JPS58108967A - スイツチングレギユレ−タ - Google Patents
スイツチングレギユレ−タInfo
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- JPS58108967A JPS58108967A JP57224049A JP22404982A JPS58108967A JP S58108967 A JPS58108967 A JP S58108967A JP 57224049 A JP57224049 A JP 57224049A JP 22404982 A JP22404982 A JP 22404982A JP S58108967 A JPS58108967 A JP S58108967A
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- Japan
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- circuit
- current
- switching
- voltage
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
- H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
- H03K17/0826—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit in bipolar transistor switches
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
- H02H7/00—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions
- H02H7/10—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers
- H02H7/12—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers
- H02H7/122—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers for inverters, i.e. dc/ac converters
- H02H7/1227—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers for inverters, i.e. dc/ac converters responsive to abnormalities in the output circuit, e.g. short circuit
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- Power Conversion In General (AREA)
- Control Of Eletrric Generators (AREA)
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
- Emergency Protection Circuit Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
仁の発明はスイッチングレギュレータに係り、特に、そ
の過電流に対する保蟲回路に関する。
の過電流に対する保蟲回路に関する。
従来、電源装置の日常点検、保守に際して、その出力が
接地端に短絡されてしまう場合がある・このことは−８
ｗｉｔｅｈｉｎｇ ａｎｄ Ｌｉｎｅａｒ Ｐｏｗｅｒ
Ｓｕｐｐｌｙ Ｄ＠ｓｉｇｎ （ｂｙ ｔｈ＠Ｈａｙｄ
＠ｎ Ｂｏｏｋ Ｃｏｍｐａｎｙ＋１９７７ 、ＰＰ１
８３〜１８５）にも記載されている。
接地端に短絡されてしまう場合がある・このことは−８
ｗｉｔｅｈｉｎｇ ａｎｄ Ｌｉｎｅａｒ Ｐｏｗｅｒ
Ｓｕｐｐｌｙ Ｄ＠ｓｉｇｎ （ｂｙ ｔｈ＠Ｈａｙｄ
＠ｎ Ｂｏｏｋ Ｃｏｍｐａｎｙ＋１９７７ 、ＰＰ１
８３〜１８５）にも記載されている。
負荷回路のブレークダウン時や誤動作時に、過負荷電流
が生じることがある。はとんどの過負荷電流は一時的な
ものであるが、これによって電源が影響を受けないこと
が好ましい。この境内により、過電流保護回路が使われ
ているが、ある程度の効果が得られている。
が生じることがある。はとんどの過負荷電流は一時的な
ものであるが、これによって電源が影響を受けないこと
が好ましい。この境内により、過電流保護回路が使われ
ているが、ある程度の効果が得られている。
従来の過電流保護回路は出力端が接地端に短絡されると
きに、リニアモード直列回路素子の電力消費を保護する
ことを第１の目的とする。
きに、リニアモード直列回路素子の電力消費を保護する
ことを第１の目的とする。
このように従来の保腰回路は電源の出力端の短絡を防ぐ
ことを主目的としているが、この回路は、定格最大負荷
電流以上のわずかな過電流に対しても有効である。
ことを主目的としているが、この回路は、定格最大負荷
電流以上のわずかな過電流に対しても有効である。
前述の文献による保護回路は２つの動作モード、すなわ
ち、定電流モードと電流ホールドバックモードを有する
。定電流保護モードでは、出力電流が定格最大負荷電流
以上になると、出力電流は一定に保たれる。電流ホール
ドバックモードでは、所定の電流値までは出力電圧は定
格以下の一定値に保たれる。電流値がこの所定値以上に
なると、出力電圧と出力電流はホールドパックラインに
沿って折り返えされ始める。
ち、定電流モードと電流ホールドバックモードを有する
。定電流保護モードでは、出力電流が定格最大負荷電流
以上になると、出力電流は一定に保たれる。電流ホール
