NO159630B

NO159630B - Stroemforsyning med bryterregulering.

Info

Publication number: NO159630B
Application number: NO824316A
Authority: NO
Inventors: John J Nesler
Original assignee: Hughes Aircraft Co
Priority date: 1981-12-22
Filing date: 1982-12-21
Publication date: 1988-10-10
Also published as: IL67558A0; EP0084245B1; IL67558A; AU9169082A; EP0084245A1; NO824316L; JPH0337391B2; US4428015A; DE3278062D1; JPS58108967A; AU560755B2; NO159630C

Description

Foreliggende oppfinnelse angår strømforsyning med bryterregulering av den art som angitt i innledningen til krav 1.

Som beskrevet av Abraham I. Pressman i publikasjonen "Swi-tching and Linear Power Supply Design" utgitt av Hayden Book Company i 1977, side 183 til 185 er rutineprøvende

og vedlikeholdet av strømforsyninger slik at utgangen til strømforsyningen kan bli ved uhell kortsluttet til jord. Overbelastningsstrømmer kan forekomme som følge av et sammen-brudd eller en feil i belastningskretsen. Mens de fleste overbelastningsstrømmer er midlertidig er det ønskelig at de ikke ødelegger strømforsyningen. Av denne grunn har overstrømbeskyttelseskretser blitt anvendt med stort sett hell.

Tidligere kjente overstrømbeskyttelseskretser er primært

ment som beskyttelse mot tap i lineære seriepasserings-elementer når et utgangspunkt blir kortsluttet til jord.

Selv om hovedgrunnen for tidligere overstrømbeskyttelse

er å beskytte mot slike kortslutninger ved utgangen av strømforsyningen er det også nyttig å beskytte mot mindre begrensede overstrømmer over den maksimale spesifiserte belastningsstrømmen.

Ovenfor nevnte publikasjon beskriver to generelt benyttede moduser for overstrømsbeskyttelse: konstant strøm og strøm "tilbakefolding". Ved et konstant strømbeskyttelses-system, når utgangsstrømmen blir øket over den maksimalt bestemte overlastningsstrømmen, idet utgangsstrømmen forblir konstant. Ved et strømtilbakefoldingssystem forblir utgangsspenningen konstant og innenfor bestemte grenser opp-til et forutbestemt strømnivå. Over dette strømnivået begynner utgangsspenningen og strømmen å falle tilbake langs en "tilbakefoldings"-linje.

For lineær seriepasseringsregulatorer kan strømtilbakefolde-teknikken ha fordeler like ovenfor konstant strømteknikk. Ingen av de kan imidlertid anvendes direkte på en strømfor-syning av bryterregulatortypen- Tidligere kjente overstrøm-begrensere for bryterregulatorer er tilpasset de tidligere utviklet for lineære regulatorer. Da slike tidligere kjente bryterregulatorer for overstrømsbegrensningskretser avhenger av tilbakeinnstilling av en bryterinduktorkjerne kan dette bli dyrt og ellers vanskelig å tilveiebringe.

Bryterregulatorer av hysteresetypen (ikke-klokket) som dessuten benytter tidligere kjente overstrømsbegrensere har en bryterfrekvens som er i forhold til størrelsen på overbelastningsresistansen. Bryterfrekvensen er svært høy for "kritisk overbelastningsresistanse" og lavest for en kortslutning. Den "kritiske overbelastningsresistansen" er definert her som belastningsresistansen litt mindre enn belastningsresistansen som kun utløser overstrømsbegrenser-terskelinnstillingen.

Den høye bryterfrekvensen oppnådd ved kritisk overbelastningsresistanse overskrider vanligvis strømforsyningsbryter-frekvensytelsen til begge transistorbryterne og tilbake-løpsdioden. Det er således ønskelig å tilveiebringe en strømforsyning som har en bryterfrekvens som blir holdt konstant ved høyeste sikker bryterytelse for alle overbe-lastningsresistanser innbefattende kortslutning så vel som en kritisk belastningsresistans.

