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WO2008004396A1 - Module de filtre et appareil de communication - Google Patents

Module de filtre et appareil de communication Download PDF

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WO2008004396A1
WO2008004396A1 PCT/JP2007/061519 JP2007061519W WO2008004396A1 WO 2008004396 A1 WO2008004396 A1 WO 2008004396A1 JP 2007061519 W JP2007061519 W JP 2007061519W WO 2008004396 A1 WO2008004396 A1 WO 2008004396A1
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WO
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port
input
filter
filter module
switch circuit
Prior art date
Application number
PCT/JP2007/061519
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English (en)
French (fr)
Inventor
Tetsuro Harada
Original Assignee
Murata Manufacturing Co., Ltd.
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Filing date
Publication date
Application filed by Murata Manufacturing Co., Ltd. filed Critical Murata Manufacturing Co., Ltd.
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Priority to EP07744849.6A priority patent/EP2037577B1/en
Priority to CN2007800246315A priority patent/CN101479935B/zh
Publication of WO2008004396A1 publication Critical patent/WO2008004396A1/ja
Priority to US12/254,895 priority patent/US7586388B2/en

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    • H03H11/00—Networks using active elements
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    • H03H11/32—Networks for transforming balanced signals into unbalanced signals and vice versa, e.g. baluns
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    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H2250/00—Indexing scheme relating to dual- or multi-band filters

Definitions

  • the present invention relates to a filter module that inputs and outputs two signals having different frequency bands, and a communication device including the same.
  • mobile phone systems include various communication systems such as GSM and DCS, and dual-band or triple-band compatible devices that allow mobile terminals to support multiple systems have been developed.
  • a switch circuit for switching the system to be used and a filter for removing signals other than the frequency being used are required.
  • Patent Document 1 discloses a multiband filter module that inputs and outputs two signals having different frequency bands.
  • FIG. 1 shows a configuration example of a filter module disclosed in Patent Document 1.
  • the first port 100a of the first high-frequency switch 1 Oa is connected to the unbalanced port P1 of the filter module.
  • the high-frequency switch 10a is a switch having three ports, and the second port 100b of the first high-frequency switch 10a is connected to the unbalanced port 110a of the first balanced-unbalanced bandpass filter 20a.
  • the 3-port 100c is connected to the unbalanced port 120a of the second balanced-unbalanced bandpass filter 20b.
  • the first and second balanced / unbalanced bandpass filters 20a and 20b are connected to a second high-frequency switch 10b and a third high-frequency switch 10c having three ports.
  • the first port 130a of the second high-frequency switch is connected to the first balanced port P2 of the filter module.
  • the first balanced port 110b of the first balanced-unbalanced bandpass filter 20a is connected to the second port 130b, and the second balanced-unbalanced bandpass is connected to the third port 130c.
  • the first balanced port 120b of the filter 20b is connected.
  • the first port 150a of the third high-frequency switch is connected to the second balanced port P2 of the filter module.
  • -2 port 150b is connected to the first balanced-unbalanced bandpass filter 20a
  • the second balanced port 110c is connected to the second balanced port 110c
  • the second balanced port 120c of the second balanced-unbalanced bandpass filter 20b is connected to the third port 150c.
  • Patent Document 1 Japanese Unexamined Patent Application Publication No. 2004-166258
  • Such a circuit has a problem that the circuit scale is large because the switches 10b and 10c are required on both the input side and the output side.
  • an object of the present invention is to select and solve the problem caused by unnecessary signal leakage of the signal path force used in the other system in the state where one of the two communication systems having different frequency bands is communicating. It is to provide a filter module with improved performance and a communication device equipped with the same.
  • the filter module of the present invention includes first and second input / output units (Tl) (T2) and a common input / output unit, and the common input / output unit is connected to the first port (P1). And a first filter that passes a signal in the first frequency band is provided between the first input / output section (T1) and the second port (P2) of the switch circuit. In the filter module, a second filter that passes a signal of the second frequency band is provided between the second input / output section (T2) of the switch circuit and the second port (P2). , The impedance in the second frequency band viewed from the first port (PI) in a state where the switch circuit selects the first input / output unit is substantially short-circuited.
  • the first and second filters have a function of converting a balanced signal and an unbalanced signal, the second port is a balanced terminal, and the first and second filters are Signals shall be input / output in a balanced manner with the second port.
  • the switch circuit is formed integrally with a laminate formed by laminating a plurality of dielectric layers.
  • the first and second filters are surface acoustic wave filters or thick longitudinal vibration piezoelectric filters mounted on the laminate.
  • the phase adjustment circuit includes any one of a transmission line, a cupacitor, and an inductor.
  • the switch circuit includes a capacitor and an inductor, the phase adjustment circuit includes a transmission line, and the transmission line of the phase adjustment circuit when the multilayer body is seen through from the lamination direction of the dielectric layer. Is arranged in a layer different from the layer forming the capacitor or inductor of the switch circuit.
  • the communication device of the present invention is configured by including the filter module in a high frequency circuit section.
  • the switch circuit is integrated in a laminated body formed by laminating a plurality of dielectric layers, and a first and second surface acoustic wave filter or thickness longitudinal vibration piezoelectric filter force is formed on the laminated body.
  • a first and second surface acoustic wave filter or thickness longitudinal vibration piezoelectric filter force is formed on the laminated body.
  • the switch circuit selecting the first input / output unit, the switch circuit is such that the impedance in the second frequency band as viewed from the first port is substantially short-circuited. Since the phase adjustment circuit is provided between the first input / output section and the first filter, the phase adjustment circuit easily rotates the above impedance as viewed from the first port on the Smith chart. Can be close to the short. Therefore, the passage of signals leaking through the second filter and the switch circuit can be effectively suppressed.
  • phase adjustment circuit includes any one of a transmission line, a capacitor, and an inductor, the phase adjustment circuit can be easily provided together with the elements constituting the switch circuit. An increase in size due to the provision of a circuit can be avoided.