ドバックモードでは、所定の電流値までは出力電圧は定
格以下の一定値に保たれる。電流値がこの所定値以上に
なると、出力電圧と出力電流はホールドパックラインに
沿って折り返えされ始める。
リニアシリーズレギュレータについては、電流ホールド
パ、クモードの方が定電流モードより好ましい、しかし
ながら、両モードともスイ、テングレイ。レータには直
接は適用できない。
パ、クモードの方が定電流モードより好ましい、しかし
ながら、両モードともスイ、テングレイ。レータには直
接は適用できない。
スイッチングレギュレータについての従来の過電流保護
回路はりニアレギュレータについての保−回路の変形例
であり、スイ・ツチングインダク−のコアのリセットに
基づいている。これは、高価であるとともに実現が困−
である。
回路はりニアレギュレータについての保−回路の変形例
であり、スイ・ツチングインダク−のコアのリセットに
基づいている。これは、高価であるとともに実現が困−
である。
さらに、従来の過電流保護回路を有するヒステリシスタ
イツのスイッチングレギーレータ（非クロック同期）の
スイッチング周波数は過負荷抵抗の値に応じている。ス
イッチング周波数は臨界過負荷抵抗に対しては最も高く
、短絡されたときは最も低い、ここでは、臨界過負荷抵
抗は、過電流保護回路のしきい値を設定する負荷抵抗値
よりも少し低い抵抗値として定義される・ この臨界過負荷抵抗とのとき得られる高いスイッチング
周波数は、通常、トランジスタスイッチとフライバック
ダイオードの両者のスイッチング周波数よりも高い、そ
のため、短絡時と同様臨界負荷抵抗時も含む全ての過負
荷抵抗値に対して最も高く、かつ、一定の安全なスイ。
イツのスイッチングレギーレータ（非クロック同期）の
スイッチング周波数は過負荷抵抗の値に応じている。ス
イッチング周波数は臨界過負荷抵抗に対しては最も高く
、短絡されたときは最も低い、ここでは、臨界過負荷抵
抗は、過電流保護回路のしきい値を設定する負荷抵抗値
よりも少し低い抵抗値として定義される・ この臨界過負荷抵抗とのとき得られる高いスイッチング
周波数は、通常、トランジスタスイッチとフライバック
ダイオードの両者のスイッチング周波数よりも高い、そ
のため、短絡時と同様臨界負荷抵抗時も含む全ての過負
荷抵抗値に対して最も高く、かつ、一定の安全なスイ。
テング周波数の電源が望まれている。
さらに、ソフトスタートとソフトターンオフ特性を持っ
た電源が望ましい。ソフトスタートは負荷が非常に高い
過渡的なスタート電流を必要とする場合に、特に必要で
ある。このような過渡的な高スタート電流が要求される
負荷としては、キャ／ＩＰシタ、モータや白熱電球があ
る。
た電源が望ましい。ソフトスタートは負荷が非常に高い
過渡的なスタート電流を必要とする場合に、特に必要で
ある。このような過渡的な高スタート電流が要求される
負荷としては、キャ／ＩＰシタ、モータや白熱電球があ
る。
ソフトターンオフは安定化されていない電源がオフされ
る場合に、特に要求される。スイッチングレギュレータ
は電圧降下を検出して、これを補償するためにスイッチ
ングトランジスタへより多くの電流を流す。ここで、安
定化されていない電源は入力フィルタのキャノ９シタの
ゆっくりした放電により低下される。その結果、スイッ
チングトランジスタにはオンされるには充分であるが飽
和されないようなノ４イアスが印加される。このとき、
能動領域にあるスイッチングトランジスタには、非常に
高電流が流れる。
る場合に、特に要求される。スイッチングレギュレータ
は電圧降下を検出して、これを補償するためにスイッチ
ングトランジスタへより多くの電流を流す。ここで、安
定化されていない電源は入力フィルタのキャノ９シタの
ゆっくりした放電により低下される。その結果、スイッ
チングトランジスタにはオンされるには充分であるが飽
和されないようなノ４イアスが印加される。このとき、
能動領域にあるスイッチングトランジスタには、非常に
高電流が流れる。
その几め、ソフトターンオフ特性がないと、スイッチン
グトランジスタにノーデートが生じる。
グトランジスタにノーデートが生じる。
この発明は上述した事情に対処すべくなされたもので、
その目的はソフトスタートとソフトターンオフ機能を有
するスイッチングレキ、レ−タの過電流保護回路を提供
することである。
その目的はソフトスタートとソフトターンオフ機能を有
するスイッチングレキ、レ−タの過電流保護回路を提供
することである。
この発明によれば、スイッチングレギーレータのスイッ
チングトランジスタを流れる電流を検出する第１の回路
と、スイッチングトランジスタを流れる電流が所定値以
上のときはスイッチングトランジスタをオフする回路に
制御信号を供給する第２の回路とが設けられる。
チングトランジスタを流れる電流を検出する第１の回路
と、スイッチングトランジスタを流れる電流が所定値以
上のときはスイッチングトランジスタをオフする回路に
制御信号を供給する第２の回路とが設けられる。
この発明の一実施例によれば、過負荷電流を検出できる
ようにバイアスされたトランジスタを有する電流発生器
により過負荷電流が検出される。この検出手段は抵抗を
有していて、この抵抗の両端間の電圧が過負荷電流検出
器に入力される。過負荷電流検出トランジスタから発生
された電流は接地レベルが基準レベルとされているＲＣ
積分回路に電圧を発生させる。この電圧が振幅比較器に
より基準電圧と比較されるＯ振幅比較器の出力信号はス
イッチングレギュレータのスイッチングトランジスタの
ペース駆動回路に供給される。
ようにバイアスされたトランジスタを有する電流発生器
により過負荷電流が検出される。この検出手段は抵抗を
有していて、この抵抗の両端間の電圧が過負荷電流検出
器に入力される。過負荷電流検出トランジスタから発生
された電流は接地レベルが基準レベルとされているＲＣ
積分回路に電圧を発生させる。この電圧が振幅比較器に