Det er dessuten ønskelig å tilveiebringe en strømforsyning med myk på og av karakteristikk. En myk start kan være nødvendig i tilfelle av.at lasten krever svært høy transient startstrøm. Kondensatorer, motorer og utladningslamper er eksempel på laster som krever høye•transiente startstrømmer. En myk utkopling kan være- nødvendig i tilfeller hvor den uregulerte strømkilden blir slått av, som bevirker en bryterregulator til å avføle et spenningsfall som det er forsøkt å kompensere ved å trekke mer strøm gjennom brytertransistoren. I denne modusen kan den uregulerte strømkilden bli trukket ned på grunn av den langsomme utladningen til en inngangsfilterkondensator. Strømforsyningsbryteren kan ha nok energi til å bli forspent på, men ikke nok til å bli mettet. I det tilfellet kan svært høy strøm bli trukket gjennom brytertransistoren i dens aktive modus. Dette utgjør en fare for en brytertransistor uten den myke ut-koplingen .

US-patent nr. 4058758 beskriver bruk av en lysemitterende diode (LED) i forbindelse med sekundærviklinger til en transformator for å overføre overbelastningsstrøminformasjon, men hvor det er nødvendig med isolasjon mellom viklingene. Utførelsesformene er i de fleste tilfellene for halvbølge-ledning til lasten. Det er imidlertid også et eksempel (fig. 3) på fullbølgelastledning. Dette patentet angår således for det første kopling av overbelastningsinformasjonen til styrekretsen ved bruk av LED'er og for det andre følgende reduksjon av funksjonsfaktoren til brytertransistoren under overbelastningstilstander, slik som for å begrense over-belastnings spredningen .

Det er ikke nevnt noe i dette patentet om redusering av bryterfrekvensen eller generering av en konstant frekvens i løpet av overbelastningen, hvilken frekvens er i det vesentlige uavhengig av graden av overbelastning på strømforsyningen.

Foreliggende oppfinnelse tilveiebringer en overstrømbeskyt-telse av den innledningsvis nevnte art, hvis karakteristiske trekk fremgår av krav 1. Ytterligere trekk ved oppfinnelsen fremgår av de øvrige underkravene.

Oppfinnelsen skal nå beskrives nærmere med henvisning til tegningene, hvor: Fig. 1 viser et skjematisk diagram av en første utgangsform

av foreliggende oppfinnelse.

Fig. 2 viser et skjematisk diagram av en andre utførelses-form av foreliggende oppfinnelse. Fig. 3 viser et skjematisk diagram av en tredje utførel-sesform av foreliggende oppfinnelse. Fig. 4 viser spenningsbølgeformer for ytterligere å vise

driften av foreliggende oppfinnelse.

Overstrømsbeskyttelseskretsen for strømforsyningen ifølge foreliggende oppfinnelse er vist på figurene 1-3.

Fig. 1 viser den første av tre utførelsesformer av foreliggende oppfinnelse. Overstrømsbeskyttelseskretsen ifølge foreliggende oppfinnelse er vist generelt ved henvisningstallet 10 innenfor de stiplede linjene. En effektbryter-transistor er drevet ved hjelp av en basisdrivkrets 14. Bryterkretstransistoren Q ^ er tilkoplet mellom en kilde med uregulert linjespenning V via motstanden R1 og en last ved VQ gjennom induktoren L-^- En tilbakeløpsdiode CR^^ er koplet til forbindelsen mellom brytertransistoren Q1;L og induktoren og jord. En spenningsavfølingskrets 16 er forbundet med Vq for å overvåke utgangsspenningen. Utgangen til spenningsavfølingskretsen 16 er forbundet med inngangen til en hysteresespenningskomperator 18 som driver basisdrivkretsen 14.

Basisdrivkretsen 14, spenningsavfølingskretsen 16 og komperatoren 18 er vist i blokkdiagram for å betone at disse kretsene kan være anordnet i en bryterregulator for strøm-forsyningen. Konstruksjonen av disse kretsene er velkjent for fagmannen på området. Detaljer ved disse blokkdiagram-mene er ikke nødvendig for å forstå foreliggende oppfinnelse. Konstruksjonen av slike kretser er vist i US-patent nr. 3.294.981, nr. 3.772.588, nr. 3.931.567, nr. 4.034.280 og

tidligere nevnte publikasjon side 321-325.