  • the transmission line that is the phase adjustment circuit is disposed in a layer different from the layer that forms the capacitor or the inductor included in the switch when the multilayer body is seen in a plan view from the lamination direction of the dielectric layer.
  • a small and low-cost communication device that handles a plurality of communication signals having different frequency bands can be configured.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a filter module disclosed in Patent Document 1.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of the filter module according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a characteristic diagram when the phase adjustment circuit of the filter module is not provided.
  • FIG. 4 is a characteristic diagram when a phase adjustment circuit of the filter module is provided.
  • FIG. 5 is a view showing a conductor pattern of each dielectric layer in the case where the filter module is composed of a laminate of dielectric layers.
  • FIG. 6 is a view showing a conductor pattern of each dielectric layer in the case where the filter module is formed of a laminate of dielectric layers.
  • FIG. 7 is a view showing a conductor pattern of each dielectric layer in the case where the filter module is formed of a laminate of dielectric layers.
  • FIG. 8 is a circuit diagram of a filter module according to a second embodiment.
  • FIG. 9 is a view showing a conductor pattern of each dielectric layer in the case where the filter module is constituted by a laminate of dielectric layers.
  • FIG. 10 is a diagram showing a conductor pattern of each dielectric layer in the case where the filter module is constituted by a laminate of dielectric layers.
  • FIG. 11 is a view showing a conductor pattern of each dielectric layer in the case where the filter module is constituted by a laminate of dielectric layers.
  • FIG. 12 is a diagram showing a configuration of a communication device according to a third embodiment.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of the filter module according to the first embodiment.
  • This filter module 100 has a first input / output port Pl for inputting / outputting signals in an unbalanced type, a second input / output port P2 for inputting / outputting signals in a balanced type, and a control terminal Vc for switching frequency bands. It is a thing.
  • This filter module 100 is roughly divided into a first filter Fl and a second filter. Filter F2 and switch circuit SW.
  • the switch circuit SW includes a common input / output unit connected to the first port P1, a first input / output unit Tl, and a second input / output unit 2.
  • a first filter F1 that passes a signal in the first frequency band (850 MHz) is provided between the first input / output unit T1 and the second port 2 of the switch circuit SW.
  • a second filter F2 that passes a signal in the second frequency band (900 MHz) is provided between the second input / output unit T2 of the switch circuit SW and the second port P2.
  • a phase adjustment circuit Ls is provided between the first input / output unit T1 and the first filter F1.
  • the second port P2 has a matching element (inductor) Lbal between its balanced terminals.
  • a diode D1 is provided in series via a capacitor Cs. Between the power sword side of the diode D1 and the ground, an inductor SL as a DC control voltage application path and a capacitor Cu850 that resonates with the inductor SL are provided.
  • the first port P1 is provided with a matching capacitor Cu.
  • a diode D2 is connected to the shunt via a capacitor C5 between the second input / output unit T2 and the ground.
  • a matching capacitor Cu900 is connected between the second input / output section T2 and the ground.
  • a strip line SL2 having an electric length of approximately 1Z4 wavelength in the 850 MHz band is provided between the connection point between the anode of the diode D1 and the capacitor Cs and the force sword of the diode D2.
  • a resistor R is connected between the control terminal Vc and the anode of the diode D2.
  • the diodes Dl and D2 are both off, so that the signal propagates between the second input / output unit T2 and the first port P1.
  • the diodes Dl and D2 are both turned on, and the signal propagates between the first input / output unit T1 and the first port P1.
  • the signal passing through the filters Fl and F2 can be switched only by providing the single switch circuit SW as described above. However, a signal that tries to pass through the filter side that is not selected by the switch circuit SW leaks through the switch circuit SW, and signals with unnecessary frequencies are likely to pass through. Yes.
  • the GSM850 signal is input from the first port P1 and output from the second port P2.
  • the 900MHz band signal leaks through the switch circuit SW, passes through the second filter F2, and slightly leaks into the second port P2.
  • the GSM900 signal is superimposed on the GSM850 signal.
  • the switch circuit SW selects and passes the signal of the filter on the side and the switch circuit SW. Since leakage occurs, signals with unnecessary frequencies can easily pass through.
  • the phase adjustment circuit Ls in FIG. 2 is provided in order to solve the above problem of passing a signal having an unnecessary frequency.
  • a 900 MHz band signal is input from the first port P1
  • this signal does not pass through the first filter F1 and is reflected to the first port P1, but the phase of this reflected signal is adjusted in phase.
  • the switch circuit SW selects the first input / output unit T1
  • the phase adjustment circuit Ls has an impedance at a frequency in the 900 MHz band when the filter module is viewed from the first port P1, and is almost short-circuited. Adjust the phase so that
  • the filter module When the filter module is viewed from the first port P1 in a state where the switch circuit SW selects the first input / output unit T1, the predetermined frequency (900 MHz) of the second frequency band is obtained. If the impedance at) is almost short, the signal component in the 900MHz band that tries to pass through the leakage of the second filter F2 and the switch circuit SW is suppressed.
  • FIG. 3 and FIG. 4 show the operation of the phase adjustment circuit Ls.
  • 3 is a characteristic diagram when the phase adjustment circuit Ls is not provided
  • FIG. 4 is a characteristic diagram when the phase adjustment circuit Ls is provided.
  • Fig. 3 (A) ⁇ Fig. 4 (A) shows the pass characteristics between the first port P1 and the second port P2.
  • Fig. 3 (B) ⁇ Fig. 4 (B) shows the reflection characteristics of the filter module viewed from the first port P1, that is, the reflection coefficient S (l, 1) in terms of the S-norm, on the Smith chart (impedance chart). It is a figure (impedance locus when frequency is swept).
  • Points m39, m35, m5, and ml in Fig. 3 and Fig. 4 indicate points at 824 MHz.
  • Points m40, m36, m6, and m2 are all points at 849MHz.
  • Points m41, m37, m7, and m3 are all points at 880MHz.
  • points m42, m38, m8, and m4 all indicate points at 915 MHz.