より基準電圧と比較されるＯ振幅比較器の出力信号はス
イッチングレギュレータのスイッチングトランジスタの
ペース駆動回路に供給される。
以下、図面を参照してこの発明によるスイッチングレギ
ュレータの一実施例を説明する。第１図は第１実施例の
回路図である。過電流保護回路１０を破線のブロックで
示す。スイッチングトランジスタＱｌｌにペース駆動回
路１４が接続される。スイッチングトランジスタＱｌｌ
は抵抗Ｒ１２を介して安定化されていない入力電源ＭＬ
に接続され、インダクタＬｌｌを介して出力端ｖＯに接
続される。出力端ｖＯは負荷に接続される。７ライパ、
クダイオードＣＥｔｌｌがスイッチングトランジスタＱ
ｌｌとインダクＩＬＩ Ｊの接続点と接地端の間に接続
される。
ュレータの一実施例を説明する。第１図は第１実施例の
回路図である。過電流保護回路１０を破線のブロックで
示す。スイッチングトランジスタＱｌｌにペース駆動回
路１４が接続される。スイッチングトランジスタＱｌｌ
は抵抗Ｒ１２を介して安定化されていない入力電源ＭＬ
に接続され、インダクタＬｌｌを介して出力端ｖＯに接
続される。出力端ｖＯは負荷に接続される。７ライパ、
クダイオードＣＥｔｌｌがスイッチングトランジスタＱ
ｌｌとインダクＩＬＩ Ｊの接続点と接地端の間に接続
される。
電圧センス回路１６が出力端ｖＯに接続され、出力電圧
がモニタされる。電圧センス回路１６の出力がベース駆
動回路１４を駆動するヒステリシス置電圧比較器１８に
供給される。
がモニタされる。電圧センス回路１６の出力がベース駆
動回路１４を駆動するヒステリシス置電圧比較器１８に
供給される。
ペース駆動回路１４、電圧センス回路１６と電圧比較器
１８はスイ、チングレギ、レータの一般的な構成要素で
あることを強調するためにｆｃＩツク図として示す。こ
れらの詳細はこの発明を理解する上で不必要であるので
省略する。
１８はスイ、チングレギ、レータの一般的な構成要素で
あることを強調するためにｆｃＩツク図として示す。こ
れらの詳細はこの発明を理解する上で不必要であるので
省略する。
これらの部分の公知例としては、米国特許第３．２９４
，９８１号（Ｂｏｇ＠ ）、同第３，７７２，５８８号
（Ｋ＠１１ｙ ＠ｔ ａｌ ）、同３，９３１，５６７
号（Ｋｏｓｔ＠ｅｋ）、同第４，０３４，２８０号（Ｃ
ｒｏｎｉｎ ｅｔ ａｌ ）、前述の著書のＰｉ’ ２
３５〜３２１等が今、る。
，９８１号（Ｂｏｇ＠ ）、同第３，７７２，５８８号
（Ｋ＠１１ｙ ＠ｔ ａｌ ）、同３，９３１，５６７
号（Ｋｏｓｔ＠ｅｋ）、同第４，０３４，２８０号（Ｃ
ｒｏｎｉｎ ｅｔ ａｌ ）、前述の著書のＰｉ’ ２
３５〜３２１等が今、る。
過電流保護回路１０において、入力電源ＶＬとスイッチ
ングトランジスタＱｌｌのエミ、りの間に、抵抗８１２
が接続される。振幅比較トランジスタＱ１は接地レベル
よシ浮いている。
ングトランジスタＱｌｌのエミ、りの間に、抵抗８１２
が接続される。振幅比較トランジスタＱ１は接地レベル
よシ浮いている。
トランジスタＱｌのベースはローパスフィルタ８１ ＊
Ｃ１を介してスイッチングトランジスタＱＪＪのニオ
ツタに接続される。抵抗８１２の両端間の電圧はローパ
スフィルタＲＪ 、ＣＪｔ−介してトランジスタＱ１に
入力されているので、抵抗Ｒ１２は電流検出抵抗として
働く。
Ｃ１を介してスイッチングトランジスタＱＪＪのニオ
ツタに接続される。抵抗８１２の両端間の電圧はローパ
スフィルタＲＪ 、ＣＪｔ−介してトランジスタＱ１に
入力されているので、抵抗Ｒ１２は電流検出抵抗として
働く。
スイッチングトランジスタＱｌｌのエミ、りとトランジ
スタＱ１のベースの間に抵抗Ｒ１が接続され、トランジ
スタＱ１のベース・エミッタ間にキャパシタＣ１が接続
される。このようＫ、ｍ抗ＲＪとキャノ臂シタＣ１ｄロ
ーノ母スフィルタヲ構成する。ローパスフィルタはトラ
ンジスタＱ１のベースから大振幅の信号を取り除く。
スタＱ１のベースの間に抵抗Ｒ１が接続され、トランジ
スタＱ１のベース・エミッタ間にキャパシタＣ１が接続
される。このようＫ、ｍ抗ＲＪとキャノ臂シタＣ１ｄロ
ーノ母スフィルタヲ構成する。ローパスフィルタはトラ
ンジスタＱ１のベースから大振幅の信号を取り除く。
スイッチングトランジスタＱｌｌがオンするとき、ダイ
オードＣＲＪ１を介して接地へ流れる電流によって瞬時
（ナノセカンド単位）の電圧スノヤイクスが抵抗Ｒ１２
の両端間に発生する。ダイオードＣＢＩＩは７アストリ
カノ守りダイオードであるが、非常に短かい回復時間を
要する・この回復時間内は、ダイオードＣＲＺＺはスイ
ッチングトランジスタＱｌｌを介して接地へ電流を流す
導通モードである。ダイオードＣＲ１１の回復期間中あ
たかも短絡しているかの如くダイオードＣＥＬ１１ｆ電
流が流れる。ローノ譬スフィルタＣ１，Ｂ１はこれらの
ダイオードの回復電流スノ譬イクスが過電流振幅検出器
（電流発生器）Ｑｌを誤まってトリガすることを防ぐ、
後に示す表の素子を用いると、ローノ譬スフィルタの８
０時定数は約１μｍになる。このように、ローノスフイ
ル−は過電流保護回路１０の固有の応答時間をほとんど
遅らせない。
オードＣＲＪ１を介して接地へ流れる電流によって瞬時
（ナノセカンド単位）の電圧スノヤイクスが抵抗Ｒ１２
の両端間に発生する。ダイオードＣＢＩＩは７アストリ
カノ守りダイオードであるが、非常に短かい回復時間を
要する・この回復時間内は、ダイオードＣＲＺＺはスイ
ッチングトランジスタＱｌｌを介して接地へ電流を流す
導通モードである。ダイオードＣＲ１１の回復期間中あ
たかも短絡しているかの如くダイオードＣＥＬ１１ｆ電
流が流れる。ローノ譬スフィルタＣ１，Ｂ１はこれらの
ダイオードの回復電流スノ譬イクスが過電流振幅検出器
（電流発生器）Ｑｌを誤まってトリガすることを防ぐ、
後に示す表の素子を用いると、ローノ譬スフィルタの８
０時定数は約１μｍになる。このように、ローノスフイ