Som nevnt ovenfor er overstrømsbegrenserkretsen ifølge foreliggende oppfinnelse vist med henvisningstallet 10. Deb innbefatter en motstand R, „ i strømbanen mellom kilden for uregulert linjespenning VT og emitteren til brytertransistoren Q-q • Kretsen 10 har også en amplitudekomperatortran-sistor Q-^ forbundet slik at den flyter over jordpotensialet. Transistoren Q1, er basisforbundet med emitteren til brytertransistoren Q11 gjennom et lavpassf ilter, R-^ og . Motstanden R, „ tilveiebringer en strømavfølingsmotstand ved at dens spenningsfall blir ført til inngangen til transistoren Q, gjennom R^/C^-filteret.

Motstanden R^ mellom transistorens Q, , emitter og transistorens basis og kondensatoren C1 over basisemitterfor-bindelsen til transistoren Q, tilveiebringer et lavpass-RC-filter. Dette RC-filteret fjerner de store amplitude, hurtige (nanosekund) spenningstopper som forekommer over R^ bevirket av strømmen gjennom CR^ mot jord ved det øyeblikket transistoren Q.. , slåes på. Selv om CR-^ er en typisk hurtig gjenopprettingsdiode, og den har en endelig gjenopprettingstid. I løpet av dens gjenopprettingstid er den i en lede-modus som tillater strømmen å flyte gjennom brytertransistoren Q ^ til jord. I løpet av CR^ gjenopprettingsintervallet strømmer strøm gjennom CR^ som om den ble momentant kortsluttet. Lavpassfilteret tilveiebrakt ved kombinasjon av motstanden R^ og kondensatoren C, forhindrer at disse diode-gjenopprettingsstrømtoppene trigger feilaktig overstrøms-amplitudedetektoren (strømgeneratoren) Q^. Ved å benytte komponentverdiene vist i tabell I nedenfor blir RC-tidskonstanten til filteret tilnærmet en mikrosekund. Filteret forsinker ikke synbart iboende reaksjonstid til overstrøms-begrenserkretsen 10.

Motstanden R£ er forbundet i kollektorbanen til transistoren Q for å tilveiebringe parasittsvningsundertrykkelse når transistoren Q.. er i lineær modus- Ved denne sammenstillin-gen er transistoren Q.. både en flytende overstrømsdetektor og en strømgenerator. Transistoren Q 1 er enten av når der ikke er noen overbelastningsstrøm eller i lineærmodusen når der er en overbelastning gjennom strømforsyningsbrytertran-sistoren Q-^ • Ved en overstrømsdetektering rampestyres transistorens Q, basisspenning lineært inn i transistorens Q.. aktivé område slik at transistorens Q, kollektorstrøm ligner en lineær strømrampe. (For å være mer nøyaktig er kollektorstrømmen gjennom transistoren Q ikke-lineær når Q1 går ut av kollektorsperring. For praktiske formål er imidlertid transistorens Q, kollektorstrøm en pseudo-1ineærøkende funksjon.)

En kondensator er forbundet i kollektorbanen til transistoren Q for å motta strømmen fra transistoren Q1 ved jordpotensialet. Spenningsfallet over kondensatoren C tilveiebringer en eller to forskjellige inngangssignaler til en komperatorkrets innbefattende forsterkeren U^, motstanden R,^ til R.. 0 og kondensatorne C . Motstandene

lj lo 11

<R>^^ og R-j^^ innstiller komperatorens terskelnivå. Kondensatoren C ^ danner et lavpassfilter for å minimalisere støy-interferensen for 2-nivå(hysterese)referansepotensialet til komperatoren U^. R^^ etablerer hysteresestørrelsen for komperatoren , dvs. det øvre og nedre utløsernivået (UT og LT) til komperatoren U^. R^ er nivåhevemotstanden for den "ledningsforbundne ELLER"-kretsen ved utgangen, til komperatoren U^ og bl okk diagrammet 18.

