帯域切替
え形アンテナ共用器は、図５に示した特性のアンテナ共
用器と本質的に同等の性能を提供することができる。
関して説明する。一般に図２に示す携帯電話等の無線端
末では、電源の投入と同時に特定の周波数で基地局から
送られてくるコントロールチャネルを復調し、呼び出し
等の自端末に関係する情報の有無をモニターしている。
着呼または発呼により基地局との間で通話チャネルが接
続する場合、基地局は回線状況を基に送受信帯域内の任
意の周波数を端末に指定することができる。この周波数
指定情報は、端末のベースバンド／ロジック回路１０に
より、図２に示すようにシンセサイザ９の制御信号とな
り、ローカル信号を所定の周波数に設定する。ベースバ
ンド／ロジック回路では周波数情報が全て把握されてお
り、通話チャネルがLow bandにある時はVcont=0、High
bandにある時はVcont＞0の切替え用のコントロール電圧
を発生することは極めて容易である。つまり、通話チャ
ネルの存在する周波数帯域に従ってSAW共振器フィルタ
の付加容量またはインダクタンスの値を変えることは可
能である。したがって、図１１に示した特性の帯域切替
え形アンテナ共用器は、図５に示した特性のアンテナ共
用器と本質的に同等の性能を提供することができる。
【００３８】次に、図６、図１０に示す送受信系初段フ
ィルタ、SAW共振器フィルタの各々の周波数特性と図１
１の送受信系フィルタの総合特性の関係に関して説明す
る。一般に、２種類のフィルタを縦続接続すると通過帯
域の損失および減衰量は共に個々のフィルタの損失の和
および減衰量の和で与えられると考えられている。しか
し、各フィルタのインピーダンス特性と全体の周波数特
性の関係を詳細に検討した結果、縦続接続点から各フィ
ルタを見たインピーダンスが、接続後の全体の周波数特
性の特に減衰量に大きな影響を与えることが分かった。
ィルタ、SAW共振器フィルタの各々の周波数特性と図１
１の送受信系フィルタの総合特性の関係に関して説明す
る。一般に、２種類のフィルタを縦続接続すると通過帯
域の損失および減衰量は共に個々のフィルタの損失の和
および減衰量の和で与えられると考えられている。しか
し、各フィルタのインピーダンス特性と全体の周波数特
性の関係を詳細に検討した結果、縦続接続点から各フィ
ルタを見たインピーダンスが、接続後の全体の周波数特
性の特に減衰量に大きな影響を与えることが分かった。
【００３９】図１２の(a)、(b)に一例として図４の送信
系フィルタで、送信初段フィルタとSAW共振器フィルタ
の縦続接続点側から見たインピーダンスを各々スミスチ
ャートで示す。図１２の(a)より、初段フィルタは送信
帯域(ｆＴ)ではほぼ５０Ωであるが、受信帯域(ｆＲ)で
は低インピーダンスであることが分かる。一方、SAW共
振器フィルタは、同様にｆＴではほぼ５０Ωであるが、
ｆＲでの減衰は並列腕インピーダンスの虚部がほぼゼロ
となることで形成されるため、(b)図に実線で示すよう
に、ｆＲで抵抗性の低インピーダンスとなる。ここで、
実際に初段フィルタとSAW共振器フィルタを直接縦続接
続したところ、通過帯域の損失は各フィルタの損失の和
にほぼ等しいが、ｆＲでの減衰量は各減衰量の和より約
５dB程度劣化することが分かった。原因は、ｆＲでは初
段フィルタ、SAW共振器フィルタ共にインピーダンスが
抵抗性に近い低インピーダンスのため、接続点ではイン
ピーダンス整合の条件が成り立ち、逆に減衰量が少なく
なったものと思われる。
系フィルタで、送信初段フィルタとSAW共振器フィルタ
の縦続接続点側から見たインピーダンスを各々スミスチ
ャートで示す。図１２の(a)より、初段フィルタは送信
帯域(ｆＴ)ではほぼ５０Ωであるが、受信帯域(ｆＲ)で
は低インピーダンスであることが分かる。一方、SAW共
振器フィルタは、同様にｆＴではほぼ５０Ωであるが、
ｆＲでの減衰は並列腕インピーダンスの虚部がほぼゼロ
となることで形成されるため、(b)図に実線で示すよう
に、ｆＲで抵抗性の低インピーダンスとなる。ここで、
実際に初段フィルタとSAW共振器フィルタを直接縦続接
続したところ、通過帯域の損失は各フィルタの損失の和
にほぼ等しいが、ｆＲでの減衰量は各減衰量の和より約
５dB程度劣化することが分かった。原因は、ｆＲでは初
段フィルタ、SAW共振器フィルタ共にインピーダンスが
抵抗性に近い低インピーダンスのため、接続点ではイン
ピーダンス整合の条件が成り立ち、逆に減衰量が少なく
なったものと思われる。
【００４０】次に、図４に示すように初段フィルタとSA
W共振器フィルタの間に位相シフト回路すなわち移相器
１４(Phase Shifter)を導入した。すなわち、移相器１
４を介してSAW共振器フィルタを見たインピーダンス