ル−は過電流保護回路１０の固有の応答時間をほとんど
遅らせない。
トランジスタＱ１が線形動作のときの寄生発振を抑制す
るために、トランジスタＱ１のコレクタに抵抗Ｒ２が接
続される。トランジスタＱ１は７０−ティング過電流検
出器であるとともに、電流発生器である。トランジスタ
Ｑ１は過負荷電流がないときはオフであり、過負荷電流
がスイッチングトランジスタＱｌｌを流れるときはリニ
アモードである。過電流が検出されると、トランジスタ
Ｑ１のベース電圧は線形的に上昇し、トランジスタＱ１
が能動領域になる。その結果、トランジスタＱ１のコレ
クタ電流も同様に線形的に増加する。詳しく言うと、ト
ランジスタＱ１を流れるコレクタ電流はコレクタがカッ
トオフ領域以外では非線形である。しかしながら、実用
上はトランジスタＱ１のコレクタ電流は疑似線形増加関
数とみなせる。
るために、トランジスタＱ１のコレクタに抵抗Ｒ２が接
続される。トランジスタＱ１は７０−ティング過電流検
出器であるとともに、電流発生器である。トランジスタ
Ｑ１は過負荷電流がないときはオフであり、過負荷電流
がスイッチングトランジスタＱｌｌを流れるときはリニ
アモードである。過電流が検出されると、トランジスタ
Ｑ１のベース電圧は線形的に上昇し、トランジスタＱ１
が能動領域になる。その結果、トランジスタＱ１のコレ
クタ電流も同様に線形的に増加する。詳しく言うと、ト
ランジスタＱ１を流れるコレクタ電流はコレクタがカッ
トオフ領域以外では非線形である。しかしながら、実用
上はトランジスタＱ１のコレクタ電流は疑似線形増加関
数とみなせる。
キャパシタＣ２がトランジスタＱ１のコレクタに接続さ
れ、トランジスタＱ１からの電流を接地電位と比較して
検出する。キャノ４シタＣ２の両端間の電圧降下はコン
・譬レータＵｌｌ、抵抗Ｒ１３，ＦＣｌ４．ＦＣｌ２．
Ｒ１６，Ｒ１７゜Ｂ１８、キャノ４シタＣ１ｌからなる
比較回路の一方入力端に供給される。抵抗ＲＪ５とＲＪ
７は比較回路のしきい値を設定する。キャノ臂シタＣ１
１はコンノ譬レータｕ１１の２つノ基準レベル差（ヒス
テリシス）Ｋよる影響を最小にするためのローパスフィ
ルタとなる。抵抗Ｅｔ１４はコンノにレータυ１１のヒ
ステリシス、ｆ、ｔｔ）−ｂ上側しきい値ＵＴと下側し
きい値ＬＴを決定する・抵抗ＲＪｊはコンノ譬レータＵ
ｌｌの出力端と電圧比較回路１８０入力端の間のＷｉｒ
＠ｄ−ＯＲｆ−）のためのプルアップ抵抗である。
れ、トランジスタＱ１からの電流を接地電位と比較して
検出する。キャノ４シタＣ２の両端間の電圧降下はコン
・譬レータＵｌｌ、抵抗Ｒ１３，ＦＣｌ４．ＦＣｌ２．
Ｒ１６，Ｒ１７゜Ｂ１８、キャノ４シタＣ１ｌからなる
比較回路の一方入力端に供給される。抵抗ＲＪ５とＲＪ
７は比較回路のしきい値を設定する。キャノ臂シタＣ１
１はコンノ譬レータｕ１１の２つノ基準レベル差（ヒス
テリシス）Ｋよる影響を最小にするためのローパスフィ
ルタとなる。抵抗Ｅｔ１４はコンノにレータυ１１のヒ
ステリシス、ｆ、ｔｔ）−ｂ上側しきい値ＵＴと下側し
きい値ＬＴを決定する・抵抗ＲＪｊはコンノ譬レータＵ
ｌｌの出力端と電圧比較回路１８０入力端の間のＷｉｒ
＠ｄ−ＯＲｆ−）のためのプルアップ抵抗である。
キャノタシタＣ２の電圧降下は抵抗Ｒ１６゜Ｒｌｇから
なる分圧器を介してコン・臂レータＵ１１に人力される
。抵抗Ｒ１６，ＲＩＢはキャ／４シタＣ２の放電路でも
ある。その結果、キャノタシタＣ２の電圧低下の際の時
定数は、抵抗Ｒ１６，Ｒｌｇの並列抵抗値とキャノ臂シ
タＣ２の容量との積である。キャノ母シタＣ２はトラン
ジスｆＱ１からのラング電流を積分することにより迅速
に充電され、抵抗Ｒ１６，Ｒ１８を介してゆっくシ放電
される。
なる分圧器を介してコン・臂レータＵ１１に人力される
。抵抗Ｒ１６，ＲＩＢはキャ／４シタＣ２の放電路でも
ある。その結果、キャノタシタＣ２の電圧低下の際の時
定数は、抵抗Ｒ１６，Ｒｌｇの並列抵抗値とキャノ臂シ
タＣ２の容量との積である。キャノ母シタＣ２はトラン
ジスｆＱ１からのラング電流を積分することにより迅速
に充電され、抵抗Ｒ１６，Ｒ１８を介してゆっくシ放電
される。
キャノ臂シタＣ２はトランジスタＱ１からの線形コレク
タランデ電流を積分する。コンパレータＵｌｌはキャｉ
４シタＣ・セの電圧降下が定常値を越えコンノ４レータ
Ｕｌｌの上側しきい値ＵＴに達すると出力が反転する。
タランデ電流を積分する。コンパレータＵｌｌはキャｉ
４シタＣ・セの電圧降下が定常値を越えコンノ４レータ
Ｕｌｌの上側しきい値ＵＴに達すると出力が反転する。
コンパレータＵ１１が反転すると、Ｗｉｒ＠ｄ −ＯＲ
ｆ −）を介してベース駆動回路１４に制御信号が供給
され、スイッチングトランジスタＱｌｌはオフされる。
ｆ −）を介してベース駆動回路１４に制御信号が供給
され、スイッチングトランジスタＱｌｌはオフされる。
この後、キャノ臂シタＣ１が０．２〜０．４ｖ位放電さ
れると、すぐに、トランジスタＱ１がオフされる。
れると、すぐに、トランジスタＱ１がオフされる。
この間は約ｌμｓである。トランジスタＱｌｌとＱｌは
キャノｆシタＣ２の電圧が０゜５ｖ（この値は後に示す
表の素子におけるコンパレータＵｌｌのヒステリシスで
ある）に低下するまでオフされ続ける。キャパシタＣ２
の充放電とコン・９レータＵｌｌのヒステリシスはどん
な過負荷状態においてもスイッチングレギュレータの周
波数とデユーティサイクルを設定するための緩和発振器
を構成する。
キャノｆシタＣ２の電圧が０゜５ｖ（この値は後に示す
表の素子におけるコンパレータＵｌｌのヒステリシスで
ある）に低下するまでオフされ続ける。キャパシタＣ２
の充放電とコン・９レータＵｌｌのヒステリシスはどん
な過負荷状態においてもスイッチングレギュレータの周
波数とデユーティサイクルを設定するための緩和発振器
を構成する。
継続的な過負荷状態においてキャノ４シタＣ２に生じる
波形を第４図に示す、この波形も後に示す表の素子を用