  • the impedance locus on the Smith chart is clockwise by a predetermined angle (about 120 in this example). °) Rotating.
  • the signal component in the 900 MHz band is suppressed by adjusting the phase so that the impedance in the 900 MHz band to be attenuated is almost short, that is, near the left end on the Smith chart. Will be.
  • the attenuation in the 900 MHz band is improved by about 3 dB. .
  • the impedance in this frequency band exists near the reference impedance (center on the Smith chart), and the influence of the phase adjustment by the phase adjustment circuit Ls Hardly receive. This means that the insertion loss in the 850 MHz band (center frequency of about 837 MHz) does not deteriorate, as can be seen from the pass characteristics shown in Fig. 3 (A) ⁇ Fig. 4 (A).
  • phase adjustment circuit Ls operates in the same manner on a signal passing from the second port P2 to the first port P1. That is, the 900 MHz band component of the signal input from the second port P2 is equivalently almost short-circuited at the output terminal of the force switch circuit SW passing through the second filter F2, so that the 900 MHz band signal is suppressed.
  • the phase adjustment circuit Ls is provided between the first input / output unit T1 of the switch circuit SW and the first filter F1, but the switch circuit SW is connected to the first input / output unit. If this filter module is viewed from the first port P1 with the part T1 selected, and if the impedance at the specified frequency in the second frequency band is almost short, an independent phase adjustment circuit Ls is not necessary. In other words, the above conditions may be satisfied by appropriately determining the electrical length of the transmission line from the switch circuit SW to the first filter F1 and the circuit configuration of the switch circuit SW.
  • FIG. 5 to FIG. 7 show that the above filter module is integrated into a laminate formed by laminating dielectric layers.
  • FIG. 7 is a plan view of a conductor pattern on the lower surface of each of a plurality of dielectric layers.
  • FIG. 5A is the bottom layer
  • FIG. 7B is the top layer
  • FIG. 7C is a plan view with each chip mounted on the top surface of the top layer.
  • GND is a ground electrode.
  • P1 is a terminal of the first port
  • P2 is a terminal of the second port
  • G is a ground terminal
  • Vc is a control terminal
  • Conductor patterns Cu, Cu900, and Cu850 in FIG. 5C constitute capacitors Cu, Cu900, and Cu850, respectively, facing the ground electrode GND in FIGS. 5B and 5D.
  • the first filter F1 that passes the 850 MHz band and the second filter F2 that passes the 900 MHz band are formed as one element.
  • Wave filter SAW, chip inductor SL, chip capacitors Cs and C5, diodes Dl and D2, and chip resistor R are mounted.
  • a thickness longitudinal vibration piezoelectric filter may be used instead of the surface acoustic wave filter.
  • FIG. 8 is a circuit diagram of a filter module according to the second embodiment.
  • This filter module 100 includes an unbalanced first input / output port Pl for inputting / outputting signals, a second input / output port P2 for inputting / outputting signals unbalanced, and a control terminal Vc for switching frequency bands. It is equipped with.
  • the filter module 100 is roughly composed of a first filter Fl, a second finisher F2, and a switch circuit SW.
  • the switch circuit SW includes a common input / output unit connected to the first port P1, a first input / output unit Tl, and a second input / output unit ⁇ 2.
  • a first filter F1 that passes a signal in the first frequency band (850 MHz) is provided between the first input / output unit T1 and the second port 2 of the switch circuit SW.
  • a second filter F2 that passes a signal in the second frequency band (900 MHz) is provided between the second input / output unit T2 of the switch circuit SW and the second port P2.
  • a phase adjustment circuit Z is provided between the first input / output unit Tl and the first filter Fl.
  • a matching element (inductor) Lin is provided between the second port P2 and the ground.
  • a diode D1 is provided in series via a capacitor Cs.
  • a strip line SL1 is provided as a DC control voltage application path between the power sword side of the diode D1 and the ground.
  • the first port P1 is provided with a matching capacitor Cul!
  • a diode D2 is connected to the shunt via a capacitor C5 between the second input / output unit T2 and the ground.
  • a strip line SL2 for phase adjustment is provided between the connection point between the anode of the diode D1 and the capacitor Cs and the force sword of the diode D2.
  • a resistor R is connected between the control terminal Vc and the anode of the diode D2.
  • the diodes Dl and D2 are both off, so that the signal propagates between the second input / output unit T2 and the first port P1.
  • a predetermined positive voltage is applied to the control terminal Vc, both the diodes Dl and D2 are turned on, and the signal propagates between the first input / output unit T1 and the first port P1.
  • FIG. 9 to FIG. 11 are diagrams showing a configuration in which the filter module is integrated with a laminated body formed by laminating dielectric layers, and these drawings show the layers of a plurality of dielectric layers. It is a top view of the conductor pattern in the lower surface.
  • FIG. 9 (A) is the bottom layer
  • FIG. 11 (D) is the top layer
  • FIG. 11 (E) is a plan view with each chip mounted on the top surface of the top layer.
  • Fig. 9 to Fig. 11 for the convenience of illustration.
  • the reference numerals in the figure correspond to the reference numerals in the circuit shown in FIG.
  • GND is a ground electrode.
  • P1 is a terminal of the first port
  • P2 is a terminal of the second port
  • G is a ground terminal
  • Vc is a control terminal.
  • the conductor pattern C5 in FIGS. 9C and 9E forms a capacitor C5 opposite to the ground electrode GND in FIGS. 9B, 9D, and 9F!
  • the first filter F1 that passes the 850 MHz band and the second filter F2 that passes the 900 MHz band are configured as one element on the upper surface of the laminate.
  • phase adjustment circuit Z composed of a transmission line is formed.
  • This phase adjustment circuit Z is arranged on an independent layer different from the layer forming the capacitor and inductor constituting the switch circuit SW. Therefore, each element of the switch circuit does not adversely affect the phase adjustment circuit Z. Conversely, the phase adjustment circuit Z can perform a predetermined phase adjustment without affecting other circuits.
  • the phase adjustment circuit is configured by the transmission line connected in series to the signal propagation path.