Spenningsfallet over kondensatoren C2 blir tilført komperatoren U^ gjennom en spenningsdeler som består av motstanden R.. r og R, 0. Rn r og R1D utgjør også en utladningsbane for

±b lo lo lo

kondensatoren C^. Som en følge derav er tidskonstanten til' kondensatorens fallspenning C2~ganger parallellkombinasjonen mellom motstanden R^g og R^s* Kondensatoren lades hurtig ved integrering av strømrampen fra transistoren Q. og utlades langsomt gjennom motstanden R^g og R-^g-

Kondensatoren C2 integrerer lineærkollektorstrømrampen fra transistoren Q^. Overstrømskomperatoren U^ endrer tilstand etter at spenningen over kondensatoren C2 stiger over dens stabile tilstandsverdi til det øvre utløserpunktet (UT) til komperatoren . Endringen av tilstanden til komperatoren U, , starter overstrømsutkoplingen av transistoren Q^^ via den "tilkoplede ELLER"-forbindelsen med basisdrivkretsen 14. Ved utkopling av transistoren utkoples transistoren (tilnærmet en mikrosekund) så snart som kondensatoren utlades en brøkdel av en volt. Transistorne Q 1 , og Q1 forblir utkoplet, dvs. sperret inntil spenningen over kondensatoren C2 faller ved omkring en halv volt (ved å benytte parametrene nærmere spesifisert i tabell I lengre nede i beskrivelsen) som er hysteresen for komperatoren U^. Denne ladningen og utladningen av kondensatoren C ? og kompera-torhysteresen danner en relaksasjonsoscillator for å innstille bryterregulatorfrekvensen og arbeidssyklusen i løpet av en-hver overbelastningstilstand.

Bølgeformen som forekommer over kondensatoren C2 for en kon-tinuerlig overbelastet tilstand er vist på fig. 4 for parametrene vist i tabell I. Fig. 4a viser spenningsbølgeformen over kondensatoren C2 og fig. 4b viser spenningsbølgeformen ved komperatorens utgang. Det skal bemerkes at spenningsfallet over kondensatoren begynner ved den øvre terskelen (UT) til komperatoren (dvs. 3,35 volt) og faller til komperatorens nedre terskel (UT) (dvs. 2,85 volt).

Det fremgår av fig. 4b at i løpet av tiden utgangen til komperatoren er lav, 0 volt, fastholder basisdrivkretsen 14 brytertransistoren Q 1;. i utkoplet tilstand, dvs. sperret.

Når spenningsfallet over kondensatoren C2 imidlertid når

den nedre terskelen LT går utgangen til komperatoren U^

til et nivå og basisdrivkretsen går til et lavt nivå og bryteren Q.. 1 slåes på, dvs. transistoren Q^^ blir ledende. Ved antagelse av at overbelastningen eller kortslutningen

er fremdeles over V når transistoren Q., blir ledende

o 11

vil strømmen som flyter gjennom motstanden R^2 igjen gjøre

transistoren Q, ledende. Når transistoren Q1 blir ledende lader den kondensatoren C» slik at utgangsspenningen til kondensatoren (se fig. 4a) hurtig når den nye øvre terskelen ved UT. Dette bevirker at komperatoren U^ koples ut som bevirker at basisdrivkretsen går til et høyt nivå

som derved slår av brytertransistoren Q-q •

Den stiplede linjen på fig. 4a viser fallbanen til kondensatoren C^- Avstanden h mellom den nedre terskelen LT og den øvre terskelen UT er hysteresen til komperatoren U^. Pulsrepetisjonsfrekvensen for kurven på fig. 4b skulle være

i størrelsesorden 1 kHz som benytter komponentene spesifisert i tabellen I. Den stiplede vertikale linjen på fig. 4 viser tidskoinsidensen mellom fig. 4a og 4b.