い九場合である− 第４ ａ図はキャ・臂シタＣ２の端
子電圧、第４ｂ図はコンパレータＵｌｌの出力電圧を示
す、キャノヤシタＣ２の端子電圧はコンノ４レータＵｌ
ｌの上側しきい値ＵＴ（３，３５Ｖ）から下降し始め、
コンパレータ 低下する。第４ｂ図から明らかなように、コンパレータ 駆動回路１４はスイッチングトランジスタＱｌｌをオフ
に保つ、しかしながら、キャノ母シタＣ２の端子電圧が
下側しきい値ＬＴになると、コンノ譬レータＩＪ１１の
出力は高レベルニナリ、ベース駆動回路１４の出力は低
レベルとなりスイッチングトランジスタＱｌｌはオンと
なる。ここで、トランジスタＱＪＪがオンになるとき、
出力端ｖＯに過負荷回路や短絡回路が接続されていると
、抵抗ＲＪｊを流れる電流がトランジスタＱ１を再びオ
ンにする。これにより、キャノ４シタ０２が充電され、
キャノ臂シタＣ２の端子電圧が第４ａ図に示すように上
側しきい値ＵＴｔで瞬時に上昇する。これにより、コン
パレータＵＪＪがオフしベース駆動回路１４の出力が高
レベルになり、スイッチングトランジスタＱＪＪがオフ
する。
波形を第４図に示す、この波形も後に示す表の素子を用
い九場合である− 第４ ａ図はキャ・臂シタＣ２の端
子電圧、第４ｂ図はコンパレータＵｌｌの出力電圧を示
す、キャノヤシタＣ２の端子電圧はコンノ４レータＵｌ
ｌの上側しきい値ＵＴ（３，３５Ｖ）から下降し始め、
コンパレータ 低下する。第４ｂ図から明らかなように、コンパレータ 駆動回路１４はスイッチングトランジスタＱｌｌをオフ
に保つ、しかしながら、キャノ母シタＣ２の端子電圧が
下側しきい値ＬＴになると、コンノ譬レータＩＪ１１の
出力は高レベルニナリ、ベース駆動回路１４の出力は低
レベルとなりスイッチングトランジスタＱｌｌはオンと
なる。ここで、トランジスタＱＪＪがオンになるとき、
出力端ｖＯに過負荷回路や短絡回路が接続されていると
、抵抗ＲＪｊを流れる電流がトランジスタＱ１を再びオ
ンにする。これにより、キャノ４シタ０２が充電され、
キャノ臂シタＣ２の端子電圧が第４ａ図に示すように上
側しきい値ＵＴｔで瞬時に上昇する。これにより、コン
パレータＵＪＪがオフしベース駆動回路１４の出力が高
レベルになり、スイッチングトランジスタＱＪＪがオフ
する。
第４１図にキク１４シタＣ２の端子電圧の低下傾向を破
線で示す。上側しきい値ＵＴと下側しきい値ＬＴとの間
の距離りがコンパレータＵＪＪのヒステリシスである。
線で示す。上側しきい値ＵＴと下側しきい値ＬＴとの間
の距離りがコンパレータＵＪＪのヒステリシスである。
第４ｂ図のノ母ルスの繰シ返し周波数は後に示す表の素
子を用いた場合、１ ｋＨｚである。第４ａ図、第４ｂ
図において園じタイミングを縦の一点鎖線で示す。
子を用いた場合、１ ｋＨｚである。第４ａ図、第４ｂ
図において園じタイミングを縦の一点鎖線で示す。
＠４ｂ図に示すノ９ルスの１４ルス幅Δｔは過負荷の抵
抗の絶対値に応じる。短絡回路の場合は、インダクタＬ
ｌｌのリセット電圧が最小であるので、Δｔは最小であ
る。Δｔの代表値は５〜５０（μｍ）である、ΔｔはＬ
Ｊ Ｉ Ｘ １１／（Ｖｌ−ＶＯ）と表わされる。ここ
で、ＬｌｌはインダクタＬｌｌのインダクタンス、１１
はトランジスタＱ１のオは出力電圧、ｖｌは安定化され
ていない入力電圧である＊ １／１０００ Ｈｚ ）
５０μｍなので、１ ｋＨｚのノ母ルス繰り返し周波数
は過負荷の抵抗の絶対値に対してほとんど独立している
。
抗の絶対値に応じる。短絡回路の場合は、インダクタＬ
ｌｌのリセット電圧が最小であるので、Δｔは最小であ
る。Δｔの代表値は５〜５０（μｍ）である、ΔｔはＬ
Ｊ Ｉ Ｘ １１／（Ｖｌ−ＶＯ）と表わされる。ここ
で、ＬｌｌはインダクタＬｌｌのインダクタンス、１１
はトランジスタＱ１のオは出力電圧、ｖｌは安定化され
ていない入力電圧である＊ １／１０００ Ｈｚ ）
５０μｍなので、１ ｋＨｚのノ母ルス繰り返し周波数
は過負荷の抵抗の絶対値に対してほとんど独立している
。
過電流検出コンツヤレータの発振周波数はキャノ豐シＩ
Ｃ２の容量値を変えることにより容易に調整可能である
０局波数は可能な限り高く、しかも、トランジスタＱｌ
ｌとダイオードＣＲＩＩの最大スイッチング周波数以内
に設定されるべきである。過電流制限モードでは、スイ
ッチングトランジスタＱｌｌのオンデユーテイサイクル
は第４ｂ図に示すように非常に長い。トランジスタＱｌ
ｌとダイオードＣａ１ｌのスイッチング速度を有限な一
定値以下にするために、スイッチングトランジスタＱ１
１へのオンノ臂ルスの繰９返し周波数は１０００ Ｈｚ
位の低い周波数に設定される。
Ｃ２の容量値を変えることにより容易に調整可能である
０局波数は可能な限り高く、しかも、トランジスタＱｌ
ｌとダイオードＣＲＩＩの最大スイッチング周波数以内
に設定されるべきである。過電流制限モードでは、スイ
ッチングトランジスタＱｌｌのオンデユーテイサイクル
は第４ｂ図に示すように非常に長い。トランジスタＱｌ
ｌとダイオードＣａ１ｌのスイッチング速度を有限な一
定値以下にするために、スイッチングトランジスタＱ１
１へのオンノ臂ルスの繰９返し周波数は１０００ Ｈｚ
位の低い周波数に設定される。
トランジスタＱｌｌとダイオードＣＲＪ１の代表的なス
イッチング速度の限界値はトランジスタＱｌｌの過電流
時のオンノ４ルスの繰り返し周波数を１００ＯＨｓ程度
に設定する。この繰り返し周波数はキャノ譬シタＣ２の
時定数により決定される。最小の過電流の折；返しは白
熱電球、キャノ４シタやモータを駆動するための電源の
オン特性を向上する。
イッチング速度の限界値はトランジスタＱｌｌの過電流
時のオンノ４ルスの繰り返し周波数を１００ＯＨｓ程度
に設定する。この繰り返し周波数はキャノ譬シタＣ２の
時定数により決定される。最小の過電流の折；返しは白
熱電球、キャノ４シタやモータを駆動するための電源の
オン特性を向上する。
一般に、過電流しきい値（ＩＴｈｒｓ ）は次のように