  • a capacitor can be connected to the shunt between the line and the ground, and the two may be combined.
  • the chip is configured by mounting a chip inductor or chip capacitor on the stack. May be.
  • the example of suppressing the passage of the 900 MHz band signal when the 850 MHz band is selected is shown.
  • the second filter F2 and the switch that pass the 900 MHz band are used. This can also be applied to the case where a phase adjustment circuit is provided between the H and the SW circuit to suppress the passage of signals in the 850 MHz band when the 900 MHz band is selected.
  • FIG 12 shows the configuration of the high-frequency circuit section of a quad-band mobile phone.
  • This high-frequency circuit section comprises a triple-band chip set 103, a balanced-unbalanced filter module 100, a triple-band antenna switch module 101, and an antenna 102! /.
  • the antenna switch module 101 is an antenna switch for GSM900ZDCS 1800 / PCS 1900 and shares the antenna 102 in this frequency band.
  • a filter module 100 is connected to the GSM port, and the GSM850 and GSM900 are switched by the filter module 100.
  • Triple-band chipset 103 is a chipset for GSM900ZDCS1800ZPCS1900 and operates as an RF (high frequency) front-end circuit for this triple-band.
  • a mobile phone can be configured by connecting a baseband chip (not shown) to the triple-band chip set 103 and further providing an input / output unit for the baseband chip.
  • the GSM850 and GSM900 perform balanced input / output, so the balanced input / output port of the filter module 100 is represented by two terminals.
  • a quad-band mobile phone can be easily configured by configuring a high-frequency circuit in which the filter module 100 shown in the first embodiment is combined with the triple-band chip set 103.

Landscapes

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Description

明 細 書
フィルタモジュールおよび通信装置
技術分野
[0001] この発明は周波数帯の異なる 2つの信号の入出力を行うフィルタモジュールおよび それを備えた通信装置に関するものである。
背景技術
[0002] 現在、携帯電話のシステムには、 GSMや DCS等の種々の通信システムがあり、携 帯端末も複数のシステムに対応可能なデュアルバンドまたはトリプルバンド対応の機 器が開発されている。このような携帯端末内には、使用するシステムを切り替えるため のスィッチ回路と、使用している周波数以外の信号を除去するフィルタとが必要となる
[0003] このような周波数帯の異なる 2つの信号の入出力を行うマルチバンドフィルタモジュ ールが特許文献 1に示されて 、る。
[0004] ここで、特許文献 1に示されて 、るフィルタモジュールの構成例を図 1に示す。
図 1において、フィルタモジュールの不平衡ポート P1には、第 1の高周波スィッチ 1 Oaの第 1ポート 100aが接続されている。この高周波スィッチ 10aは 3つのポートを有 するスィッチであり、第 1の高周波スィッチ 10aの第 2ポート 100bには第 1の平衡 -不 平衡型帯域通過フィルタ 20aの不平衡ポート 110aが接続され、第 3ポート 100cには 第 2の平衡—不平衡型帯域通過フィルタ 20bの不平衡ポート 120aが接続されて 、る 。第 1、第 2の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタ 20a, 20bには 3つのポートを有する 第 2の高周波スィッチ 10bと第 3の高周波スィッチ 10cが接続されている。
[0005] 第 2の高周波スィッチの第 1ポート 130aは、フィルタモジュールの第 1平衡ポート P2
- 1に接続され、第 2ポート 130bには第 1の平衡—不平衡型帯域通過フィルタ 20a の第 1平衡ポート 110bが接続され、第 3ポート 130cに第 2の平衡—不平衡型帯域通 過フィルタ 20bの第 1平衡ポート 120bが接続されている。
[0006] 第 3の高周波スィッチの第 1ポート 150aはフィルタモジュールの第 2平衡ポート P2