Pulsbredden AT på fig. 4b avhenger av størrelsen på overbe-las tningsmotstanden. For en kortslutning vil AT være et mini-mum som bevirker at tilbakestillingsspenningen for induktoren Lll er ve<^ et minimum' Det typiske området for AT er slik

at AT er større enn 5 mikrosekunder og mindre enn 50 mikrosekunder. AT er tilnærmet lik L,, x (V^-V ) . Hvor

er induktansen til induktoren L-^-j.' er * ± lik

Vq er utgangsspenningen og V er lik den uregulerte inngangs-linjespenningen. Det skal bemerkes at PRF på 1000 Hz er rela-tivt uavhengig av størrelsen på overbelastningsmotstanden på grunn av 1/1000 Hz >> 50 mikrosekunder.

Frekvensen til overstrømskomperatoroscillasjonen kan lett bli justert ved å endre kapasitansen til kondensatoren C^. Frekvensen skulle bli innstilt, så høy som mulig og enda være innenfor den maksimale bryterhastigheten og frekvensverdiene for transistoren Q 1 1 og dioden CR^. Ved overstrømsgrense-modus ville brytertransistorens på-arbeidssyklus være svært lav som vist på fig. 4b. For å være innenfor de endelige bryterhastighetscfjegrensningene til transistoren ^11°^ dioden CR-q skulle overstrømsbegrensningsmoduspuls^-. repetisjonsfrekvensen være satt lavt, dvs. omkring 1000 Hz.

Typiske bryterhastighetsbegrensninger for transistoren og dioden CR^ krever at overstrømmens periodiske tilbakevendende frekvens blir innstilt til omkring 1000 Hz. Denne periodiske tilbakevendende frekvesen blir igjen innstilt via kondensatorens C 9 tidskonstant. Minimal overstrøms-tilbakefoldning forbedrer PÅ-karakteristikken til strøm-forsyningen når den driver utladningslampekondensatorer, motorer og lignende.

Overstrømsterskelstrømmen (Iipjirs) er generelt definert som Im, = CL PÅ V^/R, „ ~ 0,6 volt/R..,.. Terskelstrømmen skulle

inrs j_ Bij \-£. — \-Z

innstilt tilnærmet en faktor 2 høyere enn strømforsyningens fullbelastningsstrøm. Denne høyere innstillingen skal ta med i beregningen variasjoner i basisemitterspenningen VBE for PÅ-tilstanden til transistoren Q, (Q^ PÅ V"BE) motstands-toleransene og for å forhindre feiltrigging av overstrøms-beskyttelseskretsen 10.

Strømmen gjennom transistoren Q, , vil være en lineær rampe så lenge som L, , er lineær. Det skal bemerkes at strømmen gjennom transistoren Q.. , ville fortsatt rampestyres oppover selv etter overstrømskomperatoren endrer tilstanden som signaliserer en overbelastningsstrøm. Transistoren Q, ,

slår ikke AV inntil et par mikrosekunder etter komperatoren U i;. endrer sin tilstand. Denne "coast-up" strømmen vil være mindre med en hurtigere brytertransistor Q11 og hurtigere basisdrivkrets 14.

Fig. 2 viser strømbegrenseren for to effektbrytertransistorer ^11 °g ^12^ forbundet parallelt. Ved denne utførelsesformen er kretsen ifølge oppfinnelsen den samme og drives på samme måte som på fig. 1 med unntak av at motstanden R^ har blitt erstattet av to motstander R-^ og R3 som hver er stort sett to ganger s-tørrelsen av motstanden R^ på fig. 1.

Dette tillater dualinngang til transistoren mens RC-tidskonstanten mellom motstandene R^ og R^ og kondensatoren fastholdes. For samme bryterstrømmen vil parallelldrift redusere den stabile tilstanden av spenningsfallet ved tilnærmet en faktor lik 2.

På fig. 2 tjener motstandene R^2 og R2Q to funksjoner. Den første er å avføle belastningsstrømmen og den andre er å

avhjelpe balansen i den stabile tilstandsbelastningsstrømmen mellom transistoren Q, , og Q12- Transienten ved lave strøm-mer kan ikke bli balansert ved hjelp av motstanden R^2 og R2q på grunn av at en av de to transistorne alltid kopler hurtigere. Dette betyr at i løpet av PÅ-bryterøyeblikket fører

den hurtigste transistoren 10 0% av den PÅ-strømmen. Den langsomste transistoren fører 100% av AV-strømmen i løpet av brytertransienten. Dersom transistorbrytertiden blir gjort svært kort blir øyeblikket for 100% individuell ledeevne (teoretisk 100% overbelastning) så kort at transi-storsjikt (varmt punkt) ødeleggelse bli unngått forutsatt at der er adekvat basisdrift.