表わされる。
表わされる。
ＶＢｇ（ＱＪｏＮ） ０．６
Ｉ？ｋｔ・＝□キー
ＦＣｌ２ １Ｌ１２
過電流しきい値は電源の全負荷電流の約２倍に設定され
るのが好ましい、これは、オン時のトランジスタＱ１の
ペース・エミッタ電圧ＶＢＥ（ＱＪＯ）ｌ）における抵
抗耐量の変化を補償し、過電流保護回路１０の誤トリガ
を防ぐためである。
るのが好ましい、これは、オン時のトランジスタＱ１の
ペース・エミッタ電圧ＶＢＥ（ＱＪＯ）ｌ）における抵
抗耐量の変化を補償し、過電流保護回路１０の誤トリガ
を防ぐためである。
トランジスタＱｌｌを流れる電流はインダクタＬｌｌが
線形である限り、線形に変化する。
線形である限り、線形に変化する。
トランジスタＱｌｌを流れる電流は過電流検出コンツヤ
レータＵｌｌが過負荷電流を検出した後も変化し続ける
。一般的に、トランジスタＱｌｌはコンノ４レータＵｌ
ｌが反転してから数μｍ後−にオフする・この惰性電流
はスイッチングトランジスタＱｌｌとペース駆動回路１
４のスイッチング速度が速いほど小さい。
レータＵｌｌが過負荷電流を検出した後も変化し続ける
。一般的に、トランジスタＱｌｌはコンノ４レータＵｌ
ｌが反転してから数μｍ後−にオフする・この惰性電流
はスイッチングトランジスタＱｌｌとペース駆動回路１
４のスイッチング速度が速いほど小さい。
第２図に示した第２実施例は並列に接続され九２つのノ
譬ワースイ、チングトランジスタＱｌｌとＱＩＪの電流
保−回路の回路図である。第１実施例と異なる点は、第
１図の抵抗Ｒ１の代わりにそれぞれがＲ１の約２倍の抵
抗Ｒ１、ＲＪが設けられている点である。これによシ、
ＲＣ時定数を抵抗ＲＪ ＃ ＲＪとキャノｆシタＣ３に
よシ決まる値に保ったｔま、トランジスタＱ１への入力
を２径路とすることができる。同一のスイッチング入力
電流に対してトランジスタＱ１は並列的に動作するので
、定常オン時の電圧降下を約２分の１にすることができ
る。
譬ワースイ、チングトランジスタＱｌｌとＱＩＪの電流
保−回路の回路図である。第１実施例と異なる点は、第
１図の抵抗Ｒ１の代わりにそれぞれがＲ１の約２倍の抵
抗Ｒ１、ＲＪが設けられている点である。これによシ、
ＲＣ時定数を抵抗ＲＪ ＃ ＲＪとキャノｆシタＣ３に
よシ決まる値に保ったｔま、トランジスタＱ１への入力
を２径路とすることができる。同一のスイッチング入力
電流に対してトランジスタＱ１は並列的に動作するので
、定常オン時の電圧降下を約２分の１にすることができ
る。
８２１！施ｆｌＫおＩ／ｎて、抵抗Ｒ１２とＲ２０は２
つの機能がある。１番目の機能は負荷電流を検出するこ
とで、２番目の機能線トランジスタＱｌｌとＱＩＪの間
の定常負荷電流を平衡させることである。過渡的な低電
流はトランジスタＱｌｌとＱＪＪのうちいずれか一方が
速くスイ、チングするので、抵抗Ｒ１２とＲ２０で平衡
させることはできない、これは、トランジスタＱＪＪ、
ＱＪＪがオンになるとき、スイッチング速度の速いトラ
ンジスタにオン電流か−・１００チ流れるからである。
つの機能がある。１番目の機能は負荷電流を検出するこ
とで、２番目の機能線トランジスタＱｌｌとＱＩＪの間
の定常負荷電流を平衡させることである。過渡的な低電
流はトランジスタＱｌｌとＱＪＪのうちいずれか一方が
速くスイ、チングするので、抵抗Ｒ１２とＲ２０で平衡
させることはできない、これは、トランジスタＱＪＪ、
ＱＪＪがオンになるとき、スイッチング速度の速いトラ
ンジスタにオン電流か−・１００チ流れるからである。
逆に、スイッチング速度の遅いトランジスタにオフ電流
が１００％流れるからである。トランジスタＱ１１．Ｑ
１２のスイッチング速度が非常に速ければ、いずれか一
方が１００１導通するとき（理論上は１００−過負荷の
とき）は非常に短かいので、充分なペース駆動電流が供
給されていれば、トランジスタの接合部（ホ、トスポ、
ト）での損害は避けられる。
が１００％流れるからである。トランジスタＱ１１．Ｑ
１２のスイッチング速度が非常に速ければ、いずれか一
方が１００１導通するとき（理論上は１００−過負荷の
とき）は非常に短かいので、充分なペース駆動電流が供
給されていれば、トランジスタの接合部（ホ、トスポ、
ト）での損害は避けられる。
第３図は第３実施例を示す、この実施例は単一の電圧安
定化コンノ譬し−−Ｕ１２を用いている。コン・臂レー
タを１つ減らすことは直流電力”を節約し全体の部品数
を減らす効果がある。すなわち、第３実施例はスタンバ
イ電力が少なくて済む、これは、電力保存に単純性と信
頼性が要求される宇宙関係機器への応用に際して有効で
ある。
定化コンノ譬し−−Ｕ１２を用いている。コン・臂レー
タを１つ減らすことは直流電力”を節約し全体の部品数
を減らす効果がある。すなわち、第３実施例はスタンバ
イ電力が少なくて済む、これは、電力保存に単純性と信
頼性が要求される宇宙関係機器への応用に際して有効で
ある。
第１％第２実施例の説明は第３実施例の抵抗ＲＪ ｔ
Ｒｊ、キャノ臂シタＣ１、トランジスタＱ１についても
適用される。キャノヤシタＣｌＯ２と直列なキャノ譬シ
タＣ１０１が第１図、第２図の実施例中のキャノ豐シタ
０２に対応する。ダイオードＣＲＪは０Ｒ）ｆ−トとし
て働くので、電圧センス回路１６と過電流保護回路１０
のいずれか一方がコンノ譬レータＵＪｊを制御する。
Ｒｊ、キャノ臂シタＣ１、トランジスタＱ１についても
適用される。キャノヤシタＣｌＯ２と直列なキャノ譬シ
タＣ１０１が第１図、第２図の実施例中のキャノ豐シタ
０２に対応する。ダイオードＣＲＪは０Ｒ）ｆ−トとし
て働くので、電圧センス回路１６と過電流保護回路１０
のいずれか一方がコンノ譬レータＵＪｊを制御する。
過負荷状態でない通常の動作期間中、ダイオードＣＲＪ
は逆バイアスされているので、過電流は抵抗Ｒ１０２、
ＲＪ）Ｊからなる電圧センス用分圧器に供給されない１
分圧器ＲＪ ０２ 、８１０Ｂからの信号がコン／ル−