- 2に接続され、第 2ポート 150bは第 1の平衡—不平衡型帯域通過フィルタ 20aの 第 2平衡ポート 110cに接続され、第 3ポート 150cに第 2の平衡—不平衡型帯域通過 フィルタ 20bの第 2平衡ポート 120cが接続されている。
特許文献 1 :特開 2004— 166258号公報
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0007] 特許文献 1に示されている回路では、複数のシステムに対応した 2つのフィルタと、 それらを切り替えるための第 1〜第 3のスィッチとが使用されていて、使用する通信周 波数の信号を通過させるフィルタ側へスィッチを切り替えることにより通信を可能にす る。
[0008] このような回路では、入力側と出力側の両方にスィッチ 10b, 10cを必要とするため 、回路規模が大きいという問題があった。
[0009] そこで、入出力部の一方にのみスィッチを設ける構成も考えられる。しかし、このよう にフィルタの入力側または出力側のスィッチ回路のみで切り替える回路構成では、ス イッチが選択して 、な 、フィルタ側にスィッチ力も漏れた信号が回り込み、スィッチが 選択していないフィルタ側の周波数信号が漏れやすい。そのため、使用中の一方の システムへ他方のシステム力 不要な信号が漏れて通信不良等が発生するおそれ がある。
[0010] そこで、この発明の目的は、周波数帯の異なる 2つの通信システムの一方で通信し ている状態で他方のシステムで利用する信号経路力 の不要な信号漏れによる問題 を解消して、選択性を高めたフィルタモジュールおよびそれを備えた通信装置を提 供することにある。
課題を解決するための手段
[0011] (1)この発明のフィルタモジュールは、第 1 ·第 2の入出力部 (Tl) (T2)および共通 入出力部を備え、共通入出力部が第 1のポート (P1)に接続されたスィッチ回路と、 該スィッチ回路の前記第 1の入出力部 (T1)と第 2のポート (P2)との間に、第 1の周 波数帯の信号を通過する第 1のフィルタが設けられ、前記スィッチ回路の第 2の入出 力部 (T2)と前記第 2のポート (P2)との間に、第 2の周波数帯の信号を通過する第 2 のフィルタが設けられたフィルタモジュールにおいて、 前記スィッチ回路が第 1の入出力部を選択している状態で第 1のポート (PI)から見 た、第 2の周波数帯でのインピーダンスがほぼショート状態であることを特徴として ヽ る。
[0012] (2)前記第 1 ·第 2のフィルタは平衡信号と不平衡信号との変換機能を備え、前記 第 2のポートは平衡型の端子であり、前記第 1 ·第 2のフィルタは第 2のポートとの間で 平衡型で信号を入出力するものとする。
[0013] (3)前記スィッチ回路は、複数の誘電体層を積層してなる積層体に一体ィ匕して成り
、前記第 1 ·第 2のフィルタは、前記積層体上に搭載した弾性表面波フィルタまたは厚 み縦振動圧電フィルタとする。
[0014] (4)前記スィッチ回路が第 1の入出力部を選択している状態で第 1のポート (P1)か ら見た、第 2の周波数帯でのインピーダンスがほぼショート状態となるように、前記スィ ツチ回路の前記第 1の入出力部 (T1)と前記第 1のフィルタとの間に位相調整回路を 設ける。
[0015] (5)前記位相調整回路は、伝送線路、キュパシタ、またはインダクタのうちいずれか 1つを含むものとする。
[0016] (6)前記スィッチ回路はキャパシタおよびインダクタを含み、前記位相調整回路は 伝送線路からなり、前記積層体を前記誘電体層の積層方向から平面透視したとき、 前記位相調整回路の伝送線路を前記スィッチ回路のキャパシタまたはインダクタを 形成する層とは別の層に配置する。
[0017] (7)この発明の通信装置は、前記フィルタモジュールを高周波回路部に備えて構 成する。
発明の効果
[0018] (1)スィッチ回路が第 1の入出力部を選択している状態で、第 1のポートから見た、 第 2の周波数帯でのインピーダンスがほぼショート状態であるので、第 2のフィルタお よびスィッチ回路を漏れて伝搬しょうとする信号はショートされ、第 1ポート—第 2のポ 一ト間を殆ど通過しない。そのため第 1 ·第 2の周波数帯の信号の選択性を高めること ができる。
[0019] (2)第 1 ·第 2のフィルタを、平衡一不平衡変 能を備えたフィルタとすることによ り、外部にバラン等の平衡ー不平衡変換素子を用いることなぐ平衡型で信号の入 出力を行えるようになり、全体の小型化が図れる。
[0020] (3)前記スィッチ回路を複数の誘電体層を積層してなる積層体に一体ィ匕し、この積 層体上に弾性表面波フィルタまたは厚み縦振動圧電フィルタ力 なる第 1 ·第 2のフィ ルタを搭載することにより、小型で且つ周波数選択性の高 、フィルタモジュールが構 成できる。
[0021] (4)スィッチ回路が第 1の入出力部を選択している状態で、第 1のポートから見た、 第 2の周波数帯でのインピーダンスがほぼショート状態となるように、スィッチ回路の 第 1の入出力部と第 1のフィルタとの間に位相調整回路を設けたので、この位相調整 回路は第 1のポートから見た上記インピーダンスをスミスチャート上で回転させること になり、容易にショート付近に近づけることができる。そのため、第 2のフィルタおよび スィッチ回路を漏れる信号の通過が効果的に抑制できる。
[0022] (5)位相調整回路として伝送線路、キャパシタ、またはインダクタのうちいずれか 1 つを含んで構成することにより、前記スィッチ回路を構成する素子とともに容易に設け ることができるので、位相調整回路を備えることによる大型化が避けられる。
[0023] (6)前記誘電体層の積層方向から前記積層体を平面透視したとき、スィッチに含ま れるキャパシタまたはインダクタを形成する層とは別の層に前記位相調整回路である 伝送線路を配置することにより、前記キャパシタおよびインダクタと前記位相調整回 路の伝送線路とが互いに悪影響を及ぼすことがなぐ全体に小型化が図れる。
[0024] (7)前記フィルタモジュールを高周波回路部に備えたことにより、周波数帯の異なる 複数の通信信号を扱う小型低コストな通信装置が構成できる。
図面の簡単な説明
[0025] [図 1]特許文献 1に示されているフィルタモジュールの構成を示す図である。
[図 2]第 1の実施形態に係るフィルタモジュールの回路図である。
[図 3]同フィルタモジュールの位相調整回路を設けない場合の特性図である。
[図 4]同フィルタモジュールの位相調整回路を設けた場合の特性図である。