が、図１２の(b)に一点鎖線で示すインピーダンスとな
るようにスミスチャート上で回転させた。図から分るよ
うに、ｆＴではほぼ５０Ωのままであるが、ｆＲでは高
インピーダンスを実現した。この条件で初段フィルタと
SAW共振器フィルタを移相器１４を介して縦続接続した
ところ、通過帯域の損失は各フィルタの損失の和にほぼ
等しいが、ｆＲでの減衰量は各フィルタの減衰量の和よ
り約５dB程度増加することが分かった。原因は、初段フ
ィルタとSAW共振器フィルタの間で、ｆＲにおいて非常
に大きなインピーダンス不整合が発生し、その結果が減
衰量の増加となったものと思われる。
W共振器フィルタの間に位相シフト回路すなわち移相器
１４(Phase Shifter)を導入した。すなわち、移相器１
４を介してSAW共振器フィルタを見たインピーダンス
が、図１２の(b)に一点鎖線で示すインピーダンスとな
るようにスミスチャート上で回転させた。図から分るよ
うに、ｆＴではほぼ５０Ωのままであるが、ｆＲでは高
インピーダンスを実現した。この条件で初段フィルタと
SAW共振器フィルタを移相器１４を介して縦続接続した
ところ、通過帯域の損失は各フィルタの損失の和にほぼ
等しいが、ｆＲでの減衰量は各フィルタの減衰量の和よ
り約５dB程度増加することが分かった。原因は、初段フ
ィルタとSAW共振器フィルタの間で、ｆＲにおいて非常
に大きなインピーダンス不整合が発生し、その結果が減
衰量の増加となったものと思われる。
【００４１】図１１の周波数特性は、移相器を含む特性
である。移相器の回路形成は、図１２の(c)、(d)に示す
ように容量２６とインダクタンス２７のπ形あるいはT
形回路で十分であることを確認している。また、容量と
インダクタンスにチップコン、チップインダクタ等の集
中定数素子を用いると、これらの移相器は極めて小形に
実現できる。ただし、注意すべき点は、移相器の効果
は、初段フィルタとSAW共振器フィルタのインピーダン
スの相対関係に依存するため、効果の大きい時と小さい
時があり、効果が小さい場合は当然移相器は不要であ
る。
である。移相器の回路形成は、図１２の(c)、(d)に示す
ように容量２６とインダクタンス２７のπ形あるいはT
形回路で十分であることを確認している。また、容量と
インダクタンスにチップコン、チップインダクタ等の集
中定数素子を用いると、これらの移相器は極めて小形に
実現できる。ただし、注意すべき点は、移相器の効果
は、初段フィルタとSAW共振器フィルタのインピーダン
スの相対関係に依存するため、効果の大きい時と小さい
時があり、効果が小さい場合は当然移相器は不要であ
る。
【００４２】なお、本実施例では、送受信系フィルタの
両方にSAW共振器フィルタを導入する例に関して説明し
たが、一方のみに導入しても同様の効果が得られること
は自明である。
両方にSAW共振器フィルタを導入する例に関して説明し
たが、一方のみに導入しても同様の効果が得られること
は自明である。
【００４３】（実施例２）図３の(b)の米国PCSシステム
は、送受信の周波数(ｆＴ,ｆＲ)配置が逆で、ｆＴはｆ
Ｒより低い点で、日本J-CDMAシステムと異なる。また、
ｆＴ、ｆＲは各々Low band、High bandで構成されるの
ではなく、各々60MHzの全帯域がｆＴ、ｆＲとして用い
られている。
は、送受信の周波数(ｆＴ,ｆＲ)配置が逆で、ｆＴはｆ
Ｒより低い点で、日本J-CDMAシステムと異なる。また、
ｆＴ、ｆＲは各々Low band、High bandで構成されるの
ではなく、各々60MHzの全帯域がｆＴ、ｆＲとして用い
られている。
【００４４】本発明に用いるアンテナ共用器を実現する
には、始めに、ｆＴ、ｆＲの各々60MHzを例えば30MHzづ
つ仮想的に分離し、下をLow band(ｆＴ(L)=1850〜1880M
Hz,ｆR(L)=1930〜1960MHz)、上をHigh band(ｆＴ(H)=18
80〜1910MHz,ｆR(H)=1960〜1990MHz)とする。図４の本
発明の構成で、送信機用端子と受信機用端子を互いに交
換することにより、J-CDMAの場合とまったく同様にし
て、小形のアンテナ共用器が実現できる。ただし、Low
bandとHigh bandが連続しているため、一般に各々のSAW
共振器フィルタの減衰帯域幅は、Low bandとHigh band
が一部オーバーラップするように、J-CDMA対応より若干
広く設計する必要がある。しかし、例えば中心周波数に
対する相対帯域幅の最も広い送信帯域のLow bandでも、
相対帯域幅は30MHz／1865MHz=1.6086％であり、J-CDMA
の受信帯域のLow bandの相対帯域幅が14MHz／839MHz=1.