タＵＪ、？に入力され、＄１％第２実施例と同様に抵抗
Ｒ１３〜ＲＪＦによシ得られた基準信号と比較される。
は逆バイアスされているので、過電流は抵抗Ｒ１０２、
ＲＪ）Ｊからなる電圧センス用分圧器に供給されない１
分圧器ＲＪ ０２ 、８１０Ｂからの信号がコン／ル−
タＵＪ、？に入力され、＄１％第２実施例と同様に抵抗
Ｒ１３〜ＲＪＦによシ得られた基準信号と比較される。
コン・々レータＵＪＪの出力がベース枢動回路１４に供
給されスイッチングトランジスタＱ１１ｆｔ制御４する
。
給されスイッチングトランジスタＱ１１ｆｔ制御４する
。
過負荷状態のときは、ダイオードＣＲＪは分圧器Ｒ１０
２，Ｒ１０Ｂからの信号を通過させずに、トランジスタ
Ｑ１からの線形ランｆ信号をキャノ々シーＣＩＤＩ 、
ＣＩＯ：ｌに供給する。これによ蜆コンノ９レータＵ１
２は反転し、スイッチングトランジスタＱｌｌがオフさ
れる。トランジスタＱｌｌのオフにより、トランジスタ
Ｑ１もオフされる。
２，Ｒ１０Ｂからの信号を通過させずに、トランジスタ
Ｑ１からの線形ランｆ信号をキャノ々シーＣＩＤＩ 、
ＣＩＯ：ｌに供給する。これによ蜆コンノ９レータＵ１
２は反転し、スイッチングトランジスタＱｌｌがオフさ
れる。トランジスタＱｌｌのオフにより、トランジスタ
Ｑ１もオフされる。
ダイオードＣＲＪを流れる電流により・キク／４シタＣ
１０１ａＣ１０２に充電される電圧はコン／ル−タ１１
１２のヒステリシスと等しくされるｅ過電圧と過電流が
同時にしきい値を越えるときは、ダイオードＣＲＪを流
れる電流はキャノ譬シタＣｌ０Ｉ 、ＣｌＯ２をもはや
充電しない番しかしながら、半周期（約２５μｓ）後に
電圧センス回路１６はスイッチングトランジスタＱｌｌ
を再びオンにする。ダイオードＣＲＪはキャノ譬シタＣ
ｌ０Ｉ 、ＣｌＯ２を迅速に充電しコン／ル−タＵ１２
を反転させ、トランジスタＱｌｌをオフ状態に戻す。す
なわち、ダイオードＣＲＪはキャパシタＣ１０１、、Ｃ
ｌＯ２をコン／ル−タＵ１２のヒステリシスまで指数関
数的に充電し、トランジスタＱｌｌを数μＳ以内にオフ
させる。トランジスタＱｌｌはキャノ９シタＣＪＯＪ
、ＣＩＯ：ＩＩに迅速に充電される微少な電圧が低下す
るまでオフ状態に保たれる。この電圧の低下は抵抗Ｒ１
０２とＲ１０３の並列回路を介している゛のでゆっくり
行なわれる。キャノ９シタＣｌ０１．ＣｌＯ２への迅速
な充電、ゆり〈夛な放電は緩和発振器を構成する。緩和
発振の機能は第１実施例と同様である。緩和発揚の周波
数はキャノ臂シタＣｌ０Ｉ 。
１０１ａＣ１０２に充電される電圧はコン／ル−タ１１
１２のヒステリシスと等しくされるｅ過電圧と過電流が
同時にしきい値を越えるときは、ダイオードＣＲＪを流
れる電流はキャノ譬シタＣｌ０Ｉ 、ＣｌＯ２をもはや
充電しない番しかしながら、半周期（約２５μｓ）後に
電圧センス回路１６はスイッチングトランジスタＱｌｌ
を再びオンにする。ダイオードＣＲＪはキャノ譬シタＣ
ｌ０Ｉ 、ＣｌＯ２を迅速に充電しコン／ル−タＵ１２
を反転させ、トランジスタＱｌｌをオフ状態に戻す。す
なわち、ダイオードＣＲＪはキャパシタＣ１０１、、Ｃ
ｌＯ２をコン／ル−タＵ１２のヒステリシスまで指数関
数的に充電し、トランジスタＱｌｌを数μＳ以内にオフ
させる。トランジスタＱｌｌはキャノ９シタＣＪＯＪ
、ＣＩＯ：ＩＩに迅速に充電される微少な電圧が低下す
るまでオフ状態に保たれる。この電圧の低下は抵抗Ｒ１
０２とＲ１０３の並列回路を介している゛のでゆっくり
行なわれる。キャノ９シタＣｌ０１．ＣｌＯ２への迅速
な充電、ゆり〈夛な放電は緩和発振器を構成する。緩和
発振の機能は第１実施例と同様である。緩和発揚の周波
数はキャノ臂シタＣｌ０Ｉ 。
ＣｌＯ２のキャノ９シタンス、抵抗Ｒ１０２，Ｒ１０３
の並列抵抗値とコンノ譬レータＵ１２のヒステリシスに
より決定される。上述の実施例と同様に、この周波数は
１ ｋＨｚ位が適当である。
の並列抵抗値とコンノ譬レータＵ１２のヒステリシスに
より決定される。上述の実施例と同様に、この周波数は
１ ｋＨｚ位が適当である。
電流保護回路１０と電圧センス回路１６はキャノ臂シタ
Ｃ１０１，ＣｌＯ２のキャノ譬シタンスにある限度を与
える。しかしながら、電流保護回路１０と電圧センス回
路１６がともにうまく働くような妥協点がある。
Ｃ１０１，ＣｌＯ２のキャノ譬シタンスにある限度を与
える。しかしながら、電流保護回路１０と電圧センス回
路１６がともにうまく働くような妥協点がある。
抵抗 Ω
Ｒ１１００
ＲＪ １００Ｒｊ
２２０Ｒ４１０
ｋ Ｒ１２０，０５ ＲＪＪ １．７４ｋ ＲＪ４− １１５ｋ Ｂ１５ ２０．５ｋＲ
Ｊｆ ２８ｋＲＪＦ
２０．５ｋ ＲＩＢ １７．４ｋ ＲＪ９ ２２０８２０
０．０５ＲＩＯＩ
１ｋＲＪＯ２６４，９
ｋ Ｂ１０３ ２２．１にキ
ャノ譬シタ Ｆ ＣＪ Ｏ，０１μ０７
０．１μ ＣＪ０１ １μ Ｃｌ０１ １μ Ｃ１ｌ １００ｐｉｅ。
２２０Ｒ４１０
ｋ Ｒ１２０，０５ ＲＪＪ １．７４ｋ ＲＪ４− １１５ｋ Ｂ１５ ２０．５ｋＲ
Ｊｆ ２８ｋＲＪＦ
２０．５ｋ ＲＩＢ １７．４ｋ ＲＪ９ ２２０８２０
０．０５ＲＩＯＩ
１ｋＲＪＯ２６４，９
ｋ Ｂ１０３ ２２．１にキ
ャノ譬シタ Ｆ ＣＪ Ｏ，０１μ０７
０．１μ ＣＪ０１ １μ Ｃｌ０１ １μ Ｃ１ｌ １００ｐｉｅ。
インダクタＬｌｌ ダイオードＣＲＪ
ｌＮ４１５０ＣＥＬＩＩ
ｌＮ３８９１トランジスタ ＱＪ ２Ｎ５６８０Ｑｌｌ
２Ｎ６２８７Ｑｌｌｔ
２Ｎ６２８７コンノ臂レータ ＵＪＪ ＬＭ１３９ −′Ｕ１２
ＬＭ１３９上述の説明は特定の
実施例につ′いて行なったが、この発明はこれらの実施
例に限定されず、種々変更可能である。友とえば、ヒス
テリシス型コンノ臂レータの代ワりに、クロックドコン
ノ臂レータを用いてもよい。
ｌＮ４１５０ＣＥＬＩＩ
ｌＮ３８９１トランジスタ ＱＪ ２Ｎ５６８０Ｑｌｌ
２Ｎ６２８７Ｑｌｌｔ
２Ｎ６２８７コンノ臂レータ ＵＪＪ ＬＭ１３９ −′Ｕ１２