[図 5]同フィルタモジュールを誘電体層の積層体で構成する場合の各誘電体層の導 体パターンを示す図である。 [図 6]同フィルタモジュールを誘電体層の積層体で構成する場合の各誘電体層の導 体パターンを示す図である。
[図 7]同フィルタモジュールを誘電体層の積層体で構成する場合の各誘電体層の導 体パターンを示す図である。
[図 8]第 2の実施形態に係るフィルタモジュールの回路図である。
[図 9]同フィルタモジュールを誘電体層の積層体で構成する場合の各誘電体層の導 体パターンを示す図である。
[図 10]同フィルタモジュールを誘電体層の積層体で構成する場合の各誘電体層の 導体パターンを示す図である。
[図 11]同フィルタモジュールを誘電体層の積層体で構成する場合の各誘電体層の 導体パターンを示す図である。
[図 12]第 3の実施形態に係る通信装置の構成を示す図である。
符号の説明
[0026] 100 フィルタモジュール
F1—第 1のフィルタ
F2—第 2のフィルタ
Ls—位相調整回路
Z—位相調整回路
P1—第 1のポート
P2—第 2のポート
T1 第 1の入出力部
T2—第 2の入出力部
発明を実施するための最良の形態
[0027] 《第 1の実施形態》
図 2は第 1の実施形態に係るフィルタモジュールの回路図である。このフィルタモジ ユール 100は、不平衡型で信号を入出力する第 1の入出力ポート Pl、平衡型で信号 を入出力する第 2の入出力ポート P2、および周波数帯を切り替える制御端子 Vcを備 えたものである。このフィルタモジュール 100は、大きく分けて第 1のフィルタ Fl、第 2 のフィルタ F2、およびスィッチ回路 SWからなる。
[0028] スィッチ回路 SWは、第 1のポート P1に接続された共通入出力部、第 1の入出力部 Tl、および第 2の入出力部 Τ2を備えている。このスィッチ回路 SWの第 1の入出力部 T1と第 2のポート Ρ2との間に、第 1の周波数帯（850MHz)の信号を通過する第 1の フィルタ F1を設けている。またスィッチ回路 SWの第 2の入出力部 T2と第 2のポート P 2との間に、第 2の周波数帯（900MHz)の信号を通過する第 2のフィルタ F2を設け ている。
[0029] 第 1の入出力部 T1と第 1のフィルタ F1との間には位相調整回路 Lsを設けている。
また第 2のポート P2には、その平衡端子間に整合素子 (インダクタ) Lbalを設けてい る。
[0030] スィッチ回路 SWの第 1の入出力部 T1と第 1のポート P1との間には、キャパシタ Cs を介してシリーズにダイオード D1を設けて 、る。ダイオード D1の力ソード側と接地と の間には直流制御電圧の印加経路としてのインダクタ SL、およびこのインダクタ SLと 共振するキャパシタ Cu850を設けている。第 1のポート P1には整合用のキャパシタ C uを設けている。
[0031] また第 2の入出力部 T2と接地との間には、キャパシタ C5を介してダイオード D2を シャントに接続して 、る。またこの第 2の入出力部 T2と接地との間に整合用のキャパ シタ Cu900を接続して 、る。上記ダイオード D1のアノードとキャパシタ Csとの接続点 とダイオード D2の力ソードとの間には、 850MHz帯においてほぼ 1Z4波長となる電 気長をもつストリップライン SL2を設けて 、る。
[0032] 制御端子 Vcとダイオード D2のアノードとの間には抵抗 Rを接続している。制御端子 Vcに対する印加電圧が OVであるとき、ダイオード Dl, D2が共にオフ状態であるの で、第 2の入出力部 T2と第 1のポート P1との間で信号が伝搬する。制御端子 Vcに所 定の正電圧を印加すると、ダイオード Dl, D2が共にオンして、第 1の入出力部 T1と 第 1のポート P1と間で信号が伝搬する。
[0033] このように単一のスィッチ回路 SWを設けるだけで、フィルタ Fl, F2を通過する信号 を切り替えることができる。しかし、スィッチ回路 SWが選択していないフィルタ側を通 過しょうとする信号がスィッチ回路 SWを漏れて、不要な周波数の信号が通過しやす い。
例えばダイオード Dl, D2がオン状態のとき、すなわちスィッチ回路 SWが第 1の入 出力部 T1を選択しているとき、第 1のポート P1から GSM850の信号を入力して第 2 のポート P2から出力する場合を考えると、 900MHz帯の信号がスィッチ回路 SWを 漏れて第 2のフィルタ F2を通過し、第 2のポート P2へわずかながら漏れる。その結果 、 GSM850の信号に GSM900の信号が重畳される。
[0034] 第 2のポート P2から第 1のポート P1方向へ信号が伝搬する場合についても同様に 、スィッチ回路 SWが選択して!/ヽな 、側のフィルタの信号の通過とスィッチ回路 SWの 漏れが生じるので、不要な周波数の信号が通過しやす 、。
[0035] 図 2における位相調整回路 Lsは上記不要な周波数の信号の通過の問題を解消す るために設けている。第 1のポート P1から 900MHz帯の信号が入力されると、この信 号は第 1のフィルタ F 1を通過せず第 1のポート P 1側へ反射するが、この反射信号の 位相が位相調整回路 Lsで調整される。この位相調整回路 Lsは、スィッチ回路 SWが 第 1の入出力部 T1を選択しているとき、第 1のポート P1からこのフィルタモジュールを 見た、 900MHz帯の周波数でのインピーダンスがほぼショート状態となるように位相 調整を行う。
[0036] このようにスィッチ回路 SWが第 1の入出力部 T1を選択している状態で第 1のポート P1からこのフィルタモジュールを見たとき、第 2の周波数帯の所定の周波数（900M Hz)でのインピーダンスがほぼショート状態であれば、第 2のフィルタ F2およびスイツ チ回路 SWの漏れを通して通過しょうとする 900MHz帯の信号成分は抑圧されること になる。
[0037] 図 3 ·図 4は上記位相調整回路 Lsの作用について示している。図 3は位相調整回路 Lsを設けなカゝつた場合の特性図、図 4は位相調整回路 Lsを設けた場合の特性図で ある。
図 3 (A) ·図 4 (A)は第 1のポート P1—第 2のポート P2間の通過特性である。図 3 (B ) ·図 4 (B)は第 1のポート P1からこのフィルタモジュールを見た反射特性すなわち S ノ ラメータで言うところの反射係数 S (l, 1)をスミスチャート (インピーダンスチャート） で表した図（周波数掃引したときのインピーダンス軌跡)である。 [0038] 図 3および図 4のポイント m39, m35, m5, mlはいずれも 824MHzでの点を示し ている。また、ポイント m40, m36, m6, m2はいずれも 849MHzでの点を示してい る。また、ポイント m41, m37, m7, m3はいずれも 880MHzでの点を示している。さ らにポイント m42, m38, m8, m4はいずれも 915MHzでの点を示している。