6687％であるのに比べ小さい。したがって、SAW共振器
フィルタ用のSAW共振器の設計には、特に大きな課題は
なく、実施例１と同様に小形のアンテナ共用器が本発明
により実現できるものである。
には、始めに、ｆＴ、ｆＲの各々60MHzを例えば30MHzづ
つ仮想的に分離し、下をLow band(ｆＴ(L)=1850〜1880M
Hz,ｆR(L)=1930〜1960MHz)、上をHigh band(ｆＴ(H)=18
80〜1910MHz,ｆR(H)=1960〜1990MHz)とする。図４の本
発明の構成で、送信機用端子と受信機用端子を互いに交
換することにより、J-CDMAの場合とまったく同様にし
て、小形のアンテナ共用器が実現できる。ただし、Low
bandとHigh bandが連続しているため、一般に各々のSAW
共振器フィルタの減衰帯域幅は、Low bandとHigh band
が一部オーバーラップするように、J-CDMA対応より若干
広く設計する必要がある。しかし、例えば中心周波数に
対する相対帯域幅の最も広い送信帯域のLow bandでも、
相対帯域幅は30MHz／1865MHz=1.6086％であり、J-CDMA
の受信帯域のLow bandの相対帯域幅が14MHz／839MHz=1.
6687％であるのに比べ小さい。したがって、SAW共振器
フィルタ用のSAW共振器の設計には、特に大きな課題は
なく、実施例１と同様に小形のアンテナ共用器が本発明
により実現できるものである。
【００４５】（実施例３）図７の(d)のSAW共振器のイン
ピーダンス特性を参照して、SAW共振器フィルタの構成
例に関して説明する。SAW共振器に外部に直列容量（Cs
e）あるいは直列インダクタンス（Lse）を付加すると、
反共振周波数（fa）は変化しないが、容量を付加した場
合は共振周波数（fr）が高い周波数（fr＋δr）へ、イ
ンダクタンスを付加した場合は低い周波数（fr−δr）
へシフトする。また、SAW共振器に外部に並列容量（Cs
h）あるいは並列インダクタンス（Lsh）を付加すると、
共振周波数（fr）は変化しないが、容量を付加した場合
は反共振周波数（fa）が低い周波数（fa−δa）へ、イ
ンダクタンスを付加した場合は高い周波数（fa＋δa）
へシフトする。
ピーダンス特性を参照して、SAW共振器フィルタの構成
例に関して説明する。SAW共振器に外部に直列容量（Cs
e）あるいは直列インダクタンス（Lse）を付加すると、
反共振周波数（fa）は変化しないが、容量を付加した場
合は共振周波数（fr）が高い周波数（fr＋δr）へ、イ
ンダクタンスを付加した場合は低い周波数（fr−δr）
へシフトする。また、SAW共振器に外部に並列容量（Cs
h）あるいは並列インダクタンス（Lsh）を付加すると、
共振周波数（fr）は変化しないが、容量を付加した場合
は反共振周波数（fa）が低い周波数（fa−δa）へ、イ
ンダクタンスを付加した場合は高い周波数（fa＋δa）
へシフトする。
【００４６】以上の原理にのっとり、インダクタンスを
付加素子として用いたSAW共振器フィルタの回路構成例
が図８、図９である。これらに関しては、（実施例１）
で詳しく説明した。同様に容量を付加素子として用いた
SAW共振器フィルタの回路構成例を図１３、図１４に示
す。図１３の(a)、図１４の(a)に回路、図１３の(b)、
図１４の(b)にフィルタの周波数特性を示す。
付加素子として用いたSAW共振器フィルタの回路構成例
が図８、図９である。これらに関しては、（実施例１）
で詳しく説明した。同様に容量を付加素子として用いた
SAW共振器フィルタの回路構成例を図１３、図１４に示
す。図１３の(a)、図１４の(a)に回路、図１３の(b)、
図１４の(b)にフィルタの周波数特性を示す。
【００４７】図１３の(a)において、Vcont=0条件では、
スイッチング素子１３がオフするため、信号線とアース
間の並列腕にＺとCse２８の直列、すなわちＺ＋1／jωC
seを導入した構成となる。したがって、フィルタの減衰
極は(b)図の実線で示すようにfrより若干高い周波数fr
＋δrに生ずる。また、反共振周波数は変化しないため
フィルタの通過帯域は同様に実線で示すようにfaの近傍
となる。一方、図１３の(a)において、Vcont＞0の条件