ＬＭ１３９上述の説明は特定の
実施例につ′いて行なったが、この発明はこれらの実施
例に限定されず、種々変更可能である。友とえば、ヒス
テリシス型コンノ臂レータの代ワりに、クロックドコン
ノ臂レータを用いてもよい。
第１図はこの発明によるスイッチングレギ。
レータの一実施例の回路図１、＠２図、第３図はその第
２、＠３実施例の回路図、＃４４ａ図、第４ｂ図はコン
ノ９レータ１１１１．Ｕ１２の入出力波形を示す波形図
である。 １０・・・電流保護回路、１４・・・ペース駆動回路、
１６・・・電圧検出回路、１８・・・コンノ４レータ、
Ｑｌｌ・・・パワースイッチングトランジスタ。 出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦Ｆｉｇ２゜ Ｆｉｇ、 ４ａ。 Ｆｉｇ、 ４ｂ。 ＩＩｆ聞
２、＠３実施例の回路図、＃４４ａ図、第４ｂ図はコン
ノ９レータ１１１１．Ｕ１２の入出力波形を示す波形図
である。 １０・・・電流保護回路、１４・・・ペース駆動回路、
１６・・・電圧検出回路、１８・・・コンノ４レータ、
Ｑｌｌ・・・パワースイッチングトランジスタ。 出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦Ｆｉｇ２゜ Ｆｉｇ、 ４ａ。 Ｆｉｇ、 ４ｂ。 ＩＩｆ聞
Claims (1)
- 出力端に接続された負荷に電力を供給するスイッチング
トランジスタと、所定の入力信号に応じて前記スイッチ
ングトランジスタをオン、オフ制御する制御回路と、前
記スイッチングトランジスタを流れる電流を検出するＷ
４１回路と検出器の出力に応じて前記スイッチングトラ
ンジスタを流れる電流が所定の値以上のと色は前記制御
回路に信号を供給する第２回路とを有し負荷が過負荷状
態のとき前記スイッチングトランジスタを流れる電流を
制限する過電流保護回路とを真備するスイッチングレギ
ュレータ
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US333356 | 1981-12-22 | ||
| US06/333,356 US4428015A (en) | 1981-12-22 | 1981-12-22 | Overcurrent limiter circuit for switching regulator power supplies |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58108967A true JPS58108967A (ja) | 1983-06-29 |
| JPH0337391B2 JPH0337391B2 (ja) | 1991-06-05 |
Family
ID=23302449
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57224049A Granted JPS58108967A (ja) | 1981-12-22 | 1982-12-22 | スイツチングレギユレ−タ |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4428015A (ja) |
| EP (1) | EP0084245B1 (ja) |
| JP (1) | JPS58108967A (ja) |
| AU (1) | AU560755B2 (ja) |
| DE (1) | DE3278062D1 (ja) |
| IL (1) | IL67558A (ja) |
| NO (1) | NO159630C (ja) |
Families Citing this family (48)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US4672300A (en) * | 1985-03-29 | 1987-06-09 | Braydon Corporation | Direct current power supply using current amplitude modulation |
| DE3525942A1 (de) * | 1985-07-17 | 1987-01-29 | Siemens Ag | Schaltnetzgeraet |
| US4678984A (en) * | 1986-04-21 | 1987-07-07 | Sperry Corporation | Digital power converter input current control circuit |
| CA1287103C (en) * | 1986-04-22 | 1991-07-30 | Jim Pinard | Cmos latch-up recovery circuit |
| US4766605A (en) * | 1986-06-13 | 1988-08-23 | International Business Machines Corporation | Telephone tie trunk driver circuit |
| US4808905A (en) * | 1986-08-05 | 1989-02-28 | Advanced Micro Devices, Inc. | Current-limiting circuit |
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| JPH09215319A (ja) * | 1996-02-01 | 1997-08-15 | Toyota Autom Loom Works Ltd | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
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