[0039] 図 3 (B)と図 4 (B)を比較すれば明らかなように、上記位相調整回路 Lsを設けること によってスミスチャート上のインピーダンス軌跡は時計方向に所定角度 (この例では 約 120° )回転している。図 4 (B)のように、減衰させたい 900MHz帯でのインピーダ ンスがほぼショート状態すなわちスミスチャート上で左端付近になるように位相調整す ること〖こよって、 900MHz帯の信号成分が抑圧されることになる。この例では、図 3 ( A) ·図 4 (A)に示した通過特性に表れているように、 900MHz帯（中心周波数約 89 8MHz)での減衰量が約 3dB向上することが分力る。
[0040] 一方、第 1のフィルタ F1は 850MHz帯の信号を通過するので、この周波数帯での インピーダンスは基準インピーダンス (スミスチャート上の中心)付近に存在し、位相 調整回路 Lsによる位相調整の影響をほとんど受けない。このことは図 3 (A) ·図 4 (A) に示した通過特性を見ても分力るように、 850MHz帯（中心周波数約 837MHz)で の挿入損失が劣化することがな 、。
[0041] なお、上記位相調整回路 Lsは、第 2のポート P2から第 1のポート P1へ通過する信 号についても同様に作用する。すなわち、第 2のポート P2から入力された信号のうち 900MHz帯の成分は第 2のフィルタ F2を通過する力 スィッチ回路 SWの出力端で 等価的にほぼショートされるので 900MHz帯の信号は抑圧される。
[0042] 図 2に示した例では、スィッチ回路 SWの第 1の入出力部 T1と第 1のフィルタ F1との 間に位相調整回路 Lsを設けたが、スィッチ回路 SWが第 1の入出力部 T1を選択して いる状態で第 1のポート P1からこのフィルタモジュールを見た、第 2の周波数帯の所 定周波数でのインピーダンスがほぼショート状態になる条件であれば、独立した位相 調整回路 Lsは不要である。換言すれば、スィッチ回路 SWから第 1のフィルタ F1まで の伝送線路の電気長およびスィッチ回路 SWの回路構成を適宜定めることによって 上記条件を満足するようにしてもょ ヽ。
[0043] 図 5〜図 7は上記フィルタモジュールを、誘電体層を積層してなる積層体に一体ィ匕 した場合の構成を示す図であり、これらの各図は複数の誘電体層の各層の下面にお ける導体パターンの平面図である。図 5 (A)が最下層、図 7 (B)が最上層であり、図 7 (C)は最上層の上面に各チップを搭載した状態での平面図である。これらは図示の 都合上、図 5〜図 7の 3つの図に分けて表している。図 5〜図 7において図中の各符 号は図 2に示した回路中の各符号に対応している。また、これらの図中の GNDは接 地電極である。
[0044] 図 5 (A)において、 P1は第 1のポートの端子、 P2は第 2のポートの端子、 Gは接地 端子、 Vcは制御端子である。
[0045] 図 5 (C)の導体パターン Cu, Cu900, Cu850はそれぞれ図 5 (B) , (D)のグランド 電極 GNDと対向してキャパシタ Cu, Cu900, Cu850をそれぞれ構成している。
[0046] 07 (C)に示すように、積層体の上面には、 850MHz帯を通過させる第 1のフィル タ F1および 900MHz帯を通過させる第 2のフィルタ F2を 1つの素子として構成した 弾性表面波フィルタ SAW、チップインダクタ SL、チップキャパシタ Cs, C5、ダイォー ド Dl, D2、およびチップ抵抗 Rをそれぞれ実装している。
なお、弾性表面波フィルタに代えて厚み縦振動圧電フィルタ (BAW)を用いてもよ い。
[0047] 《第 2の実施形態》
図 8は第 2の実施形態に係るフィルタモジュールの回路図である。このフィルタモジ ユール 100は、不平衡型で信号を入出力する第 1の入出力ポート Pl、不平衡型で信 号を入出力する第 2の入出力ポート P2、および周波数帯を切り替える制御端子 Vcを 備えたものである。このフィルタモジュール 100は、大きく分けて第 1のフィルタ Fl、第 2のフイノレタ F2、およびスィッチ回路 SWからなる。
[0048] スィッチ回路 SWは、第 1のポート P1に接続された共通入出力部、第 1の入出力部 Tl、および第 2の入出力部 Τ2を備えている。このスィッチ回路 SWの第 1の入出力部 T1と第 2のポート Ρ2との間に、第 1の周波数帯（850MHz)の信号を通過する第 1の フィルタ F1を設けている。またスィッチ回路 SWの第 2の入出力部 T2と第 2のポート P 2との間に、第 2の周波数帯（900MHz)の信号を通過する第 2のフィルタ F2を設け ている。 [0049] 第 1の入出力部 Tlと第 1のフィルタ Flとの間には位相調整回路 Zを設けている。ま た第 2のポート P2と接地との間に整合素子 (インダクタ) Linを設けている。
[0050] スィッチ回路 SWの第 1の入出力部 T1と第 1のポート P1との間には、キャパシタ Cs を介してシリーズにダイオード D1を設けて 、る。ダイオード D1の力ソード側と接地と の間には直流制御電圧の印加経路としてのストリップライン SL1を設けている。第 1の ポート P1には整合用のキャパシタ Culを設けて!/、る。
[0051] また第 2の入出力部 T2と接地との間には、キャパシタ C5を介してダイオード D2を シャントに接続している。上記ダイオード D1のアノードとキャパシタ Csとの接続点とダ ィオード D2の力ソードとの間には位相調整用のストリップライン SL2を設けている。
[0052] 制御端子 Vcとダイオード D2のアノードとの間には抵抗 Rを接続している。制御端子 Vcに対する印加電圧が OVであるとき、ダイオード Dl, D2が共にオフ状態であるの で、第 2の入出力部 T2と第 1のポート P1との間で信号が伝搬する。制御端子 Vcに所 定の正電圧を印加すると、ダイオード Dl, D2が共にオンして、第 1の入出力部 T1と 第 1のポート P1との間で信号が伝搬する。