では、スイッチング素子１３はオンするため、並列腕に
ＺとCsh２９の並列、すなわちＺ‖Csh=Ｚ/(1＋jωCsh
Ｚ)を導入した構成となる。したがって、共振周波数は
変化しないため、フィルタの減衰極は(b)図の破線で示
すようにfrに生じ、通過帯域はfaより若干低い周波数fa
−δaの近傍となる。
スイッチング素子１３がオフするため、信号線とアース
間の並列腕にＺとCse２８の直列、すなわちＺ＋1／jωC
seを導入した構成となる。したがって、フィルタの減衰
極は(b)図の実線で示すようにfrより若干高い周波数fr
＋δrに生ずる。また、反共振周波数は変化しないため
フィルタの通過帯域は同様に実線で示すようにfaの近傍
となる。一方、図１３の(a)において、Vcont＞0の条件
では、スイッチング素子１３はオンするため、並列腕に
ＺとCsh２９の並列、すなわちＺ‖Csh=Ｚ/(1＋jωCsh
Ｚ)を導入した構成となる。したがって、共振周波数は
変化しないため、フィルタの減衰極は(b)図の破線で示
すようにfrに生じ、通過帯域はfaより若干低い周波数fa
−δaの近傍となる。
【００４８】図１４の(a)において、Vcont=0条件では、
スイッチング素子がオフするため、信号線の直列腕にＺ
＋1／jωCseを導入した構成となる。したがって、反共
振周波数は変化しないため、フィルタの減衰極は(b)図
の実線で示すようにfaで与えられ、フィルタの通過帯域
はfrより若干高い周波数fr＋δrの近傍となる。Vcont＞
0の条件では、スイッチング素子はオンするため、直列
腕にＺ‖Cshを導入した構成となる。したがって、フィ
ルタの減衰極は(b)図の破線で示すようにfaより若干低
いfa−δaで与えられ、通過帯域は共振周波数が変化し
ないためfrの近傍となる。
スイッチング素子がオフするため、信号線の直列腕にＺ
＋1／jωCseを導入した構成となる。したがって、反共
振周波数は変化しないため、フィルタの減衰極は(b)図
の実線で示すようにfaで与えられ、フィルタの通過帯域
はfrより若干高い周波数fr＋δrの近傍となる。Vcont＞
0の条件では、スイッチング素子はオンするため、直列
腕にＺ‖Cshを導入した構成となる。したがって、フィ
ルタの減衰極は(b)図の破線で示すようにfaより若干低
いfa−δaで与えられ、通過帯域は共振周波数が変化し
ないためfrの近傍となる。
【００４９】以上のように、SAW共振器を基本回路素子
として、外部付加素子として容量を用いても（図１３，
１４）、インダクタンスを用いても（図８，９）、帯域
切替え形SAW共振器フィルタが実現できることが分る。
当然のことであるが、容量とインダクタンスを組合せて
も良く、また、SAW共振器も１ヶに限る必要はなく複数
ヶ用いる場合、さらにスイッチング素子も複数ヶ用いて
も本発明の範疇に入ることは自明である。また、インダ
クタンスの場合と同様に、容量を複数に分割し、スイッ
チングによりその内の一部を切替えることで、周波数的
にもより細かい制御が実現できる。
として、外部付加素子として容量を用いても（図１３，
１４）、インダクタンスを用いても（図８，９）、帯域
切替え形SAW共振器フィルタが実現できることが分る。
当然のことであるが、容量とインダクタンスを組合せて
も良く、また、SAW共振器も１ヶに限る必要はなく複数
ヶ用いる場合、さらにスイッチング素子も複数ヶ用いて
も本発明の範疇に入ることは自明である。また、インダ
クタンスの場合と同様に、容量を複数に分割し、スイッ
チングによりその内の一部を切替えることで、周波数的
にもより細かい制御が実現できる。
【００５０】（実施例４）小形アンテナ共用器の具体的
な構成法に関して説明する。図１５に図５のアンテナ共
用器の具体的な構成例の一例を示す。送信系フィルタす
なわち送信初段フィルタとSAW共振器フィルタを共にSAW
で形成する。これら２つのフィルタは、別々のSAWチッ
プの形でも単一のSAWチップの形でも形成することがで
きる。さらに、これらのチップは場合によっては単一パ
ッケージに実装することができる。
な構成法に関して説明する。図１５に図５のアンテナ共
用器の具体的な構成例の一例を示す。送信系フィルタす
なわち送信初段フィルタとSAW共振器フィルタを共にSAW