En tredje utførelsesform er vist på fig. 3. Denne utførel-sesformen er vist for å vise at oppfinnelsen kan bli realisert ved bruk av en enkel spenningsregulerende komperator U^2-Elimineringen av en kamperator sparer likestrømsforsyningen 'og reduserer antall deler for totalkretsen. Utførelsesfor-men på fig. 3 anvender således mindre hvilestrøm. Dette er et viktig trekk ved anvendelse innenfor romfarten hvor enkel strømforsyning og pålitelighet er svært viktig.

Den tidligere beskrivelsen av utførelsesformen på fig. 1 og 2 anvender for dette komponentene R^, R,,, C-^ og Q^. : Ved utførelsesformen på fig. 3 tilsvarer kondensatoren C1Q1 i serie med kondensatoren C102 kondensatoren C2 på utførelses-formene på fig. 1 og 2. Dioden CR1 tilveiebringer "ELLER"-funksjonen slik at enten spenningsavfølingskretsen 16 eller overstrømsbegrenserkretsen 10 kan styre samme komperatoren °12<->

I løpet av normal drift (ingen overbelastning) blir dioden

CR^ tilbakeforspent med omkring 3 volt slik at overstrøms-kretsen ikke belaster spenningsavfølingsdeleren som be-

står av motstanden R102 0<3 Rio3" Disse motstandene tilveiebringer et signal for komperatoren U^2 som blir sammenlignet med et referansepotensial over motstanden R^^ til R±j som beskrevet ovenfor med hensyn til fig. 1 å tillate at komperatoren U-. 2 tilveiebringer signaler til basisdrivkretsen 14 for å styre brytertransistoren Q-^-

Når det er en overstrømstilstand overskrider dioden CR^ signalet fra spenningsavfølingsdeleren (R-^q2 °^ <R>103^

og sender lineærstrømrampe fra transistoren til kondensatoren C-lq-l og C102* Dette overskridelsessignalet endrer hurtig tilstanden til komperatoren U12 til å slå av brytertransistoren Q-^- Når transistoren Q ^ slåes av slåes også transistoren Q.. av.

Strømmen gjennom dioden CR.^ anbringer en ladningsspenning tilnærmet lik hysteresen til komperatoren på de serieforbundne kondensatorne C1Q1 og C102" 1 tilfelle av at overspenning og overstrømsterskler forekommer ved samme øyeblikk vil strøm-men gjennom dioden CR^ ikke addere mye ladespenning til kondensatorne C^q^ og C^q2- En halv periode senere (f.eks. omkring 25 mikrosekunder) vil imidlertid spenningsavfølingskretsen

16 føre brytertransistoren Q 1 tilbake til PÅ-tilstanden. Dioden CR^ vil nå hurtig lade kondensatorne C^q^ og C^^2

for å utløse terskelen til komperatoren U^2 som endrer transistorens Q1 tilstand til AV. Dvs. dioden CR-j^ lader eksponen-sielt kondensatorne C-j.01 og C-^q2 med full verdi av kompera-torhysteresen som vil slå av transistoren Q innenfor flere mikrosekunder. Transistoren Q1.1n vil ikke forbli av inntil

deltaspenningen, hurtig ladet i kondensatorne C^^^ og C-^q2' faller. Fallbanen for kondensatoren C^q^ er langsom på grunn av at den er via parallellkombinasjonen mellom motstandene R^02 og R103* Denne hurtige ladningen, langsomt fall på kondensatorne C^^^ og C^q2 danner en relaksasjonsoscillator. Funksjonen til relaksasjonsoscillatoren til den samme som den beskrevet for fig. 1. Frekvensen til relaksasjonsoscillatoren blir innstilt ved hjelp av størrel-sen på kondensatorne C^^^ og c^q2' parallellmotstanden til spenningsdeleren tilveiebrakt ved hjelp av motstandene R102°g R103°g hysteresespenningen til komperatoren U^. Det ovenfor beskrevne med hensyn til optimal frekvens for denne oscillatoren gjelder også for utførelsesformen på fig.