[0053] 図 9〜図 11は上記フィルタモジュールを、誘電体層を積層してなる積層体に一体 化した場合の構成を示す図であり、これらの各図は複数の誘電体層の各層の下面に おける導体パターンの平面図である。図 9 (A)が最下層、図 11 (D)が最上層であり、 図 11 (E)は最上層の上面に各チップを搭載した状態での平面図である。これらは図 示の都合上、図 9〜図 11の 3つの図に分けて表している。図 9〜図 11において図中 の各符号は図 8に示した回路中の各符号に対応している。また、これらの図中の GN Dは接地電極である。
[0054] 図 9 (A)において、 P1は第 1のポートの端子、 P2は第 2のポートの端子、 Gは接地 端子、 Vcは制御端子である。
[0055] 図 9 (C) , (E)の導体パターン C5は図 9 (B) , (D) , (F)のグランド電極 GNDと対向 してキャパシタ C5を構成して!/、る。
[0056] 図 11 (E)〖こ示すように、積層体の上面には、 850MHz帯を通過させる第 1のフィル タ F1および 900MHz帯を通過させる第 2のフィルタ F2を 1つの素子として構成した 弾性表面波フィルタ SAW、チップキャパシタ Cs、ダイオード Dl, D2、およびチップ 抵抗 Rをそれぞれ実装して!/ヽる。
[0057] 図 11 (D)に示す層には伝送線路から成る位相調整回路 Zを形成して 、る。この位 相調整回路 Zは、スィッチ回路 SWを構成するキャパシタおよびインダクタを形成する 層とは別の独立した層に配置している。そのため、スィッチ回路の各素子は位相調整 回路 Zに悪影響を与えることなぐ逆にこの位相調整回路 Zは他の回路に影響を与え ることなぐ所定の位相調整が可能となる。
[0058] なお、第 1 ·第 2の実施形態では、信号伝搬経路に対してシリーズに接続する伝送 線路で位相調整回路を構成したが、その他の構成も可能である。例えば線路と接地 との間にキャパシタをシャントに接続して構成することも可能であり、この両者を組み 合わせてもよい。さら〖こ、位相調整回路を構成する伝送線路、キャパシタ、またはイン ダクタ等を誘電体層の積層体内に導体パターンで形成する以外に、積層体にチップ インダクタやチップキャパシタを搭載することによって構成してもよい。
[0059] また、第 1 ·第 2の実施形態では 850MHz帯の選択時の 900MHz帯の信号の通過 を抑圧する例を示したが、逆に、 900MHz帯を通過させる第 2のフィルタ F2とスイツ チ回路 SWとの間に位相調整回路を設け、 900MHz帯の選択時に 850MHz帯の信 号の通過を抑圧する場合にも同様に適用できる。
[0060] 《第 3の実施形態》
図 12はクヮッドバンドの携帯電話の高周波回路部の構成を示している。この高周波 回路部は、トリプルバンド用のチップセット 103、平衡—不平衡型のフィルタモジユー ル 100、トリプルバンド用のアンテナスィッチモジュール 101およびアンテナ 102とで 構成して!/、る。アンテナスィッチモジュール 101は GSM900ZDCS 1800/PCS 19 00用のアンテナスィッチであり、この周波数帯でアンテナ 102を共用する。そして、 G SM用のポートにフィルタモジュール 100を接続し、このフィルタモジュール 100で G SM850と GSM900を切り替えるようにしている。トリプルバンド用チップセット 103は GSM900ZDCS1800ZPCS1900用のチップセットであり、このトリプルバンドに ついて RF (高周波）フロントエンド回路として動作する。このトリプルバンド用チップセ ット 103に図外のベースバンドチップを接続して、さらに、そのベースバンドチップに 入出力部を設けることによって携帯電話を構成することができる。 [0061] この例では GSM850と GSM900について平衡型で入出力を行うので、フィルタモ ジュール 100の平衡入出力ポートを 2本の端子で表している。
[0062] このように、トリプルバンド用のチップセット 103に、第 1の実施形態で示したフィルタ モジュール 100を組み合わせた高周波回路を構成することによってクヮッドバンドの 携帯電話機を容易に構成できる。

Claims

請求の範囲
[1] 第 1 ·第 2の入出力部および共通入出力部を備え、共通入出力部が第 1のポートに 接続されたスィッチ回路と、該スィッチ回路の前記第 1の入出力部と第 2のポートとの 間に、第 1の周波数帯の信号を通過する第 1のフィルタが設けられ、前記スィッチ回 路の第 2の入出力部と前記第 2のポートとの間に、第 2の周波数帯の信号を通過する 第 2のフィルタが設けられたフィルタモジュールにおいて、
前記スィッチ回路が第 1の入出力部を選択している状態で第 1のポートから見た、 第 2の周波数帯でのインピーダンスがほぼショート状態であることを特徴とするフィル タモジユーノレ。
[2] 前記第 1 ·第 2のフィルタは平衡信号と不平衡信号との変換機能を備え、前記第 2の ポートは平衡型の端子であり、前記第 1 ·第 2のフィルタは第 2のポートとの間で平衡 型で信号を入出力するものである請求項 1に記載のフィルタモジュール。
[3] 前記スィッチ回路は、複数の誘電体層を積層してなる積層体に一体化して成り、前 記第 1 ·第 2のフィルタは、前記積層体上に搭載した弾性表面波フィルタまたは厚み 縦振動圧電フィルタである、請求項 1または 2に記載のフィルタモジュール。
[4] 前記スィッチ回路が第 1の入出力部を選択している状態で第 1のポート (P1)から見 た、第 2の周波数帯でのインピーダンスをショート付近に近づける位相調整回路を前 記スィッチ回路の前記第 1の入出力部と前記第 1のフィルタとの間に設けた請求項 1 〜3のうちいずれか 1項に記載のフィルタモジュール。
[5] 前記位相調整回路は、伝送線路、キャパシタ、またはインダクタのうちいずれか 1つ を含んでなる請求項 4項に記載のフィルタモジュール。
[6] 前記スィッチ回路はキャパシタおよびインダクタを含み、前記位相調整回路は伝送 線路からなり、前記積層体を前記誘電体層の積層方向から平面透視したとき、前記 位相調整回路の伝送線路は前記スィッチ回路の前記キャパシタまたは前記インダク タを形成する層とは別の層に配置されて 、る請求項 4に記載のフィルタモジュール。
[7] 請求項 1〜6のうちいずれか 1項に記載のフィルタモジュールを高周波回路部に備 えた通信装置。
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