で形成する。これら２つのフィルタは、別々のSAWチッ
プの形でも単一のSAWチップの形でも形成することがで
きる。さらに、これらのチップは場合によっては単一パ
ッケージに実装することができる。
【００５１】図１６の(a)、(b)に単一チップ３１化ある
いは単一パッケージ３０化の具体的な実装法に関して一
例を示す。(a)図はパッケージの蓋を取った上面図、(b)
図は断面図である。(a)図に示すように、SAWチップの左
半分が初段フィルタ部３２、右半分がSAW共振器フィル
タ用のSAW共振器３３である。初段フィルタとSAW共振器
を別チップで形成し、単一パッケージ３０に実装しても
結果は同じである。(b)図は、ボンデイングワイヤ３４を
用いてSAWチップとパッケージの信号用パッドあるいは
アース用パッド間との接続を取った例である。ここで、
接続には必ずしもワイヤボンデイングを用いる必要はな
く、バンプボンデイング等のさらに小形、薄型化が実現
できる接続法も可能である。同様のことは受信系フィル
タすなわち受信初段フィルタとSAW共振器フィルタに関
しても成り立ち、単一チップ化あるいは単一パッケージ
化が可能である。
いは単一パッケージ３０化の具体的な実装法に関して一
例を示す。(a)図はパッケージの蓋を取った上面図、(b)
図は断面図である。(a)図に示すように、SAWチップの左
半分が初段フィルタ部３２、右半分がSAW共振器フィル
タ用のSAW共振器３３である。初段フィルタとSAW共振器
を別チップで形成し、単一パッケージ３０に実装しても
結果は同じである。(b)図は、ボンデイングワイヤ３４を
用いてSAWチップとパッケージの信号用パッドあるいは
アース用パッド間との接続を取った例である。ここで、
接続には必ずしもワイヤボンデイングを用いる必要はな
く、バンプボンデイング等のさらに小形、薄型化が実現
できる接続法も可能である。同様のことは受信系フィル
タすなわち受信初段フィルタとSAW共振器フィルタに関
しても成り立ち、単一チップ化あるいは単一パッケージ
化が可能である。
【００５２】図１７の(a)、(b)に図１５に示すブロック
図のより具体的な実現例に関して断面図の形で示す。
(a)図は、裏面にポケット状の空間を設けたガラエポ、
セラミック等のモジュールのベース基板３６の空間部分
に、図１６のパッケージに実装したSAWフィルタ３８を
下面から半田付け等で固定したものである。さらに上面
に、スイッチング素子、容量、インダクタンス等３７を
実装し、必要によってはモジュール上部をさらにケース
等４０で蓋をするものである。フィルタ部はSAWにより
小形化し、単一パッケージに搭載したSAWフィルタとSAW
共振器を下面から、スイッチング素子、外部付加素子等
３７を上面から実装するいわゆる両面実装技術を用いる
ことにより超小形のアンテナ共用器モジュールを実現で
きるものである。また、(b)図はパッケージに実装したS
AWフィルタではなく、SAWチップ３１をダイレクトにバ
ンプボンデイング３９によりモジュールのベース基板３
６の空間部分に下面から固定したものである。さらに気
密性を保つため、モジュールの最下面に蓋３５をした状
態を表している。モジュールの上部にスイッチング素
子、外部付加素子等３７を実装するのは(a)図と同様で
ある。(b)図の場合は、さらにモジュールの上部にケー
スにより蓋をした状態を示す。(a)図に比べて、SAWチッ
プ３１のバンプボンデイング３９によりさらにモジュー
ルの小形化が図れるものである。当然のことであるが、
(a)図と(b)図の中間的な実装法として、(b)図でワイヤ
ボンデイングによりSAWチップとベース基板との接続を行
うなど種々の組合せが可能である。
図のより具体的な実現例に関して断面図の形で示す。
(a)図は、裏面にポケット状の空間を設けたガラエポ、
セラミック等のモジュールのベース基板３６の空間部分
に、図１６のパッケージに実装したSAWフィルタ３８を
下面から半田付け等で固定したものである。さらに上面
に、スイッチング素子、容量、インダクタンス等３７を
実装し、必要によってはモジュール上部をさらにケース
等４０で蓋をするものである。フィルタ部はSAWにより
小形化し、単一パッケージに搭載したSAWフィルタとSAW
共振器を下面から、スイッチング素子、外部付加素子等