3. En kHz er typisk.

Kryssnettverket og spenningsavbøyingskretsen 16 gir noen begrensninger på området for kondensatorne C^q^ og C^q,,.

Et kompromiss kan imidlertid bli tilveiebrakt ved at både denne overstrømsavfølingskretsen og spenningsavfølings-kretsen 16 arbeider riktig sammen. Mens foreliggende oppfinnelse har blitt beskrevet med henvisning til spesielle utførelsesformer for en bestemt anvendelse skal det bemerkes at oppfinnelsen ikke er begrenset til denne. Fagmannen på området vil innse at det er mulig med modifikasjoner innenfor dens ramme. De ovenfor beskrevne utførelsesformene viser hysteresekomperator av typen bryterregulatorer, men det er f.eks. klart at oppfinnelsen kan anvendes ved klokkede komperatorer av typen bryterregulatorer .

Claims

1. Strømforsyning med bryterregulering innbefattende en brytertransistor (On) koblet mellom en spenningskilde (VL) og en last, en styrekrets (14) for aktivering og deaktivering av brytertransistorene (On, O12) for å regulere lastspenningen og en overstrømbegrensningskrets (10) innbefattende en første krets (Ri2« Rl» R3 • <c>l» °1) for avføling av strømmen gjennom brytertransistoren (On» Q12)' °S generering av strøm som varierer i det vesentlige kun med spenningen (VL) alltid når strømmen gjennom brytertransistoren (On. Q12) overskrider en forutbestemt terskel, og en andre krets (C2, R13-<R>18« ull) for tilveiebrin-gelse for styrekretsen (14) et signal for å deaktivere brytertransistoren (On, Q12)'karakterisert ved at den andre kretsen er anordnet for å generere signalene, for å deaktivere brytertransistoren (Qn, Q12) ved en i det vesentlige konstant frekvens uavhengig av overstrøm-tilstanden.

2. Strømforsyning ifølge krav 1, karakterisert ved at anordningen for å generere signalene ved en i det vesentlige konstant frekvens innbefatter en relaksasjonsoscillator (C2, Ri6><R>is) °£ en hysteresekomparator (R13, <R>14»<R>15»<R>16»<R>17«<R>18»<u>ll)-

3. Strømforsyning ifølge krav 1 eller 2, karakterisert ved at den første kretsen (Ri2» Rl» Ci» ) er anordnet for å generere en strøm alltid når strømmen gjennom brytertransistoren overskrider en første forutbestemt terskel og en kondensatorinnretning (C2; ^^01' ^102^ er anordnet for å motta strøm generert av den første kretsen (Ri2> R21> Rl» cl> Oli» idet overstrømbegrensningskretsen (10) videre innbefatter en referanseforspenningsbane (Ri6, R18; Rio2* <R>1Q3) for kondensatorinnretningen og en hysteresekomparator ^11' u12^ som m°ttar spenningen på kondensatorinnretningene (C2; ^ ioi' ^102^ °^ frembringer et utgangssignal som autori-serer aktivering av brytertransistoren (Q^; Q12) nar spenningen på kondensatorinnretningen er Ja<y>ere enn en andre terskel (LT) og deaktivering av brytertransistoren (Q^; Qj.2) alltid når spenningen på kondensatorinnretningen (C2; c^oi' C10g) overskrider en tredje terskel (UT) høyere enn den andre terskelen (LT) inntil spenningen på kondensatorinnretningen C2; cioi' ^102^ a<y>tar under den andre terskelen (LT), idet kondensatorinnretningen (<C>2, ^ iqi' ^ ±02^' ^en parallelle utladningsbanen (Rié>, Ris! <R>i02' R103^ °^ hysteresekompara-toren (U^; U^) frembringer et utgangssignal i tilfelle av overstrøm ved en i det vesentlige konstant frekvens uavhengig av overstrømstilstanden.