３７を上面から実装するいわゆる両面実装技術を用いる
ことにより超小形のアンテナ共用器モジュールを実現で
きるものである。また、(b)図はパッケージに実装したS
AWフィルタではなく、SAWチップ３１をダイレクトにバ
ンプボンデイング３９によりモジュールのベース基板３
６の空間部分に下面から固定したものである。さらに気
密性を保つため、モジュールの最下面に蓋３５をした状
態を表している。モジュールの上部にスイッチング素
子、外部付加素子等３７を実装するのは(a)図と同様で
ある。(b)図の場合は、さらにモジュールの上部にケー
スにより蓋をした状態を示す。(a)図に比べて、SAWチッ
プ３１のバンプボンデイング３９によりさらにモジュー
ルの小形化が図れるものである。当然のことであるが、
(a)図と(b)図の中間的な実装法として、(b)図でワイヤ
ボンデイングによりSAWチップとベース基板との接続を行
うなど種々の組合せが可能である。
【００５３】以上の実施例では、SAW共振器フィルタと
して図８，９および図１３，１４に示すように、SAW共
振器は１ヶのみを用いるフィルタ構成に関して説明した
が、SAW共振器を複数ヶ用いてもまったく同様にしてSAW
共振器フィルタを構成できる。一例として、図８，９お
よび図１３，１４の構成を各々複数個縦続接続すること
により、より高い減衰量が実現できる。また、図８と図
１３、図９と図１４の構成を互いに組合せることによ
り、通過帯域と減衰帯域に対してより自由度の高い設計
が可能である。さらに、図８と図９あるいは図１４の構
成の組合せ、図９と図１３の構成の組合せ、または図１
３と図１４の構成の組合せ等により、単に低周波側ある
いは高周波側に減衰極を持つ周波数特性以外に低周波側
と高周波側の両方に減衰極を持つ周波数特性も実現でき
る。これ等の構成も本発明の範疇に入ることは明白であ
る。
して図８，９および図１３，１４に示すように、SAW共
振器は１ヶのみを用いるフィルタ構成に関して説明した
が、SAW共振器を複数ヶ用いてもまったく同様にしてSAW
共振器フィルタを構成できる。一例として、図８，９お
よび図１３，１４の構成を各々複数個縦続接続すること
により、より高い減衰量が実現できる。また、図８と図
１３、図９と図１４の構成を互いに組合せることによ
り、通過帯域と減衰帯域に対してより自由度の高い設計
が可能である。さらに、図８と図９あるいは図１４の構
成の組合せ、図９と図１３の構成の組合せ、または図１
３と図１４の構成の組合せ等により、単に低周波側ある
いは高周波側に減衰極を持つ周波数特性以外に低周波側
と高周波側の両方に減衰極を持つ周波数特性も実現でき
る。これ等の構成も本発明の範疇に入ることは明白であ
る。
【００５４】本アンテナ共用器を採用することで小形化
を図ったポータブル端末、さらに将来のカード形あるい
は腕時計形の無線端末も本発明の範疇に入ることは自明
である。
を図ったポータブル端末、さらに将来のカード形あるい
は腕時計形の無線端末も本発明の範疇に入ることは自明
である。
【００５５】
【発明の効果】本発明によれば、アンテナ共用器の超小
形化、軽量化をすることで、無線端末の小形化が可能と
なる。
形化、軽量化をすることで、無線端末の小形化が可能と
なる。
【図１】アンテナ共用器のブロック図である。
【図２】移動無線端末の回路ブロック図である。
【図３】日本J-CDMAおよび米国PCSシステムの送受信周
波数配置を示す図である。
波数配置を示す図である。
【図４】本発明による移動無線端末用アンテナ共用器の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図５】J-CDMA移動無線端末用アンテナ共用器に要求さ
れる周波数特性図である。
れる周波数特性図である。
【図６】J-CDMA移動無線端末用アンテナ共用器の送受信
初段フィルタの周波数特性図である。
初段フィルタの周波数特性図である。
【図７】(a)、(b)はSAW共振器の構成図、(c)はSAW共振
器の等価回路図、(d) はSAW共振器のインピーダンス特
性図である。
器の等価回路図、(d) はSAW共振器のインピーダンス特
性図である。
【図８】(a)は外部付加素子としてインダクタンスを用
いたSAW共振器フィルタ部のブロック図、(b)は周波数特
性図である。
いたSAW共振器フィルタ部のブロック図、(b)は周波数特
性図である。
【図９】(a)は外部付加素子としてインダクタンスを用
いたSAW共振器フィルタ部のブロック図、(b)は周波数特
性図である。
いたSAW共振器フィルタ部のブロック図、(b)は周波数特
性図である。
【図１０】(a)はJ-CDMA移動無線端末用アンテナ共用器
の送信系SAW共振器フィルタ部の周波数特性図、(b)はJ-
CDMA移動無線端末用アンテナ共用器の受信系SAW共振器
フィルタ部の周波数特性図である。
の送信系SAW共振器フィルタ部の周波数特性図、(b)はJ-
CDMA移動無線端末用アンテナ共用器の受信系SAW共振器
フィルタ部の周波数特性図である。
【図１１】(a)は本発明によるJ-CDMA移動無線端末用ア
ンテナ共用器のLow band側の周波数特性図、(b)は本発
明によるJ-CDMA移動無線端末用アンテナ共用器のHigh b
and側の周波数特性図である。
ンテナ共用器のLow band側の周波数特性図、(b)は本発
明によるJ-CDMA移動無線端末用アンテナ共用器のHigh b
and側の周波数特性図である。
【図１２】(a)は送信系フィルタの初段フィルタを縦続
接続点側から見たインピーダンス（スミスチャート）、
(b)は送信系フィルタのSAW共振器フィルタ部を縦続接続
点側から見たインピーダンス（スミスチャート）、
(c)、 (d)は移相器のブロック図である。
接続点側から見たインピーダンス（スミスチャート）、
(b)は送信系フィルタのSAW共振器フィルタ部を縦続接続
点側から見たインピーダンス（スミスチャート）、
(c)、 (d)は移相器のブロック図である。
【図１３】(a)は外部付加素子として容量を用いたSAW共
振器フィルタ部のブロック図、(b)は周波数特性図であ
る。
振器フィルタ部のブロック図、(b)は周波数特性図であ
る。
【図１４】(a)は外部付加素子として容量を用いたSAW共
振器フィルタ部のブロック図、(b)は周波数特性図であ
る。
振器フィルタ部のブロック図、(b)は周波数特性図であ
る。
【図１５】本発明によるアンテナ共用器の具体的な構成
図の一例である。
図の一例である。
【図１６】(a)は単一パッケージにSAWチップを実装した
上面図、(b)は断面図である。
上面図、(b)は断面図である。
【図１７】(a)は本発明によるパッケージに実装したSAW
フィルタを用いたアンテナ共用器モジュールの一例の断
面図、(b)は本発明によるSAWチップをバンプボンデイン
グにより実装したアンテナ共用器モジュールの一例の断
面図である。
フィルタを用いたアンテナ共用器モジュールの一例の断
面図、(b)は本発明によるSAWチップをバンプボンデイン
グにより実装したアンテナ共用器モジュールの一例の断
面図である。
１…アンテナ用端子、２…送信系フィルタ、３…受信系
フィルタ、４…アンテナ共用器、５…受信機用端子、６
…送信機用端子、７…大電力増幅器、８…低雑音増幅
器、９…シンセサイザ、１０…ベースバンド／ロジック
回路、１１…受信系初段フィルタ、１２…送信系初段フ
ィルタ、１３…スイッチング素子、１４…移相器、１５
…多数対電極指(IDT)、１６…反射器、１７…SAW共振
器、１８…電極指間容量、１９…共振により生ずる等価
インダクタンス、２０…共振により生ずる等価容量、２
１…共振により生ずる等価抵抗、２２…SAW共振器に直
列に付加するインダクタンス、２３…パスコン、２４…
SAW共振器に並列に付加するインダクタンス、２５…コ
ントロール電流帰還用インダクタンス、２６…移相器形
成用容量、２７…移相器形成用インダクタンス、２８…
SAW共振器に直列に付加する容量、２９…SAW共振器に並
列に付加する容量、３０…パッケージ、３１…SAWチッ
プ、３２…SAWチップ上の初段フィルタ部、３３…SAWチ
ップ上のSAW共振器フィルタ用SAW共振器部、３４…ボン
デイングワイヤ、３５…蓋、３６…モジュール用ベース
基板、３７…集中定数回路素子、スイッチング素子、３
８…パッケージに実装したSAWフィルタ、３９…バンプ
ボンデイング、４０…ケ−ス。
フィルタ、４…アンテナ共用器、５…受信機用端子、６
…送信機用端子、７…大電力増幅器、８…低雑音増幅
器、９…シンセサイザ、１０…ベースバンド／ロジック
回路、１１…受信系初段フィルタ、１２…送信系初段フ
ィルタ、１３…スイッチング素子、１４…移相器、１５
…多数対電極指(IDT)、１６…反射器、１７…SAW共振
器、１８…電極指間容量、１９…共振により生ずる等価
インダクタンス、２０…共振により生ずる等価容量、２
１…共振により生ずる等価抵抗、２２…SAW共振器に直
列に付加するインダクタンス、２３…パスコン、２４…
SAW共振器に並列に付加するインダクタンス、２５…コ
ントロール電流帰還用インダクタンス、２６…移相器形
成用容量、２７…移相器形成用インダクタンス、２８…
SAW共振器に直列に付加する容量、２９…SAW共振器に並
列に付加する容量、３０…パッケージ、３１…SAWチッ
プ、３２…SAWチップ上の初段フィルタ部、３３…SAWチ
ップ上のSAW共振器フィルタ用SAW共振器部、３４…ボン
デイングワイヤ、３５…蓋、３６…モジュール用ベース
基板、３７…集中定数回路素子、スイッチング素子、３
８…パッケージに実装したSAWフィルタ、３９…バンプ
ボンデイング、４０…ケ−ス。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０４Ｍ 1/725 Ｈ０４Ｍ 1/725 (72)発明者 崎山 和之 岩手県水沢市真城字北野１番地 株式会社 日立メディアエレクトロニクス内 (72)発明者 木島 正人 岩手県水沢市真城字北野１番地 株式会社 日立メディアエレクトロニクス内 (72)発明者 比企野 治 岩手県水沢市真城字北野１番地 株式会社 日立メディアエレクトロニクス内 (72)発明者 柴垣 信彦 東京都国分寺市東恋ケ窪一丁目280番地 株式会社日立製作所中央研究所内 Ｆターム(参考） 5J006 KA12 KA13 KA23 KA24 LA03 LA08 LA21 PB03 5J097 AA13 AA29 BB15 BB18 KK02 KK03 KK09 KK10 LL01 5K011 BA02 DA00 DA02 GA05 GA06 JA01 KA05 5K027 AA11 BB14 CC08 DD11 DD14
Claims (8)
- 【請求項１】送信系フィルタと、受信系フィルタと、上
記送信系フィルタと上記受信系フィルタとが並列に接続
されたアンテナとを有し、 上記送信系フィルタあるいは上記受信系フィルタの少な
くとも一方は、 弾性表面波共振器と、該弾性表面波共振器に付加される
付加容量または付加インダクタンスと、上記付加容量ま
たは上記付加インダクタンスの値を変えるスイッチング
素子とを含む弾性表面波共振器フィルタを有することを
特徴とする無線端末。 - 【請求項２】請求項１において、送信帯域あるいは受信
帯域の全帯域を通過帯域とする初段フィルタをさらに具
備し、上記スイッチング素子は非線形素子であることを
特徴とする弾性表面波アンテナ共用器。 - 【請求項３】請求項１または２の何れかにおいて、上記
弾性表面波共振器は、直列腕または並列腕で構成され、
上記付加容量あるいは付加インダクタンスは上記弾性表
面波共振器直列または並列に接続されたことを特徴とす
る無線端末。。 - 【請求項４】請求項１から３の何れかにおいて、上記ス
イッチング素子はピンダイオードあるいはGaAsスイッチ
を用いることを特徴とする無線端末。 - 【請求項５】請求項２において、上記初段フィルタと上
記弾性表面波共振器フィルタとの間に位相シフト回路を
具備することを特徴とする無線端末。 - 【請求項６】請求項５において、位相シフト回路は少な
くとも一つ以上の集中定数形のチップ容量あるいはコイ
ルインダクタンスを用いて構成されることを特徴とする
無線端末。。 - 【請求項７】請求項１から６の何れかにおいて、ベース
バンド回路をさらに具備し、該ベースバンド回路からの
制御信号により上記スイッチング素子をオン、オフする
ことを特徴とする移動無線端末。 - 【請求項８】アンテナと、ベースバンド回路と、上記ア
ンテナと上記ベースバンド回路との間に設けられた弾性
表面波共振器フィルタと、 上記弾性表面波共振器フィルタの通過帯域あるいは減衰
帯域の周波数を変化させる回路を具備することを特徴と
する無線端末。
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